Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Апериодический усилитель напряжения низкой частоты



из “Краткий справочник машиностроителя ”

Схемы апериодических усилителей низкой частоты показаны на фиг. 1. [c.156]
Все полученные значения округляют до ближайшего стандартного номинала. [c.157]
ИЗ этих схем различны. Схему с ОЭ, имеющую наибольшее усиление по мощности и средние значения величин входного и выходного сопротивлений, применяют в усилителях чаще других. [c.158]
В практической схеме (см. фиг. 1, б) можно использовать транзисторы П13, П14, П15, П16 и им подобные в случае применения транзисторов п-р-п следует сменить полярность источников питания и электролитических конденсаторов на обратную. [c.158]
Пределы типовых значений сопротивлений и емкостей указаны на схеме. Коэффициент усиления каскада, зависящий от коэффициента усиления транзистора по току Р, а также от величины сопротивления / ,.
и входного сопротивления следующего каскада равен 20—30 (при Р = 25 и входном сопротивлении следующего каскада 1 ком). Температурная стабилизация режима осуществляется фиксацией напряжения на базе с помощью делителя и отрицательной обратной связью по постоянному току в цепи эмиттер — база за счет падения напряжения на сопротивлении Яд. [c.158]
Напряжение источника питания выбирают обычно в пределах 4,5—9 в. [c.158]
Введение в усилитель отрицательной обратной связи выравнивает его частотную характеристику и уменьшает все виды искажений в охваченных ею каскадах. [c.158]
Чтобы обеспечить устойчивость работы усилителя, не следует охватывать отрицательной обратной связью более двух-трех каскадов, при этом А для двух каскадов не должен быть больше 3—5, а для трех каскадов не больше 2. [c.158]
Отрицательная обратная связь по току имеется в любом каскаде усилителя, где емкость С , шунтирующая сопротивление автоматического смещения отсутствует или не полностью снимает на себя переменную составляющую катодного тока.
Тогда в цепи сетки появляется противофазное входному сигналу напряжение, пропорциональное выходному току. [c.158]

Вернуться к основной статье

Цепи с обратной связью. Нелинейные цепи. Усилительные устройства. Автоколебательные системы (12-15 главы учебника “Радиотехнические цепи и сигналы” под ред. К.Е.Румянцева), страница 20

              Для усиления импульсных сигналов усилительные элементы работают в режиме D. В этом режиме исходная рабочая точка вы­бирается вблизи области отсечки (точка D1 на рис. 14.8, б) либо насыщения транзистора (точка D2на рис. 14.8, б). Такое использо­вание транзистора позволяет увеличить КПД усилительного кас­када до 90 % и более. Достигается это за счет того, что при усиле­нии импульсного сигнала рабочая точка перемещается по нагру­зочной линии от точки D

1 к точке D2или наоборот. При нахожде­нии рабочей точки в положении D2на транзисторе падает малое напряжение uкэ, а в рабочей точке D1 через транзистор протекает малый ток iк. В обоих случаях на коллекторе транзистора рассеива­ется малая мощность Р = uкэiк.

              

               

Рис. 14.10. Варианты включения БТ  с общими базой (а), эмиттером (б) и коллектором (в) и ПТ с общими затвором (г), истоком (д) и стоком (e)

                 При построении каскадов УУ используют три основных вари­анта включения транзисторов (рис. 14.10):

              с общей базой (ОБ) для БТ и общим затвором (ОЗ) для ПТ;

              с общим эмиттером (ОЭ) для БТ и общим истоком (ОИ) для ПТ;

              с общим коллектором (ОК) для БТ и общим стоком (ОС) для ПТ.

             Каждый из вариантов включения транзисторов имеет свои осо­бенности при усилении сигналов. Например, при включении тран­зисторов по схеме с ОБ (ОЗ) обеспечивается усиление только напряжения, а коэффициент усиления тока близок к единице (повторитель тока), при включении транзистора по схеме с ОК (ОС) обеспечивается усиление тока и мощности, а коэффициент усиления напряжения близок к единице (повторитель напряже­ния). Только включение транзистора по схеме с ОЭ (ОИ) позво­ляет усиливать напряжение, ток и мощность.

14.4. Апериодический усилитель

              Под апериодическим усилителем понимается устройство, в ко­тором в качестве нагрузки усилительного элемента используется резистор. Как правило, они имеют широкую полосу усиливаемых частот. На рис. 14.11 показана схема апериодического усилителя и его эквивалентная схема.

              Однокаскадный апериодический усилитель (см. рис. 14.11, а) включает биполярный транзистор VTрезистор нагрузки Rk. Цепи смещения, определяющие положение исходной рабочей точки, представлены источником напряжения смещения Uсм. К выходным зажимам усилителя подключена паразитная емкость нагрузки Сн.

              Работу апериодического усилителя рассмотрим в диапазоне частот, верхняя частота которого меньше граничной f<fгр. В этом случае можно рассматривать только действительные части h11, h21 и h22 H-параметров, а также принять h12 = 0. Для этого усилителя, представленного в виде четырехполюсника, коэффициент усиле­ния напряжения описывается выражением

где YH= (1/Rk) +jωCH — комплексная проводимость нагрузки уси­лителя. Знак минус в формуле говорит о том, что усилитель ин­вертирующий, т.е. выходное напряжение по фазе на 180° сдвину­то относительно входного напряжения.

              В приведенном выражении величина h11 определяется отношени­ем амплитуд сигнальных составляющих входного напряжения к входному току, в связи с чем параметр h11 представляет собой вход­ное сопротивление Rвхчетырехполюсника. Параметр h21 является безразмерной величиной и характеризует способность транзистора усиливать ток базы. В связи с этим отношение h21/h11 = h21/ Rвхимеет размерность А/В и называется крутизной транзистора Sв окрест­ности исходной рабочей точки. С учетом этого эквивалентную схе­му апериодического усилителя можно свести к виду, представ­ленному на рис.

14.11, б, а расчет коэффициента усиления напря­жения провести по формуле

K()=Uвых()/Uвх()= –S/(h22+(1/Rk)+ jωCн)=S/((h22+Gн)(1+ jωτн),

где Gн = l/Rк— активная составляющая проводимости нагрузки;  τн = Сн/(h22+ Gн) — постоянная времени выходной цепи усилителя.

а                                                                б

Рис. 14.11. Схема апериодического усилителя

(а) и его

эквивалентная схема (б)

                В этом выражении величина S/((h22+Gн)=K0 представляет со­бой максимальный коэффициент усиления напряжения на нуле­вой частоте входного сигнала. Параметр h22, как правило, отвеча­ет условию h22 « GH, поэтому его можно не учитывать. Тогда

        K(jω)= -SRk/(1+jωτн)= -K0/(1+jωτн) = (K0 / √(1+(ωτн)2)) exp[-jarctg(ωτн)].     (14.4)

              Разделив правую и левую части выражения на K0, получим зна­чение нормированного коэффициента усилителя напряжения кас­када усилителя:

                             K(jω)= 1/(1+jωτ

н)= (1/ √(1+(ωτн)2)) exp[-jarctg(ωτн)].                   (14.5)

где Kн(ω)= 1/ √(1+(ωτн)2)— АЧХ, а φ(ω) = arctg(ωτн) — ФЧХ уси­лителя.

               В соответствии с формулой (14.5) отметим следующее:

               максимальный коэффициент передачи апериодического уси­лителя достигается на нулевой частоте входного сигнала;

               ширина полосы пропускания Δω = 1/τн на уровне 0,707 (-3 дБ) определяется постоянной времени выходной цепи τн усилителя;

               для расширения полосы пропускания усилителя необходимо стремиться к уменьшению постоянной времени τн выходной цепи. Этого можно достичь путем снижения сопротивления Rkв кол­лекторной цепи транзистора или паразитных емкостей С

н, приве­денных к выходной цепи.

              Один каскад апериодического усилителя, как правило, не по­зволяет получить требуемого усиления, в связи с чем усилитель строят по многокаскадной схеме, в которой каскады включены последовательно. В этом случае комплексное выходное напряжение первого каскада определяется выражением Uвых1(jω) = K1(jω) Uвх1(jω), где K1(jω)— комплексный коэффициент передачи, a Uвх1(jω) — комплексное входное напряжение первого каскада.

              Напряжение Uвх1(jω) является входным Uвх2 для второго каска­да, комплексное выходное напряжение которого имеет вид

              Дальнейшее увеличение числа каскадов в усилителе приведет к тому, что общий коэффициент передачи усилителя из nкаскадов будет равен произведению коэффициентов передачи отдель­ных каскадов:

апериодический усилитель – это.

.. Что такое апериодический усилитель?
апериодический усилитель

1) Engineering: aperiodic amplifier, untuned amplifier

2) Telecommunications: aperiodical amplifier

3) Electrical engineering: nonselective amplifier

Универсальный русско-английский словарь. Академик.ру. 2011.

  • апериодический сигнал
  • апериодический фильтр

Смотреть что такое “апериодический усилитель” в других словарях:

  • апериодический усилитель — — [Я.Н.Лугинский, М.С.Фези Жилинская, Ю.С.Кабиров. Англо русский словарь по электротехнике и электроэнергетике, Москва] Тематики электротехника, основные понятия EN aperiodic amplifiernonselective amplifieruntuned amplifier …   Справочник технического переводчика

  • апериодический усилитель — aperiodinis stiprintuvas statusas T sritis fizika atitikmenys: angl. aperiodic amplifier vok. aperiodischer Verstärker, m rus. апериодический усилитель, m pranc. amplificateur apériodique, m …   Fizikos terminų žodynas

  • Усилитель (электроника) — Электронный усилитель  усилитель электрических сигналов, в усилительных элементах которого используется явление электрической проводимости в газах, вакууме и полупроводниках. Электронный усилитель может представлять собой как самостоятельное… …   Википедия

  • Усилитель электрических колебаний —         устройство, предназначенное для усиления электрических (электромагнитных) колебаний в системах многоканальной связи, радиоприёмной, радиопередающей, измерительной и др. аппаратуре. Такое усиление представляет собой процесс управления… …   Большая советская энциклопедия

  • Электронный усилитель — Электронный усилитель  усилитель электрических сигналов, в усилительных элементах которого используется явление электрической проводимости в газах, вакууме и полупроводниках. Электронный усилитель может представлять собой как самостоятельное …   Википедия

  • Вега-312 — Эту статью следует викифицировать. Пожалуйста, оформите её согласно правилам оформления статей. Радиола Вега 312 …   Википедия

  • amplificateur apériodique — aperiodinis stiprintuvas statusas T sritis fizika atitikmenys: angl. aperiodic amplifier vok. aperiodischer Verstärker, m rus. апериодический усилитель, m pranc. amplificateur apériodique, m …   Fizikos terminų žodynas

  • aperiodic amplifier — aperiodinis stiprintuvas statusas T sritis fizika atitikmenys: angl. aperiodic amplifier vok. aperiodischer Verstärker, m rus. апериодический усилитель, m pranc. amplificateur apériodique, m …   Fizikos terminų žodynas

  • aperiodinis stiprintuvas — statusas T sritis fizika atitikmenys: angl. aperiodic amplifier vok. aperiodischer Verstärker, m rus. апериодический усилитель, m pranc. amplificateur apériodique, m …   Fizikos terminų žodynas

  • aperiodischer Verstärker — aperiodinis stiprintuvas statusas T sritis fizika atitikmenys: angl. aperiodic amplifier vok. aperiodischer Verstärker, m rus. апериодический усилитель, m pranc. amplificateur apériodique, m …   Fizikos terminų žodynas

Широкополосный апериодический усилитель вч

Высокочастотные усилители мощности строят по схеме, содержащей каскады усиления, фильтр и цепи автоматики. Усилители характеризуются номинальной выходной и минимальной входной мощностями, диапазо­ном рабочих частот, КПД, чувствительностью к измене­нию нагрузки, уровнем нежелательных колебаний, устой­чивостью и надежностью работы, массой, габаритами, стоимостью.

Получаемые в настоящее время максимальные зна­чения выходной мощности на частотах до 100 МГц со­ставляют несколько десятков киловатт. При существен­но меньшей мощности, отдаваемой отдельными транзи­сторами (не более 200 Вт), эти значения достигаются специальными устройствами сложения сигналов, среди которых наиболее распространены делители и суммато­ры мощности . Существует множество разновидно­стей этих устройств . По величине фазово­го сдвига их делят на синфазные (с фазовым сдвигом суммируемых сигналов ф=0), противофазные (ф = я), квадратурные (ф = п/2) и др.; по виду исполнения – с распределенными и сосредоточенными элементами; по способу соединения с нагрузкой – на последователь­ные и параллельные и т. д.

Одним из основных требований, предъявляемых к устройствам сложения сигналов, является обеспечение наименьшего взаимного влияния отдельных модулей, мощности которых суммируются (так называемая раз­вязка модулей). Посмотрим, как выполняется это требование в простом синфазном сумматоре на транс­форматорах. Схема такого сумматора на трансформа­торах Т4 Т6 вместе с делителем (на трансформато­рах Т1 ТЗ) и суммируемыми каскадами (на транзи­сторах VT 1 и VT 2) без цепей смещения и питания показана на рис. 5.4. Трансформаторы Т4 Т6 имеют коэффициенты трансформации соответственно 1,1 и 1/V2 (здесь r н – сопротивление нагрузки, R Б – бал­ластный резистор, сопротивление которого равно 2г н). При нормальных условиях работы, когда напряжения на коллекторах синфазны и их амплитуды равны, ток в балластном резисторе отсутствует. Трансформатор Т6 приводит к двум последовательно соединенным об­моткам трансформаторов Т4 и Т5 сопротивление 2r н, так что на коллекторе каждого транзистора сопротив­ление нагрузки составляет r н. Представим теперь, что коллектор транзистора VT 2 оказался замкнутым с его эмиттером. В таком случае вторичная обмотка транс­форматора Т5 представляет собой крайне малое сопротивление для ВЧ сигнала, так что сопротивление 2r н, приведенное к первичной обмотке трансформатора Т6, полностью приводится ко вторичной обмотке трансфор­матора Т4, а следовательно, и к коллектору транзисто­ра VT 1. Но параллельно VT 1 при этом оказывается подключен балластный резистор такого же сопротивле­ния, т. е. несмотря на изменение режима работы, во втором каскаде условия работы первого каскада не изменились – он по-прежнему работает на нагрузочное сопротивление r н. Но, поскольку половина его мощно­сти теперь поступает в балластный резистор, в нагруз­ке остается только половинная мощность одного каска­да, что в 4 раза меньше мощности, отдаваемой усили­телем в нагрузку до изменения нормальных условий работы. Чем большее число каскадов используется для получения выходной мощности, тем меньше сказывает­ся изменение условий работы в том или другом каскаде на общей мощности в нагрузке. Например, в усилите­ле с выходной мощностью 4,5 кВт, получаемой в ре­зультате суммирования мощностей 32 транзисторных каскадов, при отказе одного каскада выходная мощ­ность снижалась всего лишь до 4,3 кВт. Таким образом, очень малое взаимное влияние каскадов в устрой­стве сложения мощностей позволяет, максимально используя усилительные свойства каждого транзистора, обеспечить высокую надежность его работы, а следовательно, безотказную работу усилителя мощности в целом.

Рис. 5.4. Схема усилителя со сло­жением мощности на трансформато­рах

Суммирующее устройство выбирается исходя из ха-рактера и условий работы усилителя, поскольку при решении главной задачи – сложения сигналов – можно, используя те или иные особенности конкретного вида сумматора, улучшить другие характеристики уси­лителя, например ослабить некоторые виды нежела­тельных колебаний или уменьшить чувствительность к рассогласованию нагрузки.

Удовлетворительная развязка модулей, а также ма­лый уровень нежелательных колебаний третьего по­рядка, низкая чувствительность к изменению нагрузки и слабое влияние суммируемых каскадов на предвари­тельный усилитель получаются при использовании квадратурных сумматоров мощности. Противофазные сумматоры при удовлетворительной развязке подавля­ют нежелательные колебания второго порядка. Чередо­вание квадратурных и противофазных устройств сло­жения, например, когда два модуля складываются противофазно, а объединенные таким образом пары мо­дулей – квадратурно, в значительной степени сочетает достоинства обоих видов суммирующих устройств. По этим причинам квадратурные и противофазные сумма­торы и делители мощности, выполненные, например, на длинных коаксиальных или полосковых линиях, трансформаторах, получили широкое распространение в усилителях с выходной мощностью от 10 Вт и выше.

Следующий параметр усилителя – минимальная входная мощность – определяется допустимым уров­нем шума и устойчивостью работы и в этой связи за­висит от схемы, режима работы и конструкции усили-теля. Влияние шума на чувствительность усилителя объ­ясняется следующим. Известно, что приводимая к входу усилителя мощность шума определяется по формуле Р ш = = 4kTF ш Дf , где k – постоянная Больцмана; Т – абсолютная температура; F m – коэффициент шума;

Af – ширина полосы частот, в которой определяется

Р ш. Но при заданном отношении сигнал/шум К ш на выходе усилителя мощность входного сигнала Р с не должна быть меньше, чем Р Ш К Ш . Отсюда следует, что минимально допустимое значение входного сигнала, характеризующее таким образом чувствительность уси­лителя, определяется как Р С тш=4kTF щ K ш Дf. При за­данных К ш и Af все входящие в это выражение вели­чины известны, за исключением F JI . С помощью обще­известных соотношений нетрудно показать, что в не­линейном усилителе, каким в общем случае является усилитель мощности, при достаточно большом коэффициенте усиления по мощности первого каскада

где F ш1 – коэффициент шума первого каскада; у т+1 – отношение коэффициентов усиления мощности шума к коэффициенту усиления мощности сигнала в (m+1)-м каскаде усилителя, содержащего п каскадов. В зави­симости от режима работы каскада это отношение оп­ределяется по формуле

входящие в эту формулу коэффициенты находятся по таблицам . Например, для четырехкаскадного уси­лителя мощностью 50 Вт при F m 1 = 6, Y 2 =1,6, Yз=1,7, Y 4 =1,9 имеем F ш =31, что при K ш =120 дБ, Дf=20 кГц и 4kT = 1,62*10- 20 Вт/Гц дает Р Ш =1*10 -14 Вт и P cmin =10 МВт, т. е. при оговоренных условиях мини­мально допустимое значение входного сигнала характе­ризуется напряжением около 1 В на сопротивлении 75 Ом. Заметим, что указанное определение чувстви­тельности справедливо, если на входе усилителя дей­ствует сигнал, в котором мощность шума, по крайней мере, на порядок ниже, чем приведенная к входу мощ­ность собственного шума усилителя Р ш, так как иначе не будет получено приемлемое отношение сигнал/шум Kш. Если эта разница в величинах шума на входе не соблюдается, то для обеспечения требуемого значения K ш между источниками сигнала и усилителем должна быть установлена селективная цепь, приводящая к не­обходимому подавлению шума при заданной расстрой­ке от рабочей частоты.


Рис. 5.7. Схема усилителя с выходной мощностью 15 Вт для диапазона частот 2 – 30 МГц

Таблица 5.1

Параметр

Значение

Выходная мощность, Вт, не менее

Напряжение питания, В

Сопротивление нагрузки, Ом

Входное сопротивление (с КСВ

Входное напряжение, В, не менее

Уровень второй гармоники, дБ, не более

Уровень третьей гармоники, дБ, не более

Уровень комбинационных колебаний третьего порядка в пике огибающей двухтонового испытательного сигнала, дБ, не более

Уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка по отношению к величине, вызвавшей эти колебания помехи в цепи на­грузки, дБ, не более

Ток потребления при номинальной выходной мощности в режиме однотонового испытатель­ного сигнала, А, не более

Диапазон рабочих температур окружающей среды (при температуре корпуса транзисто­ров не более +110°С), град


Рис. 5.8. Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 2 – 30 МГц

Таблица 5.2

Обозначение

Число витков в первичной f и вторич­ной II обмотках, марка провода, вид намотки, особенности кшструкцин

Т1 {см. рис. 5.7)

2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, 1000НМ-ЗБ, К5ХЗХ XL,5

I – 3 витка проводом МПО-0,2; II – 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I обмотка расположена внутри II

Т2 (см. рис. 5.7)

2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, 1000НМ-ЗБ, К5ХЗХ X1, 5

I – 6 витков проводом МПО-0,2; II – 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I обмотка расположена внутри II

{см. рис. 5.7)

1 тороидальный сер­дечник, 400НН-4, К 12Х6Х4, 5

I, II – 6 витков из 12 скру­ченных проводов ПЭВ-0,14, разделенных на 2 группы по 6 проводов; III – 1 виток про­вода МГШВ-0,35 длиной 10см

{см. рис. 5.7)

1 тороидальный сер­дечник, 400НН-4, К20Х 12X6

I – 2 секции по 3,5 витка проводом МГТФЭ-0,14; II-5,5 витка проводом МГТФЭ-0,14

L 3, L 4 {см. рис. 5.7, рис. 5.8)

1 тороидальный сер­дечник, ЮООНМ-ЗБ, К 10X6X3

I – 5 витков провода ПЭВ-0,43

L 5

{см. рис. 5.8)

2 тороидальных сер­дечника, 400НН-4, К 12X6X4, 5

I – 8 витков провода ПЭВ-0,43

Т1 {см. рис. 5.8)

2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, ЮООНМ-ЗБ, К5Х

1 – 2 витка проводом МПО-0,2; II – 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I – обмотка расположе­на внутри II

Т2 {см. рис. 5.8)

2 столбика из 5 то­роидальных сердеч­ников каждый, ЮООНМ-ЗБ, К7Х Х4Х2

I – 2 витка по 2 провода МПО-0,2 с отводом от точки соединения конца 1 провода с началом 2; II – 1 виток труб­чатой конструкции с отводом от середины; I обмотка рас­положена внутри II

Окончание табл. 5.2

Обовначение

Конструкция сердечника трансформатора или дросселя, вид материала и типоразмер

Число витков в первичной I и втерич-ной II обмотках, марка провода, вид намотки, особенности конструкции

ТЗ (см. рис. 5.8)

1 тороидальный сер­дечник, 100НН-4, К 16X8X6

I – 6 витков из 16 скрученных проводов ПЭВ-0,31, разделен­ных на 2 группы по 8 прово–дов, с отводом от точки сое­динения конца 1 группы с на­чалом 2; II – 1 виток прово­да МГШВ-0,35 10 см

Т4 (см. рис. 5.8)

2 столбика из 7 то­роидальных сердеч­ников каждый, 400НН-4, К 16X8X6

I – 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; II – 2 витка из 10 прово­дов МПО-0,2, включенных па­раллельно; II обмотка распо­ложена внутри I

Ширина полосы частот при больших уровнях мощ­ности в значительной степени определяется межкаскад­ными согласующими цепями, в качестве которых ис­пользуются широкополосные трансформаторы специ­альной конструкции, а также цепями коррекции амплитудно-частотной характеристики и цепями обрат­ной связи. Так, на рис. 5.7 и 5.8 показаны схемы уси­лителей с выходной мощностью 15 и 80 Вт для радио­передатчиков мощностью 10 и 50 Вт, работающих в диапазоне 2 – 30 МГц. Их основные характеристики приведены в табл. 5.1, а данные используемых транс­форматоров и дросселей – в табл. 5.2. Особенности этих усилителей – относительно низкий уровень неже­лательных колебаний и сравнительно малая неравно­мерность амплитудно-частотной характеристики. Эти параметры, например, в усилителе на 80 Вт достига­ются применением частотно-зависимой отрицательной обратной связи в выходном каскаде (со вторичной об­мотки трансформатора ТЗ через резисторы R 11 и R 12 на базы транзисторов VT 3 и VT 4) и в предоконечном каскаде (с помощью резисторов R 4 R 7), а также корректирующими цепями C 2 R 2, C 3 R 3 и R 1 L 1 C 1.

Уменьшить неравномерность усиления в полосе ча­стот можно также, используя цепи коррекции на входе оконечного каскада (конденсатор С7 и индуктивности проводников АБ и ВГ, представляющих собой полоски фольги длиной 30 и шириной 4 мм) и на выходе уси­лителя (индуктивность трансформатора Т4 и конден­сатор С13). Широкополосные трансформаторы, приме­ненные в этих усилителях, способны обеспечить удов­летворительное согласование не только в диапазоне 2 – 30 МГц, но и на более высоких частотах. Однако на частотах выше 30 МГц лучшие характеристики полу­чаются с трансформаторами на полосковых линиях без ферритовых материалов. Такие трансформаторы, например, были использованы в усилителе с выходной мощностью 80 Вт в диапазоне 30 – 80 МГц (табл. 5.3), схема которого показана на рис. 5.9. Особенность это­го усилителя – применение одновременно биполярных и полевых транзисторов. Такое сочетание позволило улучшить шумовые характеристики по отношению к использованию только биполярных транзисторов, а в сравнении с применением только полевых приборов улучшить энергетические характеристики усилителя .

Таблица 5.3

Обозначение

Конструкция трансформатора

Т7, Т 6

Направленный ответвитель в виде микрополоско-вой линии длиной 720 мм и шириной 1,5 мм, вы­полненной на двустороннем фольгированном стеклотекстолите размером 75X20X0,5 мм и по­мещенной между двух стеклотекстолитовых пла­стин, каждая из которых фольгирована с внеш­ней стороны. Общие габариты 75X20X3,5 мм

Т2, ТЗ

6 витков скрутки из двух проводов ПЭВ-0,41 с шагом скрутки 3 витка на 1 см на тороидаль­ном сердечнике МРЮОФ-2-8 К7Х4ХЗ

Т4, Т5

6 витков скрутки из двух проводов ПЭВ2-0,41 с шагом скрутки 3 витка на 1 см на тороидаль­ном сердечнике МРЮОФ-2-8 К12Х7Х6

I обмотка из 1 витка печатного проводника ши­риной 5 мм и II обмотка из 2 витков печатного проводника шириной 2 мм, размещенные друг против друга с разных сторон пластины из двустороннего фольгированного стеклотекстолита размером 80X18X0,5 мм, заключенной между изолирующими стеклотекстолитовыми обкладками

Печатный проводник общей длиной 370 мм и шириной 10 мм на расстоянии 168 мм и шири­ной, плавно меняющейся от 10 до 3 мм, на рас­стоянии 168 – 370 мм, выполненный на стекло­текстолите ФТС – 1 – 35 – Б – 0,12. Первой обмот­кой является первая часть проводника длиной 168 мм; вторая обмотка начинается от середины первой и заканчивается концом проводника. Весь проводник намотан в виде спирали на диэлект­рическом каркасе


Рис. 5.9 Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 30—80 МГц

Важным параметром ВЧ усилителя является его КПД. Этот параметр зависит от назначения усилителя, условий его работы и, как следствие, от схемы пост­роения и используемых полупроводниковых приборов. Он составляет 40 – 90 % для усилителей сигнала с по­стоянной или коммутируемой амплитудой (например, при частотной и фазовой модуляции, частотной и амп­литудной телеграфии) и 30 – 60 % для линейных уси­лителей сигналов с амплитудной модуляцией. Более низкие из указанных значений объясняются использо­ванием энергетически невыгодных, но обеспечивающих линейное усиление недонапряженных режимов во всех каскадах, а также режима А в предварительных, а ча­сто и в предоконечном каскаде усилителя. Более высо­кие значения характерны для ключевого режима уси­ления сигналов с постоянной или коммутируемой амп­литудой (80 – 90 %) или для амплитудно-модулирован-ных сигналов (50 – 60 %) при использовании метода раздельного усиления составляющих сигнала . На­пример, КПД не ниже 80 % был получен в широкопо­лосном усилителе на 4,5 кВт с выходным каскадом на 32 транзисторах, построенном с учетом общих реко­мендаций для ключевого режима и при приня­тии мер по устранению сквозных токов . Однако, несмотря на очевидные энергетические преимущества ключевого режима работы, он еще сравнительно редко используется в ВЧ усилителях. Это объясняется рядом особенностей, к которым, например, относятся критич­ность к изменению нагрузки, высокий уровень нежелательных колебаний, большая вероятность превышения предельно допустимых напряжений транзистора и сложность регулировки при получении необходимых фазочастотных характеристик, стабильность которых должна обеспечиваться в условиях изменяющейся на­грузки, напряжения питания и температуры окружаю­щей среды. Кроме того, для реализации ключевого ре­жима на высоких частотах необходимы транзисторы с крайне малой длительностью переходных процессов при включении и выключении.

Перспективным направлением повышения энергети­ческих характеристик усилителей амплитудно-модули-рованного сигнала является квантование сигнала по уровню с раздельным усилением дискретных состав­ляющих и последующим их суммированием с учетом фазовых сдвигов .

В повышении эффективности работы усилителей важную роль играет качество согласования с нагрузкой с учетом возможности ее изменения. В настоящее вре­мя этот вопрос просто ив то же время наиболее ре­зультативно решается применением ферритовых венти­лей и циркуляторов. Однако так обстоит дело на срав­нительно высоких частотах, по крайней мере, выше 80 МГц. С понижением частоты эффективность исполь­зования ферритовых развязывающих устройств резко падает. В этой связи представляют интерес изучение и последующее промышленное освоение обладающих свойствами циркуляторов полупроводниковых невзаим­ных устройств , принципиально допускающих рабо­ту и на низких частотах. Если применение вентилей или циркуляторов невозможно, удовлетворительные ре­зультаты получаются при сочетании обычных согла­сующих устройств с автоматическим управлением ре­жимом работы усилителя. Так, увеличивая напряже­ние питания с ростом сопротивления нагрузки (при неизменном или слегка уменьшенном возбуждении) и снижая его с уменьшением сопротивления нагрузки при увеличении возбуждения, можно получить не только постоянную выходную мощность, но и сохранить в ус­ловиях изменяющейся нагрузки то высокое значение КПД, которое было получено в номинальном режиме. Возможности такого способа стабилизации выходной мощности, однако, ограничены предельно допустимыми токами и напряжениями используемого транзистора, а также техническими возможностями согласования ма­лых сопротивлений. По этим причинам реализуемая в настоящее время область нагрузочных сопротивлений, в которой таким путем еще можно добиться сравни­тельно стабильной выходной мощности, ограничена, как показали испытания усилителя с выходной мощ­ностью 4,5 кВт, значением КСВН, не превышающим 3.

Эффект малой чувствительности к рассогласованию нагрузки можно получить и при построении усилителя по схеме сложения мощностей с использованием квад­ратурных сумматоров и делителей мощности . При соответствующем напряжении возбуждения такого уси­лителя можно добиться, несмотря на изменение режи­ма работы каждого из суммируемых каскадов, незна­чительного изменения общего тока потребления и сум­марной выходной мощности. При испытаниях таких усилителей было отмечено, что изменение выходной мощности при рассогласовании нагрузки получается таким же, как и в линейных цепях, т. е. описывается выражением, близким к Р/Р н =4р/(1+р) 2 , где Р н и Р – мощности в номинальной и рассогласованной на­грузке, ар – КСВН, характеризующий степень рассо­гласования. Такое изменение в среднем, как показали сравнительные испытания, примерно вдвое меньше, чем у усилителя, построенного, например, по двухтакт­ной схеме.

Существуют и другие способы уменьшения чувст­вительности усилителя к рассогласованию нагрузки, однако все они в той или иной степени уступают рас­смотренным.

К числу основных параметров усилителя в послед­нее время стали относить уровень нежелательных ко­лебаний, возникающих в процессе усиления полезного сигнала. Такие колебания появляются в усилителе мощности вследствие нелинейных процессов под влия­нием полезного сигнала f и помех, поступающих из тракта формирования сигнала (f ф), источника пита­ния (f п) и антенны радиопередатчика (f а). Посторон­ние колебания (помехи) из тракта формирования сиг­нала приводят к нежелательным излучениям радиопере­дающего устройства не только на частотах этих коле­баний fф, но и на частотах, образующихся под их влия­нием комбинационных колебаний mf ± nf ф . Уровень та­ких излучений определяется относительным уровнем нежелательных колебаний на выходе тракта формиро­вания, его изменением (преобразованием) в усилителе мощности, а также фильтрующими и излучающими свойствами следующих за усилителем узлов радиопе­редающего устройства. Изменение отношения помеха/ сигнал в усилителе (K у) определяется схемой вклю­чения транзистора, режимом работы каскадов, значе­нием и частотой полезного сигнала и помехи.

Наибольшее изменение отношения помеха/сигнал наблюдается в усилителе с ОЭ, а также при малом вы­ходном сопротивлении источника сигнала r г в усили­теле с ОБ и при малом сопротивлении нагрузки r н в усилителе с ОК. С увеличением r г в усилителе с ОБ и r н в усилителе с О”К K у ->1. При работе усилителя в режимах А и В с любым включением транзистора относительный уровень помехи не изменяется; смеще­ние режима работы в сторону режима С приводит к росту, а в сторону режима АВ, наоборот, к уменьше­нию относительного уровня помехи; при этом рост бо­лее заметен, чем уменьшение. Повышение напряжен­ности режима уменьшает относительный уровень поме­хи. Чем больше значение полезного сигнала, тем при одном и том же режиме работы больше изменяется от­ношение помеха/сигнал. С ростом частоты сигнала и помехи изменение отношения помеха/сигнал уменьша­ется.

Возникающие под действием помехи комбинацион­ные колебания особенно опасны при работе усилителя в режиме С, где их уровень на выходе усилителя со­измерим с уровнем помехи. С изменением режима ра­боты от С к А уровень комбинационных колебаний вто­рого порядка (f±fф) монотонно убывает, а третьего (2f±fф) проходит через 0 в режиме В и по достиже­нии минимума в области отрицательных значений, сви­детельствующей об изменении фазы колебаний на про­тивоположную, при приближении к режиму А стремит­ся к 0.

При прочих равных условиях наибольшим подавле­нием комбинационных колебаний отличается усилитель с ОК, а затем усилители с ОБ и ОЭ. В многокаскад­ном усилителе, в отличие от однокаскадного, помехой для каждого следующего каскада, начиная со второго, являются не только усиленные нежелательные колеба­ния тракта формирования, но и комбинационные, а также гармонические колебания предыдущих каскадов. Осо­бенно велико влияние второй гармоники; она увеличивает уровни комбинационных колебаний второго и третьего порядков и уменьшает отношения помеха/сигнал. Это в основном проявляется в режиме С и фактически отсут­ствует в А. Под ее действием линейный режим работы (K у =1) смещается из режима В в С. Эти изменения прямо противоположны, если фазу второй гармоники как-то искусственно изменить на л.

Малый уровень комбинационных колебаний, незна­чительное ухудшение отношения помеха/сигнал и одно­временно приемлемые энергетические характеристики характерны для усилителя, предварительные каскады которого работают в режимах А – В, а выходной – в В – С. При включении транзисторов по схеме ОК ре­жимы В – С можно использовать и в предварительных каскадах, но в выходном каскаде включение по схеме ОК неприемлемо из-за высокой восприимчивости уси­лителя к сигналам посторонних радиопередатчиков. Наилучшим для выходного каскада является включе­ние прибора по схеме ОБ или ОЭ. При этом ухудшение отношения помеха/сигнал в усилителе при малом уровне комбинационных колебаний может составить максимум 3 дБ. Но при неграмотном проектировании усилителя это значение может возрасти до 20 дБ, а наибольший уровень нежелательных колебаний будет не только на частоте по­мехи, но и на частотах, обусловленных этой помехой ком­бинационных колебаний.

При расстройке по частоте между полезным сигна­лом и помехой наиболее эффективно подавляются по­мехи в усилителях с фильтрами. Подавление реализу­ется как при электронно-коммутируемых фильтрах, так и путем построения усилителя на основе мощного авто­генератора, управляемого с помощью системы фазовой автоподстройки частоты. В последнем случае удается получать ослабления нежелательных составляющих – до 70 – 80 дБ, начиная уже с 5-процентной отстройки их час­тоты от частоты полезного сигнала .

Существующие в настоящее время транзисторы в недонапряженном режиме работы каскада позволяют получить уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка – (15 – 30) дБ по отношению к вы­звавшей их помехе при включении по схеме ОЭ, при­мерно на 15 дБ меньше при включении по схеме ОБ и, наоборот, на 15 дБ больше при включении по схеме ОК . Дополнительное подавление около 15 – 20 дБ мож­но получить, используя квадратурное суммирование сигналов модулей в выходном каскаде и еще, как минимум, 15 дБ, применяя на выходе усилителя ферри-товый вентиль или циркулятор .

Наибольший уровень нежелательных колебаний на­блюдается на гармониках полезного сигнала. В одно-каскадном усилителе без принятия каких-либо мер по их подавлению этот уровень для второй и третьей гар­моник составляет обычно – (15 – 20) дБ. Включением каскадов по схеме сложения мощностей с применением квадратурных и противофазных сумматоров и делите­лей его удается снизить до – (30 – 40) дБ. Если за уси­лителем устанавливается блок фильтров, то этот уро­вень уменьшается еще на величину затухания соответ­ствующего фильтра в полосе задержания.

С помощью фильтров можно добиться высокого уровня подавления гармонических составляющих. Од­нако следует подчеркнуть, что ослабить гармоник;! до уровня ниже – 120 дБ можно только при очень тща­тельном экранировании ВЧ каскадов и устранении в тракте после усилителя мощности различных кон­тактных соединений, в том числе и ВЧ разъемов, в ко­торых могут образоваться гармонические колебания с тем же уровнем.

Как видно, существующие технические решения обеспечивают высокое подавление нежелательных ко­лебаний. Однако в ряде случаев оно все же оказыва­ется недостаточным для нормальной работы аппарату­ры. Так, при сближении расположенных на подвижных средствах приемопередатчиков или при работе в соста­ве радиокомплексов, где самая разнообразная аппара­тура сосредоточена и должна функционировать в усло­виях крайне ограниченного пространства, радиоприемники нередко не могут работать со своими корреспон­дентами, как только включается расположенный побли­зости радиопередатчик другой линии связи. Такая си­туация возникает вследствие воздействия на приемни­ки некоторых нежелательных излучений радиопередат­чика. К ним в первую очередь относятся шумы. Не­смотря на малый уровень, именно они пролетавляют

наибольшую опасность в указанных условиях, так как, обладая непрерывным спектром и слабо меняющейся с расстройкой спектральной плотностью, могут, если не принять необходимых мер, практически полностью парализовать работу расположенных рядом приемни­ков .

Большую опасность в рассматриваемой ситуации представляют помехи из тракта формирования сигнала передатчика и образованные ими в усилителе мощно­сти комбинационные колебания, которые, как и шумы, занимают обширную область частот и не поддаются существенной минимизации при построении усилителя по рассмотренному ранее принципу прямого покаскад­ного усиления мощности.

Широкополосные высокочастотные усилители

В большинстве случаев радиолюбительского конструирования при проектировании высокочастотных устройств следует отдавать предпочтение монолитным интегральным схемам. Однако когда необходимо обеспечить высокую чувствительность и широкий динамический диапазон, могут оказаться полезны приведенные ниже схемы усилителей с реактивной ООС.

Усилитель на рис. 2.1-1 предназначен для применения во входных каскадах УВЧ и УПЧ. Он имеет широкий динамический диапазон и линейную АЧХ в широком диапазоне частот. При некотором изменении индуктивностей и емкостей усилитель применим в диапазоне от 1 до 300 МГц.

Схема на рис. 2.1-2 идентична схеме рис. 2.1-1 за исключением того, что в данном случае усилитель может непосредственно подключаться к симметричной нагрузке. Если требуется отличный от указанного на схеме выходной импеданс, то изменяют количество витков в обмотках (1-2) и (1″-2″) высокочастотного трансформатора Тр1 (зависимость здесь квадратичная, например, при количестве витков в этих обмотках 5(1-2)+5(1″-2″) получим выходной импеданс 50 Ом. а при 20(1-2)+20(1″-2″) 800 Ом).

Усилитель на рис. 2.1-3 предназначен для применения в каскадах, которые требуют высокого входного импеданса. Он также обеспечивает широкий динамический диапазон и линейную АЧХ. Входное сопротивление усилителя более 1 кОм. При необходимости уменьшить это значение, дроссель L1 заменяют резистором соответствующего номинала или изменяют его индуктивность так, чтобы реактивное сопротивление на рабочей частоте равнялось требуемому входному сопротивлению.

Во всех описываемых усилителях применяются широкополосные трансформаторы идентичной конструкции. Обратите внимание на то. что используемый ферритовый сердечник должен быть рассчитан на применение в рабочем диапазоне частот усилителя.



Количество витков в трансформаторах определяется как типом (размером и магнитной проницаемостью) сердечника, так и диапазоном частот, в котором предполагается применение усилителя.



Указанные соотношения справедливы и для трансформаторов, применяемых в приведенных ниже схемах смесителей. Расположение и плотность намотки подбирают для достижения наилучших параметров цепей.

На рис. 2.1-4, для примера, приведена схема универсального генератора с применением усилителя по схеме 2.1-3 Такой генератор может применяться в радиостанциях, в качестве гетеродина в приемных устройствах или для измерительных целей.


Изображение:

Изображение:

Изображение:

Изображение:

Изображение:

Смесители

Смесители на рис. 2.1-5 и рис. 2.1-6 работают на частотах 1-300 МГц (формулы расчета индуктивностей см. выше). Обе схемы вносят затухание 5…6,5 дБ, обеспечивают широкую полосу пропускания и применимы в самых разнообразных конструкциях.


Изображение:

Схемы усиления и обработки сигналов низкой и средней частоты.

Малошумящий предварительный усилитель с низким входным сопротивлением



Усилитель на рис. 2.2-1 имеет входное сопротивление 5Ом, полученное благодаря применению ПОС и ООС в определенных соотношениях. Часть эммитерного сигнала транзистора VT2, поступающего на базу VT1, создает ООС, а коллекторный сигнал VT3 – ПОС. Благодаря низкому входному сопротивлению значительно улучшены шумовые характеристики усилителя. Спектральная плотность собственных шумов при разомкнутом входе составляет 2*10(-4) мкВ/Гц. Коэффициент усиления равен 40. Полоса пропускания определяется емкостью С1.

Изображение:

Малошумящий предварительный усилитель с высоким входным сопротивлением

На входе усилителя на рис. 2.2-2 применен полевой транзистор в схеме с ОИ. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме с ОЭ. В усилителе две петли ООС. С коллектора транзистора VT2 через цепочку R6, СЗ сигнал обратной связи подается в исток полевого транзистора, а с истока через конденсатор С2 и резистор R3 на затвор VT1. Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков мегаом и снизить входную емкость.

Коэффициент усиления может быть установлен от 1 до 100, при этом изменяется также полоса пропускания. Для коэффициента усилиния равного 4 полоса пропускания лежит в пределах 100Гц-40 МГц. Входное сопротивление 30 МОм, максимальное выходное напряжение 1,5 В.



Изображение:

Микрофонный усилитель

На рис. 2.2-3 приведена схема микрофонного усилителя, встраиваемого в держатель микрофона и питаемого через двужильный кабель. Схема работает с динамическими микрофонами и характеризуется хорошей помехозащищенностью. Выходной сигнал снимается с резистора R4. Смещение в базу транзистора VT1 и температурная стабилизация усилителя обеспечиваются делителем R2 и R3. Резистор R1 является нагрузкой первого каскада и осуществляет ООС во втором каскаде. Обратная связь снижает нелинейные искажения и обеспечивает выходное сопротивление 600 Ом. Полоса пропускания 16-12500 Гц. Коэффициент усиления 200.



Изображение:

Микрофонным усилитель с коррекцией, совмещенный со схемой подавления шумов для радиостанций и переговорных устройств

Схема на рис. 2.2-4 построена на основе микросхемы КР1401УД2, которая содержит в своем составе четыре идентичных ОУ. Первая часть схемы (элементы DA1.1. DA 1.2) выполняет

функцию микрофонного усилителя с последующей коррекцией АЧХ, динамическим изменением коэффициента усиления в зависимости от уровня сигнала и ограничением амплитуды выходного сигнала (что необходимо, например, для ограничения глубины модуляции в радиостанциях). Вторая часть схемы (DA1.3, DA1.4)


осуществляет подавление шумов в НЧ сигнале, что необходимо для предотвращения воспроизведения постоянного звукового фона в радиостанциях, переговорных устройствах и т.п.

Уровень срабатывания системы шумоподавления регулируется резистором R13, громкость выходного сигнала НЧ – резистором R 17. Подстроечники R3, R5 устанавливают в положение наилучшей слышимости полезного сигнала при наибольшем ослаблении шумов при отключенном ШП. Конденсатор С16 подбирают для обеспечения требуемой полосы пропускания микрофонного усилителя. Номинал резистора R24 зависит от конструкции звукоприемника и типа применяемого микрофона. Также можно сказать и про резистор R22, который регулирует коэффициент усиления каскада на ОУ DA1.2.

Изображение:

Устройство подавления импульсных помех

На рис. 2.2-5 приведена принципиальная схема симметричного ограничителя, осуществляющего ограничение кратковременных импульсных помех. Полоса пропускания до 100 кГц. При частоте полезного сигнала 3 кГц, уровень импульсной помехи, превышающем уровень сигнала в 300-500 раз и длительности помехи 20-30 мкс, схема снижает уровень помехи на 30-40 дБ.



Изображение:

Последовательный смеситель сигналов

Смеситель на рис. 2.2-6 построен на двух полевых транзисторах. Первый транзистор является динамической нагрузкой второго. Гетеродинный сигнал, который подается на затвор VT2, модулируется преобразуемым сигналом, подводимым к затвору VT1. При небольших значениях входного сигнала выходной сигнал линейно зависит от входного. При входном сигнале более 1,2В появляются нелинейные искажения. Смеситель работает в звуковом диапазоне частот. На частотах свыше 500 кГц начинают сказываться межэлектродные емкости ПТ, которые уменьшают коэффициент передачи смесителя.



Изображение:

Элементы устройств автоматики.


Лямбда-диод




Изображение:

Изображение:

Изображение:

Усилитель для емкостных датчиков

На рис. 2.3-1 приведена схема предварительного усилителя для емкостных датчиков с низковольтным питанием. Потребляемый ток – 10 мА, входное сопротивление – 1 МОм, выходное сопротивление – 5 кОм. Напряжение отсечки VT1 должно быть меньше 1 В.


Кабельный усилитель для выносного датчика

Для передачи сигналов датчиков, удаленных от измерительных приборов, применяют усилители, выходной сигнал и напряжение питания в которых подаются по одному кабелю. 3 МОм, Свх=2,5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9-0,92. Шумы усилителя в полосе частот 5 Гц -300 кГц составляют 10 мкВ при замкнутом входе. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экранировка всего усилителя, особенно, входных цепей и датчика.

Лямбда-диод

Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости. При нулевом напряжении на затворе оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепь ООС пос-


ледовательно по отношению один к другому. Протекающий через транзистор VT1 ток создает на VT2 падение напряжения, закрывающее VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 меняется в зависимости от падения напряжения на VT1. Таким образом, с увеличением протекающего тока оба транзистора стремятся закрыться. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близким к нулю. Для транзистора КП103И напряжение отсечки равно 4 В, для транзистора КП3О3Д напряжение отсечки равно 8 В. 3 МОм, Свх=2,5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9-0,92. Шумы усилителя в полосе частот 5 Гц -300 кГц составляют 10 мкВ при замкнутом входе. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экранировка всего усилителя, особенно, входных цепей и датчика.

Лямбда-диод

Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости. При нулевом напряжении на затворе оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепь ООС пос-


ледовательно по отношению один к другому. Протекающий через транзистор VT1 ток создает на VT2 падение напряжения, закрывающее VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 меняется в зависимости от падения напряжения на VT1. Таким образом, с увеличением протекающего тока оба транзистора стремятся закрыться. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близким к нулю. Для транзистора КП103И напряжение отсечки равно 4 В, для транзистора КП3О3Д напряжение отсечки равно 8 В.



Преобразователи напряжения и тока.

Умножители напряжения

При разработке высоковольтных схем большое значение на простоту и качество работы устройства оказывает выбранная схема преобразования. Ниже приведено несколько схем умножителей напряжения для применения в самых разнообразных устройствах.

На рис. 2.4-1 представлены схемы удвоителей напряжения. Емкости во всех удвоителях выбирают одинаковыми. Рабочее напряжение конденсаторов должно с запасом перекрывать показанное на схемах. Соответствующим образом необходимо выбирать и диоды. Чем больше ток необходимый в нагрузке, тем большую емкость должны иметь конденсаторы. Естественно, что при повышении напряжения с помощью диодно-емкостных умножителей ток нагрузки пропорционально снижается.



Аналогичным образом, производится умножение в три и более раза.

Приводимые здесь схемы умножителей могут использоваться в преобразователях напряжение-напряжение. Для примера, приведена схема применения диодного умножителя на 2 (рис. 2.4-5).

Преобразователь (рис. 2.4-5) состоит из генератора, собранного на транзисторах VT1,VT2 и диодно-конденсаторного умножителя. Частота генератора определяется С 1 и резисторами Rl, R2. Выходной сигнал генератора проходит умножающую цепочку и заряжает конденсатор С5. Умножитель рассчитан на выходной ток до 10 мА. Для увеличения тока нагрузки необходимо поставить эмитгерный повторитель после генератора и увеличить емкости конденсаторов С2-С4.


Изображение:

Изображение:

Изображение:

Преобразователь “напряжение-ток”

В схеме преобразователя на рис. 2.4-6 коллекторный ток транзистора VT4 определяется выражением: Ikvt4=Uвх/R1. Этот ток вызывает падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер транзистора VT1. Так как VT1 и VT2 – одного типа, то напряжение на VT2 будет аналогичным, и, соответственно, протекающий через VT2, VT3 ток будет совпадать с током в VT4. Максимальный выходной ток определяется допустимой мощностью рассеивания транзистора VT3. Для токов выше 5 мА нелинейность преобразования составляет не более 1%. В качестве DA1 можно использовать любой ОУ серий К544. К574, включенный по типовой схеме.



Преобразователь “ток-напряжение”

Преобразователь на рис. 2.4-7 построен по принципу усиления напряжения, которое возникает при протекании тока через резистор R6. Схема обеспечивает Uвых = К*Iвх- Коэффициент преобразования схемы К = R6*(R3/R4). Для настройки ОУ при Iвх=0 служит резистор R2. Часть входного тока ответвляется в цепь R1, R2, R3. Резистор R6 – проволочный (нихром).

Эта схема ВЧ усилителя передатчика (на 50 МГц) имеет 100 Вт выходной мощности. Данный УВЧ использовал с моим FT-736R для DX SSB. Он усиливает сигнал ровно в 10 раз. Устройство прекрасно подходит для автомобильных радиостанций таксистов, работающих в диапазонах 50 и 27 МГц (с перестройкой контуров).

Если вы хотите построить этот радиочастотный усилитель, собирайте его на двухсторонней печатной плате – для увеличения площади заземления. Транзистор 2SC2782 нуждается в приличном радиаторе. Максимальная мощность на выходе – 120W.

Схема усилителя мощности ВЧ

Рисунок печатной платы


Технические характеристики усилителя:

  • Входная Мощность: 10W
  • Выходная Мощность: 100W
  • Рабочая Частота: 50-52MHz
  • Режим работы: FM – SSB
  • Рабочее Напряжение: 10-16 В постоянного тока
  • Рабочий Ток: 10 ампер.


Схема была взята с одного китайского сайта и успешно повторена, только не использовались элементы детектора автоматического переключения приём-передача (на схеме зачёркнуты). Для создания УВЧ на частоты от 100 мегагерц – воспользуйтесь .

Принято считать, что разработка высокочастотных усилителей – занятие гораздо более сложное, чем разработка усилителей низкочастотных. Действительно, ведь при этом приходится учитывать гораздо большее количество разнообразных электромагнитных эффектов и процессов в цепях. Но зачастую оказывается, что реальное схемотехническое воплощение такого усилителя достаточно редко отходит от некоторой шаблонной структуры. Дело здесь в том, что при проектировании высокочастотных усилителей стремятся в первую очередь не увеличивать выходную мощность при минимизации линейных и нелинейных искажений, а достичь максимальной чувствительности и высокой устойчивости каскада в широком частотном диапазоне, т.е. требования к высокочастотным усилителям обычно сильно отличаются от требований к усилителям низкочастотным.

Типичная структура высокочастотного усилителя представляет собой последовательное соединение трех звеньев: входного согласующего звена (это обычно довольно простые \(LC\)-цепочки, вносящие минимальные потери, обеспечивающие согласование с предшествующим каскадом и грубо формирующие частотную характеристику), основного усилительного звена (транзистор, включенный с ОЭ, ОБ или ОК, возможно с внутрикаскадной ООС, обеспечивающей устойчивость и широкий динамический диапазон в широком спектре частот), выходного фильтра, окончательно формирующего частотную характеристику каскада и обеспечивающего согласование на его выходе (здесь могут использоваться достаточно сложные \(LC\)-фильтры, фильтры на ПАВ, пьезокерамические, кварцевые фильтры и т.п.). Межкаскадные связи в высокочастотных усилителях обычно выполняются с помощью емкостей, связанных индуктивностей или высокочастотных широкополосных трансформаторов (здесь мы намеренно опускаем вопросы проектирования интегральных усилителей, это совершенно отдельная тема, и о ней будет сказано позднее). Рассмотрим по порядку причины, которые так жестко регламентируют описанную структуру усилительного каскада.

Различные схемы включения транзистора (ОЭ, ОБ, ОК) обладают различными входными и выходными параметрами (какими именно, мы будем анализировать позднее). Для высокочастотных усилителей вопросы согласования каскадов по входу и выходу оказываются важны (по мере роста частоты все важнее, а для усилителей диапазона СВЧ вообще обязательны). Отсутствие согласования приводит к росту искажений сигнала, его переотражению обратно на вход предшествующего каскада, за счет чего уменьшается общий коэффициент усиления схемы, а главное – к росту неустойчивости схемы, что может привести к ее самовозбуждению. Чтобы избежать всех этих эффектов, при проектировании высокочастотных схем принимаются специальные меры по согласованию импедансов , т.е. выходной импеданс первого каскада должен быть равен (или, в крайнем случае, должен быть ниже) входному импедансу последующего каскада (заметим, что для низкочастотных усилителей, учитывая необходимость повышения КПД, мы обычно стремимся, чтобы входной импеданс усилительного каскада был гораздо выше выходного импеданса предшествующего каскада). Именно для согласования импедансов на входе высокочастотного каскада приходится включать специальные цепочки. Заметим также, что включать слишком сложные, вносящие достаточно высокие потери фильтры на входе высокочастотных усилительных каскадов (если только это не оконечные каскады) не принято. И без того довольно слабый высокочастотный сигнал может просто затеряться в шумах после прохождения таких фильтров.

Напрашивается простой вопрос: а зачем необходимо так старательно контролировать все возможные цепи обратной связи? Дело в том, что наличие или отсутствие таких цепей оказывает определяющее воздействие на устойчивость усилителя. Существует целая теория устойчивости, позволяющая предсказывать поведение самых разнообразных схем. Основной проблемой здесь является то, что схема, вроде бы нормально работающая при тестовых испытаниях, когда на нее подается чистый полезный сигнал, может оказаться легковозбудимой вне рабочей полосы усиления, т.е. в реальном устройстве, где всегда имеются некоторые помехи и нежелательные продукты интермодуляции, действующие вне рабочей полосы, такая схема работать не сможет. Потеря устойчивости вызывает значительные нелинейные искажения сигнала, а в пределе схема может самовозбудиться, превратившись из усилителя в генератор. Не следует думать, что данная проблема отсутствует в низкочастотных усилителях. Но там она оказывается гораздо более предсказуемой и управляемой, так что не вызывает очень уж серьезных затруднений при проектировании усилителей. А вот в высокочастотных усилителях неконтролируемое самовозбуждение может проявляться даже в тщательно просчитанных и профессионально собранных схемах.

Различные проблемы в каскадах усиления высокой частоты приводят к тому, что общий коэффициент усиления таких каскадов оказывается гораздо ниже коэффициента усиления аналогичных низкочастотных схем. Дополнительную проблему создают многочисленные фильтры, которые формируют частотную характеристику усилителя, но при этом также существенно ослабляют и полезный сигнал. Таким образом, для обеспечения достаточно высокого усиления на высокой частоте приходится строить многокаскадные усилители с числом каскадов, существенно превышающим то, что мы привыкли видеть в низкочастотных схемах.

В общем случае нет какой-либо универсальной методики построения схем высокочастотных усилителей, а приведенная выше структура – это лишь некий среднестатистический вариант, который может существенно изменяться в случае необходимости. Имеет смысл выделить два широких класса усилителей: широкополосные (к ним относятся и апериодические ) и узкополосные (к ним относятся и резонансные ) усилители.

Узкополосные усилители . Структурная схема узкополосного высокочастотного усилителя включает все стандартные звенья, описанные выше. Но кроме этого в состав узкополосного усилителя могут входить дополнительные пассивные цепи, предназначенные для формирования требуемой полосы пропускания и обеспечения устойчивости усилителя за пределами рабочей полосы частот (стабилизирующие цепи ).

Проблема формирования полосы пропускания является очень важной при разработке узкополосных усилителей, поскольку высокочастотные транзисторы активны в широкой полосе частот. Сформировать требуемую полосу пропускания можно, например, с помощью фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), включенного на входе или выходе транзистора. ФСС на входе ослабляет действие помех, предотвращает нелинейные искажения, обусловленные их взаимодействием с сигналом (интермодуляционные искажения), и тем самым повышает помехоустойчивость усилителя. Однако фильтр, включенный на входе, вносит в усилитель дополнительные потери и увеличивает его коэффициент шума. Потери фильтра на центральной частоте полосы пропускания тем больше, чем полоса уже. К ФСС на входе предъявляются более жесткие требования, чем к фильтру, включенному на выходе транзистора. Другой возможный способ формирования полосы пропускания – с помощью резонансных звеньев, включаемых последовательно с транзистором или в цепи обратной связи. Резонансные усилители имеют узкую полосу пропускания и высокий коэффициент усиления. Их основной отрицательной чертой является меньшая по сравнению с широкополосными каскадами устойчивость. За пределами рабочей полосы частот в области потенциальной неустойчивости усилитель может возбудиться помехами и продуктами интермодуляции. Для предотвращения этого в схемы узкополосных усилителей вводят стабилизирующие цепи с потерями, которые не оказывают влияния на работу каскада в рабочей полосе частот, но шунтируют цепи протекания сигнала в областях потенциальной неустойчивости.

Отметим, что такие функции, как согласование импедансов, формирование полосы пропускания и обеспечение устойчивости усилителя, не обязательно должны выполняться различными пассивными цепями – одна цепь может использоваться для выполнения сразу нескольких функций.

Широкополосные усилители . При проектировании широкополосных усилителей следует учитывать то обстоятельство, что коэффициент усиления при любом включении транзистора уменьшается с ростом частоты, поэтому расчет таких усилителей и согласование нагрузок обычно производят не на центральной, а на верхней частоте рабочего диапазона (в качестве согласующих цепей в таких усилителях часто используют широкополосные трансформаторы ). Избыточное усиление, проявляющееся на нижних частотах диапазона, устраняют так называемыми выравнивающими цепями . Последние могут быть выполнены в виде реактивных или диссипативных цепей (простейший пример выравнивающей цепи – обыкновенный конденсатор, включенный последовательно в цепь протекания сигнала; на верхней частоте рабочего диапазона его сопротивление оказывается ниже сопротивления на нижней частоте, т.е. низкочастотные сигналы при протекании через такую цепь будут подавляться в большей мере, чем сигналы высокочастотные).

В усилителях с реактивными выравнивающими цепями корректировка коэффициента усиления в полосе пропускания осуществляется за счет рассогласования (увеличения коэффициента отражения) на входе усилителя с понижением частоты. Однако при сильном рассогласовании усилители могут самовозбуждаться. В этом случае предпочтительным оказывается использование диссипативных цепей.

При использовании диссипативных выравнивающих цепей избыточное усиление компенсируется в поглощающих элементах цепей, затухание которых возрастает с уменьшением частоты (вспомним пример с конденсатором, хотя сам по себе одиночный конденсатор и нельзя считать диссипативной цепью, но принцип очень похож). Коэффициенты отражения от входа и выхода при этом получаются малыми. Диссипативные выравнивающие цепи одновременно могут использоваться и в качестве стабилизирующих, т.е. для подавления усиления за пределами полосы пропускания, хотя эти функции могут выполняться и разными цепями.

Что касается схем включения биполярных транзисторов в высокочастотных усилителях , то и они также во многом зависят от назначения усилителя.

В малошумящих усилителях входных трактов высокочувствительной аппаратуры предпочтение отдается схемам с ОЭ и с ОБ. Схемы с ОЭ безусловно устойчивы в широкой полосе частот и имеют очень большой динамический диапазон, что делает их практически незаменимыми в многокаскадных схемах усиления промежуточной частоты. Схемы с ОБ в большей части частотного дипазона, как правило, потенциально неустойчивы. Для преодоления этого недостатка такие схемы должны охватываться достаточно глубокой внутрикаскадной ООС. Но, с другой стороны, усилители на транзисторах во включении с ОБ обладают лучшими шумовыми свойствами (что предопределяет их более высокую чувствительность), в них может быть получено значительно большее усиление, чем в схемах с ОЭ, причем коэффициент усиления в каскадах с ОБ довольно слабо зависит от частоты. Увеличение усиления связано с сужением полосы пропускания и уменьшением запаса устойчивости усилителя. Кроме того, большие коэффициенты усиления могут быть реализованы лишь при больших сопротивлениях нагрузки, а это затрудняет создание согласующих цепей. Широкополосные усилители, учитывая проблемы с устойчивостью схемы с ОБ, обычно строят по схеме с ОЭ, а узкополосные – как по схеме с ОЭ, так и по схеме с ОБ, причем транзисторы во включении с ОБ позволяют получать значительно более узкие полосы пропускания. Каскад с ОК может применяться в усилителях мощности, его свойства на высоких частотах во многом похожи на свойства каскада с ОЭ, однако из-за присутствия глубокой ООС на практике каскады с ОК оказываются несколько более высокочастотными, чем аналогичные каскады с ОЭ.

Усилитель мощности 10 вт

Усилитель расчитан на работу с трансвером, имеющим Р вых до 1 ватта. Нагрузкой возбудителя, обеспечивающей стабильную работу на всех диапазонах, является резистор R1. Настройка заключается в установке тока покоя VT2 в пределах 0,3 A (при отсутствии сигнала на входе).

Сигнал напряжением в 1 вольт на входе увеличивает выходную мощность в антене до 10 ватт. Коммутация прием-передача осуществляется от внешней цепи управления, которая замыкается на корпус при переходе на передачу. При этом срабатывает реле К1 и подключает антенну к выходу усилителя мощности. При разрыве управляющей цепи, на базе VT1 появляется положительное напряжение, открывающее его. Соответственно на колекторе VT1 около нуля. Транзистор VT2 закрывается. Реле типа РПВ2/7 паспорт РС4.521.952 Дроссели L1 и L2 типа Д1(на 1А) индуктивностью 30 и 10 мкГ соответственно. Диаметр каркаса L3- 15 мм провод ПЭВ2 1,5мм

Широкополосный усилитель мощности

Дроздов В В (RA3AO)

Для работы совместно с вседиапазонным KB трансивером можно использовать широкополосный усилитель мощности, принципиальная схема которого дана на рис. 1. В диапазонах 1,8-21 МГц его максимальная выходная мощность в телеграфном режиме при напряжении источника питания +50 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом – около 90 Вт, в диапазоне 28 МГц – около 80 Вт. Пиковая выходная мощность в режиме усиления однополосных сигналов при уровне интермодуляционных искажений менее -36 дБ составляет около 80 и 70 Вт соответственно. При хорошо подобранных транзисторах усилителя уровень второй гармоники менее – 36 дБ, третьей – менее – 30 дБ в режиме линейного усиления и менее – 20 дБ в режиме максимальной мощности.

Усилитель собран по двухтактной схеме на мощных полевых транзисторах VT1, VT2. Трансформатор типа длинной линии Т1 обеспечивает переход от несимметричного источника возбуждения к симметричному входу двухтактного каскада. Резисторы R3, R4 позволяют согласовать входное сопротивление каскада с 50-омной коаксиальной линией при КСВ не более 1,5 в диапазоне 1,8 -30 МГц. Их низкое сопротивление обеспечивает очень хорошую устойчивость усилителя к самовозбуждению. Для установки начального смещения, соответствующего работе транзисторов в режиме В, служит цепь Rl, R2, R5. Диоды VD1, VD2 и VD3, VD4 совместно с конденсатором С7 образуют пиковый детектор цепи ALC и защиты транзисторов от перенапряжений в стоковой цепи. Порог срабатывания этой цепи определяется в основном напряжением стабилизации стабилитрона VD9 и близок к 98 В. Диоды VD5-VD8 служат для “мгновенной” защиты стоковой цепи от перенапряжений. Трансформатор типа длинной линии Т3 обеспечивает переход от симметричного выхода усилителя к несимметричной нагрузке. Чтобы облегчить требования к широкополосности этого трансформатора и ослабить возможные выбросы напряжения в стоковой цепи, перед трансформатором включен симметричный ФНЧ C8L1C10,C9L2C11 с частотой среза около 30 МГц.

Монтаж усилителя навесной. Усилитель собран на ребристом радиаторе-теплоотводе из дюралюминия размерами 110х90х45 мм. Ребра профрезерованы с обеих сторон радиатора, их число – 2х13, толщина каждого 2 мм, высота – 15 мм со стороны установки транзисторов и 20 мм со стороны гаек их крепления. На продольной оси радиатора на расстоянии по 25 мм от поперечной оси профрезерованы площадки диаметром 30 мм для установки транзисторов, а с обратной стороны – для гаек крепления. Между транзисторами на ребра радиатора уложена шина “общий провод”, вырезанная из листовой меди толщиной 0,5 мм и прикрепленная к основанию радиатора двумя винтами М3, пропущенными между двумя центральными ребрами на расстояниях по 10 мм от его краев. Размеры шины – 90х40 мм. К шине прикреплены монтажные стойки. Катушки L1 и L2 – бескаркасные и намотаны голым медным проводом диаметром 1,5 мм на оправке диаметром 8 мм. При длине намотки 16 мм они имеют по пять витков. Трансформатор Т1 намотан двумя скрученными проводами ПЭЛ.ШО 0,31 с шагом скрутки около трех скруток на сантиметр на кольцевом магнитопроводе из феррита М400НН типоразмера К10х6х5 и содержит 2х9 витков. Трансформаторы Т2 и Т3 намотаны на кольцевых магнитопроводах из феррита той же марки типоразмера К32х20х6. Трансформатор Т2 содержит 2х5 витков скрутки из проводов ПЭЛШО 0,8 с шагом две скрутки на сантиметр, Т3-2х8 витков такой скрутки. Конденсаторы Cl – С3 – типа КМ5 или КМ6, С4-С7-КМ4, С8-С11-КТ3.

Налаживание правильно собранного усилителя при исправных деталях сводится к подстройке индуктивностей катушек L1 и L2 по максимуму отдачи в диапазоне 30 МГц путем сжатия или растяжения витков катушек и к установке начального смещения с помощью резистора R1 по минимуму интермодуляционных искажений в режиме усиления однополосного сигнала.

Нужно отметить, что уровень искажений и гармоник в значительной степени зависит от точности подбора транзисторов. Если нет возможности подобрать транзисторы с близкими параметрами, то для каждого транзистора следует сделать отдельные цепи установки начального смещения, а также по минимуму гармоник подобрать один из резисторов R3 или R4 путем подключения параллельно ему дополнительных.

В режиме линейного усиления в диапазонах 14-28 МГц благодаря наличию ФНЧ C8L1C10, C9L2C11 уровень гармоник на выходе усилителя не превышает допустимой нормы 50 мВт, и его можно подключать к антенне непосредственно. В диапазонах 1,8-10 МГц усилитель следует подключать к антенне через простейший ФНЧ, аналогичный по схеме C8L1C10, причем достаточно двух фильтров, одного- для диапазонов 1,8 и 3,5 МГц, другого – для диапазонов 7 и 10 МГц. Емкость обоих конденсаторов первого фильтра – по 2200 пф, второго – по 820 пф, индуктивность катушки первого – около 1,7 мкГн, второго – около 0,6 мкГн. Катушки удобно изготовить бескаркасными из голого медного провода диаметром 1,5 – 2 мм, намотав на оправке диаметром 20 мм (диаметр катушек около 25 мм). Катушка первого фильтра содержит 11 витков при длине намотки 30 мм, второго – шесть витков при длине намотки 25 мм. Настраивают фильтры растяжением и сжатием витков катушек по максимуму отдачи в диапазонах 3,5 и 10 МГц. Если усилитель используется в перенапряженном режиме, следует на каждом диапазоне включать отдельные фильтры.

Вход усилителя можно согласовать и с 75-омной коаксиальной линией. Для этого номиналы резисторов R3, R4 берут по 39 Ом. Мощность, потребляемая от возбудителя, при этом уменьшится в 1,3 раза, но может увеличиться завал усиления на высокочастотных диапазонах. Для выравнивания АЧХ последовательно с конденсаторами С1 и С2 можно включить катушки с экспериментально подобранной индуктивностью, которая должна быть около 0,1-0,2 мкГн.

Усилитель можно непосредственно нагружать и на сопротивление 75 Ом. Благодаря действию петли ALC линейный недонапряженный режим его работы сохранится, но выходная мощность уменьшится в 1,5 раза.

Усилитель мощности на КП904

Е.Иванов (RA3PAO)

При повторении усилителя мощности UY5DJ (1) выяснилось, что наиболее критичный узел, снижающий надежность всего усилителя, – выходной каскад. После экспериментов на различных типах биполярных транзисторов пришлось перейти к полевым.

За основу был взят выходной каскад широкополосного усилителя UT5TA (2). Схема показана на рис.1. новые детали выделены утолщенными линиями. Небольшое количество деталей позволило смонтировать каскад на печатной плате и радиаторе от UY5DJ на месте деталей и транзисторов усилителя UY5DJ. Ток покоя транзисторов – 100…200 мА.


Виды усилителей по полосе частот

1. Виды усилителей по полосе частот подразделяются на: 1) Широкополосный (апериодический) усилитель — усилитель, дающий одинаковое

1. Виды усилителей по полосе частот.
Виды усилителей по полосе частот подразделяются на:
1) Широкополосный (апериодический) усилитель — усилитель, дающий одинаковое усиление в
широком диапазоне частот;
2) Полосовой усилитель — усилитель, работающий при фиксированной средней частоте спектра сигнала
и приблизительно одинаково усиливающий сигнал в заданной полосе частот
3) Селективный усилитель — усилитель, у которого коэффициент усиления максимален в узком
диапазоне частот и минимален за его пределами
Широкополосный усилитель
Полосовой усилитель(схема)
Селективный усилитель
Широкополосный усилитель.
Это наиболее распространенный тип усилителей. Эти усилители имеют. большой коэффициент усиления
по напряжению для обеспечения максимальной величины выходного напряжения. Они используются в тех
случаях, когда требуется большой размах напряжения, например в предвыходных каскадах усилителей
мощности.
Эти усилители обладает большими коэффициентами усиления по мощности и по току, обеспечивая тем
самым максимальную мощность выходного сигнала. Усилитель мощности используется в электронной
системе в качестве выходного каскада для передачи мощности в нагрузку. Для стандартных электронных
систем требуются следующие типичные значения выходной мощности:
1. усилитель небольшого радиоприемника 200 мВ;
2. аудиосистема 100 Вт и более.
Широкополосный усилитель имеет очень широкую полосу пропускания,
начинающуюся практически с нулевой частоты (постоянный ток) и продолжающуюся вплоть до частот порядка нескольких мегагерц, диапазон
частот fв / fн > 1000000.
Столь широкая полоса пропускания достигается за счет уменьшения
коэффициента усиления. Основной причиной, которая оказывает влияние
на коэффициент усиления, это наличие паразитных емкостей, которые с
внешними сопротивлениями образуют фильтр нижних частот RC,
показанных на схеме.

3. Импульсные, широкополосные усилители

Наряду с усилением непрерывных сигналов часто возникает задача усиления импульсных сигналов, спектр которых лежит в
диапазоне широких частот. Одной из основных характеристик импульсного усилителя, показывающей его искажения при
усилении импульсных сигналов, является переходная характеристика.
Для идеального:
0
Для реального:
h(t ) Ku E 1(t )
t
h(t ) Ku0 E (e
н
e
t
В
)
t
h(t ) Ku E (1 e В )
При усилении импульсного сигнала искажения разделяют:
1)Искажения в области малых времен: 0
Искажения состоят в том, что нарастание перепада напряжения происходит не мгновенно, а с затягиванием во времени. Это
затягивание определяется величиной В, чем меньше В, тем меньше длительность фронта перепада напряжения.
2) Искажения в области больших времен:(t>> В)
Состоят в том, что вместо постоянного сигнала на выходе мы получаем сигнал спадающий по величине во времени.
0
h(t ) Ku0e
t
Н
E
н – характеризует скорость спада.
Для усиления импульсных и широкополосных сигналов обычно применяют усилители с RC-связью. В которых
для расширения диапазона усиливаемых частот вводят дополнительные элементы. Изменение частотной
характеристики (ЧХ) с помощью дополнительных элементов называют коррекцией характеристики усилителя.
Коррекцию ЧХ можно проводить двумя способами.
1). Путем введения частотно-зависимых элементов в цепь нагрузки.
2). Путем введения частотно-зависимых элементов обратной связи.

ПЕРЕНОСНАЯ РАДИОЛА | Техника и Программы

(Схема 10)

Радиола, принципиальная схема которой приведена иа рис. I, состоит из шести- лампового приемника супергетеродинного типа и электропроигрывателя с двигателем типа МС-1. Выходная мощность приемника 1,5 ва, что обеспечивает достаточную громкость в пределах комнаты площадью 20—40 л2.

Приемник радиолы предназначен для приема радиостанций, работающих в диапазонах длинных (723—2 000 м), средних (187—577 м) и коротких волн (25—60 м), а также в отдельных участках растянутых диапазонов 25, 31 и 41 м.

Радиола питается от сети переменного тока напряжением 127 в. Чувствительность приемника на всех диапазонах не хуже 100—150 мне.

Приемник содержит апериодический усилитель высокой частоты на лампе JIi (6Ж5П), смеситель на лампе Л2 (6ЖлП). отдельный гетеродин иа лампе J7, (6Н15П), усилитель промежуточной частоты на лампе Л3 (6К4П), предварительный усилитель низкой частоты на лампе Л5 (6ЖЗП), оконечный усилитель низкой частоты на лампе Ле (6П1П) и выпрямительное устройство.

На всех диапазонах связь входных контуров с антенной емкостная. Она осуществляется с помощью конденсатора Ср. Для ослабления помех, частота которых равна промежуточной частоте, в цепь антенны включен фильтр LtC,, настроенный на промежуточную частоту, которая в данном приемнике принята равной 465 кгц.

Входной контур в диапазоне длинных волн образован индуктивностью L2 и конденсаторами С9. Си; на средних волнах — индуктивностью L3 и конденсаторами С3, Сц; на коротких волнах—индуктивностью Lt и конденсаторами С«, Си. На остальных диапазонах входные контуры состоят из катушек индуктивностей L5. Ц и соответствующих им конденсаторов С6, С,0. Сц; С6, С|0, С,, и С7, С,о, Сц. Настройка входных контуров на частоту принимаемой радиостанции осуществляется переменным конденсатором Сц. Коммутация входных контуров осуществляется с помощью переключателя /7ia.

Нагрузкой апериодического усилителя являются дроссель Др\ и сопротивление Rs- Конденсатор С,6 блокирует экранирующую сетку лампы Лi по высокой частоте. Сопротивление R* совместно с конденсатором Си образуют развязывающий фильтр. Необходимое смещение на управляющую сетку лампы получается иа сопротивлении /?2, включенном в цепь катода.

Усиленный сигнал высокой частоты с выхода апериодического усилителя через конденсатор С is полается на вход смесителя, работающего на лампе Л2 типа 6Ж5П. Одновременно на вход смесителя через конденсатор связи С1? подается напряжение от гетеродина. В результате преобразования частоты в анодной цепи лампы Л2 появляется составляющая тока промежуточной частоты, которая создает пале- аие напряжении на первичном контуре LhC» фильтра промежуточной частоты ?нС29, lhjcso.

Гетеродин собран на лампе 6Н15П (Л4) по двухкаскалной схеме с катодной связью. Такая схема обеспечивает высокую стабильность частоты и постоянство амплитуды высокочастотного напряжения в пределах данного поддиапазона. Кроме того, при такой схеме значительно упрощается коммутация катушек индуктивности Ls—Lis, осуществляемая одной платой переключатели /7|б.

Плавное изменение частоты гетеродина осуществляется конденсатором переменной емкости Сie, являющимся второй секцией двухсекционного блока конденсаторов Сц, С. Конденсаторы С3|, С22, С24-гС27 яйпяются подстроечными, С20, Сц. С23— пе- динговыми. Конденсаторы Сю и Сщ служат для «растяжки» шкалы иа диапазонах 25, 31 и 41 м. При работе приемника в диапазонах длинных, средних илн общих коротких аолн эти конденсаторы закорачиваютси.

Выделенное в анодной цепи лампы Л2 напряжение промежуточной частоты с контура LisCjo подается на управляющую сетку лампы Л3 усилителя промежуточной чистоты. который работает на высокочастотном пентоде 6К4П. Нагрузкой этого каскад* ивляется одиночный контур LwCss, настроенный на промежуточную частоту.

После усиления напряжение промежуточной частоты поступает на детектор В качестве детектора в приемнике используется германиевый диод типа Д2Д. Нагрузкой детектора являются сопротивления /?и, R,e. Конденсатор Csi—развязывающий.

С переменного сопротивления Rw, которое служит регулятором громкости, напря жение звуковой частоты через разделительный конденсатор С38 подается на упрая ляющую сетку лампы Ль предварительного каскада усиления низкой частоты. Необм днмое смещение на управляющую сетку этой лампы образуется за счет сеточиых т ков. проходящих по сопротивлению утечки сетки Rt|.

Усиленное напряжение звуковой частоты с нагрузки усилители — сопротивления Rie через разделительный конденсатор С4| поступает на управляющую сетку лампы Ji« оконечного усилителя. Необходимое смещение на управляющую сетку лампы образуе> ся за счет паления напряжения на сопротивлении У?2о, заблокированного конденсатов С43. Нагрузкрй выходного каскада служит трансформатор Тр2, в цепь вторичной мотки которого включен громкоговоритель Г р.

С целью улучшения качественных параметров усилителя низкой частоты пос. ний охвачен отрицательной обратной связью, которая подается со вторичной обмот. выходного трансформатора Тр2 в катод лампы Л5, а также с анода выходной лампы через конденсатор С42 в цепь ее управляющей сетки.

В приемнике применена простая схема АРУ. Напряжение авторегулировки снимается с нагрузки детектора R и через фильтр /?|6С<8 подается на управляющие сетки ламп Л2, Л3. Питание радиолы осуществляется от выпрямителя переменного тока, смонтированного по двухполупериодной схеме удвоения на германиевых диодах тип» Д7Ж. Фильтр выпрямителя состоит из дросселя Др2 и конденсаторов С3, С2е л С46.

Моточные данные деталей следующие: катушка индуктивности La содержит две секции по 240 витков провода ПЭЛШО 0.1. Ширина каждой секции 5 мм, диаметр каркаса 8.5 мм. Намотка типа «Универсаль»; L3 — две секции по 66 витков ЛЭШО 7X 0,007, ширина каждой секции 5 мм, диаметр каркаса 8,5 мм. Намотка типа «Универсаль»; Lt—15 витков провода ПЭЛ 0.7, днаметр каркаса 15 мм, шаг намотки порядка 1,6. мм: /5—24,5 витков провода ПЭЛ 0,64. Диаметр каркаса 12 мм; Ls—31 виток про вола ПЭЛ 0,64. Днаметр каркаса 12 мм; L,—32 витка провода ПЭЛ 0,51 Диаметр каркаса 17 мм; L»—132 витка провода ПЭЛШО 0.15. Намотка типа «Уииверсаль», ширина намотки 5 мм. Диаметр каркаса 12 мм; L>, — 83 внтка провода ПЭЛШО 0,15. Намотка типа «Универсаль», ширина намотки 5 мм. Диаметр каркаса 8,5 мм; Lw—11 витков провода ПЭЛ 0,7. Днаметр каркаса 15 мм, шаг намотки 1,6 мм; Ln—23 витка ппо- вода ПЭЛ 0.64. Диаметр каркаса 12 мм; Lи—28 витков провода ПЭЛ 0,64. Диаметр каркаса 12 мм; Li3—29 витков провода Г1ЭЛ 0.51. Диаметр каркаса 17 .мм.

Катушки Ls—L7 и L,i—Li3 наматываются виток к витку. Намотка однослойная

Дроссель Др, содержит 30 витков провода ПЭШО 0,12. Намотка однослойная, ив каркасе диаметром 12 мм. Дроссель Др2 содержит 4500 витков провода ПЭЛ 0,15 Сечение сердечника 3,5 см2. Выходной трансформатор Тр2 от приемника «А-8». Трансформатор накала ламп Тр, намотан на сердечнике Ш-20, набор 17 мм. Первичная обмотка содержит 1750 витков провода ПЭЛ 0.32, вторичная —94 витка ПЭЛ 1,0.

Радиола смонтирована в чемодане размером 365X225X145 мм. Чемодан оклеен дерматином. Высота крышкн чемодана 35 мм. Приемная, усилительиаи я выпрями гельная части радиолы смонтированы на отдельных блоках.

 

Высокочастотные усилители на микросхемах. Широкополосный апериодический усилитель вч

Усилитель мощности 10 вт

Усилитель расчитан на работу с трансвером, имеющим Р вых до 1 ватта. Нагрузкой возбудителя, обеспечивающей стабильную работу на всех диапазонах, является резистор R1. Настройка заключается в установке тока покоя VT2 в пределах 0,3 A (при отсутствии сигнала на входе).

Сигнал напряжением в 1 вольт на входе увеличивает выходную мощность в антене до 10 ватт. Коммутация прием-передача осуществляется от внешней цепи управления, которая замыкается на корпус при переходе на передачу. При этом срабатывает реле К1 и подключает антенну к выходу усилителя мощности. При разрыве управляющей цепи, на базе VT1 появляется положительное напряжение, открывающее его. Соответственно на колекторе VT1 около нуля. Транзистор VT2 закрывается. Реле типа РПВ2/7 паспорт РС4.521.952 Дроссели L1 и L2 типа Д1(на 1А) индуктивностью 30 и 10 мкГ соответственно. Диаметр каркаса L3- 15 мм провод ПЭВ2 1,5мм

Широкополосный усилитель мощности

Дроздов В В (RA3AO)

Для работы совместно с вседиапазонным KB трансивером можно использовать широкополосный усилитель мощности, принципиальная схема которого дана на рис. 1. В диапазонах 1,8-21 МГц его максимальная выходная мощность в телеграфном режиме при напряжении источника питания +50 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом – около 90 Вт, в диапазоне 28 МГц – около 80 Вт. Пиковая выходная мощность в режиме усиления однополосных сигналов при уровне интермодуляционных искажений менее -36 дБ составляет около 80 и 70 Вт соответственно. При хорошо подобранных транзисторах усилителя уровень второй гармоники менее – 36 дБ, третьей – менее – 30 дБ в режиме линейного усиления и менее – 20 дБ в режиме максимальной мощности.

Усилитель собран по двухтактной схеме на мощных полевых транзисторах VT1, VT2. Трансформатор типа длинной линии Т1 обеспечивает переход от несимметричного источника возбуждения к симметричному входу двухтактного каскада. Резисторы R3, R4 позволяют согласовать входное сопротивление каскада с 50-омной коаксиальной линией при КСВ не более 1,5 в диапазоне 1,8 -30 МГц. Их низкое сопротивление обеспечивает очень хорошую устойчивость усилителя к самовозбуждению. Для установки начального смещения, соответствующего работе транзисторов в режиме В, служит цепь Rl, R2, R5. Диоды VD1, VD2 и VD3, VD4 совместно с конденсатором С7 образуют пиковый детектор цепи ALC и защиты транзисторов от перенапряжений в стоковой цепи. Порог срабатывания этой цепи определяется в основном напряжением стабилизации стабилитрона VD9 и близок к 98 В. Диоды VD5-VD8 служат для “мгновенной” защиты стоковой цепи от перенапряжений. Трансформатор типа длинной линии Т3 обеспечивает переход от симметричного выхода усилителя к несимметричной нагрузке. Чтобы облегчить требования к широкополосности этого трансформатора и ослабить возможные выбросы напряжения в стоковой цепи, перед трансформатором включен симметричный ФНЧ C8L1C10,C9L2C11 с частотой среза около 30 МГц.

Монтаж усилителя навесной. Усилитель собран на ребристом радиаторе-теплоотводе из дюралюминия размерами 110х90х45 мм. Ребра профрезерованы с обеих сторон радиатора, их число – 2х13, толщина каждого 2 мм, высота – 15 мм со стороны установки транзисторов и 20 мм со стороны гаек их крепления. На продольной оси радиатора на расстоянии по 25 мм от поперечной оси профрезерованы площадки диаметром 30 мм для установки транзисторов, а с обратной стороны – для гаек крепления. Между транзисторами на ребра радиатора уложена шина “общий провод”, вырезанная из листовой меди толщиной 0,5 мм и прикрепленная к основанию радиатора двумя винтами М3, пропущенными между двумя центральными ребрами на расстояниях по 10 мм от его краев. Размеры шины – 90х40 мм. К шине прикреплены монтажные стойки. Катушки L1 и L2 – бескаркасные и намотаны голым медным проводом диаметром 1,5 мм на оправке диаметром 8 мм. При длине намотки 16 мм они имеют по пять витков. Трансформатор Т1 намотан двумя скрученными проводами ПЭЛ.ШО 0,31 с шагом скрутки около трех скруток на сантиметр на кольцевом магнитопроводе из феррита М400НН типоразмера К10х6х5 и содержит 2х9 витков. Трансформаторы Т2 и Т3 намотаны на кольцевых магнитопроводах из феррита той же марки типоразмера К32х20х6. Трансформатор Т2 содержит 2х5 витков скрутки из проводов ПЭЛШО 0,8 с шагом две скрутки на сантиметр, Т3-2х8 витков такой скрутки. Конденсаторы Cl – С3 – типа КМ5 или КМ6, С4-С7-КМ4, С8-С11-КТ3.

Налаживание правильно собранного усилителя при исправных деталях сводится к подстройке индуктивностей катушек L1 и L2 по максимуму отдачи в диапазоне 30 МГц путем сжатия или растяжения витков катушек и к установке начального смещения с помощью резистора R1 по минимуму интермодуляционных искажений в режиме усиления однополосного сигнала.

Нужно отметить, что уровень искажений и гармоник в значительной степени зависит от точности подбора транзисторов. Если нет возможности подобрать транзисторы с близкими параметрами, то для каждого транзистора следует сделать отдельные цепи установки начального смещения, а также по минимуму гармоник подобрать один из резисторов R3 или R4 путем подключения параллельно ему дополнительных.

В режиме линейного усиления в диапазонах 14-28 МГц благодаря наличию ФНЧ C8L1C10, C9L2C11 уровень гармоник на выходе усилителя не превышает допустимой нормы 50 мВт, и его можно подключать к антенне непосредственно. В диапазонах 1,8-10 МГц усилитель следует подключать к антенне через простейший ФНЧ, аналогичный по схеме C8L1C10, причем достаточно двух фильтров, одного- для диапазонов 1,8 и 3,5 МГц, другого – для диапазонов 7 и 10 МГц. Емкость обоих конденсаторов первого фильтра – по 2200 пф, второго – по 820 пф, индуктивность катушки первого – около 1,7 мкГн, второго – около 0,6 мкГн. Катушки удобно изготовить бескаркасными из голого медного провода диаметром 1,5 – 2 мм, намотав на оправке диаметром 20 мм (диаметр катушек около 25 мм). Катушка первого фильтра содержит 11 витков при длине намотки 30 мм, второго – шесть витков при длине намотки 25 мм. Настраивают фильтры растяжением и сжатием витков катушек по максимуму отдачи в диапазонах 3,5 и 10 МГц. Если усилитель используется в перенапряженном режиме, следует на каждом диапазоне включать отдельные фильтры.

Вход усилителя можно согласовать и с 75-омной коаксиальной линией. Для этого номиналы резисторов R3, R4 берут по 39 Ом. Мощность, потребляемая от возбудителя, при этом уменьшится в 1,3 раза, но может увеличиться завал усиления на высокочастотных диапазонах. Для выравнивания АЧХ последовательно с конденсаторами С1 и С2 можно включить катушки с экспериментально подобранной индуктивностью, которая должна быть около 0,1-0,2 мкГн.

Усилитель можно непосредственно нагружать и на сопротивление 75 Ом. Благодаря действию петли ALC линейный недонапряженный режим его работы сохранится, но выходная мощность уменьшится в 1,5 раза.

Усилитель мощности на КП904

Е.Иванов (RA3PAO)

При повторении усилителя мощности UY5DJ (1) выяснилось, что наиболее критичный узел, снижающий надежность всего усилителя, – выходной каскад. После экспериментов на различных типах биполярных транзисторов пришлось перейти к полевым.

За основу был взят выходной каскад широкополосного усилителя UT5TA (2). Схема показана на рис.1. новые детали выделены утолщенными линиями. Небольшое количество деталей позволило смонтировать каскад на печатной плате и радиаторе от UY5DJ на месте деталей и транзисторов усилителя UY5DJ. Ток покоя транзисторов – 100…200 мА.


Широкополосные высокочастотные усилители

В большинстве случаев радиолюбительского конструирования при проектировании высокочастотных устройств следует отдавать предпочтение монолитным интегральным схемам. Однако когда необходимо обеспечить высокую чувствительность и широкий динамический диапазон, могут оказаться полезны приведенные ниже схемы усилителей с реактивной ООС.

Усилитель на рис. 2.1-1 предназначен для применения во входных каскадах УВЧ и УПЧ. Он имеет широкий динамический диапазон и линейную АЧХ в широком диапазоне частот. При некотором изменении индуктивностей и емкостей усилитель применим в диапазоне от 1 до 300 МГц.

Схема на рис. 2.1-2 идентична схеме рис. 2.1-1 за исключением того, что в данном случае усилитель может непосредственно подключаться к симметричной нагрузке. Если требуется отличный от указанного на схеме выходной импеданс, то изменяют количество витков в обмотках (1-2) и (1″-2″) высокочастотного трансформатора Тр1 (зависимость здесь квадратичная, например, при количестве витков в этих обмотках 5(1-2)+5(1″-2″) получим выходной импеданс 50 Ом. а при 20(1-2)+20(1″-2″) 800 Ом).

Усилитель на рис. 2.1-3 предназначен для применения в каскадах, которые требуют высокого входного импеданса. Он также обеспечивает широкий динамический диапазон и линейную АЧХ. Входное сопротивление усилителя более 1 кОм. При необходимости уменьшить это значение, дроссель L1 заменяют резистором соответствующего номинала или изменяют его индуктивность так, чтобы реактивное сопротивление на рабочей частоте равнялось требуемому входному сопротивлению.

Во всех описываемых усилителях применяются широкополосные трансформаторы идентичной конструкции. Обратите внимание на то. что используемый ферритовый сердечник должен быть рассчитан на применение в рабочем диапазоне частот усилителя.



Количество витков в трансформаторах определяется как типом (размером и магнитной проницаемостью) сердечника, так и диапазоном частот, в котором предполагается применение усилителя.



Указанные соотношения справедливы и для трансформаторов, применяемых в приведенных ниже схемах смесителей. Расположение и плотность намотки подбирают для достижения наилучших параметров цепей.

На рис. 2.1-4, для примера, приведена схема универсального генератора с применением усилителя по схеме 2.1-3 Такой генератор может применяться в радиостанциях, в качестве гетеродина в приемных устройствах или для измерительных целей.


Изображение:

Изображение:

Изображение:

Изображение:

Изображение:

Смесители

Смесители на рис. 2.1-5 и рис. 2.1-6 работают на частотах 1-300 МГц (формулы расчета индуктивностей см. выше). Обе схемы вносят затухание 5…6,5 дБ, обеспечивают широкую полосу пропускания и применимы в самых разнообразных конструкциях.


Изображение:

Схемы усиления и обработки сигналов низкой и средней частоты.

Малошумящий предварительный усилитель с низким входным сопротивлением



Усилитель на рис. 2.2-1 имеет входное сопротивление 5Ом, полученное благодаря применению ПОС и ООС в определенных соотношениях. Часть эммитерного сигнала транзистора VT2, поступающего на базу VT1, создает ООС, а коллекторный сигнал VT3 – ПОС. Благодаря низкому входному сопротивлению значительно улучшены шумовые характеристики усилителя. Спектральная плотность собственных шумов при разомкнутом входе составляет 2*10(-4) мкВ/Гц. Коэффициент усиления равен 40. Полоса пропускания определяется емкостью С1.

Изображение:

Малошумящий предварительный усилитель с высоким входным сопротивлением

На входе усилителя на рис. 2.2-2 применен полевой транзистор в схеме с ОИ. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме с ОЭ. В усилителе две петли ООС. С коллектора транзистора VT2 через цепочку R6, СЗ сигнал обратной связи подается в исток полевого транзистора, а с истока через конденсатор С2 и резистор R3 на затвор VT1. Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков мегаом и снизить входную емкость.

Коэффициент усиления может быть установлен от 1 до 100, при этом изменяется также полоса пропускания. Для коэффициента усилиния равного 4 полоса пропускания лежит в пределах 100Гц-40 МГц. Входное сопротивление 30 МОм, максимальное выходное напряжение 1,5 В.



Изображение:

Микрофонный усилитель

На рис. 2.2-3 приведена схема микрофонного усилителя, встраиваемого в держатель микрофона и питаемого через двужильный кабель. Схема работает с динамическими микрофонами и характеризуется хорошей помехозащищенностью. Выходной сигнал снимается с резистора R4. Смещение в базу транзистора VT1 и температурная стабилизация усилителя обеспечиваются делителем R2 и R3. Резистор R1 является нагрузкой первого каскада и осуществляет ООС во втором каскаде. Обратная связь снижает нелинейные искажения и обеспечивает выходное сопротивление 600 Ом. Полоса пропускания 16-12500 Гц. Коэффициент усиления 200.



Изображение:

Микрофонным усилитель с коррекцией, совмещенный со схемой подавления шумов для радиостанций и переговорных устройств

Схема на рис. 2.2-4 построена на основе микросхемы КР1401УД2, которая содержит в своем составе четыре идентичных ОУ. Первая часть схемы (элементы DA1.1. DA 1.2) выполняет

функцию микрофонного усилителя с последующей коррекцией АЧХ, динамическим изменением коэффициента усиления в зависимости от уровня сигнала и ограничением амплитуды выходного сигнала (что необходимо, например, для ограничения глубины модуляции в радиостанциях). Вторая часть схемы (DA1.3, DA1.4)


осуществляет подавление шумов в НЧ сигнале, что необходимо для предотвращения воспроизведения постоянного звукового фона в радиостанциях, переговорных устройствах и т.п.

Уровень срабатывания системы шумоподавления регулируется резистором R13, громкость выходного сигнала НЧ – резистором R 17. Подстроечники R3, R5 устанавливают в положение наилучшей слышимости полезного сигнала при наибольшем ослаблении шумов при отключенном ШП. Конденсатор С16 подбирают для обеспечения требуемой полосы пропускания микрофонного усилителя. Номинал резистора R24 зависит от конструкции звукоприемника и типа применяемого микрофона. Также можно сказать и про резистор R22, который регулирует коэффициент усиления каскада на ОУ DA1.2.

Изображение:

Устройство подавления импульсных помех

На рис. 2.2-5 приведена принципиальная схема симметричного ограничителя, осуществляющего ограничение кратковременных импульсных помех. Полоса пропускания до 100 кГц. При частоте полезного сигнала 3 кГц, уровень импульсной помехи, превышающем уровень сигнала в 300-500 раз и длительности помехи 20-30 мкс, схема снижает уровень помехи на 30-40 дБ.



Изображение:

Последовательный смеситель сигналов

Смеситель на рис. 2.2-6 построен на двух полевых транзисторах. Первый транзистор является динамической нагрузкой второго. Гетеродинный сигнал, который подается на затвор VT2, модулируется преобразуемым сигналом, подводимым к затвору VT1. При небольших значениях входного сигнала выходной сигнал линейно зависит от входного. При входном сигнале более 1,2В появляются нелинейные искажения. Смеситель работает в звуковом диапазоне частот. На частотах свыше 500 кГц начинают сказываться межэлектродные емкости ПТ, которые уменьшают коэффициент передачи смесителя.



Изображение:

Элементы устройств автоматики.


Лямбда-диод




Изображение:

Изображение:

Изображение:

Усилитель для емкостных датчиков

На рис. 2.3-1 приведена схема предварительного усилителя для емкостных датчиков с низковольтным питанием. Потребляемый ток – 10 мА, входное сопротивление – 1 МОм, выходное сопротивление – 5 кОм. Напряжение отсечки VT1 должно быть меньше 1 В.


Кабельный усилитель для выносного датчика

Для передачи сигналов датчиков, удаленных от измерительных приборов, применяют усилители, выходной сигнал и напряжение питания в которых подаются по одному кабелю. На рис.3 МОм, Свх=2,5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9-0,92. Шумы усилителя в полосе частот 5 Гц -300 кГц составляют 10 мкВ при замкнутом входе. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экранировка всего усилителя, особенно, входных цепей и датчика.

Лямбда-диод

Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости. При нулевом напряжении на затворе оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепь ООС пос-


ледовательно по отношению один к другому. Протекающий через транзистор VT1 ток создает на VT2 падение напряжения, закрывающее VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 меняется в зависимости от падения напряжения на VT1. Таким образом, с увеличением протекающего тока оба транзистора стремятся закрыться. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близким к нулю. Для транзистора КП103И напряжение отсечки равно 4 В, для транзистора КП3О3Д напряжение отсечки равно 8 В.3 МОм, Свх=2,5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9-0,92. Шумы усилителя в полосе частот 5 Гц -300 кГц составляют 10 мкВ при замкнутом входе. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экранировка всего усилителя, особенно, входных цепей и датчика.

Лямбда-диод

Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости. При нулевом напряжении на затворе оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепь ООС пос-


ледовательно по отношению один к другому. Протекающий через транзистор VT1 ток создает на VT2 падение напряжения, закрывающее VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 меняется в зависимости от падения напряжения на VT1. Таким образом, с увеличением протекающего тока оба транзистора стремятся закрыться. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близким к нулю. Для транзистора КП103И напряжение отсечки равно 4 В, для транзистора КП3О3Д напряжение отсечки равно 8 В.



Преобразователи напряжения и тока.

Умножители напряжения

При разработке высоковольтных схем большое значение на простоту и качество работы устройства оказывает выбранная схема преобразования. Ниже приведено несколько схем умножителей напряжения для применения в самых разнообразных устройствах.

На рис. 2.4-1 представлены схемы удвоителей напряжения. Емкости во всех удвоителях выбирают одинаковыми. Рабочее напряжение конденсаторов должно с запасом перекрывать показанное на схемах. Соответствующим образом необходимо выбирать и диоды. Чем больше ток необходимый в нагрузке, тем большую емкость должны иметь конденсаторы. Естественно, что при повышении напряжения с помощью диодно-емкостных умножителей ток нагрузки пропорционально снижается.



Аналогичным образом, производится умножение в три и более раза.

Приводимые здесь схемы умножителей могут использоваться в преобразователях напряжение-напряжение. Для примера, приведена схема применения диодного умножителя на 2 (рис. 2.4-5).

Преобразователь (рис. 2.4-5) состоит из генератора, собранного на транзисторах VT1,VT2 и диодно-конденсаторного умножителя. Частота генератора определяется С 1 и резисторами Rl, R2. Выходной сигнал генератора проходит умножающую цепочку и заряжает конденсатор С5. Умножитель рассчитан на выходной ток до 10 мА. Для увеличения тока нагрузки необходимо поставить эмитгерный повторитель после генератора и увеличить емкости конденсаторов С2-С4.


Изображение:

Изображение:

Изображение:

Преобразователь “напряжение-ток”

В схеме преобразователя на рис. 2.4-6 коллекторный ток транзистора VT4 определяется выражением: Ikvt4=Uвх/R1. Этот ток вызывает падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер транзистора VT1. Так как VT1 и VT2 – одного типа, то напряжение на VT2 будет аналогичным, и, соответственно, протекающий через VT2, VT3 ток будет совпадать с током в VT4. Максимальный выходной ток определяется допустимой мощностью рассеивания транзистора VT3. Для токов выше 5 мА нелинейность преобразования составляет не более 1%. В качестве DA1 можно использовать любой ОУ серий К544. К574, включенный по типовой схеме.



Преобразователь “ток-напряжение”

Преобразователь на рис. 2.4-7 построен по принципу усиления напряжения, которое возникает при протекании тока через резистор R6. Схема обеспечивает Uвых = К*Iвх- Коэффициент преобразования схемы К = R6*(R3/R4). Для настройки ОУ при Iвх=0 служит резистор R2. Часть входного тока ответвляется в цепь R1, R2, R3. Резистор R6 – проволочный (нихром).

Эта схема ВЧ усилителя передатчика (на 50 МГц) имеет 100 Вт выходной мощности. Данный УВЧ использовал с моим FT-736R для DX SSB. Он усиливает сигнал ровно в 10 раз. Устройство прекрасно подходит для автомобильных радиостанций таксистов, работающих в диапазонах 50 и 27 МГц (с перестройкой контуров).

Если вы хотите построить этот радиочастотный усилитель, собирайте его на двухсторонней печатной плате – для увеличения площади заземления. Транзистор 2SC2782 нуждается в приличном радиаторе. Максимальная мощность на выходе – 120W.

Схема усилителя мощности ВЧ

Рисунок печатной платы


Технические характеристики усилителя:

  • Входная Мощность: 10W
  • Выходная Мощность: 100W
  • Рабочая Частота: 50-52MHz
  • Режим работы: FM – SSB
  • Рабочее Напряжение: 10-16 В постоянного тока
  • Рабочий Ток: 10 ампер.


Схема была взята с одного китайского сайта и успешно повторена, только не использовались элементы детектора автоматического переключения приём-передача (на схеме зачёркнуты). Для создания УВЧ на частоты от 100 мегагерц – воспользуйтесь .

Принято считать, что разработка высокочастотных усилителей – занятие гораздо более сложное, чем разработка усилителей низкочастотных. Действительно, ведь при этом приходится учитывать гораздо большее количество разнообразных электромагнитных эффектов и процессов в цепях. Но зачастую оказывается, что реальное схемотехническое воплощение такого усилителя достаточно редко отходит от некоторой шаблонной структуры. Дело здесь в том, что при проектировании высокочастотных усилителей стремятся в первую очередь не увеличивать выходную мощность при минимизации линейных и нелинейных искажений, а достичь максимальной чувствительности и высокой устойчивости каскада в широком частотном диапазоне, т.е. требования к высокочастотным усилителям обычно сильно отличаются от требований к усилителям низкочастотным.

Типичная структура высокочастотного усилителя представляет собой последовательное соединение трех звеньев: входного согласующего звена (это обычно довольно простые \(LC\)-цепочки, вносящие минимальные потери, обеспечивающие согласование с предшествующим каскадом и грубо формирующие частотную характеристику), основного усилительного звена (транзистор, включенный с ОЭ, ОБ или ОК, возможно с внутрикаскадной ООС, обеспечивающей устойчивость и широкий динамический диапазон в широком спектре частот), выходного фильтра, окончательно формирующего частотную характеристику каскада и обеспечивающего согласование на его выходе (здесь могут использоваться достаточно сложные \(LC\)-фильтры, фильтры на ПАВ, пьезокерамические, кварцевые фильтры и т.п.). Межкаскадные связи в высокочастотных усилителях обычно выполняются с помощью емкостей, связанных индуктивностей или высокочастотных широкополосных трансформаторов (здесь мы намеренно опускаем вопросы проектирования интегральных усилителей, это совершенно отдельная тема, и о ней будет сказано позднее). Рассмотрим по порядку причины, которые так жестко регламентируют описанную структуру усилительного каскада.

Различные схемы включения транзистора (ОЭ, ОБ, ОК) обладают различными входными и выходными параметрами (какими именно, мы будем анализировать позднее). Для высокочастотных усилителей вопросы согласования каскадов по входу и выходу оказываются важны (по мере роста частоты все важнее, а для усилителей диапазона СВЧ вообще обязательны). Отсутствие согласования приводит к росту искажений сигнала, его переотражению обратно на вход предшествующего каскада, за счет чего уменьшается общий коэффициент усиления схемы, а главное – к росту неустойчивости схемы, что может привести к ее самовозбуждению. Чтобы избежать всех этих эффектов, при проектировании высокочастотных схем принимаются специальные меры по согласованию импедансов , т.е. выходной импеданс первого каскада должен быть равен (или, в крайнем случае, должен быть ниже) входному импедансу последующего каскада (заметим, что для низкочастотных усилителей, учитывая необходимость повышения КПД, мы обычно стремимся, чтобы входной импеданс усилительного каскада был гораздо выше выходного импеданса предшествующего каскада). Именно для согласования импедансов на входе высокочастотного каскада приходится включать специальные цепочки. Заметим также, что включать слишком сложные, вносящие достаточно высокие потери фильтры на входе высокочастотных усилительных каскадов (если только это не оконечные каскады) не принято. И без того довольно слабый высокочастотный сигнал может просто затеряться в шумах после прохождения таких фильтров.

Напрашивается простой вопрос: а зачем необходимо так старательно контролировать все возможные цепи обратной связи? Дело в том, что наличие или отсутствие таких цепей оказывает определяющее воздействие на устойчивость усилителя. Существует целая теория устойчивости, позволяющая предсказывать поведение самых разнообразных схем. Основной проблемой здесь является то, что схема, вроде бы нормально работающая при тестовых испытаниях, когда на нее подается чистый полезный сигнал, может оказаться легковозбудимой вне рабочей полосы усиления, т.е. в реальном устройстве, где всегда имеются некоторые помехи и нежелательные продукты интермодуляции, действующие вне рабочей полосы, такая схема работать не сможет. Потеря устойчивости вызывает значительные нелинейные искажения сигнала, а в пределе схема может самовозбудиться, превратившись из усилителя в генератор. Не следует думать, что данная проблема отсутствует в низкочастотных усилителях. Но там она оказывается гораздо более предсказуемой и управляемой, так что не вызывает очень уж серьезных затруднений при проектировании усилителей. А вот в высокочастотных усилителях неконтролируемое самовозбуждение может проявляться даже в тщательно просчитанных и профессионально собранных схемах.

Различные проблемы в каскадах усиления высокой частоты приводят к тому, что общий коэффициент усиления таких каскадов оказывается гораздо ниже коэффициента усиления аналогичных низкочастотных схем. Дополнительную проблему создают многочисленные фильтры, которые формируют частотную характеристику усилителя, но при этом также существенно ослабляют и полезный сигнал. Таким образом, для обеспечения достаточно высокого усиления на высокой частоте приходится строить многокаскадные усилители с числом каскадов, существенно превышающим то, что мы привыкли видеть в низкочастотных схемах.

В общем случае нет какой-либо универсальной методики построения схем высокочастотных усилителей, а приведенная выше структура – это лишь некий среднестатистический вариант, который может существенно изменяться в случае необходимости. Имеет смысл выделить два широких класса усилителей: широкополосные (к ним относятся и апериодические ) и узкополосные (к ним относятся и резонансные ) усилители.

Узкополосные усилители . Структурная схема узкополосного высокочастотного усилителя включает все стандартные звенья, описанные выше. Но кроме этого в состав узкополосного усилителя могут входить дополнительные пассивные цепи, предназначенные для формирования требуемой полосы пропускания и обеспечения устойчивости усилителя за пределами рабочей полосы частот (стабилизирующие цепи ).

Проблема формирования полосы пропускания является очень важной при разработке узкополосных усилителей, поскольку высокочастотные транзисторы активны в широкой полосе частот. Сформировать требуемую полосу пропускания можно, например, с помощью фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), включенного на входе или выходе транзистора. ФСС на входе ослабляет действие помех, предотвращает нелинейные искажения, обусловленные их взаимодействием с сигналом (интермодуляционные искажения), и тем самым повышает помехоустойчивость усилителя. Однако фильтр, включенный на входе, вносит в усилитель дополнительные потери и увеличивает его коэффициент шума. Потери фильтра на центральной частоте полосы пропускания тем больше, чем полоса уже. К ФСС на входе предъявляются более жесткие требования, чем к фильтру, включенному на выходе транзистора. Другой возможный способ формирования полосы пропускания – с помощью резонансных звеньев, включаемых последовательно с транзистором или в цепи обратной связи. Резонансные усилители имеют узкую полосу пропускания и высокий коэффициент усиления. Их основной отрицательной чертой является меньшая по сравнению с широкополосными каскадами устойчивость. За пределами рабочей полосы частот в области потенциальной неустойчивости усилитель может возбудиться помехами и продуктами интермодуляции. Для предотвращения этого в схемы узкополосных усилителей вводят стабилизирующие цепи с потерями, которые не оказывают влияния на работу каскада в рабочей полосе частот, но шунтируют цепи протекания сигнала в областях потенциальной неустойчивости.

Отметим, что такие функции, как согласование импедансов, формирование полосы пропускания и обеспечение устойчивости усилителя, не обязательно должны выполняться различными пассивными цепями – одна цепь может использоваться для выполнения сразу нескольких функций.

Широкополосные усилители . При проектировании широкополосных усилителей следует учитывать то обстоятельство, что коэффициент усиления при любом включении транзистора уменьшается с ростом частоты, поэтому расчет таких усилителей и согласование нагрузок обычно производят не на центральной, а на верхней частоте рабочего диапазона (в качестве согласующих цепей в таких усилителях часто используют широкополосные трансформаторы ). Избыточное усиление, проявляющееся на нижних частотах диапазона, устраняют так называемыми выравнивающими цепями . Последние могут быть выполнены в виде реактивных или диссипативных цепей (простейший пример выравнивающей цепи – обыкновенный конденсатор, включенный последовательно в цепь протекания сигнала; на верхней частоте рабочего диапазона его сопротивление оказывается ниже сопротивления на нижней частоте, т.е. низкочастотные сигналы при протекании через такую цепь будут подавляться в большей мере, чем сигналы высокочастотные).

В усилителях с реактивными выравнивающими цепями корректировка коэффициента усиления в полосе пропускания осуществляется за счет рассогласования (увеличения коэффициента отражения) на входе усилителя с понижением частоты. Однако при сильном рассогласовании усилители могут самовозбуждаться. В этом случае предпочтительным оказывается использование диссипативных цепей.

При использовании диссипативных выравнивающих цепей избыточное усиление компенсируется в поглощающих элементах цепей, затухание которых возрастает с уменьшением частоты (вспомним пример с конденсатором, хотя сам по себе одиночный конденсатор и нельзя считать диссипативной цепью, но принцип очень похож). Коэффициенты отражения от входа и выхода при этом получаются малыми. Диссипативные выравнивающие цепи одновременно могут использоваться и в качестве стабилизирующих, т.е. для подавления усиления за пределами полосы пропускания, хотя эти функции могут выполняться и разными цепями.

Что касается схем включения биполярных транзисторов в высокочастотных усилителях , то и они также во многом зависят от назначения усилителя.

В малошумящих усилителях входных трактов высокочувствительной аппаратуры предпочтение отдается схемам с ОЭ и с ОБ. Схемы с ОЭ безусловно устойчивы в широкой полосе частот и имеют очень большой динамический диапазон, что делает их практически незаменимыми в многокаскадных схемах усиления промежуточной частоты. Схемы с ОБ в большей части частотного дипазона, как правило, потенциально неустойчивы. Для преодоления этого недостатка такие схемы должны охватываться достаточно глубокой внутрикаскадной ООС. Но, с другой стороны, усилители на транзисторах во включении с ОБ обладают лучшими шумовыми свойствами (что предопределяет их более высокую чувствительность), в них может быть получено значительно большее усиление, чем в схемах с ОЭ, причем коэффициент усиления в каскадах с ОБ довольно слабо зависит от частоты. Увеличение усиления связано с сужением полосы пропускания и уменьшением запаса устойчивости усилителя. Кроме того, большие коэффициенты усиления могут быть реализованы лишь при больших сопротивлениях нагрузки, а это затрудняет создание согласующих цепей. Широкополосные усилители, учитывая проблемы с устойчивостью схемы с ОБ, обычно строят по схеме с ОЭ, а узкополосные – как по схеме с ОЭ, так и по схеме с ОБ, причем транзисторы во включении с ОБ позволяют получать значительно более узкие полосы пропускания. Каскад с ОК может применяться в усилителях мощности, его свойства на высоких частотах во многом похожи на свойства каскада с ОЭ, однако из-за присутствия глубокой ООС на практике каскады с ОК оказываются несколько более высокочастотными, чем аналогичные каскады с ОЭ.

Потребляемый ток – 46 мА. Напряжение в цепи смещения V bjas определяет уровень выходной мощности (коэффициент передачи) усилителя


Рис.33.11. Внутреннее строение и цоколевка микросхем TSH690, TSH691

Рис. 33.12. Типовая включения микросхем TSH690, TSH691 в качестве усилителя в полосе частот 300- 7000 МГц

и может регулироваться в пределах 0-5,5 (6,0) В. Коэффициент передачи микросхемы TSH690 (TSH691) при напряжении смещения V bias =2,7 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом в полосе частот до 450 МГц составляет 23(43) дБ, до 900(950) МГц – 17(23) дБ.

Практическая включения микросхем TSH690, TSH691 приведена на рис. 33.12. Рекомендуемые номиналы элементов: С1=С5=100- 1000 пФ; С2=С4=1000 пФ; С3=0,01 мкФ; L1 150 нГн; L2 56 нГн для частот не свыше 450 МГц и 10 нГн для частот до 900 МГц. Резистором R1 можно регулировать уровень выходной мощности (можно использовать для системы автоматической регулировки выходной мощности).

Широкополосный INA50311 (рис. 33.13), производимый фирмой Hewlett Packard, предназначен для использования в аппаратуре подвижной связи, а также в бытовой радиоэлектронной аппаратуре, например, в качестве антенного усилителя или усилителя радиочастоты. Рабочий диапазон усилителя 50-2500 МГц. Напряжение питания – 5 В при потребляемом токе до 17 мА. Усредненный коэффициент усиления


Рис. 33.13. внутреннего строения микросхемы ΙΝΑ50311

10 дБ. Максимальная мощность сигнала, подводимого к входу на частоте 900 МГц, не более 10 мВт. Коэффициент шума 3,4 дБ.

Типовая включения микросхемы ΙΝΑ50311 при питании от стабилизатора напряжения 78LO05 приведена на рис. 33.14.

Рис. 33.14. широкополосного усилителя на микросхеме INA50311

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. – СПб.: Наука и Техника, 2013. -352 с.

ССР-201

Приемник апериодического наблюдения

SSR-201 – по прозвищу сторожевой пес – был апериодический приемник, также известный как кварцевый приемник или неселективный приемник, разработан во время Второй мировой войны (~ 1942 г.) Джеймс Витч и Уильям Хофферт из Отдел радиоразведки (RID) Федеральная комиссия по связи США (FCC), и производится Kann Manufacturing Co.в Балтиморе (Мэриленд, США) для использования Управлением стратегических служб (OSS) (сейчас: ЦРУ). Впервые он был использован RID и OSS для контрразведки [5].


Устройство имеет размеры 43 x 25 x 13 см, вес 8,4 кг и кожаную ручку. наверху. Он размещен в профессиональном металлическом корпусе черного цвета. морщинистая краска, имеющая вид обычной гражданской (бытовой) усилитель эпохи.

Приемник неселективный, или апериодический , что означает, что он принимает весь радиодиапазон, для которого он был разработан, сразу (0.От 05 до 60 МГц). По своей конструкции апериодические приемники нечувствительны и должны размещаться в близость предполагаемого передатчика (100 – 500 метров). SSR-201 подходит для обнаружения сигналов AM, R / T и CW.


Апериодические приемники – отличное подспорье, когда рабочая частота потенциального подпольная радиостанция неизвестна, так как она обнаружит любую передачу в своем окрестности.После обнаружения передачи ее можно отслеживать, пока Для определения точной частоты используется обычный приемник.

Показанное здесь устройство использовалось после Второй мировой войны в Нидерландах, по Bijzondere Radio Dienst (BRD) (Специальная радиослужба) 1 – агентство, которому было поручено найти нелегальные передатчики. Его последней серьезной оперативной задачей было в 1950-х, когда офицер BRD Даан Нойтебум использовал его для мониторинга подозреваемое русское судно, пришвартовавшееся в голландской гавани – за потенциальную подпольную деятельность (шпионаж).Вариант ствольной коробки, известный как серия K 2 , был помещен в коричневый деревянный корпус. корпус, но в остальном почти идентичный. Было произведено около 200+ единиц [3].



Все органы управления SSR-201 находятся на передней панели, как показано на схеме. ниже. Устройство полностью автономно и имеет встроенный динамик. Он должен питаться от сети переменного тока 110 В, но также может быть внешнее питание – например, от автомобильного аккумулятора – с помощью (опционального) вибратора.Антенные и заземляющие провода должны быть подключены к винтовые клеммы вверху справа.

Все органы управления расположены по нижнему краю. Регулятор громкости в центре действует как главный выключатель питания. Он переключает низкое напряжение (6,3 В) на нити клапанов. Прибл. Через 15 секунд напряжение HT для анодов клапанов должно включаться с помощью выключателя пластинчатого напряжения слева. Полные инструкции по установке и настройке можно найти в руководство пользователя.


Известны две версии устройства: (1) оригинальный SSR-201, в корпусе в металлическом корпусе с черной морщинистой краской, и (2) так называемая K-серия, в которой размещались в деревянном корпусе.Показанный здесь имеет серийный номер 45 и в настоящее время единственный известный сохранившийся вариант этой версии. Имеет две петли и замки для установки металлической крышки (отсутствует с устройства, показанного здесь).

В начале Второй мировой войны, в 1939 году, правительство США знало, что ему не хватало жизненно важной информации от перехваченного радиообмена, в частности между Германией и рядом стран Южной Америки. Кроме того, они были осведомлены о резком росте подпольной радиоактивности нацистских шпионы по всей Европе.Это побудило президента США Франклина Д. Рузвельта выделить бюджет в 1,6 миллиона долларов США на создание Секция операций национальной обороны (NDO) в FCC [5].

FCC набрала новый персонал для NDO – в основном из рядов радиолюбителей – и начала установку стационарных и мобильных станций наблюдения и перехвата. по всей стране, с сентября 1940 г. Позже в том же году NDO был переименован в Подразделение радиоразведки (РИД) и стал полноправным правоохранительным органом. под руководством инспектора Федеральной комиссии по связи Джорджа Стерлинга.

К тому времени, когда США вступили во Вторую мировую войну – после нападения на Перл-Харбор – FCC был полностью готов к войне и имел станции мониторинга на стратегических местоположения в Соединенных Штатах и ​​их окрестностях. Поскольку у FCC не было бюджета ни персонал, обеспечивающий постоянное наблюдение за тайной деятельностью, было решено разработать приемник, который бы автоматически реагировал на любой сигнал в его окрестностях – независимо от частоты – и сделать его доступным в УСС, ФБР и полиция.


Из требований, два инженера RID – Джеймс Витч и Уильям Хофферт при поддержке Уильяма Феллоуз – разработан апериодический приемник. RID первым использовал приемник для обнаружения незаконных передатчики, за которыми вскоре последовали OSS – предшественник ЦРУ – и ВМС США. В 1947 году Витч и Хофферт зарегистрировали его как Патент США 2513384, и приемники SSR-201 попали к сестре организаций в освобожденной Европе, как в Нидерландах, где наши SSR-201 использовался в течение нескольких лет только что созданным Специальная радиослужба (BRD) для отслеживания незаконной деятельности.

➤ Дополнительная информация Дэна Фланагана (за пределами сайта)


В начале Второй мировой войны большинство производителей США были загружены обороной. контракты и не могли обрабатывать (или не интересовались) заказы на небольшие объемы производства. Следовательно, FCC пришлось найти другой способ получить SSR-201, и, наконец, удалось убедить г-на Мануэля Канна – радиолюбитель из Балтимора с позывным W3ZK – работать с его дом [6].

До конца войны Канн работал днем ​​и ночью, чтобы производить части для радиопеленгаторов Adcock Федерального агентства по связи, а также производство приемников SSR-201 – все из подвала его дома и с помощью инженеров из местные радиостанции [6]. После войны он объединился с Чарльзом Эллером. – бывший сотрудник FCC – и открыл электронику Канн-Эллерт магазин в городе Балтимор.

➤ Дополнительная информация Брайана Харрисона [4]


Ниже представлена ​​блок-схема SSR-201.Крайний слева – прямое подключение к антенне – сеточный течеискатель, построенный на базе 1Г4, за которым следует Усилитель постоянного тока, который питает мост вакуумной трубки, также известный как мост VT или дифференциальный усилитель – построен на двух лампах 6Г6. Верхнее плечо этого усилителя (активное) подается на выходной усилитель (6V6). это приводит в движение динамик.

В сочетании с верхним рычагом нижний рычаг (неактивный) обслуживает два цели: (1) он управляет индикатором с оптической электронно-лучевой трубкой (волшебный глаз) – здесь используется как индикатор напряженности поля – и (2) он управляет схемой затвора, которая передает тон от генератор низких частот к выходному усилителю, позволяющий передавать CW-сигналы. слышно через динамик.Справа – детектор / усилитель. который управляет реле. Его можно использовать для запуска / остановки записывающего устройства, например, магнитофон или ондулятор.

Как оригинальная принципиальная схема – напечатано в руководстве серии K – плохого качества, мы воссоздали его ниже. Обратите внимание, что между оригинальным SSR-201 есть небольшие отличия. и K-серию. Вверху находится Блок питания от сети 110 В, который состоит из сетевого трансформатора с три вторичные обмотки, из которых ЛТ (6.3 В переменного тока) и HT (420 В постоянного тока) напряжения выведены. Эти напряжения передаются через восьмеричный разъем на на задней панели устройства, чтобы обеспечить его питание от внешнего блока вибраторов. Это может быть полезно в мобильной среде.

При нормальной работе в восьмеричном разъеме должны присутствовать два контурных провода. (здесь показано красным). Линия HT сначала фильтруется, а затем преобразуется в несколько стабильных напряжений, используя стабилизатор VR105 и VR150. Некоторые из этих напряжений являются критическими, и их, возможно, придется отрегулировать. через несколько лет.

Принципиальная схема ССР-201


A внизу слева расположен сетевой течеискатель (1G4), который подключен прямо на проволочную антенну. Выходной сигнал детектора проходит через Усилитель постоянного тока (6SQ7) на так называемый ламповый мост или мост VT, состоящий из двух клапанов 6Г6. Крайний левый 6G6 является активным плечом мост, а правая – неактивная рука.Индикатор настройки (6U5) подключается между выводами двух плеч моста. Звук от трансмиссии A3 (AM) берется из активного рычага.

В правом верхнем углу находится звуковой генератор (6SL7), который можно использовать для CW (азбука Морзе) звуковые сигналы или для обнаружения ближайшего радиосигнала в беспилотная установка. Генератор включается с помощью S2, и его сигнал проходит через затвор (6J5) и трансформатор (T1) на аудиолинию. В конечном итоге звук усиливается в выходном каскаде (6V6) и передается на динамик внизу справа.Дополнительная схема, состоящая из детектора и усилителя постоянного тока (6SL7) принимает выходной аудиосигнал и использует его для управления реле, которое может использоваться для запуска / остановки внешнего записывающего устройства.


Хотя более поздняя версия серии K основана на той же схеме, там есть небольшие различия, особенно в выборе клапанов и количество номиналов резистора. Это могут быть более поздние улучшения, но могут Также это связано с нехваткой изначально выбранных клапанов во время войны.

Принципиальная схема серии K


В этой версии усилитель постоянного тока, который находится на выходе из сети. течеискатель построен на базе 6F5, в то время как 6C5 используется для детектор / схема затвора. Кроме того, тональный генератор построен на 6SC7, а не 6SL7. В итоге проводка к гнездам клапанов тоже отличается.

SSR-201 размещен в металлическом корпусе размером 43 x 25 x 13 см. и весит 8,4 кг. Все детали смонтированы на металлическом каркасе, который на лицевую панель. Доступ к внутренней части можно получить, открутив 14 винтов из края передней панели, после чего рамка может быть извлечена.

На изображении справа показана передняя часть с рамкой после ее снятия. из корпуса. Конструкция очень похожа на обычную бытовую аудиосистему. усилители той эпохи, и все компоненты взяты из невоенное (гражданское) производство.

Шасси вмещает большой сетевой трансформатор 110 В переменного тока (большая черная часть в углу), набор из термоэмиссионных клапанов , или вакуумные лампы и несколько электролитических конденсаторов.Устанавливается на передней панели (рядом с динамиком), электронно-лучевая трубка – также известный как Волшебный глаз или Tuning Eye – используется в качестве индикатора силы сигнала.


Все пассивные компоненты расположены в нижняя часть шасси, который выступает из гнезда клапана.В отличие от бытовой техники – где паялось большинство компонентов непосредственно к патрубкам клапанов – детали внутри SSR-201 аккуратно установлены на отдельных платах Pertinax, которые подключены к гнездам клапанов. Обратите внимание, что некоторые резисторы можно регулировать. Также обратите внимание, что некоторые части были заменены современными, вероятно, при более ранней попытке реставрации.

Когда мы получили наш SSR-201 – в марте 2020 года [1] – он был в нерабочем состоянии. состояние.Фактически, после этого устройство ни разу не включили. был списан в 1960-х годах. Крышка держателя предохранителя была снята. и сетевой шнур был заблокирован внутри корпуса, вероятно, чтобы предотвратить устройство от случайного включения в сеть 220 В в континентальной Европе.

Поскольку резиновый сетевой кабель с годами стал хрупким, было решено заменить его на аналогичный современный неопреновый заменитель, чтобы он можно безопасно подключить к источнику питания.Поскольку держатель предохранителя был неполным, его заменили на аналогичный такого же размера.

После постепенной подачи сетевого напряжения – с помощью VARIAC – стало ясно, что один из больших конденсаторов (3 x 8 мкФ) быстро нагревался и вызывал приемник, чтобы потреблять больше тока, чем он должен. В качестве промежуточного решения было решено заменить его на современные аналоги.


Поскольку один из поворотных переключателей на передней панели был заменен на тумблер во время более раннего ремонта было решено заменить на снова подходящий поворотный переключатель и найдите подходящую ручку.Результат показан на изображении выше, со снятым тумблером, лежащим впереди.

После этого прибор снова включили и наблюдали за сетевым током. На этот раз он остался в указанных пределах, и никаких дальнейших аномалий. были замечены. Затем был проведен первый тест. путем применения AM-сигнала достаточной мощности от RF генератор сигналов непосредственно к клеммам антенны / заземления на передней панели.

Это сработало, но найти правильный баланс моста. Кроме того, волшебный глаз был всегда полностью открыт или полностью закрыт. После проверки мостовой схемы Было обнаружено, что один из анодных резисторов 10 кОм был сломан.


После замены реставратора анода 10к (оба, в качестве меры безопасности), мост снова заработал, и волшебный глаз дал верный указатель мощности сигнала.Бумажные конденсаторы WIMA – этого не было заменены в рамках ранее проведенного ремонта – были заменены на современные альтернативы.

Потенциометр для грубой балансировки пришлось установить почти в крайнее правое положение. положение для правильной работы, балансировочное напряжение было повторно отрегулировано с помощью потенциометр на задней панели устройства.

Поскольку уровень выходного аудиосигнала был довольно низким, цепь вокруг клапана затвора (6J5 или 6C5) проверяли.Оказалось, что трансформатор модуляции (Т1) был сломан и стал высокоимпедантом на первичной стороне. Тестирование устройства с временной заменой подтверждено что он действительно был сломан. Этот инцидент мог быть связана с неисправным анодным резистором 10 кОм (6Г6).


Аудиотрансформатор имеет соотношение 1: 3 и был изготовлен Standard Transformer Corporation (STANCOR) в США.Хотя такие детали в наши дни крайне редки, замена NOS точно такого же типа – A-63-C – был найден на eBay. Через несколько недель он прибыл и был установлен. в положении старого трансформатора. Ресивер теперь полностью снова в рабочем состоянии.

В процессе реставрации выполнены следующие работы:


  • Устранены повреждения передней панели
  • Резиновые ножки заменены
  • Потенциометр фазы отремонтирован (был заеден)
  • Сетевой шнур заменен (был хрупким)
  • Патрон предохранителя заменен (частично отсутствовал)
  • Тумблер заменен поворотным переключателем (осциллятор) )
  • Заменен электролитический конденсатор (3 x 8 мкФ)
  • Заменены резисторы 10 кОм для анодов 6G6
  • Бумажные конденсаторы WIMA заменены
  • Заменен трансформатор модуляции

Это видео было снято несколько лет назад Стивом Эллингтоном (N4LQ), и показывает SSR-201 с серийным номером K70 – в то время часть коллекция Брайана Хариссона (KN4R) – в полном рабочем состоянии.Кадры через YouTube (данные получены в апреле 2020 г.) [8].

Другие известные апериодические приемники ЦРУ
  • Чувствительность

    > 10 мВ (2 мВ на оптическом индикаторе)
  • Частота

    Широкополосный, неселективный, от 50 кГц до> 60 МГц [A]
  • Питание

    110 В переменного тока или 6 В постоянного тока (через дополнительный внешний вибратор)
  • Антенна

    Нерезонансный провод
  • Размеры

    430 x 250 x 130 мм
  • Вес

    8.4 кг
  • SSR-201

    1G4, 6SQ7, 6J5, 6G6 (2x), 6SL7 (2x), 6V6, 6U5, 5Z3, VR105, VR150
  • K-серия

    1G4, 6F5, 6C5, 6G6 (2x), 6SL7, 6SC7, 6V6, 6U5, 5Z3, VR105, VR150
  • 45

    OSS

    Crypto Museum 1
  • K3

    FCC

    Antique Wireless Museum (AWA)
  • K70

    FCC

    Коллекционер Брайан Хариссон ➤ Видео
  1. Находился в собрании музея Яна Корвера [1].

  1. Копия оригинального руководства любезно предоставлена ​​Брайаном Харрисоном KN4R [4].

  1. Cor Moerman, SSR-201 апериодический приемник, S / N 45 – СПАСИБО!
    Музей Яна Корвера. Поступило в марте 2020 г.
  2. Louis Meulstee, Апериодический приемник SSR-201
    Беспроводная связь для воина – Том 4
  3. Louis Meulstee, Апериодический приемник SSR-201
    Беспроводная связь для воина – Том 4 – Дополнение, Глава 1.Версия 1.02, апрель 2015 г.
  4. Брайан Харрисон KN4R, Апериодический приемник SSR-201 «Watch-dog»
    Electric Radio Magazine, август 2014 г. 1
  5. Дэн Фланаган W3DF, История оригинального W3DF
    4 сентября 2016 г. Проверено в марте 2020 г.
  6. Джордж Э. Стерлинг, История отдела радиоразведки
    До и во время Второй мировой войны, 1940-1945 гг. – Под редакцией Дэна Фланагана [5].
  7. Меморандум ЦРУ, DF Equipment – FCC и FBI
    4 января 1952 года. Частично одобрен для выпуска 13 сентября 2012 года.
  8. Стив Эллингтон (N4LQ), Приемник шпионского локатора времен Второй мировой войны – апериодический
    YouTube, 11 мая 2014 г.
  1. Статья воспроизведена здесь с любезного разрешения автора.
    Первоначально опубликовано в августе 2014 г. в Журнал “Электрорадио”.

Все ссылки, показанные красным, в настоящее время недоступны. Если вам нравится информация на этом сайте, почему бы не сделать пожертвование?
Крипто-музей. Создано: четверг, 19 марта 2020 г. Последнее изменение: суббота, 8 мая 2021 г. – 07:00 CET.

ВЧ широкополосный апериодический усилитель

Высокочастотные усилители мощности построены по схеме, содержащей каскады усиления, фильтр и схемы автоматики. Усилители характеризуются номинальной выходной и минимальной входной мощностью, диапазоном рабочих частот, КПД, чувствительностью к изменениям нагрузки, уровнем нежелательных вибраций, стабильностью и надежностью работы, массой, габаритами, стоимостью.

Полученные на данный момент максимальные значения выходной мощности на частотах до 100 МГц составляют несколько десятков киловатт. При значительно меньшей мощности, выдаваемой отдельными транзисторами (не более 200 Вт), эти значения достигаются с помощью специальных устройств объединения сигналов, среди которых делители и сумматоры мощности являются наиболее распространенными. Разновидностей этих устройств много. По величине фазового сдвига они делятся на синфазные (со сдвигом фазы суммированных сигналов φ = 0), противофазные (φ = i), квадратурные (φ = n / 2) и т. Д.; по типу исполнения – с распределенными и сосредоточенными элементами; по способу соединения с нагрузкой – на последовательный и параллельный и т.д. развязка модуля). Посмотрим, как это требование выполняется в простом сумматоре синфазных трансформаторов. Схема такого сумматора на трансформаторах Т4 Т6 вместе с делителем (на трансформаторах Т1 ТК) и суммирующими каскадами (на транзисторах VT 1 и VT 2) без цепей смещения и питания показан на рис.5.4. Трансформаторы T4 T6 имеют коэффициенты трансформации соответственно 1,1 и 1 / V2 (здесь r n – сопротивление нагрузки, R B – балластный резистор, сопротивление которого составляет 2 g n). В нормальных условиях эксплуатации, когда напряжения на коллекторах синфазны и их амплитуды равны, в балластном резисторе нет тока. Трансформатор T6 ведет к двум последовательно соединенным обмоткам трансформатора T4 и T5 сопротивлением 2r n, так что на коллекторе каждого транзистора сопротивление нагрузки равно r n.Представьте теперь, что коллектор транзистора VT 2 оказался замкнутым со своим эмиттером. В этом случае вторичная обмотка трансформатора T5 представляет собой чрезвычайно низкое сопротивление для ВЧ сигнала, так что сопротивление 2r n, приведенное к первичной обмотке трансформатора T6, , полностью уменьшено до вторичной обмотки трансформатор Т4, ​​а значит , на коллектор транзистора VT 1. А параллельно VT 1 в данном случае подключается балластный резистор того же сопротивления, то есть, несмотря на изменение режима работы, на второй ступени условия работы первой ступени не изменились – она ​​все еще работает на сопротивлении нагрузки r n . Но, поскольку половина его мощности теперь идет на балластный резистор, в нагрузке остается только половина мощности одного каскада, что в 4 раза меньше мощности, отдаваемой усилителем нагрузке до изменения нормальных условий эксплуатации.Чем больше ступеней используется для получения выходной мощности, тем меньше изменение рабочих условий на той или иной ступени влияет на общую мощность нагрузки. Например, в усилителе с выходной мощностью 4,5 кВт, полученным в результате суммирования мощностей 32 транзисторных каскадов, при выходе из строя одного из каскадов выходная мощность уменьшается всего до 4,3 кВт. Таким образом, очень малое взаимное влияние каскадов в устройстве суммирования мощности позволяет, максимально используя усилительные свойства каждого транзистора, обеспечить высокую надежность его работы, а, следовательно, безаварийную работу силовых цепей. усилитель в целом.

Рис. 5.4. Схема усилителя с суммированием мощности на трансформаторах

Суммирующее устройство выбирается исходя из характера и условий работы усилителя, так как при решении основной задачи – сложении сигналов – возможно использование определенных возможностей сумматора определенного типа. , для улучшения других характеристик усилителя, например, для ослабления некоторых типов нежелательных колебаний или для снижения чувствительности к рассогласованию нагрузки …

Удовлетворительная развязка модулей, а также низкий уровень нежелательных колебаний третьего порядка , низкая чувствительность к изменениям нагрузки и слабое влияние суммированных каскадов на предусилитель получены при использовании квадратурных сумматоров мощности.Противофазные сумматоры подавляют нежелательные колебания второго порядка с удовлетворительной развязкой. Чередование квадратурных и противофазных сумматоров, например, когда два модуля добавляются в противофазе, и пары модулей, объединенные таким образом, являются квадратурными, в значительной степени объединяет преимущества обоих типов сумматоров. По этим причинам квадратурные и противофазные сумматоры и делители мощности, выполненные, например, на длинных коаксиальных или полосковых линиях, трансформаторах, широко используются в усилителях с выходной мощностью 10 Вт и выше.

Следующий параметр усилителя – минимальная входная мощность – определяется допустимым уровнем шума и стабильностью работы и в этой связи зависит от схемы, режима работы и конструкции усилителя. Влияние шума на чувствительность усилителя объясняется следующим образом. Известно, что мощность шума, подводимого к входу усилителя, определяется по формуле P w = 4kTF w Df, где k – постоянная Больцмана; T – абсолютная температура; F m – коэффициент шума;

Af – это полоса пропускания, в которой

R sh.Но для данного отношения сигнал / шум TO NS на усилителе выходной мощности входного сигнала R с не должно быть меньше R NS TO NS . Отсюда следует, что минимально допустимое значение входного сигнала, характеризующее чувствительность усилителя, определяется как P C tsh = 4kTF u K w Df. Учитывая TO NS и Af, все величины, включенные в это выражение, известны, за исключением F JI.С помощью известных соотношений легко показать, что в нелинейном усилителе, который в общем случае является усилителем мощности, при достаточно большом усилении мощности первого каскада

где F sh2 – коэффициент шума первый этап; при т + 1 – отношение коэффициентов усиления мощности шума к коэффициенту усиления мощности сигнала в (m + 1) -м каскаде усилителя, содержащего каскады NS . В зависимости от режима работы каскада это соотношение определяется по формуле

Коэффициенты

, входящие в эту формулу, находятся в таблицах.Например, для четырехкаскадного усилителя мощностью 50 Вт на F м 1 = 6, Y 2 = 1,6, Yz = 1,7, Y 4 = 1,9 имеем F NS = 31, , что при K w = 120 дБ, Df = 20 кГц и 4kT = 1,62 * 10-20 Вт / Гц дает PW = 1 * 10 -14 Вт и P cmin = 10 МВт, т. Е. При оговоренных условиях минимальное допустимое значение входного сигнала характеризуется напряжением около 1 В при сопротивлении 75 Ом. Обратите внимание, что приведенное выше определение чувствительности действительно, если сигнал действует на входе усилителя, в котором мощность шума, по крайней мере, на порядок ниже, чем собственная мощность шума усилителя, уменьшенная на входе, поскольку в противном случае приемлемое отношение сигнал-к- коэффициент шума не будет получен Кш.Если эта разница в значениях входного шума не наблюдается, то для обеспечения необходимого значения K w между источниками сигнала и усилителем необходимо установить селективную схему, приводящую к необходимому подавлению шума при заданной расстройке. от рабочей частоты.


Рис. 5.7. Схема усилителя с выходной мощностью 15 Вт для диапазона частот 2 – 30 МГц

Таблица 5.1

Параметр

Значение

Выходная мощность, Вт, не менее

Напряжение питания, В

Сопротивление нагрузки, Ом

Входное сопротивление (с КСВН

Напряжение входное, В, не менее

Уровень второй гармоники, дБ, не более

Уровень третьей гармоники, дБ, не более

Уровень комбинационных колебаний третьего порядка на пике огибающей двухтонального тестового сигнала, дБ, не более

Уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка по отношению к величине, вызвавшей эти колебания, помехи в цепи нагрузки, дБ, не более

Ток потребления при номинальной выходной мощности в режиме однотонального тестового сигнала, А, не более

Диапазон рабочих температур окружающей среды (при температуре корпуса транзистора не более + 110 ° С), град.


Рис.5.8. Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 2-30 МГц

Таблица 5.2

Обозначение

Количество витков в первичной обмотке ф и II вторичная обмотка, марка провода, вид обмотки, особенности устройства

T1 (см. Рисунок 5.7)

2 колонны по 6 тороидальных сердечников в каждой, 1000NM-ZB, K5HZH XL, 5

I – 3 витка с МПО-0.2 провода; II – 1 виток трубчатой ​​конструкции с ответвлением от середины; Обмотка I находится внутри II

T2 (см. Рисунок 5.7)

2 колонны по 6 тороидальных сердечников в каждой, 1000НМ-ЗБ, К5ХЖ Х1,5

I – 6 витков проводом МПО-0,2; II – 1 виток трубчатой ​​конструкции с ответвлением от середины; Обмотка I находится внутри II

(см. Рис. 5.7)

1 тороидальный сердечник, 400НН-4, К 12Х6Х4,5

I, II – 6 витков 12 витых проводов ПЭВ-0.14, разделенный на 2 группы по 6 проводов; III – 1 виток провода МГШВ-0,35 длиной 10 см

(см. Рис. 5.7)

1 тороидальный сердечник, 400NN-4, K20X 12X6

I – 2 секции по 3,5 витка с проводом МГТФЭ-0,14; II-5,5 витка с проводом МГТФЭ-0,14

л 3, л 4 (см. Рис. 5.7, рис. 5.8)

1 тороидальный сердечник, YOOONM-ZB, K 10X6X3

И – 5 витков провода ПЭВ-0.43

л 5

(см. Рисунок 5.8)

2 тороидальных сердечника, 400НН-4, К 12Х6Х4,5

И – 8 витков провода ПЭВ-0,43

T1 (см. Рисунок 5.8)

2 колонны по 6 тороидальных сердечников в каждой, YOOONM-ZB, K5H

1 – 2 катушка проволока МПО-0,2; II – 1 виток трубчатой ​​конструкции с ответвлением от середины; I – обмотка находится внутри II

T2 (см. Рисунок 5.8)

2 колонки по 5 тороидальных сердечников в каждой, YOOONM-ZB, K7X X4X2

I – 2 витка 2-х проводов МПО-0,2 каждый с отводом от точки подключения конца 1 провода с началом 2; II – 1 змеевик трубчатой ​​конструкции с выходом из середины; Обмотка I находится внутри II

Конец таблицы. 5,2

Обозначение

Конструкция трансформатора или сердечника дросселя, тип материала и размер

Число витков в первичной I и вторичной II обмотках, марка провода, тип обмотки, конструктивные особенности

TK (см. Рисунок 5.8)

1 тороидальный сердечник, 100НН-4, К 16X8X6

I – 6 витков 16-ти многожильных проводов ПЭВ-0,31, разделенных на 2 группы по 8 проводов, с отводом от точки соединения конца группы 1 с началом 2; II – 1 виток проволоки МГШВ-0,35 10 см

T4 (см. Рисунок 5.8)

2 колонны по 7 тороидальных сердечников в каждой, 400HN-4, K 16X8X6

I – 1 виток трубчатой ​​конструкции с ответвлением от середины; II – 2 витка 10 проводов МПО-0.2, включенные параллельно; II обмотка находится внутри I

Полоса пропускания на высоких уровнях мощности в значительной степени определяется схемами межкаскадного согласования, которые представляют собой специально разработанные широкополосные трансформаторы, а также схемами коррекции амплитудно-частотной характеристики и цепями обратной связи. Итак, на рис. На рисунках 5.7 и 5.8 показаны схемы усилителя выходной мощностью 15 и 80 Вт для радиопередатчиков мощностью 10 и 50 Вт, работающих в диапазоне 2–30 МГц.Их основные характеристики приведены в таблице. 5.1, а данные об используемых трансформаторах и дросселях – в таблице. 5.2. Особенностями этих усилителей являются относительно низкий уровень нежелательных колебаний и относительно небольшая неравномерность амплитудно-частотной характеристики. Эти параметры, например, в усилителе мощностью 80 Вт, достигаются за счет использования частотно-зависимой отрицательной обратной связи в выходном каскаде (от вторичной обмотки трансформатора ТК через резисторы R 11 и R 12 на базу транзисторов VT 3 и VT 4) и в предфинальной стадии (с использованием резисторов R 4 R 7) и также корректирующие цепи C 2 R 2, С 3 R 3 и R 1 л 1 С 1.

Также возможно уменьшить неравномерность усиления в полосе частот, используя схемы коррекции на входе конечного каскада (конденсатор C7 и индуктивность проводников AB и VG, , которые представляют собой полосы из фольги 30 мм длиной и 4 мм шириной) и на выходе усилителя (индуктивность трансформатора T4 и конденсатор C 13). Широкополосные трансформаторы, используемые в этих усилителях, способны обеспечить удовлетворительное согласование не только в диапазоне 2–30 МГц, но и на более высоких частотах.Однако на частотах выше 30 МГц лучшие характеристики получаются с полосковыми трансформаторами без ферритовых материалов. Такие трансформаторы, например, использовались в усилителе с выходной мощностью 80 Вт в диапазоне 30 – 80 МГц (таблица 5.3), схема которого представлена ​​на рис. 5.9. Особенностью этого усилителя является использование биполярных и полевых транзисторов одновременно. Такое сочетание позволило улучшить шумовые характеристики по отношению к использованию только биполярных транзисторов, а по сравнению с использованием только полевых устройств улучшить энергетические характеристики усилителя.

Таблица 5.3

Обозначение

Конструкция трансформатора

Т7, Т 6

Направленный ответвитель в виде микрополосковой линии длиной 720 мм и шириной 1,5 мм, выполненной на двухстороннем ламинате из фольги и стекловолокна размером 75X20X0,5 мм и помещен между двумя пластинами из стекловолокна, каждая из которых покрыта фольгой. улица. Габаритные размеры 75X20X3,5 мм

Т2, ТК

6 витков скрутки двух проводов ПЭВ-0.41 с шагом закрутки 3 витка на 1 см на тороидальном сердечнике МРУОФ-2-8 K7X4HZ

Т4, ​​Т5

6 витков скрутки двух проводов ПЭВ2-0,41 с шагом скрутки 3 витка на 1 см на тороидальном сердечнике МРУОФ-2-8 К12Х7Х6

I обмотка 1 витка печатного проводника шириной 5 мм и II обмотка 2 витка печатного проводника шириной 2 мм, размещенных друг напротив друга с разных сторон пластины из двухстороннего фольгового стеклотекстолита. размером 80X18X0.5 мм, заключенный между изоляционными пластинами из стекловолокна

Печатный провод общей длиной 370 мм и шириной 10 мм на расстоянии 168 мм и шириной, плавно изменяющейся от 10 до 3 мм, на расстоянии 168 – 370 мм, выполненный на стеклопластике ФТС-1. – 35 – В – 0.12. Первая обмотка – это первая часть проводника длиной 168 мм; вторая обмотка начинается с середины первой и заканчивается на конце проводника. Весь проводник намотан по спирали на диэлектрический каркас

.


Рис.5.9 Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 30 — 80 МГц

Важным параметром ВЧ усилителя является его КПД. Этот параметр зависит от назначения усилителя, условий его работы и, как следствие, от схемы конструкции и используемых полупроводниковых приборов. Он составляет 40–90% для усилителей сигналов с постоянной или переключаемой амплитудой (например, с частотной и фазовой модуляцией, частотной и амплитудной телеграфией) и 30–60% для линейных усилителей с амплитудной модуляцией.Меньшее из указанных значений объясняется использованием энергетически невыгодных, но обеспечивающих линейное усиление, режимов пониженного напряжения на всех каскадах, а также режима А в предварительном, а зачастую и в предпоследнем каскаде усилителя. Более высокие значения характерны для ключевого режима усиления сигналов с постоянной или переключаемой амплитудой (80 – 90%) или для амплитудно-модулированных сигналов (50 – 60%) при использовании метода раздельного усиления компонентов сигнала. Например, КПД не менее 80% был получен в 4.Широкополосный усилитель мощностью 5 кВт с выходным каскадом на 32 транзисторах, построенный с учетом общих рекомендаций по ключевому режиму и при принятии мер по устранению сквозных токов. Однако, несмотря на очевидные энергетические преимущества ключевого режима работы, он все еще относительно редко используется в усилителях ВЧ. Это связано с рядом особенностей, к которым, например, относятся критичность к изменениям нагрузки, высокий уровень нежелательных колебаний, высокая вероятность превышения максимально допустимых напряжений транзисторов и сложность регулировки при получении необходимых фазово-частотных характеристик. , стабильность которых должна быть обеспечена в условиях изменяющейся нагрузки, напряжения питания и температуры.среда. Кроме того, для реализации ключевого режима на высоких частотах требуются транзисторы с предельно малой длительностью переходных процессов при включении и выключении.

Перспективным направлением повышения энергетических характеристик усилителей амплитудно-модулированного сигнала является квантование сигнала по уровню с раздельным усилением дискретных составляющих и их последующим суммированием с учетом фазовых сдвигов.

В повышении КПД усилителей важную роль играет качество согласования с нагрузкой с учетом возможности ее изменения.В настоящее время этот вопрос прост и в то же время наиболее эффективно решается с помощью ферритовых вентилей и циркуляционных насосов. Однако это имеет место на относительно высоких частотах, по крайней мере, выше 80 МГц. С уменьшением частоты эффективность использования ферритовых развязок резко падает. В связи с этим представляет интерес изучение и последующая промышленная разработка полупроводниковых невзаимных устройств со свойствами циркуляторов, которые в принципе допускают работу на низких частотах. Если использование вентилей или циркуляционных насосов невозможно, удовлетворительные результаты можно получить, комбинируя обычные согласующие устройства с автоматическим регулированием рабочего режима усилителя.Так, увеличивая напряжение питания при увеличении сопротивления нагрузки (при постоянном или немного сниженном возбуждении) и уменьшая его при уменьшении сопротивления нагрузки при повышении возбуждения, можно получить не только постоянную выходную мощность, но также для поддержания высокого значения КПД, полученного в номинальном режиме. Возможности этого метода стабилизации выходной мощности, однако, ограничены максимально допустимыми токами и напряжениями используемого транзистора, а также техническими возможностями согласования малых сопротивлений.По этим причинам реализуемая в настоящее время область сопротивлений нагрузки, в которой все еще возможно достичь относительно стабильной выходной мощности таким образом, ограничена, как показали испытания усилителя с выходной мощностью 4,5 кВт, с помощью КСВН. значение не превышает 3.

Эффект низкой чувствительности к рассогласованию нагрузки также может быть получен при построении усилителя по схеме сложения мощности с использованием квадратурных сумматоров и делителей мощности. При соответствующем напряжении возбуждения такого усилителя можно добиться, несмотря на изменение режима работы каждого из суммируемых каскадов, небольшое изменение общего потребляемого тока и общей выходной мощности.При тестировании таких усилителей было отмечено, что изменение выходной мощности при рассогласовании нагрузки оказывается таким же, как в линейных схемах, то есть описывается выражением, близким к P / P n = 4p / (1 + п) 2, где P n и R – мощность при номинальной и несогласованной нагрузке, ar – КСВН, характеризующий степень рассогласования. Такое изменение в среднем, как показали сравнительные тесты, примерно вдвое меньше, чем у усилителя, построенного, например, по двухтактной схеме.

Есть и другие способы снизить чувствительность усилителя к рассогласованию нагрузки, но все они в той или иной степени уступают рассмотренным.

В последнее время уровень нежелательных колебаний, возникающих в процессе усиления полезного сигнала, стал одним из основных параметров усилителя. Такие колебания возникают в усилителе мощности из-за нелинейных процессов под действием полезного сигнала f и помех, исходящих от тракта формирования сигнала (f f), источника питания (f p) и антенны радиопередатчика (f a). Посторонние колебания (помехи) от тракта формирования сигнала приводят к нежелательным излучениям радиопередающего устройства не только на частотах этих колебаний ff, но и на частотах, образующихся под их влиянием комбинированных колебаний mf ± нф ф . Уровень таких излучений определяется относительным уровнем нежелательных колебаний на выходе тракта пласта, его изменением (преобразованием) в усилителе мощности, а также фильтрующими и излучающими свойствами узлов радиопередающего устройства, следующих за усилителем. . Изменение отношения шум / сигнал в усилителе (K y) определяется схемой переключения транзистора, режимом работы каскадов, величиной и частотой полезного сигнала и шума.

Наибольшее изменение отношения шум / сигнал наблюдается у усилителя с ОЭ, а также при низком выходном сопротивлении источника сигнала r G в усилителе с OB и при малом сопротивлении нагрузки r n в усилителе с ОК. При увеличении r g в усилителе с OB и r n в усилителе с O “KK y -> 1. При работе усилителя в режимах A и B при любом включении транзистора относительный уровень помех не меняется; смещение режима работы в сторону режима C приводит к к увеличению, а в сторону режима AB, наоборот, к уменьшению относительного уровня помех, при этом увеличение более заметно, чем уменьшение.Увеличение мощности моды снижает относительный уровень помех. Чем больше значение полезного сигнала, тем больше изменяется отношение помеха / сигнал при одном и том же рабочем режиме. С увеличением частоты сигнала и помехи изменение отношения помеха / сигнал уменьшается.

Комбинированные колебания, возникающие под действием помех, особенно опасны при работе усилителя в режиме С, когда их уровень на выходе усилителя соизмерим с уровнем шума.При смене режима работы с C на A уровень комбинационных колебаний второго порядка (f ± ff) монотонно уменьшается, а третий (2f ± ff) проходит через 0 в режиме B и при достижении минимума в режиме B область отрицательных значений, свидетельствующих об изменении фазы колебаний на противоположную, при приближении к моде А стремится к 0.

При прочих равных условиях усилитель с ОК, а затем усилители с ОВ и ОЭ различаются по наибольшее подавление комбинационных колебаний.В многокаскадном усилителе, в отличие от однокаскадного усилителя, помехи для каждой следующей ступени, начиная со второй, представляют собой не только усиленные нежелательные колебания траектории пласта, но также комбинационные и гармонические колебания предыдущих ступеней. Особенно велико влияние второй гармоники; он увеличивает уровни комбинационных колебаний второго и третьего порядка и уменьшает отношения помехи / сигнала. В основном это проявляется в режиме C и фактически отсутствует в A.Под его действием линейный режим работы (K y = 1) переходит из режима B в режим C. Эти изменения прямо противоположны, если фаза второй гармоники каким-либо образом искусственно изменяется на l.

Низкий уровень комбинационных колебаний, небольшое ухудшение отношения шум / сигнал и при этом приемлемые энергетические характеристики характерны для усилителя, предварительные каскады которого работают в режимах A – B, а выходные каскады – в режимах Б – С. При включении транзисторов по схеме ОК режимы В – С можно использовать и на предварительных каскадах, но в выходном каскаде включение по схеме ОК недопустимо из-за высокой восприимчивости усилитель сигналов посторонних радиопередатчиков.Лучшим для выходного каскада является включение устройства по схеме OB или OE. В этом случае ухудшение отношения шум / сигнал в усилителе при низком уровне комбинационных колебаний может составить не более 3 дБ. Но при неграмотной конструкции усилителя это значение может увеличиться до 20 дБ, и самый высокий уровень нежелательных колебаний будет не только на частоте помехи, но и на частотах, вызванных этой помехой комбинационных колебаний.

Когда есть расстройка частоты между полезным сигналом и помехой, помехи наиболее эффективно подавляются в усилителях с фильтрами. Подавление реализуется как с помощью фильтров с электронной коммутацией, так и путем построения усилителя на базе мощного автогенератора, управляемого системой фазовой автоподстройки частоты. В последнем случае можно получить ослабление нежелательных составляющих – до 70–80 дБ, начиная с 5% смещения их частоты от частоты полезного сигнала.

Существующие в настоящее время транзисторы в режиме пониженного напряжения каскадной работы позволяют получить уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка – (15 – 30) дБ по отношению к создававшим их помехам при включении по схеме ОЭ около 15 Меньше дБ при включении по схеме ОВ и, наоборот, на 15 дБ больше при включении по схеме ОК. Дополнительное подавление порядка 15-20 дБ можно получить, используя квадратурное суммирование сигналов модулей в выходном каскаде, и, по крайней мере, 15 дБ, используя ферритовый клапан или циркулятор на выходе усилителя.

Наибольший уровень нежелательных колебаний наблюдается на гармониках полезного сигнала. В однокаскадном усилителе без принятия мер по их подавлению этот уровень для второй и третьей гармоник обычно составляет – (15-20) дБ. Путем включения каскадов по схеме сложения мощности с использованием квадратурных и противофазных сумматоров и делителей ее можно снизить до – (30-40) дБ. Если за усилителем установлен блок фильтров, то этот уровень уменьшается на величину ослабления соответствующего фильтра в полосе заграждения.

Фильтры можно использовать для достижения высокого уровня подавления гармоник. Однако следует подчеркнуть, что гармоники ослабляются; до уровня ниже – 120 дБ возможно только при очень тщательном экранировании ВЧ-каскадов и устранении различных контактных соединений на тракте после усилителя мощности, включая ВЧ-разъемы, в которых могут формироваться гармонические колебания с одинаковым уровнем.

Как видите, существующие технические решения обеспечивают высокое подавление нежелательных вибраций.Однако в ряде случаев этого все же оказывается недостаточно для нормальной работы оборудования. Так, когда приемопередатчики, расположенные на мобильных устройствах, сближаются друг с другом или при работе в составе радиокомплексов, где сосредоточено большое количество разнообразного оборудования и должно работать в крайне ограниченном пространстве, радиоприемники часто не могут работать со своими корреспондентами, как только рядом включен радиопередатчик другой линии связи. Это связано с тем, что приемники подвержены нежелательному излучению радиопередатчика.В первую очередь это шум. Несмотря на низкий уровень, именно они летают

наибольшую опасность в этих условиях, так как, имея непрерывный спектр и слабо изменяющуюся спектральную плотность с отстройкой, могут, если не принять необходимые меры, практически полностью парализовать работу авиалайнера. ближайшие приемники.

Большую опасность в рассматриваемой ситуации представляют помехи от тракта формирования сигнала передатчика и формируемые ими комбинированные колебания в усилителе мощности, которые, как и шум, занимают широкий частотный диапазон и не могут быть существенно минимизированы при построении усилитель по рассмотренному ранее принципу прямого каскадного усиления мощности.

Широкополосные усилители высокой частоты

В большинстве случаев проектирования радиолюбителей при разработке высокочастотных устройств следует отдавать предпочтение монолитным интегральным схемам. Однако, когда требуются высокая чувствительность и широкий динамический диапазон, могут быть полезны следующие схемы усилителя с реактивной обратной связью.

Усилитель на рис. 2.1-1 предназначен для использования во входных каскадах УВЧ и УВЧ. Он имеет широкий динамический диапазон и линейную частотную характеристику в широком диапазоне частот.С некоторым изменением индуктивности и емкости усилитель применим в диапазоне от 1 до 300 МГц.

Схема на рис. 2.1-2 идентична схеме на рис. 2.1-1, за исключением того, что в этом случае усилитель можно напрямую подключить к симметричной нагрузке. Если требуется выходной импеданс, отличный от указанного на схеме, то количество витков в обмотках (1-2) и (1 “-2”) высокочастотного трансформатора Tr1 изменяется (здесь зависимость квадратичный, например, когда число витков в этих обмотках составляет 5 (1-2) +5 (1 “-2”), мы получаем выходное сопротивление 50 Ом.А на 20 (1-2) +20 (1 “-2”) 800 Ом).

Усилитель на рис. 2.1-3 предназначен для использования в каскадах, требующих высокого входного сопротивления. Он также обеспечивает широкий динамический диапазон и линейный отклик. Входное сопротивление усилителя более 1 кОм. Если необходимо уменьшить это значение, дроссель L1 заменяется резистором соответствующего номинала или его индуктивность изменяется так, чтобы реактивное сопротивление на рабочей частоте было равно требуемому входному сопротивлению.

Во всех описанных усилителях используются широкополосные трансформаторы одинаковой конструкции. Обратите на это внимание. что используемый ферритовый сердечник должен быть разработан для использования в рабочем диапазоне частот усилителя.



Количество витков в трансформаторах определяется как типом (размером и проницаемостью) сердечника, так и диапазоном частот, в котором предполагается использовать усилитель.



Указанные коэффициенты действительны также для трансформаторов, используемых в схемах смесителя ниже.Расположение и плотность намотки выбраны для достижения наилучших параметров цепи.

На рис. 2.1-4, например, показана схема универсального генератора с использованием усилителя по схеме 2.1-3. Такой генератор может использоваться в радиостанциях, как гетеродин в приемных устройствах или для измерительных целей.


Изображение:

Изображение:

Изображение:

Изображение:

Изображение:

Смесители

Смесители на рис.2.1-5 и рис. 2.1-6 работают на частотах 1-300 МГц (формулы расчета индуктивности см. Выше). Обе схемы обеспечивают затухание 5 … 6,5 дБ, обеспечивают широкую полосу пропускания и применимы в самых разных конструкциях.


Изображение:

Цепи для усиления и обработки сигналов низкой и средней частоты.

Малошумящий предусилитель с низким входным сопротивлением



Усилитель на рис.2.2-1 имеет входное сопротивление 5 Ом, полученное за счет использования POS и OOS в определенных соотношениях. Часть эмиттерного сигнала транзистора VT2, поступающая на базу VT1, создает ООС, а коллекторный сигнал VT3 – поз. Благодаря низкому входному сопротивлению значительно улучшаются шумовые характеристики усилителя. Спектральная плотность собственного шума при открытом входе составляет 2 * 10 (-4) мкВ / Гц. Коэффициент усиления равен 40. Полоса пропускания определяется емкостью C1.

Изображение:

Малошумящий предусилитель с высоким входным сопротивлением

На входе усилителя на рис.2.2-2 в схеме с ОИ используется полевой транзистор. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме OE. Усилитель имеет две цепи обратной связи. С коллектора транзистора VT2 через цепочку R6, SZ сигнал обратной связи поступает на исток полевого транзистора, а с истока через конденсатор С2 и резистор R3 – на затвор VT1. Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков МОм и уменьшить входную емкость.

Коэффициент усиления можно установить от 1 до 100, что также изменяет полосу пропускания. Для коэффициента усиления 4 полоса пропускания составляет 100 Гц – 40 МГц. Входное сопротивление 30 МОм, максимальное выходное напряжение 1,5 В.



Изображение:

Микрофонный усилитель

На рис. 2.2-3 показана схема микрофонного усилителя, встроенного в держатель микрофона и питаемого через двухжильный кабель. Схема работает с динамическими микрофонами и отличается хорошей помехозащищенностью.Выходной сигнал снимается с резистора R4. Смещение на базу транзистора VT1 и температурную стабилизацию усилителя обеспечивает делитель R2 и R3. Резистор R1 является нагрузкой первой ступени и осуществляет обратную связь на второй ступени. Обратная связь снижает гармонические искажения и обеспечивает выходное сопротивление 600 Ом. Полоса пропускания 16-12500 Гц. Прирост 200,



Изображение:

Микрофонный усилитель с коррекцией, совмещенный со схемой шумоподавления для радиостанций и домофонов

Схема на рис.2.2-4 построен на базе микросхемы КР1401УД2, содержащей четыре идентичных ОУ. Первая часть схемы (элементы DA1.1. DA 1.2) выполняет

функцию микрофонного усилителя с последующей коррекцией АЧХ, динамическим изменением коэффициента усиления в зависимости от уровня сигнала и ограничением амплитуды выходного сигнала. (что необходимо, например, для ограничения глубины модуляции на радиостанциях). Вторая часть схемы (DA1.3, DA1.4)


подавляет шумы в низкочастотном сигнале, что необходимо для предотвращения воспроизведения постоянного фонового звука в радиостанциях, домофонах и т. Д.

Уровень срабатывания шума Система подавления регулируется резистором R13, громкость низкочастотного выходного сигнала – резистором R 17. Подстроечные резисторы R3, R5 устанавливаются в положение наилучшей слышимости полезного сигнала с наибольшим ослаблением шума при включении ШП выключен.Конденсатор C16 выбран для обеспечения требуемой полосы пропускания микрофонного усилителя. Величина резистора R24 зависит от конструкции звукового приемника и типа используемого микрофона. Также можно сказать о резисторе R22, регулирующем усиление каскада на ОУ DA1.2.

Изображение:

Глушитель импульсного шума

На рис. 2.2-5 показана принципиальная схема симметричного ограничителя, ограничивающего кратковременный импульсный шум.Полоса пропускания до 100 кГц. При частоте полезного сигнала 3 кГц, превышении уровня импульсного шума над уровнем сигнала в 300-500 раз и длительности шума 20-30 мкс схема снижает уровень шума на 30-40 дБ.



Изображение:

Смеситель последовательного сигнала

Смеситель на рис. 2.2-6 построен на двух полевых транзисторах. Первый транзистор является динамической нагрузкой второго. Гетеродинный сигнал, подаваемый на затвор VT2, модулируется преобразованным сигналом, подаваемым на затвор VT1.Для малых значений входного сигнала выходной сигнал линейно зависит от входного сигнала. Когда входной сигнал больше 1,2 В, появляются нелинейные искажения. Микшер работает в диапазоне звуковых частот. На частотах выше 500 кГц начинают сказываться межэлектродные емкости полевого транзистора, что снижает коэффициент передачи смесителя.



Изображение:

Элементы устройств автоматики.


Лямбда-диод




Изображение:

Изображение:

Изображение:

Усилитель для емкостных датчиков

На рис.2.3-1 – схема предусилителя для емкостных датчиков с низковольтным питанием. Потребляемый ток 10 мА, входное сопротивление 1 МОм, выходное сопротивление 5 кОм. Напряжение отсечки VT1 ​​должно быть менее 1 В.


Кабельный усилитель выносного датчика

Для передачи сигналов от датчиков, удаленных от измерительных приборов, используются усилители, выходной сигнал и напряжение питания в которых подводятся по одному кабелю. 3 МОм, Svh = 2.5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц находится в пределах 0,9-0,92. Шум усилителя в диапазоне частот 5 Гц – 300 кГц составляет 10 мкВ при закрытом входе. Для уменьшения внешнего шума на входных цепях требуется тщательное экранирование всего усилителя, особенно входных цепей и датчика.

Лямбда-диод

Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости.При нулевом напряжении затвора оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепь ООС после


последовательно друг относительно друга. Ток, протекающий через транзистор VT1, вызывает падение напряжения на VT2, которое закрывает VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 изменяется в зависимости от падения напряжения на VT1. Таким образом, по мере увеличения протекающего тока оба транзистора имеют тенденцию к закрытию. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близок к нулю.Для транзистора КП103И напряжение отсечки 4 В, для транзистора КП3O3D напряжение отсечки 8 В.



Усилитель для емкостных датчиков

На рис. 2.3-1 – схема предусилителя для емкостных датчиков с низковольтным питанием. Потребляемый ток 10 мА, входное сопротивление 1 МОм, выходное сопротивление 5 кОм. Напряжение отсечки VT1 ​​должно быть менее 1 В.


Кабельный усилитель выносного датчика

Для передачи сигналов от датчиков, удаленных от измерительных приборов, используются усилители, выходной сигнал и напряжение питания в которых подводятся по одному кабелю.3 МОм, Svh = 2,5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц находится в пределах 0,9-0,92. Шум усилителя в диапазоне частот 5 Гц – 300 кГц составляет 10 мкВ при закрытом входе. Для уменьшения внешнего шума на входных цепях требуется тщательное экранирование всего усилителя, особенно входных цепей и датчика.

Лямбда-диод

Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости.При нулевом напряжении затвора оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепь ООС после


последовательно друг относительно друга. Ток, протекающий через транзистор VT1, вызывает падение напряжения на VT2, которое закрывает VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 изменяется в зависимости от падения напряжения на VT1. Таким образом, по мере увеличения протекающего тока оба транзистора имеют тенденцию к закрытию. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близок к нулю.Для транзистора КП103И напряжение отсечки 4 В, для транзистора КП3O3D напряжение отсечки 8 В.



Преобразователи напряжения и тока.

Умножители напряжения

При разработке схем высокого напряжения, выбранная схема преобразования имеет большое значение для простоты и качества устройства. Ниже приведены несколько схем умножителей напряжения для использования в самых разных устройствах.

На рис.2.4-1 показаны схемы удвоителя напряжения. Емкости во всех удвоителях выбраны одинаковыми. Рабочее напряжение конденсаторов должно перекрываться с запасом, указанным на схемах. Соответственно нужно подбирать диоды. Чем больше ток требуется в нагрузке, тем большую емкость должны иметь конденсаторы. Естественно, что при повышении напряжения с помощью диодно-емкостных умножителей ток нагрузки пропорционально уменьшается.



Точно так же умножение выполняется в три или более раз.

Показанные здесь схемы умножителей могут использоваться в преобразователях напряжения в напряжение. Для примера приведена схема использования диодного умножителя на 2 (Рис. 2.4-5).

Преобразователь (рис. 2.4-5) состоит из генератора на транзисторах VT1, VT2 и диодно-конденсаторного умножителя. Частота генератора определяется C 1 и резисторами Rl, R2. Выходной сигнал генератора проходит по цепи умножения и заряжает конденсатор С5. Умножитель рассчитан на выходной ток до 10 мА.Для увеличения тока нагрузки необходимо после генератора поставить эмиттерный повторитель и увеличить емкость конденсаторов С2-С4.


Изображение:

Изображение:

Изображение:

Преобразователь напряжение-ток

В схеме преобразователя на рис. 2.4-6 коллекторный ток транзистора VT4 определяется выражением: Ikvt4 = ​​Uin / R1. Этот ток вызывает падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер транзистора VT1.Поскольку VT1 и VT2 одного типа, напряжение на VT2 будет одинаковым, и, соответственно, ток, протекающий через VT2, VT3, будет совпадать с током в VT4. Максимальный выходной ток определяется допустимой рассеиваемой мощностью транзистора VT3. Для токов выше 5 мА нелинейность преобразования составляет не более 1%. В качестве DA1 можно использовать любой операционный усилитель серии K544. К574, включенный по стандартной схеме.



Преобразователь «ток-напряжение»

Преобразователь на рис.2.4-7 построен по принципу усиления напряжения, возникающего при протекании тока через резистор R6. Схема обеспечивает Uout = К * Iвх- Коэффициент преобразования схемы К = R6 * (R3 / R4). Резистор R2 используется для настройки операционного усилителя при Iin = 0. Часть входного тока отводится в цепи R1, R2, R3. Резистор R6 – проволочный (нихромовый).

Эта схема усилителя ВЧ передатчика (на частоте 50 МГц) имеет выходную мощность 100 Вт. Я использовал эту УВЧ с моим FT-736R для DX SSB.Он усиливает сигнал ровно в 10 раз. Устройство отлично подходит для автомобильных радиоприемников таксистов, работающих в диапазонах 50 и 27 МГц (с перенастройкой контуров).

Если вы хотите построить этот ВЧ-усилитель, сделайте его на двухсторонней печатной плате, чтобы увеличить площадь заземления. Транзистор 2SC2782 нужен достойный радиатор. Максимальная выходная мощность 120 Вт.

Схема усилителя мощности ВЧ

Чертеж печатной платы


Характеристики усилителя:

  • Выходная мощность: 10 Вт
  • Выходная мощность: 100 Вт
  • Рабочая частота: 50-52 МГц
  • Режим работы: FM – SSB
  • Рабочее напряжение: 10-16 В постоянного тока
  • Рабочий ток: 10 ампер.


Схема взята с одного китайского сайта и успешно повторена, только элементы детектора автоматического переключения приема-передачи не использовались (зачеркнуты на схеме). Для создания ДМВ для частот от 100 мегагерц – используйте.

Принято считать, что разработка усилителей высокой частоты намного сложнее, чем разработка усилителей низкой частоты. Ведь в этом случае необходимо учитывать гораздо большее количество различных электромагнитных эффектов и процессов в схемах.Но часто оказывается, что реальная схема такого усилителя редко отклоняется от какой-либо шаблонной структуры. Дело здесь в том, что при разработке усилителей высокой частоты в первую очередь стремятся не увеличивать выходную мощность при минимизации линейных и нелинейных искажений, а добиться максимальной чувствительности и высокой стабильности каскада в широком диапазоне частот, т.е. для усилителей высокой частоты обычно сильно отличаются от таковых для усилителей низкой частоты.

Типичная структура высокочастотного усилителя представляет собой последовательное соединение трех звеньев: входного согласующего звена (обычно это довольно простые \ (LC \) – цепи, которые вносят минимальные потери, гарантируют согласование с предыдущим каскадом и примерно формируют частотная характеристика), основное усилительное звено (транзистор, включенный с помощью OE, OB или OK, возможно, с внутрикаскадным OOS, обеспечивающий стабильность и широкий динамический диапазон в широком диапазоне частот), выходной фильтр, который в конечном итоге формирует частоту отклика каскада и обеспечивает согласование на его выходе (здесь довольно сложные \ (LC \) – фильтры, фильтры на ПАВ, пьезокерамические, кварцевые фильтры и т. д.). Межкаскадные связи в высокочастотных усилителях обычно выполняются с помощью конденсаторов, связанных индуктивностей или высокочастотных широкополосных трансформаторов (здесь мы сознательно опускаем вопросы конструкции интегральных усилителей, это совершенно отдельная тема, и мы поговорим о ней позже). Рассмотрим по порядку причины, столь строго регламентирующие описанную структуру усилительного каскада.

Различные схемы переключения транзисторов (OE, OB, OK) имеют разные входные и выходные параметры (какие из них мы разберем позже).Для высокочастотных усилителей важны вопросы согласования входных и выходных каскадов (с увеличением частоты это становится все более важным, а для СВЧ-усилителей это обычно обязательно). Отсутствие согласования приводит к увеличению искажения сигнала, его переотражению обратно на вход предыдущего каскада, из-за чего уменьшается общий коэффициент усиления схемы, а главное – к увеличению нестабильности схемы, что может привести к его самовозбуждению.Чтобы избежать всех этих эффектов, при проектировании высокочастотных цепей принимаются особые меры предосторожности. Согласование импеданса , т.е. выходное сопротивление первого каскада должно быть равным (или, в крайних случаях, должно быть меньше) входному сопротивлению последующего каскада (обратите внимание, что для усилителей низкой частоты, учитывая необходимость повышения эффективности, мы обычно стремимся к тому, чтобы входное сопротивление каскада усилителя было намного выше каскада). Для согласования импедансов на входе высокочастотного каскада должны быть включены специальные цепи.Отметим также, что не принято включать слишком сложные фильтры, вносящие достаточно большие потери на входе высокочастотных усилительных каскадов (если это не оконечные каскады). И без того достаточно слабый высокочастотный сигнал может просто затеряться в шуме после прохождения через такие фильтры.

Напрашивается простой вопрос: почему необходимо так тщательно контролировать все возможные петли обратной связи? Дело в том, что наличие или отсутствие таких цепей решающим образом сказывается на устойчивости усилителя .Существует целая теория устойчивости, которая позволяет прогнозировать поведение самых разнообразных схем. Основная проблема здесь заключается в том, что схема, которая, кажется, нормально работает во время тестовых испытаний, когда к ней подается чистый полезный сигнал, может оказаться очень возбудимой за пределами рабочего диапазона усиления, то есть в реальном устройстве, где всегда есть с некоторыми помехами и нежелательными продуктами интермодуляции, работающими вне рабочего диапазона, такая схема работать не будет. Потеря устойчивости вызывает значительные нелинейные искажения сигнала, и в пределе схема может самовозбуждаться, превращаясь из усилителя в генератор.Не думайте, что этой проблемы нет в усилителях низкой частоты. Но там он оказывается намного более предсказуемым и управляемым, так что не вызывает очень серьезных затруднений при проектировании усилителей. Но в усилителях высокой частоты неконтролируемое самовозбуждение может проявляться даже в тщательно просчитанных и профессионально собранных схемах.

Из-за различных проблем в высокочастотных каскадах усиления общий коэффициент усиления таких каскадов намного ниже, чем коэффициент усиления аналогичных низкочастотных схем.Дополнительную проблему создают многочисленные фильтры, которые формируют частотную характеристику усилителя, но в то же время значительно ослабляют полезный сигнал. Таким образом, чтобы обеспечить достаточно высокий коэффициент усиления на высокой частоте, необходимо строить многокаскадные усилители с числом каскадов, значительно превышающим то, что мы привыкли видеть в низкочастотных схемах.

В общем случае не существует универсальной методики построения схем высокочастотных усилителей, а приведенная выше структура является лишь неким среднестатистическим вариантом, который при необходимости может существенно измениться.Имеет смысл выделить два широких класса усилителей: широкополосные усилители , (к ним относятся и апериодические , ) и узкополосные, (к ним относятся и резонансные , и ) усилители.

Узкополосные усилители . Блок-схема узкополосного высокочастотного усилителя включает все стандартные линии связи, описанные выше. Но кроме этого, узкополосный усилитель может включать в себя дополнительные пассивные схемы, предназначенные для формирования необходимой полосы пропускания и обеспечения стабильности усилителя вне рабочего диапазона частот ( цепи стабилизации, ).

Проблема формирования полосы пропускания очень важна при разработке узкополосных усилителей, поскольку высокочастотные транзисторы активны в широкой полосе частот. Вы можете сформировать требуемую полосу пропускания, например, с помощью фильтра с сосредоточенными параметрами (FSS), включенного на входе или выходе транзистора. FSS на входе ослабляет влияние помех, предотвращает нелинейные искажения, вызванные их взаимодействием с сигналом (интермодуляционные искажения), и тем самым увеличивает помехозащищенность усилителя.Однако включенный на входе фильтр вносит в усилитель дополнительные потери и увеличивает его коэффициент шума. Чем уже потери в фильтре на центральной частоте полосы пропускания, тем больше ширина полосы. К ФСС на входе предъявляются более жесткие требования, чем к фильтру, включенному на выходе транзистора. Другой возможный способ формирования полосы пропускания – с помощью резонансных звеньев, включенных последовательно с транзистором или в цепи обратной связи.Резонансные усилители имеют узкую полосу пропускания и высокое усиление. Их основной минус – более низкая стабильность по сравнению с широкополосными каскадами. Вне рабочего диапазона частот, в области потенциальной нестабильности, усилитель может возбуждаться продуктами помех и интермодуляции. Для предотвращения этого в схемы узкополосных усилителей вводятся стабилизирующие схемы с потерями, которые не влияют на работу каскада в рабочей полосе частот, но шунтируют схемы прохождения сигналов в областях потенциальной нестабильности.

Обратите внимание, что такие функции, как согласование импеданса, формирование полосы пропускания и стабильность усилителя, не обязательно должны выполняться разными пассивными цепями – одна цепь может использоваться для одновременного выполнения нескольких функций.

Широкополосные усилители . При проектировании широкополосных усилителей следует учитывать тот факт, что коэффициент усиления при любом включении транзистора уменьшается с увеличением частоты, поэтому расчет таких усилителей и согласование нагрузок обычно проводят не по центру, а по верхняя частота рабочего диапазона (такие усилители часто используются как согласующие цепи , широкополосные трансформаторы ).Чрезмерное усиление, возникающее на нижних частотах диапазона, устраняется так называемыми выравнивающими цепями … Последние могут быть выполнены в виде реактивных или диссипативных цепей (простейшим примером уравнительной цепи является обычный конденсатор, подключенный последовательно к цепи прохождения сигнала; на верхней частоте рабочего диапазона его сопротивление ниже, чем сопротивление на нижней частоте, т.е. низкочастотные сигналы при прохождении через такую ​​схему будут подавляться сильнее, чем высокочастотные сигналы ).

В усилителях с реактивными уравнительными цепями коррекция усиления в полосе пропускания осуществляется за счет рассогласования (увеличения коэффициента отражения) на входе усилителя при понижении частоты. Однако при сильном рассогласовании усилители могут самовозбуждаться. В этом случае предпочтительнее использовать диссипативные схемы.

При использовании диссипативных выравнивающих цепей избыточное усиление компенсируется в поглощающих элементах цепей, затухание которых увеличивается с уменьшением частоты (вспомните пример с конденсатором, хотя сам по себе отдельный конденсатор не может считаться диссипативной цепью, но принцип очень похож).В этом случае коэффициенты отражения от входа и выхода малы. Диссипативные выравнивающие цепи могут одновременно использоваться как стабилизирующие, то есть для подавления внеполосного усиления, хотя эти функции могут выполняться разными схемами.

По Схемы включения биполярных транзисторов в усилителях высокой частоты , то и они во многом зависят от назначения усилителя.

В малошумящих усилителях входных трактов высокочувствительного оборудования предпочтение отдается схемам с OE и OB.Схемы с ОЭ, безусловно, стабильны в широком диапазоне частот и имеют очень большой динамический диапазон, что делает их практически незаменимыми в многокаскадных схемах усиления ПЧ. Цепи с ОВ в большей части частотного диапазона, как правило, потенциально нестабильны. Чтобы преодолеть этот недостаток, такие схемы должны быть покрыты достаточно глубокой внутриэтапной NFB. Но, с другой стороны, усилители на транзисторах в связке с OB обладают лучшими шумовыми характеристиками (что предопределяет их более высокую чувствительность), они могут получить гораздо больший коэффициент усиления, чем в схемах с OE, а коэффициент усиления в каскадах с OB довольно слабый, зависит от Частота.Увеличение усиления связано с сужением полосы пропускания и уменьшением запаса мощности усилителя. Кроме того, большие коэффициенты усиления могут быть реализованы только при большом сопротивлении нагрузки, а это затрудняет создание согласующих цепей. Широкополосные усилители с учетом проблем со стабильностью схемы с ОВ обычно строят по схеме с ОЭ, а узкополосные усилители – как по схеме с ОЭ, так и по схеме с ОВ, причем транзисторы подключены. с OB позволяют получить гораздо более узкую полосу пропускания.Каскад с ОЭ можно использовать в усилителях мощности, его свойства на высоких частотах во многом схожи со свойствами каскада с ОЭ, однако из-за наличия глубокого ОО на практике каскады с ОЭ оказываются несколько более высокочастотный, чем аналогичные каскады с ОЭ.

Усилитель мощности 10Вт

Усилитель рассчитан на работу с трансвером с P out до 1 Вт. Нагрузкой возбудителя, обеспечивающей стабильную работу на всех диапазонах, является резистор R1.Настройка заключается в установке тока покоя VT2 в пределах 0,3 А (при отсутствии сигнала на входе).

Сигнал 1 В на входе увеличивает выходную мощность антенны до 10 Вт. Переключение передача-прием осуществляется от внешней цепи управления, которая замыкается на корпус при переключении на передачу. При этом срабатывает реле К1, которое подключает антенну к выходу усилителя мощности. При разрыве цепи управления на базе VT1 появляется положительное напряжение, которое размыкает его.Соответственно коллектор VT1 около нуля. Транзистор VT2 закрывается. Реле типа РПВ2 / 7 по паспорту РС4.521.952 Дроссели L1 и L2 типа Д1 (1А) с индуктивностью 30 и 10 мкГн соответственно. Диаметр рамки L3 – 15 мм, провод ПЭВ2 1,5 мм

Широкополосный усилитель мощности

Дроздов В.В. (РА3АО)

Для работы совместно с всеполосным трансивером KB можно использовать широкополосный усилитель мощности, принципиальная схема которого представлена ​​на рис.1. В диапазонах 1,8-21 МГц его максимальная выходная мощность в режиме телеграфа при напряжении питания +50 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом составляет около 90 Вт, в диапазоне 28 МГц – около 80 Вт. Пиковая выходная мощность в режиме усиления однополосного сигнала при уровне интермодуляционных искажений менее -36 дБ составляет около 80 и 70 Вт соответственно. При правильно подобранных транзисторах усилителя уровень второй гармоники меньше -36 дБ, третьей гармоники меньше -30 дБ в режиме линейного усиления и меньше -20 дБ в режиме максимальной мощности.

Усилитель собран по двухтактной схеме на мощных полевых транзисторах VT1, VT2. Трансформатор длинной линии T1 обеспечивает переход от несимметричного источника возбуждения к симметричному входу двухтактного каскада. Резисторы R3, R4 позволяют согласовать входное сопротивление каскада с коаксиальной линией 50 Ом с КСВН не более 1,5 в диапазоне 1,8–30 МГц. Их низкий импеданс дает усилителю очень хорошее сопротивление самовозбуждению. Для задания начального смещения, соответствующего работе транзисторов в режиме B, используется схема Rl, R2, R5.Диоды VD1, VD2 и VD3, VD4 вместе с конденсатором C7 образуют пиковый детектор цепи ALC и защиту транзисторов от перенапряжения в цепи стока. Порог срабатывания этой схемы в основном определяется напряжением стабилизации стабилитрона VD9 и близок к 98 В. Диоды VD5-VD8 используются для «мгновенной» защиты цепи стока от перенапряжений. Трансформатор длинной линии T3 обеспечивает переход от балансного выхода усилителя к несимметричной нагрузке.Чтобы облегчить требования к полосе пропускания этого трансформатора и уменьшить возможные скачки напряжения в цепи стока, перед трансформатором подключен симметричный фильтр нижних частот C8L1C10, C9L2C11 с частотой среза около 30 МГц.

Крепление усилителя навесное. Усилитель собран на оребренном радиаторе-радиаторе из дюралюминия размером 110х90х45 мм. Ребра фрезерованы с двух сторон радиатора, их количество 2х13, толщина каждого 2 мм, высота 15 мм со стороны установки транзисторов и 20 мм со стороны гаек их крепления.На продольной оси радиатора на расстоянии 25 мм от поперечной оси фрезерованы площадки диаметром 30 мм для установки транзисторов, а с тыльной стороны – для крепления гаек. Между транзисторами на ребрах радиатора проложена шина «общий провод», вырезанная из листовой меди толщиной 0,5 мм и прикрепленная к основанию радиатора двумя винтами М3, пропущенными между двумя центральными ребрами на расстоянии 10 мм от его края. Размеры шин – 90х40 мм. К шине крепятся монтажные стойки.Катушки L1 и L2 бескаркасные и намотаны неизолированным медным проводом диаметром 1,5 мм на оправке диаметром 8 мм. При длине намотки 16 мм они имеют пять витков. Трансформатор Т1 намотан двумя многожильными проводами ПЭЛШО 0,31 с шагом скрутки около трех витков на сантиметр на кольцевом магнитопроводе из феррита М400НН типоразмера К10х6х5 и содержит 2х9 витков. Трансформаторы Т2 и Т3 намотаны на круглых магнитопроводах из феррита той же марки типоразмера К32х20х6.Трансформатор Т2 содержит 2х5 витков скрутки из проводов ПЭЛШО 0,8 с шагом два витка на сантиметр, Т3-2х8 витков такой скрутки. Конденсаторы С1 – С3 – типа КМ5 или КМ6, С4-С7-КМ4, С8-С11-КТ3.

Создание правильно собранного усилителя с обслуживаемыми частями сводится к настройке индуктивностей катушек L1 и L2 до максимальной отдачи в диапазоне 30 МГц путем сжатия или растяжения витков катушек и установки начального смещения с помощью резистора R1 для минимизации интермодуляционные искажения в режиме усиления однополосного сигнала.

Следует отметить, что уровень искажений и гармоник во многом зависит от точности подбора транзисторов. Если нет возможности подобрать транзисторы с похожими параметрами, то для каждого транзистора следует сделать отдельные схемы установки начального смещения, а также по минимуму гармоник выбрать один из резисторов R3 или R4, подключив дополнительные резисторы в параллельно ему.

В режиме линейного усиления в диапазонах 14-28 МГц за счет наличия фильтров нижних частот C8L1C10, C9L2C11 уровень гармоник на выходе усилителя не превышает допустимую норму 50 мВт, и его можно подключать прямо к антенне.В диапазонах 1,8-10 МГц усилитель должен быть подключен к антенне через простейший фильтр нижних частот, аналогичный схеме C8L1C10, и достаточно двух фильтров, один для диапазонов 1,8 и 3,5 МГц, другой для диапазона 7. и диапазоны 10 МГц. Емкость обоих конденсаторов первого фильтра по 2200 пФ, второго по 820 пФ, индуктивность первого фильтра около 1,7 мкГн, второго – около 0,6 мкГн. Катушки удобно делать бескаркасными из неизолированной медной проволоки диаметром 1.5 – 2 мм, намотанные на оправку диаметром 20 мм (диаметр витков около 25 мм). Катушка первого фильтра содержит 11 витков с длиной намотки 30 мм, второго – шесть витков с длиной намотки 25 мм. Фильтры настраиваются путем растягивания и сжатия витков катушек до максимальной отдачи в диапазонах 3,5 и 10 МГц. Если усилитель используется в режиме перенапряжения, на каждую полосу следует включать отдельные фильтры.

Вход усилителя также может быть согласован с коаксиальной линией 75 Ом.Для этого номиналы резисторов R3, R4 взяты на 39 Ом. В этом случае мощность, потребляемая от возбудителя, уменьшится в 1,3 раза, но может увеличиться отсечка усиления в высокочастотных диапазонах. Для выравнивания АЧХ последовательно с конденсаторами С1 и С2 можно включить катушки с экспериментально подобранной индуктивностью, которая должна быть около 0,1-0,2 мкГн.

Усилитель можно напрямую нагружать на 75 Ом. За счет действия контура ALC линейный пониженный режим его работы сохранится, но выходная мощность снизится на 1.5 раз.

Усилитель мощности на КП904

Е. Иванов (РА3ПАО)

При повторении усилителя мощности UY5DJ (1) оказалось, что наиболее критичным узлом, снижающим надежность всего усилителя, является выходной каскад. После экспериментов с различными типами биполярных транзисторов мне пришлось перейти на полевые.

За основу взят выходной каскад широкополосного усилителя УТ5ТА (2). Схема представлена ​​на рис.1. новые детали выделены жирными линиями. Небольшое количество деталей позволило смонтировать каскад на печатной плате и радиатор от UY5DJ вместо деталей и транзисторов усилителя UY5DJ. Ток покоя транзисторов 100 … 200 мА.


Широкополосный усилитель – обзор

Целью этого раздела является дальнейшее обсуждение анализа теплового шума в контексте шума отдельного устройства или блока, а также общего коэффициента шума каскада устройств или блоков.

3.1.2.1 Коэффициент шума и коэффициент шума

Коэффициент шума устройства или радиочастотного блока e – это величина мощности шума, которая добавляется к полезному сигналу, что ухудшает его качество. Коэффициент шума можно определить как отношение мощности шума, создаваемого зашумленным компонентом, к мощности шума, создаваемого бесшумным элементом , входная мощность шума которого составляет N 0 = kT 0 B n , где T 0 = 290 K – абсолютная эталонная температура.Дальнейшее определение, основанное на предыдущем утверждении, может быть выражено в терминах отношения входной и выходной несущей к шуму (CNR) данного RF-блока. Рассмотрим CNR данного входного сигнала для RF-блока как CNR вход , а выходной CNR сигнала, выходящего из того же RF-блока, как CNR output , тогда коэффициент шума может можно определить как отношение

(3,16) F = CNRinputCNRoutput

В ближайшем обсуждении мы рассмотрим оба определения, чтобы прояснить коэффициент шума.Коэффициент шума связан с коэффициентом шума как

(3,17) NF = 10log10 (F) = 10log10 (CNRinputCNRoutput)

Свойства теплового шума устройства или блока можно описать коэффициентом шума F или превышением входная шумовая температура T exc [4]. Следовательно, предположим, что усиление (или потеря) данного ВЧ-блока составляет G , тогда коэффициент шума линейной двухпортовой системы равен

(3,18) F = NoutputGNinput

, где N вход = kT 0 B n – доступная мощность шума в данной полосе пропускания B n от согласованной резистивной нагрузки до характеристического сопротивления линии, подключенной к входу прибор при абсолютной эталонной температуре T 0 = 290 K. N output – полная мощность шума в данной полосе пропускания B n , доступная на выходе двухпортовой системы для данной входной мощности шума N вход , где N вывод = Gk ( T 0 + T exc ) B n . Параметр G представляет собой доступное усиление мощности двухпортовой системы для некогерентного сигнала, вводимого в двухпортовую систему в пределах ширины полосы, эквивалентной шуму B n и измеренное на выходе двухпортовой системы. в пределах той же полосы пропускания.Учитывая N вход и N выход , соотношение в уравнении (3.18) можно дополнительно выразить как

(3.19) F = NoutputGNinput = Gk (T0 + Texc) BnGkT0Bn

39 В этом соединении, основываясь на уравнении (3.19), мы можем определить избыточную шумовую температуру T exc через коэффициент шума F и абсолютную эталонную температуру T 0 как

(3 .20) Teff = (F − 1) T0orF = 1 + TexcT0

Учитывая резистор R при заданной температуре T 0 , шумовое напряжение rms , выраженное в уравнении (3.3), означает, что имеющийся шум мощность R на другом резисторе с таким же сопротивлением составляет

(3,21) Pnoise = (vn, rms2R) 2R = kT0Bn

, что эквивалентно мощности входного шума N вход . Сравнивая результаты (3.19) и (3.23), можно подразумевать соотношение

(3.22) F = NoutputGNinput = NoutputGkT0Bn⇒Noutput = FGkT0Bn

Кроме того, отношение мощностей сигнала есть усиление, или S выход = GS ввод . Используя простую математику, мы можем видеть, что коэффициент шума – это отношение входного CNR к выходному CNR или

(3,23) F = (C / N) вход (C / N) выход

Коэффициент шума тогда равен величина ухудшения шума, которая повлияла на входной CNR на выходе RF-блока или устройства.

На этом этапе важно обсудить шумовую эквивалентную полосу пропускания B n . В практических приложениях для измерения шума в полосе пропускания B n на выходе блока RF помещается фильтр. Операция фильтрации отнюдь не идеальна. Шумовая эквивалентная полоса пропускания полосового фильтра H ( F ), показанная на рисунке 3.7, определяется как ширина полосы идеального фильтра H ideal ( F ) с центром вокруг частоты F c таким образом, чтобы мощность на выходе этого фильтра, если он возбужден белым гауссовским шумом, была равна мощности реального фильтра при том же входном сигнале.Другими словами, мы можем математически выразить ширину полосы, эквивалентную шуму, как

РИСУНОК 3.7. Ширина полосы, эквивалентная шуму, для идеального (затемненного) и неидеального фильтра.

(3.24) Bn = 1 | H (Fc) | 2∫Fc − Bn / 2Fc + Bn / 2 | H (F) | 2ⅆF

Оценка ширины полосы, эквивалентной шуму, позволяет нам вычислить количество входящего полосовой шум и его влияние на принимаемый сигнал CNR независимо от передаточной функции фильтра.

3.1.2.2 Коэффициент каскадного шума и коэффициент шума

В приемнике полезный сигнал проходит через несколько аналоговых блоков между антенной и аналого-цифровыми преобразователями (АЦП), как показано в цепи приема, изображенной на рисунке 3.8. Все эти блоки различаются по функциям. Некоторые из них представляют собой усилители, такие как малошумящий усилитель (LNA) и усилитель усиления по напряжению (VGA), некоторые – фильтры, некоторые – смесители, а некоторые – аттенюаторы сигнала или пэды. Однако все эти блоки демонстрируют определенный коэффициент шума и все, в свою очередь, ухудшают отношение сигнал / шум. Тогда возникает вопрос: каков общий или совокупный коэффициент шума из-за каскадирования различных блоков в ряд?

РИСУНОК 3.8. Концептуальная приемная цепь приемопередатчика выборки ПЧ.BDF, фильтр определения полосы; МШУ, малошумящий усилитель; ФАПЧ / гетеродин, фазовая автоподстройка частоты / гетеродин; АЦП, аналого-цифровой преобразователь; ЦАП, цифро-аналоговый преобразователь; IRR, фильтр отклонения изображения.

Чтобы разработать взаимосвязь для коэффициента шума каскада и коэффициента шума, рассмотрим каскад аналоговых блоков, изображенный на рисунке 3.9. Линейная модель подразумевает, что определенный сигнал плюс шум, поступающий в определенный аналоговый блок, сначала будет либо усилен, либо ослаблен определенным коэффициентом усиления G l и определенным количеством шума N l будет добавлен к зашумленному сигналу.Чтобы проиллюстрировать это, рассмотрим два аналоговых RF-блока, соединенных каскадом. Пусть коэффициент шума первого блока будет отношением входного CNR, скажем ( C / N ) входа к выходному CNR (C / N) output1. Однако обратите внимание, что

РИСУНОК 3.9. Каскад аналоговых радиочастотных блоков. (Для цветной версии этого рисунка читатель может найти онлайн-версию этой книги.)

(3.25) (CN) output1 = Coutput1Noutput1 = G1CinputG1Ninput + N1

Затем можно вычислить коэффициент шума первого блока. как

(3.26) F1 = (C / N) вход (C / N) output1 = CinputNinputG1CinputG1Ninput + N1 = 1 + N1G1Ninput

Таким же образом коэффициент шума второго блока определяется как

(3.27) F2 = ( C / N) output1 (C / N) output = 1 + N2G2Nout1

, где Nout1 = G1Ninput + N1 – шумовой выход первого блока. Коэффициент каскадного шума на выходе второго блока

(3,28) Fcascade = (C / N) input (C / N) output = (CinputNinput) (CoutputNoutput)

Выходной несущий сигнал – это входной несущий сигнал, умноженный на различные стадии усиления, или в данном случае C выход = G 1 G 2 C вход .Выходной шум – это выходной шум первого каскада Nout1, умноженный на коэффициент усиления второго каскада G 2 и добавленный к N 2 . Затем каскадный коэффициент шума можно вычислить как отношение

(3,29) Fcascade = (CinputNinput) (CoutputNoutput) = CinputNinputG1G2Cinput (G1Ninput + N1) G2 + N2 = (G1Ninput + N1) G2 + N2G1G2Ninput = F1 + F2−1G1

Окончательный результат в уравнении (3.29) подразумевает, что общий коэффициент шума каскада из двух блоков RF состоит из суммы коэффициента шума первого блока плюс масштабированного коэффициента шума второго блока. по усилению первого блока.На ум приходят два важных наблюдения. Первое наблюдение заключается в том, что коэффициент шума первого блока определяет общий коэффициент шума системы. Второе наблюдение связано со вторым слагаемым в уравнении (3.29). Влияние коэффициента шума второго блока можно в значительной степени уменьшить, увеличив усиление первого блока. Следовательно, имеет смысл, что в системе приемника первый усилитель представляет собой малошумящий усилитель с большим коэффициентом усиления мощности.

Как правило, для произвольного количества блоков общий коэффициент шума может быть найден в соответствии с формулой шума Фрииса как

(3.30) Fcascade = F1 + F2−1G1 + F3−1G1G2 +… + FL − 1G1G2… GL − 1 = F1 + ∑l = 2L (Fl − 1∏n = 1L − 1Gn)

Общий коэффициент шума определяется как

(3.31) NFcascade = 10log10 (Fcascade)

Значения усиления в уравнении (3.30) могут быть либо усилением мощности, либо квадратом усиления напряжения, в зависимости от усиления импеданса источника. Этот момент будет обсуждаться далее при обсуждении теплового шума смесителя. А пока предположим, что значения усиления соответствуют усилению мощности различных каскадов.

Здесь важно отметить, что выходное усиление каскадной цепи может подразумеваться как линейное произведение всех каскадов усиления в каскаде, или выходной сигнал может быть связан с входным сигналом в терминах сигнала. сила как

(3.32) CoutputCinput = G1G2… GL − 1 = ∏l = 1L − 1GlCoutputCinput | дБ = G1, дБ + G2, дБ… GL − 1, дБ = ∑l = 1L − 1Gl, дБ

, где G i , дБ = 10 log 10 ( G i ). Из уравнения (3.30) мы можем расширить предыдущие наблюдения и сделать вывод, что коэффициент шума первого блока в каскаде является наиболее доминирующим коэффициентом шума в системе, и что коэффициент шума каждого последующего блока становится все менее и менее доминирующим, поскольку каждый блок нормализован совокупным усилением до этого блока в каскаде.Таким образом, коэффициент шума последнего блока является наименее доминирующим. Важно отметить, что уравнения (3.30) и (3.32) подразумевают, что все входные и выходные импедансы идеально согласованы с импедансом системы, как будет объяснено позже. Здесь поучительно изучить взаимосвязь между общим коэффициентом шума многокаскадного усилителя, указанным в уравнении (3.30), и общим КПД по мощности. Для этого давайте сначала определим эффективность добавленной мощности однокаскадного усилителя как отношение разности выходной мощности минус входная мощность, деленная на мощность источника из-за смещения постоянного тока, или

(3.33) η = Poutput-PinputPs = GPinput-PinputPs = Pinput (G-1) Ps

В многокаскадном усилителе, где одноступенчатые усилители соединены в тандеме, входная мощность второго каскада является входной мощностью первого каскада. ступень умножается на коэффициент усиления первой ступени P вход , 2 = G 1 P вход , 1 . Для каскадного усилителя N-, как показано на Рисунке 3.10, соотношение может быть расширено до

РИСУНОК 3.10. Соотношение входной и выходной мощности в многокаскадном усилителе.

(3.34) Pinput, N = (∏n = 1N − 1Gn) Pinput, 1 = (G1G2… GN − 1) Pinput, 1

Выход усилителя N th связан к входной мощности усилителя N th как P out , N = G N P 17 вход , , который согласно уравнению (3.33) и из (3.34) следует

(3.35) ηN = Poutput, N − Pinput, NPs, N = (GN − 1) Pinput, NPs, N = (GN − 1) Ps, N (∏n = 1N− 1Gn) Pinput, 1orPs, N = (GN − 1) ηN (∏n = 1N − 1Gn) Pinput, 1

где ηN обозначает эффективность ступени N th .

Напомним, что эффективность многокаскадного усилителя выражается как отношение

(3,36) ηTotal = Poutput, N − Pinput, 1Ps, 1 + Ps, 2 +… + Ps, N = Poutput, N − Poutput, 1∑ n = 1NPs, n

Здесь поучительно посмотреть, как общая эффективность соотносится с различными коэффициентами усиления и эффективности каскада.Для этого рассмотрим числитель и знаменатель уравнения (3.36)

(3.37) Poutput, N – Pinput, 1 = ∏n = 1NGnPinput, 1 – Pinput, 1 = Pinput, 1 (∏n = 1NGn −1)

и

(3.38) ∑n = 1NPs, n = G1−1η1Pinput, 1 + G2−1η2Pinput, 2 +… + GN − 1ηNPinput, N = Pinput, 1 {G1−1η1 + G2−1η2G1 +… + GN − 1ηN (∏n = 1N − 1Gn)}

Следовательно, отношение уравнения (3.37) к уравнению (3.38) дает

(3.39) ηTotal = ∏n = 1NGn − 1G1−1η1 + G2−1η2G1 +… + GN − 1ηN (∏n = 1N − 1Gn)

Результат, полученный в уравнении (3.39), можно дополнительно упростить, если предположить, что каждый каскад усиления имеет значительное линейное усиление, такое что G n −1 ≈ G n , затем уравнение (3.39) принимает вид

(3.40) ηTotal = ∏n = 1NGnG1η1 + G1G2η2 +… + ∏n = 1NGnηN = 11∏n = 2NGnη1 + 1∏n = 3NGnη2 +… + 1ηN

Из соотношения в уравнении (3.40) следует, что эффективность последнего каскада в многокаскадном усилителе имеет наибольшее влияние на общий КПД η Итого , и, следовательно, последний каскад должен быть наиболее эффективным.

Наконец, важно отметить, что на практике соотношения в уравнениях (3.30) и (3.32) не совсем точны из-за того, что не все оконечные импедансы согласованы с характеристическим импедансом системы.Если бы это было так, то каждый каскад в каскаде будет полностью передавать мощность сигнала от предшествующего ему каскада. f Соотношения в уравнениях (3.30) и (3.32) отклоняются от фактических характеристик, особенно, например, в случае широкополосных усилителей и фильтров. В этом случае рассогласование между нагрузками выражается в максимальном соотношении стоячей волны входного / выходного напряжения (КСВН), заданном для всего интересующего диапазона. г Учитывая импеданс клеммы Z Клемма , полное сопротивление нагрузки может варьироваться как

(3.41) RLoad = ZTerminalVSWRorRLoad = ZTerminal × VSWR

В качестве примера, если КСВ определенного широкополосного усилителя составляет 3: 1, то полное сопротивление нагрузки может быть либо RLoad = 13ZTerminal, либо R Нагрузка 3 Z Клемма . Учитывая, что Z Клемма = 50 Ом, тогда R Нагрузка = 16,67 Ом или R Нагрузка = 150 Ом. То есть выше рабочей частоты усилителя входное сопротивление может варьироваться в пределах 16.67 Ом и 150 Ом. Кстати, коэффициент усиления усилителя может изменяться в одном и том же рабочем диапазоне. Напомним, что потери передачи увеличиваются из-за КСВН в

(3,42) ρ = КСВН2 + 12ВSWR

Следовательно, важно учитывать при анализе совокупного коэффициента шума системы вариации коэффициента шума отдельных компонентов. от температуры и частоты, а также согласования импеданса системы.

Образец рукописи со спецификациями и стилем

% PDF-1.4 % 1 0 объект > эндобдж 8 0 объект /Заголовок /Тема / Автор /Режиссер / CreationDate (D: 202102023-00’00 ‘) / ModDate (D: 20201214094428 + 01’00 ‘) >> эндобдж 2 0 obj > эндобдж 3 0 obj > эндобдж 4 0 obj > эндобдж 5 0 obj > транслировать application / pdf

  • mattn
  • Образец рукописи со спецификациями и стилем
  • 2018-07-24T08: 23: 51 + 02: 00Microsoft® Word 20162020-12-14T09: 44: 28 + 01: 002020-12-14T09: 44: 28 + 01: 00Microsoft® Word 2016uuid: 7612b377-a6ec-9a4a- b5cf-445c73buuid: 1fa9583d-14cb-f74f-8b84-daaf22942c00 конечный поток эндобдж 6 0 obj > эндобдж 7 0 объект > эндобдж 9 0 объект > эндобдж 10 0 obj > эндобдж 11 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageC / ImageB / ImageI] >> эндобдж 12 0 объект > транслировать x ڝ Yn, 54 !! C, 2 + ~ zM Zvz] Y / Z ‘~~ q 1t ׼ ߖ SryMuy ~?; ^ WbBI8spK / \ ie ܓ @ 74 y? ~ Y ~ x ’99d \ 0NIxL; N; ʷH8% H8 @ y>: 9Pt> E “! 3, ޭ5 ϰQI $ s! L To # xW! Vf` -} @ o} $ i – # = Y̜T _- ^ / P “% i $ 7’fw2 = kl% EPMx9A = ؤ Y!% LLÇ.U {wX $ _Je] “5S.EeQ0E ێ .2 Q) / Нет”) j {ah7 ‘տ S% `| Z ׁ @ => cafyu͔H | xJ% E] K} 1 [[UQЎU.Zc`yq’B أ M} 006nX_sy \ -V A * = Uπ] hrb`lМrU \ [fn4R

    (PDF) Расчет модели усилителя с учетом теплового эффекта в полностью апериодических волокнах с большим шагом

    Разработка модели усилителя с учетом теплового эффекта

    в полностью апериодическом большом Pitch Fibers

    K. Tragni * 1, C. Molardi1,5, F. Poli1, R. Dauliat2, B. Leconte2, D. Darwich3, R. du Jeu2,3,

    M.A. Malleville2,4, R. Jamier2, S. Selleri1, P. Roy 2, A. Cucinotta1

    1 Университет Пармы, Департамент инженерии и архитектуры, 43124 Парма, Италия

    2 Университет Лиможа, CNRS, XLIM, UMR 7252 , F-87000 Limoges, France

    3Thales Optronique SA, Laser Solutions Unit, 2 avenue Gay-Lussac, 78995 Elancourt, France

    4Eolite Systems, 11 avenue de Canteranne, 33600 Pessac, France

    5 Департамент электротехники и электроники, Школа наук,

    Назарбаев Университет, Астана 010000, Казахстан

    РЕФЕРАТ

    Yb-легированные фотонно-кристаллические волокна (ФКВ) привели к значительному увеличению мощности волоконных лазеров.Однако

    термически индуцированные эффекты, такие как нестабильность мод, могут ухудшить качество выходного луча. Конструкция PCF с улучшенной делокализацией

    в режиме более высокого порядка (HOM) и эффективная термостойкость могут сдерживать проблему. В частности, Fully-

    апериодические волокна с большим шагом (FA-LPF) показали интересные свойства с точки зрения устойчивости к тепловым воздействиям. В

    этой статье экспериментально и численно исследованы характеристики усилителя FA-LPF, легированного Yb.Были рассчитаны модальные свойства

    и конкуренция усиления между основной модой (FM) и первым HOM при наличии тепловых эффектов

    . Основные характеристики легированного волокна были получены путем сравнения экспериментальных и численных результатов

    .

    Ключевые слова: Волоконный лазер, волоконный усилитель, фотонно-кристаллические волокна, апериодическая конструкция, волокна с большим шагом, сплошные волокна, мода

    нестабильности.

    1. ВВЕДЕНИЕ

    Разработка фотонно-кристаллических волокон, легированных Yb, привела к значительному масштабированию мощности / энергии в волоконных лазерах и усилителях

    [1].Хотя использование таких микроструктурированных волокон подразумевает преимущества с точки зрения качества излучения

    , дальнейшее масштабирование выходной мощности не может игнорировать возникновение вредных тепловых эффектов. Фактически,

    выше определенного порога средней мощности, внезапно появляется снижение качества излучаемого лазерного луча, обычно называемое поперечной модой

    нестабильность (TMI) [2]. Этому эффекту способствуют тепловые моды более высокого порядка (HOM)

    , ограничивающие сердцевину волокна и их связь с основной модой (FM).Следовательно, волновод

    ,

    , изначально одномодовый, позволяет распространять HOM, которые в конечном итоге потребляют мощность из FM [3], [4]. Эффективная стратегия

    для увеличения порога TMI заключается в разработке PCF с двойной оболочкой большой площади моды с улучшенной делокализацией HOM

    и эффективным термическим сопротивлением при сохранении высокого поглощения накачки. К настоящему времени в литературе предложены различные конструкции PCF

    . В частности, полностью апериодические волокна с большим шагом (FA-LPF) показали интересные свойства

    с точки зрения устойчивости к тепловым воздействиям [5-9].

    В данной работе исследуются характеристики усилителя FA-LPF, легированного Yb. Характеристики усиления и модальное содержание

    были рассчитаны при наличии тепловых эффектов с помощью инструмента, который включает полновекторный модальный решатель

    , основанный на методе конечных элементов, модели усилителя, который учитывает эволюцию мощности. и численная эффективная тепловая модель

    для получения распределения температуры по поперечному сечению волокна [10].Этот инструмент позволяет

    получить свойства волоконных усилителей с двойной оболочкой, легированных Yb, с особым акцентом на эволюцию модовой мощности,

    обеспечивая хорошую оценку индуцированного взаимодействия тепловыми эффектами между FM и HOM [11]. Затем численные результаты

    сравнивали с экспериментальными значениями, чтобы глубже охарактеризовать легированное волокно при исследовании

    .

    Патент США на схему усилителя для апериодических сигналов Патент (Патент №4,277,756, выданный 7 июля 1981 г.)

    ВВЕДЕНИЕ

    Настоящее изобретение относится к схеме усилителя для апериодических сигналов с каскадом дифференциального усиления, связанным с базой, в котором два транзистора напрямую соединены между своими базами и в которой эмиттеры этих транзисторов образуют два входа.Таким образом, сигнал может быть подан на один из входов, а другой вход емкостно подключен к опорному потенциалу. Выходные сигналы можно отводить на коллекторах транзисторов.

    Схема усилителя вышеупомянутого типа стала известна из немецкой Offenlegungsschrift № 2 209 889. Из-за емкостной связи одного из входов такой схемы усилителя с опорным потенциалом, на другой вход может подаваться апериодический сигнал, в результате чего достигается определенная балансировка выходных сигналов, имеющихся на коллекторах.Однако на частотах в диапазонах VHF и UHF из-за сопротивления базы и эмиттера, присутствующих в каждом реальном транзисторе, связь реализуется не идеально, так что в симметричных выходных сигналах все же может быть определена заметная разница по фазе и амплитуде. .

    КРАТКОЕ ИЗЛОЖЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

    Целью настоящего изобретения является создание схемы усилителя рассматриваемого типа, в которой возможна балансировка выходных сигналов, доступных на выходах, со значительно уменьшенной величиной разностей фаз и амплитуд.В схеме усилителя указанного типа эта цель достигается за счет следующих элементов:

    Еще один каскад дифференциального усиления с эмиттерной связью, состоящий из двух транзисторов, эмиттеры которых напрямую связаны и расположены на третьем входе, а основания соответственно подключены к входу на эмиттере транзисторов каскада дифференциального усиления с базовой связью и чьи коллекторы перекрестно связаны с коллекторами транзисторов каскадов дифференциального усиления с базовой связью.

    Предусмотрено соединение баз транзисторов каскада дифференциального усиления со связью по базам со стойкой для потенциала питания.

    Создается впечатление о постоянных токах на входах таким образом, что ток равной величины течет по входам, лежащим на эмиттерах транзисторов каскада дифференциального усиления со связью по базам, и базам транзисторов эмиттера. каскад связанного дифференциального усиления, и через третий вход на эмиттерах транзисторов каскада дифференциального усиления с эмиттерной связью протекает ток двойной величины.

    КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

    Далее изобретение поясняется более подробно на основе вариантов осуществления, проиллюстрированных на чертежах. чертежей.

    РИС. 1 иллюстрирует вариант схемы усилителя согласно настоящему изобретению; и

    РИС. 2 иллюстрирует каскадную схему из двух схем усилителя согласно фиг. 1.

    ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

    Схема усилителя, показанная на фиг.1 включает каскад дифференциального усиления с базовой связью с двумя транзисторами 1 и 2, базы которых напрямую связаны друг с другом; чьи эмиттеры лежат на входе 7 или на входе 8 соответственно; и чьи коллекторы лежат на выходе 10 или на выходе 11 соответственно. Эта схема усилителя дополнительно содержит каскад дифференциального усиления с эмиттерной связью с двумя транзисторами 3 и 4, эмиттеры которых напрямую связаны друг с другом, чьи базы лежат на входе 7 или на входе 8 соответственно, а коллекторы перекрестно связаны с коллекторы транзисторов 1 и 2 каскада дифференциального усиления со связью по базе.В проиллюстрированном примере варианта осуществления усиливаемый сигнал переменного использования может подаваться на вход 7 через емкость связи Ck на штыре 12, тогда как вход 8 заземлен через емкость C. транзисторов 3 и 4 каскада дифференциального усиления с эмиттерной связью подключен к входу 9.

    Положительный потенциал питания подается на базы транзисторов 1 и 2, напрямую связанных друг с другом, от клеммы 6 через омическое сопротивление 5.Кроме того, статические постоянные токи подаются в схему усилителя на входах 7, 8 и 9 через источники тока 13, 14 и 15, в результате чего ток значения I течет на входы 7 и 8, а ток удвоенного значения 2I течет на вход 9. В конструкции с npn-транзисторами эти токи снимаются с отрицательного потенциала.

    Если предположить, что входной переменный ток величиной i 7 + дополнительно подается на вход 7, тогда как только постоянный ток величины I течет на вход 8 в случае несимметричного питания, то токи I и я.sub.7 +, поступающий на вход 7, соответственно разделен на две части, которые поступают в эмиттер транзистора 1 и базу транзистора 3. Переменный ток, который возможен из-за связи транзисторов, замыкается накоротко на земля на входе 8 через емкость C. Входной переменный ток i 7 + на входе 7 делится на ток эмиттера I 1E + для транзистора 1 и базовый ток i 3B- для транзистора. 3. Из-за эмиттерного тока транзистора 1 базовый ток i.sub.1B + возникает в этом транзисторе, который делится на ток i 5R-, протекающий через резистор 5, и базовый ток i 2B- транзистора 2. Последний управляющий ток i 2B- генерирует ток коллектора в транзисторе 2, имеющий величину & ​​beta; и .beta. указывают коэффициенты усиления тока транзистора 2, а i 2E- указывает ток эмиттера транзистора 2. Величина этого тока i коллектора.sub.2C-, однако, меньше, чем ток коллектора i1C + = .alpha..multidot.i.sub.1E + транзистора 1. Из-за динамического импеданса транзистора 1 возникает управляющий сигнал с низким импедансом генератора. на базе транзистора 3 из-за крутизны транзисторного каскада 3 и 4 этот управляющий сигнал генерирует ток коллектора i 3C- в транзисторе 3, величина которого соответствует величине i 1 C + для случая в при этом постоянный ток на входе 9 имеет значение 2 I.Управляющий эффект эмиттерного тока i 3E- генерирует эмиттерный ток i 4E + в транзисторе 4, в результате чего в транзисторе возникает ток коллектора i 4 C + =. 4, величина которого также меньше, чем ток коллектора i 1 C + транзистора 1. Следовательно, на выходе 10 на входе 10 возникает суммарный ток i 10 + = i 1 C + + i 4 C +. и, аналогично, на выходе 11 суммарный ток i 11- = i 2 C- + i 3 C-, величина которого равна величине тока i.sub.10 +. Эти токи имеют приблизительно двойное значение входного тока i 7+. Кроме того, на выходах 10 и 11 течет выходной постоянный ток величиной 2I соответственно.

    Здесь можно увидеть преимущества схемы усилителя, описанной выше, в том, что более низкая активация транзисторов 2 и 4, обусловленная несимметричной активацией, компенсируется посредством перекрестно соединенных коллекторов всех транзисторов. Влияние паразитных емкостей коллектор-база происходит как в каскаде дифференциального усиления с базой на транзисторах 1 и 2, так и в каскаде дифференциального усиления с эмиттерной связью с транзисторами 3 и 4 посредством низкоомного динамического импеданс эмиттеров транзисторов 1 и 2, однако, лишь незначительно.Влияние паразитного обратного тока коллектор-база в транзисторах 1 и 2 невелико, поскольку эти токи подводятся к базе в противофазе и компенсируют друг друга; Таким образом, возникает точка фантомной массы.

    Если согласно фиг. 2, в котором элементы, аналогичные элементам схемы согласно фиг. 1 имеют одинаковые ссылочные позиции, множество схем усилителя согласно фиг. 1 переключаются каскадом, при этом выходы 10 и 11 первой схемы схемы усилителя переключаются вместе с входами 7 ‘и 8’ последующей схемы схемы усилителя, после чего постоянный ток увеличивается в 2 раза от усилителя к усилителю.По этой причине входной импеданс соответственно меньше в 2 раза. Усиление напряжения всех усилителей – до последнего усилителя, нагруженного (не показано) омическим сопротивлением – тогда приблизительно равно единице. Из-за низкого входного сопротивления последующего усилителя влияние паразитных емкостей становится заметным только вблизи предельной частоты.

    Если схема согласно фиг. 2 соединен с дополнительными сопротивлениями 16, 17, 18 и 19, при этом одна ветвь сопротивления 16, 18 проводится от входа 7, а одна ветвь резистора 17, 19 проводится от входа 8 предыдущего усилителя на вход 9 ‘последующего усилитель, то можно использовать каждый усилитель с одним и тем же током.Посредством соответствующего выбора питающих напряжений на выводах 6 и 6 ‘, а также значений сопротивлений 16, 17, 18 и 19, которые предпочтительно являются большими по сравнению с входными сопротивлениями, влияние этих сопротивлений на АЧХ усиления можно свести к минимуму.

    Схемы описанного выше типа могут быть успешно выполнены в виде интегральных схем, при этом низкочастотная зависимость гарантирует широчайшие возможности применения в широкополосных усилителях.Они могут быть построены как на биполярных транзисторах, так и на полевых транзисторах. Для полевых транзисторов термины эмиттер, коллектор и база биполярных транзисторов должны быть аналогичным образом заменены истоком, стоком и затвором.

    Специалистам в данной области техники будет очевидно, что многие модификации и вариации могут быть выполнены без отступления от сущности и объема новых концепций настоящего изобретения.

    Усилители высокой частоты на микросхемах.Высокочастотный широкополосный апериодический усилитель

    Усилитель мощности 10 Вт

    Усилитель рассчитан на работу с трансвером мощностью до 1 Вт. Нагрузкой от возбудителя, обеспечивающей стабильную работу на всех диапазонах, является резистор R1. Настройка заключается в установке тока покоя VT2 в пределах 0,3 А (при отсутствии сигнала на входе).

    Входной сигнал 1 В увеличивает выходную мощность антенны до 10 Вт. Переключение трансмиссии осуществляется от внешней цепи управления, замыкающейся на корпус при переходе на трансмиссию.В этом случае срабатывает реле К1, которое подключает антенну к выходу усилителя мощности. При обрыве цепи управления на базе VT1 появляется положительное напряжение, размыкающее его. Соответственно на коллекторе VT1 около нуля. Транзистор VT2 закрывается. Реле типа РПВ2 / 7 по паспорту РС4.521.952 Катушки индуктивности Л1 и Л2 типа Д1 (1А) с индуктивностью 30 и 10 мкГн соответственно. Диаметр рамки L3- 15 мм, провод ПЭВ2 1,5 мм

    Широкополосный усилитель мощности

    Дроздов В.В. (РА3АО)

    Для работы совместно с всеполосным трансивером KB можно использовать широкополосный усилитель мощности, принципиальная схема которого приведена на рис.1. В диапазонах 1,8-21 МГц его максимальная выходная мощность в режиме телеграфа при напряжении питания +50 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом составляет около 90 Вт, в диапазоне 28 МГц – около 80 Вт. Пиковая выходная мощность в режиме усиления однополосного сигнала с уровнем интермодуляционных искажений менее -36 дБ составляет около 80 и 70 Вт соответственно. При правильно подобранных транзисторах усилителя уровень второй гармоники меньше -36 дБ, третьей – меньше -30 дБ в режиме линейного усиления и меньше -20 дБ в режиме максимальной мощности.

    Усилитель собран по двухтактной схеме на мощных полевых транзисторах VT1, VT2. Трансформатор типа длинной линии Т1 обеспечивает переход от несимметричного источника возбуждения к симметричному входу двухтактного каскада. Резисторы R3, R4 позволяют согласовать входное сопротивление каскада с 50-омной коаксиальной линией с КСВ не более 1,5 в диапазоне 1,8-30 МГц. Их низкое сопротивление обеспечивает очень хорошую устойчивость усилителя к самовозбуждению.Для задания начального смещения, соответствующего работе транзисторов в режиме B, используется схема Rl, R2, R5. Диоды VD1, VD2 и VD3, VD4 вместе с конденсатором C7 образуют пиковый детектор цепи ALC и защищают транзисторы от перенапряжения в цепи стока. Порог срабатывания этой схемы определяется в основном напряжением стабилизации стабилитрона VD9 и близок к 98 В. Диоды VD5-VD8 служат для «мгновенной» защиты стоковой схемы от перенапряжений.Трансформатор типа длинной линии Т3 обеспечивает переход от симметричного выхода усилителя к несимметричной нагрузке. Чтобы облегчить требования к широкополосности этого трансформатора и ослабить возможные скачки напряжения в цепи стока, перед трансформатором включен симметричный фильтр нижних частот C8L1C10, C9L2C11 с частотой среза около 30 МГц.

    Крепление навесного усилителя. Усилитель собран на ребристом радиаторе из дюралюминия размером 110x90x45 мм.Ребра фрезерованы с двух сторон радиатора, их количество 2х13, толщиной 2 мм каждая, высотой 15 мм со стороны транзистора и 20 мм со стороны их крепежных гаек. На продольной оси радиатора на расстоянии 25 мм от поперечной оси фрезерованы площадки диаметром 30 мм для установки транзисторов, а с обратной стороны – для гаек крепления. Между транзисторами на ребрах радиатора проложена шина «общего провода», вырезанная из медного листа толщиной 0,5 мм и прикрепленная к основанию радиатора двумя винтами М3, пропущенными между двумя центральными ребрами на расстоянии 10 мм от его краев.Размеры шин – 90х40 мм. К шине крепятся монтажные стойки. Катушки L1 и L2 бескаркасные и намотаны неизолированным медным проводом диаметром 1,5 мм на оправке диаметром 8 мм. При длине намотки 16 мм они имеют пять витков. Трансформатор Т1 намотан двумя скрученными проводами ПЭЛШО 0,31 с шагом скрутки около трех витков на сантиметр на кольцевом магнитопроводе из феррита М400НН размером К10х6х5 и содержит 2х9 витков. Трансформаторы Т2 и Т3 намотаны на кольцевых магнитопроводах из феррита той же марки типоразмера К32х20х6.Трансформатор Т2 содержит 2х5 витков скрутки из проводов ПЭЛШО 0,8 с шагом два витка на сантиметр, Т3-2х8 витков такой скрутки. Конденсаторы С1 – С3 – типа КМ5 или КМ6, С4-С7-КМ4, С8-С11-КТ3.

    Настройка правильно собранного усилителя с рабочими частями сводится к настройке индуктивностей катушек L1 и L2 до максимальной отдачи в диапазоне 30 МГц путем сжатия или растяжения витков катушек и установки начального смещения с помощью резистора. R1 для минимизации интермодуляционных искажений в режиме усиления однополосного сигнала.

    Следует отметить, что уровень искажений и гармоник во многом зависит от точности подбора транзисторов. Если нет возможности подобрать транзисторы с близкими параметрами, то для каждого транзистора необходимо сделать отдельные схемы для задания начального смещения, а также по минимуму гармоник выбрать один из резисторов R3 или R4, подключив дополнительные резисторы в параллельно с этим.

    В режиме линейного усиления в диапазонах 14-28 МГц из-за наличия ФНЧ C8L1C10, C9L2C11 уровень гармоник на выходе усилителя не превышает допустимую норму 50 мВт, и может подключаться непосредственно к антенне.В диапазонах 1,8-10 МГц усилитель следует подключать к антенне через простейший фильтр нижних частот, аналогичный схеме C8L1C10, причем достаточно двух фильтров, один для диапазонов 1,8 и 3,5 МГц, другой для диапазона Диапазоны 7 и 10 МГц. Емкость обоих конденсаторов первого фильтра по 2200 пФ, второго по 820 пФ, индуктивность первой катушки около 1,7 мкГн, второй около 0,6 мкГн. Катушки удобно делать бескаркасными из неизолированной медной проволоки диаметром 1.5 – 2 мм, намотав на оправку диаметром 20 мм (диаметр рулона около 25 мм). Катушка первого фильтра содержит 11 витков с длиной намотки 30 мм, второго – шесть витков с длиной намотки 25 мм. Отрегулируйте фильтры, растягивая и сжимая витки катушек до максимальной отдачи в диапазонах 3,5 и 10 МГц. Если усилитель используется в режиме перенапряжения, на каждую полосу следует включать отдельные фильтры.

    Вход усилителя также может быть согласован с коаксиальной линией 75 Ом.Для этого номиналы резисторов R3, R4 взяты на 39 Ом. Мощность, потребляемая возбудителем, уменьшится в 1,3 раза, но блокировка усиления может увеличиться в высокочастотных диапазонах. Для выравнивания АЧХ последовательно с конденсаторами С1 и С2 можно включить катушки с экспериментально подобранной индуктивностью, которая должна быть около 0,1-0,2 мкГн.

    Усилитель также может быть напрямую нагружен сопротивлением 75 Ом. Благодаря действию контура ALC линейный недонапряженный режим его работы сохранится, но выходная мощность снизится на 1.5 раз.

    Усилитель мощности на КП904

    Е. Иванов (РА3ПАО)

    При повторении усилителя мощности UY5DJ (1) оказалось, что наиболее критичным узлом, снижающим надежность всего усилителя, является выходной каскад. После экспериментов с различными типами биполярных транзисторов мне пришлось отправиться в поле.

    За основу взят выходной каскад широкополосного усилителя УТ5ТА (2). Схема представлена ​​на рис.1. новые детали выделены жирными линиями. Небольшое количество деталей позволило смонтировать каскад на печатной плате и радиаторе от UY5DJ вместо деталей и транзисторов усилителя UY5DJ. Ток покоя транзисторов 100 … 200 мА.


    Широкополосные усилители высокой частоты

    В большинстве случаев любительского проектирования при разработке высокочастотных устройств следует отдавать предпочтение монолитным интегральным схемам.Однако, когда необходимо обеспечить высокую чувствительность и широкий динамический диапазон, могут быть полезны следующие схемы реактивного усилителя OOS.

    Усилитель на рис. 2.1-1 предназначен для использования во входных каскадах ДМВ и УПЧ. Он имеет широкий динамический диапазон и линейную частотную характеристику в широком диапазоне частот. С некоторым изменением индуктивности и емкости усилитель применим в диапазоне от 1 до 300 МГц.

    Схема на рис. 2.1-2 идентична схеме на рис.2.1-1, за исключением того, что в этом случае усилитель можно напрямую подключить к симметричной нагрузке. Если требуется выходной импеданс, отличный от указанного на схеме, то количество витков в обмотках (1-2) и (1 “-2”) высокочастотного трансформатора Tr1 изменяется (зависимость квадратичная, например, при количестве витков в этих обмотках 5 (1-2) +5 (1 “-2”) мы получаем выходное сопротивление 50 Ом. А при 20 (1-2) +20 (1 “- 2 “) 800 Ом).

    Усилитель на рис.2.1-3 предназначен для использования в каскадах, требующих высокого входного сопротивления. Он также обеспечивает широкий динамический диапазон и линейную частотную характеристику. Входное сопротивление усилителя более 1 кОм. Если необходимо уменьшить это значение, замените катушку индуктивности L1 на резистор соответствующего номинала или измените ее индуктивность так, чтобы реактивное сопротивление на рабочей частоте было равно требуемому входному сопротивлению.

    Во всех описанных усилителях используются одинаковые широкополосные трансформаторы.Обратите на это внимание. что используемый ферритовый сердечник должен быть разработан для использования в рабочем диапазоне частот усилителя.



    Количество витков в трансформаторах определяется как типом (размером и проницаемостью) сердечника, так и диапазоном частот, в котором предполагается использование усилителя.



    Указанные коэффициенты действительны также для трансформаторов, используемых в схемах смесителя ниже.Расположение и плотность намотки подобраны так, чтобы добиться наилучших параметров цепей.

    На рис. 2.1-4, для примера приведена схема универсального генератора с усилителем по схеме 2.1-3. Такой генератор можно использовать на радиостанциях, в качестве гетеродина в приемниках или для измерительных целей.


    Фотография:

    Фотография:

    Фотография:

    Фотография:

    Фотография:

    Смесители

    Смесители на рис.2.1-5 и рис. 2.1-6 работают на частотах 1-300 МГц (формулы для расчета индуктивностей см. Выше). Обе схемы обеспечивают затухание 5 … 6,5 дБ, обеспечивают широкую полосу пропускания и могут применяться в самых разных конструкциях.


    Фотография:

    Усиление и обработка сигналов низкой и средней частоты.

    Малошумящий предусилитель с низким входом



    Усилитель на рис.2.2-1 имеет входное сопротивление 5 Ом, полученное за счет использования PIC и OOS в определенных соотношениях. Часть эмиттерного сигнала транзистора VT2, поступая на базу VT1, создает ООС, а коллекторный сигнал VT3 – ПОС. Благодаря низкому входному сопротивлению значительно улучшаются шумовые характеристики усилителя. Спектральная плотность собственных шумов при открытом входе составляет 2 * 10 (-4) мкВ / Гц. Коэффициент усиления равен 40. Полоса пропускания определяется емкостью C1.

    Фотография:

    Малошумящий предусилитель с высоким входным сопротивлением

    На входе усилителя на рис.2.2-2 применен полевой транзистор в схеме с ОИ. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме с ОЭ. Усилитель имеет две петли ООС. С коллектора транзистора VT2 по цепочке R6, C3 сигнал обратной связи поступает на исток полевого транзистора, а с истока через конденсатор C2 и резистор R3 – на затвор VT1. Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков МОм и уменьшить входную емкость.

    Коэффициент усиления может быть установлен от 1 до 100, при этом ширина полосы пропускания также изменяется. При усилении 4 полоса пропускания находится в диапазоне от 100 Гц до 40 МГц. Входное сопротивление 30 МОм, максимальное выходное напряжение 1,5 В.



    Фотография:

    Микрофонный усилитель

    На рис. На Рис. 2.2-3 показана схема микрофонного усилителя, встроенного в держатель микрофона и питаемого через двухжильный кабель. Схема работает с динамическими микрофонами и отличается хорошей помехозащищенностью.Выходной сигнал снимается с резистора R4. Смещение на базу транзистора VT1 и температурную стабилизацию усилителя обеспечивает делитель R2 и R3. Резистор R1 является нагрузкой первой ступени и обеспечивает защиту окружающей среды на второй ступени. Обратная связь снижает нелинейные искажения и обеспечивает выходное сопротивление 600 Ом. Полоса пропускания 16-12500 Гц. Прирост 200,



    Фотография:

    Корректирующий микрофонный усилитель совмещенный со схемой шумоподавления для радиостанций и домофонов

    Схема на рис.2.2-4 построен на базе микросхемы КР1401УД2, содержащей четыре идентичных ОУ. Первая часть схемы (элементы DA1.1. DA 1.2) выполняет

    функцию микрофонного усилителя с последующей коррекцией АЧХ, динамически изменяя коэффициент усиления в зависимости от уровня сигнала и ограничивая амплитуду выходного сигнала. (что необходимо, например, для ограничения глубины модуляции на радиостанциях). Вторая часть схемы (DA1.3, DA1.4)


    подавляет шумы в низкочастотном сигнале, что необходимо для предотвращения воспроизведения постоянного звукового фона в радиостанциях, домофонах и т. Д.

    Уровень срабатывания шумоподавления система регулируется резистором R13, громкость низкочастотного выходного сигнала регулируется резистором R 17. Подстроечные резисторы R3, R5 устанавливаются в положение наилучшей слышимости полезного сигнала, когда шум наиболее ослаблен выключить.Конденсатор С16 выбран для обеспечения необходимой полосы пропускания микрофонного усилителя. Номинал резистора R24 зависит от конструкции звукоприемника и типа используемого микрофона. Также можно сказать о резисторе R22, который регулирует усиление каскада на ОУ DA1.2.

    Фотография:

    Устройство подавления импульсов

    На рис. 2.2-5 – принципиальная схема симметричного ограничителя, ограничивающего кратковременные импульсные помехи.Полоса пропускания до 100 кГц. При частоте полезного сигнала 3 кГц, превышении уровня импульсного шума над уровнем сигнала в 300-500 раз и длительности помехи 20-30 мкс схема снижает уровень шума на 30-40 дБ.



    Фотография:

    Смеситель последовательного сигнала

    Смеситель на рис. 2.2-6 построен на двух полевых транзисторах. Первый транзистор является динамической нагрузкой второго.Гетеродинный сигнал, который подается на затвор VT2, модулируется преобразованным сигналом, подаваемым на затвор VT1. При малых значениях входного сигнала выходной сигнал линейно зависит от входного. Когда входной сигнал больше 1,2 В, появляются нелинейные искажения. Микшер работает в диапазоне звуковых частот. На частотах выше 500 кГц начинают сказываться межэлектродные емкости ФП, что снижает коэффициент передачи смесителя.



    Фотография:

    Элементы устройств автоматики.


    Лямбда-диод




    Фотография:

    Фотография:

    Фотография:

    Усилитель для емкостных датчиков

    На рис. 2.3-1 представлена ​​схема предварительного усилителя для емкостных датчиков с низковольтным питанием. Потребляемый ток – 10 мА, входное сопротивление – 1 МОм, выходное сопротивление – 5 кОм. Напряжение отключения VT1 должно быть менее 1 В.3 МОм, Sin = 2,5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в диапазоне 0,9-0,92. Шум усилителя в полосе частот 5 Гц – 300 кГц составляет 10 мкВ при закрытом входе. Чтобы уменьшить внешние помехи во входной цепи, необходимо тщательное экранирование всего усилителя, особенно входной цепи и датчика.

    Лямбда-диод

    Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости.При нулевом напряжении на затворе оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепочку OOS после того, как


    исследованы относительно друг друга. Ток, протекающий через транзистор VT1, вызывает падение напряжения на VT2, перекрывая VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 зависит от падения напряжения на VT1. Таким образом, с увеличением протекающего тока оба транзистора имеют тенденцию к закрытию. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близок к нулю.Для транзистора КП103И напряжение отсечки 4 В, для транзистора КП3O3D напряжение отсечки 8 В.



    Усилитель для емкостных датчиков

    На рис. 2.3-1 представлена ​​схема предварительного усилителя для емкостных датчиков с низковольтным питанием. Потребляемый ток – 10 мА, входное сопротивление – 1 МОм, выходное сопротивление – 5 кОм. Напряжение отключения VT1 должно быть менее 1 В.


    Кабельный усилитель для выносного датчика

    Для передачи сигналов датчиков удаленных от измерительных приборов используются усилители, выходной сигнал и напряжение питания в которых питаются по одному кабелю.3 МОм, Sin = 2,5 пФ). Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в диапазоне 0,9-0,92. Шум усилителя в полосе частот 5 Гц – 300 кГц составляет 10 мкВ при закрытом входе. Чтобы уменьшить внешние помехи во входной цепи, необходимо тщательное экранирование всего усилителя, особенно входной цепи и датчика.

    Лямбда-диод

    Устройство на рис. 2.3-3 состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости.При нулевом напряжении на затворе оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепочку OOS после того, как


    исследованы относительно друг друга. Ток, протекающий через транзистор VT1, вызывает падение напряжения на VT2, перекрывая VT1. В свою очередь, сопротивление VT2 зависит от падения напряжения на VT1. Таким образом, с увеличением протекающего тока оба транзистора имеют тенденцию к закрытию. Когда падение напряжения на транзисторах достигает уровня отсечки, протекающий ток будет близок к нулю.Для транзистора КП103И напряжение отсечки 4 В, для транзистора КП3O3D напряжение отсечки 8 В.



    Преобразователи напряжения и тока.

    Умножители напряжения

    При разработке высоковольтных схем большое значение имеет выбранная схема преобразования для простоты и качества устройства. Ниже приведены несколько схем умножителей напряжения для использования в самых разных устройствах.

    На рис. 2.4-1 показана схема удвоителя напряжения. Емкости во всех удвоителях выбраны одинаковыми. Рабочее напряжение конденсаторов должно с запасом перекрываться, указанным на схемах. Соответственно нужно подбирать и диоды. Чем больше ток, необходимый в нагрузке, тем большую емкость должны иметь конденсаторы. Естественно, что при увеличении напряжения с помощью диодно-емкостных умножителей ток нагрузки пропорционально уменьшается.



    Точно так же умножение выполняется в три или более раз.

    Показанные здесь схемы умножителей могут использоваться в преобразователях напряжения в напряжение. Для примера приведена схема использования диодного умножителя на 2 (Рис. 2.4-5).

    Преобразователь (рис. 2.4-5) состоит из генератора на транзисторах VT1, VT2 и диодно-конденсаторного умножителя. Частота генератора определяется C 1 и резисторами Rl, R2. Выходной сигнал генератора проходит по цепи умножения и заряжает конденсатор С5. Умножитель рассчитан на выходной ток до 10 мА.Для увеличения тока нагрузки необходимо после генератора поставить эмиттерный повторитель и увеличить емкость конденсаторов С2-С4.


    Фотография:

    Фотография:

    Фотография:

    Преобразователь напряжение в ток

    В схеме преобразователя на рис. Коллекторный ток 2,4-6 транзистора VT4 определяется выражением: Ikvt4 = ​​Uin / R1. Этот ток вызывает падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер VT1.Поскольку VT1 и VT2 однотипные, напряжение на VT2 будет одинаковым, и, соответственно, ток, протекающий через VT2, VT3, будет совпадать с током в VT4. Максимальный выходной ток определяется допустимой мощностью рассеивания транзистора VT3. Для токов выше 5 мА нелинейность преобразования не более 1%. В качестве DA1 можно использовать любой операционный усилитель серии K544. К574, включенный по типовой конструкции.



    Преобразователь тока в напряжение

    Преобразователь на рис.2.4-7 построен по принципу усиления напряжения, которое происходит при протекании тока через резистор R6. Схема обеспечивает Uout = K * Iin – коэффициент преобразования схемы K = R6 * (R3 / R4). Для настройки ОУ с Iin = 0 используется резистор R2. Часть входного тока переходит в цепь R1, R2, R3. Резистор R6 – проволочный (нихром).

    Эта схема усилителя ВЧ передатчика (на частоте 50 МГц) имеет выходную мощность 100 Вт. Эта УВЧ использовалась с моим FT-736R для DX SSB.Он усиливает сигнал ровно в 10 раз. Устройство отлично подойдет водителям автомобильных радиотакси, работающих в диапазонах 50 и 27 МГц (с перестройкой контуров).

    Если вы хотите построить этот ВЧ-усилитель, соберите его на двусторонней печатной плате – для увеличения площади заземления. Транзистор 2SC2782 нужен достойный радиатор. Максимальная выходная мощность 120 Вт.

    Схема усилителя мощности ВЧ

    Чертеж печатной платы


    Характеристики усилителя:

    • Выходная мощность: 10 Вт
    • Выходная мощность: 100 Вт
    • Рабочая частота: 50-52 МГц
    • Режим работы: FM – SSB
    • Рабочее напряжение: 10-16 В постоянного тока
    • Рабочий ток: 10 ампер.


    Схема взята с одного китайского сайта и успешно повторена, только элементы детектора автоматической коммутации приема-передачи не использовались (на схеме зачеркнуты). Для создания УВЧ на частотах от 100 мегагерц – используйте.

    Принято считать, что разработка усилителей высокой частоты – намного более сложная задача, чем разработка усилителей низкой частоты. Ведь в этом случае необходимо учитывать гораздо большее количество различных электромагнитных эффектов и процессов в цепях.Но часто оказывается, что реальное схемотехническое воплощение такого усилителя редко отклоняется от какой-либо шаблонной структуры. Дело здесь в том, что при разработке высокочастотных усилителей стремятся в первую очередь не увеличивать выходную мощность при минимизации линейных и нелинейных искажений, а добиться максимальной чувствительности и высокой стабильности каскада в широком диапазоне частот, т.е. Требования к усилителям высокой частоты обычно сильно отличаются от требований к усилителям низкой частоты.

    Типичная структура высокочастотного усилителя представляет собой последовательное соединение трех звеньев: входного согласующего звена (обычно это довольно простые \ (LC \) – цепи, которые вносят минимальные потери, обеспечивают согласование с предыдущим каскадом и примерно формируют частотную характеристику), основное звено усилителя (транзистор включен с OE, OB или OK, возможно, с межкаскадным OOS, обеспечивающим стабильность и широкий динамический диапазон в широком спектре частот), выходной фильтр, окончательно формирующий текущую частоту каскад согласования отклика и обеспечение на его выходе (здесь могут использоваться довольно сложные \ (LC \) – фильтры, фильтры на ПАВ, пьезокерамические, кварцевые фильтры и т. д.). Межкаскадная связь в высокочастотных усилителях обычно осуществляется с помощью конденсаторов, связанных индуктивностей или высокочастотных широкополосных трансформаторов (здесь мы намеренно опускаем вопросы конструкции интегральных усилителей, это совершенно отдельная тема и будет обсуждаться позже). Разберем по порядку причины, столь строго регулирующие описанную структуру каскада усиления.

    Различные схемы переключения транзисторов (OE, OB, OK) имеют разные входные и выходные параметры (какие из них мы разберем позже).Для высокочастотных усилителей важны вопросы согласования каскадов входа и выхода (с увеличением частоты это становится более важным, но для усилителей СВЧ диапазона они обычно необходимы). Отсутствие согласования приводит к увеличению искажения сигнала, его отражению обратно на вход предыдущего каскада, тем самым уменьшая общий коэффициент усиления схемы, и, что самое главное, к увеличению нестабильности схемы, что может привести к ее самовосстановлению. -возбуждение.Чтобы избежать всех этих эффектов, при проектировании высокочастотных цепей принимаются специальные меры по согласованию импеданса , т.е. выходное сопротивление первой ступени должно быть равно (или, в крайних случаях, ниже) входному сопротивлению следующей каскад (обратите внимание, что для усилителей низкой частоты, учитывая необходимость повышения КПД, мы обычно стремимся к тому, чтобы входное сопротивление усилительного каскада было намного выше, чем выходное сопротивление предыдущего каскада).Именно для согласования импедансов на входе высокочастотного каскада должны быть включены специальные цепи. Отметим также, что не принято включать слишком сложные фильтры, вносящие достаточно высокие потери на входе каскадов высокочастотных усилителей (если это не оконечные каскады). Уже довольно слабый высокочастотный сигнал после прохождения через такие фильтры может просто затеряться в шуме.

    Напрашивается простой вопрос: зачем нужно внимательно следить за всеми возможными цепями обратной связи? Дело в том, что наличие или отсутствие таких цепей решающим образом сказывается на устойчивости усилителя .Существует целая теория устойчивости, позволяющая прогнозировать поведение самых разнообразных схем. Основная проблема здесь заключается в том, что схема, которая, кажется, нормально работает во время тестовых испытаний, когда на нее подается чистый полезный сигнал, может оказаться очень возбудимой за пределами рабочего диапазона усиления, то есть в реальном устройстве, где есть всегда какие-то помехи и нежелательные продукты интермодуляции работают за пределами рабочего диапазона, такая схема не будет работать. Потеря устойчивости вызывает значительные нелинейные искажения сигнала, и в пределе схема может самовозбуждаться, переходя от усилителя к генератору.Не стоит думать, что в усилителях низкой частоты этой проблемы нет. Но там он оказывается намного более предсказуемым и управляемым, поэтому не вызывает очень серьезных затруднений при проектировании усилителей. Но в усилителях высокой частоты неконтролируемое самовозбуждение может проявляться даже в тщательно рассчитанных и профессионально собранных схемах.

    Различные проблемы в высокочастотных каскадах усиления приводят к тому, что общий коэффициент усиления таких каскадов намного ниже, чем коэффициент усиления аналогичных низкочастотных схем.Дополнительную проблему создают многочисленные фильтры, которые формируют АЧХ усилителя, но в то же время значительно ослабляют полезный сигнал. Таким образом, чтобы обеспечить достаточно высокий коэффициент усиления на высокой частоте, необходимо строить многокаскадные усилители с числом каскадов, значительно превышающим то, что мы привыкли видеть в низкочастотных цепях.

    В общем случае не существует универсального метода построения схем высокочастотных усилителей, а приведенная выше структура является лишь неким среднестатистическим вариантом, который при необходимости может существенно измениться.Имеет смысл различать два широких класса усилителей: широкополосные усилители , (к ним относятся апериодические , ) и узкополосные усилители (в том числе резонансные , ).

    Узкополосные усилители . Блок-схема узкополосного высокочастотного усилителя включает все стандартные линии связи, описанные выше. Но кроме этого, узкополосный усилитель может включать в себя дополнительные пассивные схемы, предназначенные для формирования необходимой полосы пропускания и обеспечения стабильности усилителя вне рабочего диапазона частот ( цепи стабилизации ).

    Проблема формирования полосы пропускания очень важна при разработке узкополосных усилителей, поскольку высокочастотные транзисторы активны в широкой полосе частот. Требуемая полоса пропускания может быть сформирована, например, с помощью концентрированного селективного фильтра (FSS), включенного на входе или выходе транзистора. FSS на входе ослабляет влияние помех, предотвращает нелинейные искажения из-за их взаимодействия с сигналом (интермодуляционные искажения) и тем самым увеличивает помехозащищенность усилителя.Однако включенный на входе фильтр вносит в усилитель дополнительные потери и увеличивает его коэффициент шума. Потери в фильтре на центральной частоте полосы пропускания тем больше, чем уже полоса. К ФСС на входе предъявляются более жесткие требования, чем к фильтру, входящему в состав транзистора на выходе. Другой возможный способ формирования полосы пропускания – использование резонансных звеньев, соединенных последовательно с транзистором или в цепи обратной связи. Резонансные усилители имеют узкую полосу пропускания и высокое усиление.Их главный минус – меньшая стабильность по сравнению с широкополосными каскадами. Вне рабочей полосы частот в зоне потенциальной нестабильности усилитель может возбуждаться помехами и продуктами интермодуляции. Для предотвращения этого в схемы узкополосных усилителей вводятся стабилизирующие схемы с потерями, которые не влияют на работу каскада в рабочей полосе частот, но шунтируют пути прохождения сигнала в областях потенциальной нестабильности.

    Обратите внимание, что такие функции, как согласование импеданса, формирование полосы пропускания и стабильность усилителя, не обязательно должны выполняться различными пассивными цепями – одна цепь может использоваться для одновременного выполнения нескольких функций.

    Широкополосные усилители . При проектировании широкополосных усилителей следует учитывать тот факт, что коэффициент усиления при любом включении транзистора уменьшается с увеличением частоты, поэтому расчет таких усилителей и балансировка нагрузки обычно производятся не на центральной, а на верхней частоте. рабочего диапазона (такие усилители часто используются в качестве согласующих цепей , широкополосных трансформаторов ) Избыточное усиление, проявляющееся в нижних частотах диапазона, устраняется так называемыми выравнивающими цепями .Последние могут быть выполнены в виде реактивных или диссипативных цепей (простейшим примером уравнительной цепи является обычный конденсатор, последовательно включенный в цепь прохождения сигнала; на верхней частоте рабочего диапазона его сопротивление меньше сопротивления на более низкой частоте, т. е. низкочастотные сигналы при прохождении по такой цепи будут подавляться в большей степени, чем высокочастотные сигналы).

    В усилителях со схемами реактивной коррекции усиление в полосе пропускания регулируется из-за рассогласования (увеличения коэффициента отражения) на входе усилителя при уменьшении частоты.Однако при сильном рассогласовании усилители могут самовозбуждаться. В этом случае предпочтительнее использование диссипативных цепей.

    При использовании диссипативных схем выравнивания избыточное усиление компенсируется в поглощающих элементах схем, затухание которых увеличивается с понижением частоты (вспомните пример с конденсатором, хотя отдельный конденсатор сам по себе не может считаться диссипативной схемой, но принцип очень похож). В этом случае коэффициенты отражения от входа и выхода малы.Диссипативные выравнивающие цепи могут одновременно использоваться как стабилизирующие, то есть для подавления усиления за пределами полосы пропускания, хотя эти функции могут выполняться разными схемами.

    Касательно Схемы переключения биполярных транзисторов в усилителях высокой частоты , то и они во многом зависят от назначения усилителя.

    В малошумящих усилителях входных трактов высокочувствительного оборудования предпочтение отдается схемам с ОЭ и с ОВ.Схемы с ОЭ безусловно стабильны в широком диапазоне частот и имеют очень большой динамический диапазон, что делает их практически незаменимыми в многокаскадных схемах усиления промежуточной частоты. Цепи OB в большей части частотного диапазона, как правило, потенциально нестабильны. Чтобы преодолеть этот недостаток, такие схемы должны быть покрыты достаточно глубоким внутрикаскадным DUS. Но, с другой стороны, усилители на транзисторах при включении с OB обладают лучшими шумовыми характеристиками (что определяет их более высокую чувствительность), они могут получать гораздо больший коэффициент усиления, чем в схемах с OE, а коэффициент усиления в каскадах с OB составляет слабовато зависит от частоты.Увеличение коэффициента усиления связано с сужением полосы пропускания и уменьшением запаса устойчивости усилителя. Кроме того, большие коэффициенты усиления могут быть реализованы только при высоких сопротивлениях нагрузки, а это усложняет создание согласующих схем. Учитывая проблемы со стабильностью схем с ОВ, как правило, широкополосные усилители строят по схеме с ОЭ, а узкополосные усилители как по схеме с ОЭ, так и по схеме с ОВ, и транзисторы при включении с ОВ, позволяют получить значительно более узкую полосу пропускания.Каскад с ОК может быть использован в усилителях мощности, его свойства на высоких частотах во многом аналогичны свойствам каскада с ОЭ, однако из-за наличия глубокого ООС на практике каскады с ОК оказываются несколько более высокочастотный, чем аналогичные каскады с ОЭ.

    Потребляемый ток 46 мА. Напряжение в цепи смещения V bjas определяет уровень выходной мощности (усиления) усилителя

    .


    Рис.33.11. Внутреннее устройство и распиновка микросхем TSH690, TSH691

    Рис.12/33. Типовое включение микросхемы TSH690, TSH691 в качестве усилителя в полосе частот 300-7000 МГц

    и может регулироваться в пределах 0-5,5 (6,0) В. Коэффициент передачи микросхемы TSH690 (TSH691) при напряжении смещения V bias = 2,7 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом в полосе частот до 450 МГц составляет 23 (43) дБ, до 900 (950) МГц – 17 (23) дБ.

    Практическое включение микросхем TSH690, TSH691 показано на рис. 12/33. Рекомендуемые значения элементов: С1 = С5 = 100-1000 пФ; С2 = С4 = 1000 пФ; С3 = 0.01 мкФ; L1 150 нГн; L2 56 нГн для частот не выше 450 МГц и 10 нГн для частот до 900 МГц. Резистор R1 может регулировать уровень выходной мощности (может использоваться для автоматической системы управления выходной мощностью).

    Broadband INA50311 (рис. 33.13), производимый Hewlett Packard, предназначен для использования в оборудовании мобильной связи, а также в бытовой электронике, например, в качестве антенного усилителя или усилителя радиочастоты. Рабочий диапазон усилителя 50-2500 МГц.Напряжение питания 5 В при токе потребления до 17 мА. Средний прирост


    Рис. 33.13. внутреннее устройство микросхемы ΙΝΑ50311

    10 дБ Максимальная мощность подаваемого на вход сигнала на частоте 900 МГц не более 10 мВт. Коэффициент шума составляет 3,4 дБ.

    Типовое включение микросхемы 50311 при питании от стабилизатора напряжения 78ЛО05 показано на рис.

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.