Двухэлементные фазированные антенны: CT‑HF‑2LTFMxx. Двухэлементная широкополосная ФАР. Купить у производителя. Антенны средних КВ трасс Communication Technologies

1. Работа линий передачи.

2. Коаксиальные линии передач.

3. Двухпроводная линия передачи.

4. Работа линий передач с КСВ.

5. Суррогатные линии передач.

6. Изготовление открытой линии в домашних условиях.

  Глава 2. Использование симметрирующих устройств в любительской связи.

1. Использование симметрирующих устройств в любительской связи.

  Глава 3. Верны ли показания КСВ-метра ?

1. Верны ли показания КСВ-метра ?

  Глава 1. РАДИОПОМЕХИ В ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ СВЯЗИ.

1. Устранение помех в диапазонах СВ – КВ.

2. Устранение помех от УКВ станций.

3. Еще один способ устранения TVI.

1. Антенный словарь.

Эта книга составлена на основе статей, которые были опубликованы в журнале “Радиолюбитель” в течение почти восьми лет. Благодаря письмам читателей они были дополнены сведениями, представляющими интерес для радиолюбителей. Выражаю свою признательность А.Н.Куйсокову (UA6YW), А.М.Ризюку и П.А.Нючеву, благодаря которым осуществилось издание этой книги. Благодарю своих друзей, которые бескорыстно помогали мне, журнал “Радиолюбитель”, благодаря которому была вообще возможна эта работа.

Отвечу на все вопросы по этой книге (желательно наличие конверта с обратным адресом). 
Мой адрес: а/я 68, Белгород-15, 308015, Россия.
Успехов Вам! 73!
Игорь Николаевич Григоров (RK3ZK)

Автор И.Григоров, (RK3ZK).

Полная или частичная перепечатка (воспроизведение) данного издания без согласования с автором запрещается.

Майкоп, 2001г. А.Куйсоков (UA6YW) [email protected]

способ питания элементов передающей кольцевой фазированной антенной решетки и устройство для его реализации – патент РФ 2315400

Изобретение относится к антенной технике для систем радиосвязи в диапазоне коротких волн (KB). Техническим результатом является полное устранение недостатков, отмеченных в прототипе, и обеспечение стабильных характеристик излучения ФАР во всем диапазоне KB, упрощение построения и коммутации диаграммообразующей схемы КФАР и делителя мощности передающего устройства, рациональное использование излучателей КФАР, значительное повышение коэффициента использования раскрыва КФАР. Сущность изобретения состоит в том, что в диапазоне частот выше 7 МГц принцип питания элементов ФАР соответствует кольцевой схеме, а на частотах ниже 7 МГц принцип питания элементов ФАР соответствует дуговой схеме, в которой излучателями ФАР являются пары диаметрально противоположных элементов ФАР, имеющих кардиоидную диаграмму направленности, переход от кольцевой к дуговой ФАР происходит только за счет изменения схемы питания элементов (коммутации и изменения фазового сдвига). 2 н.п. ф-лы, 10 ил.

Формула изобретения

1. Способ питания элементов передающей кольцевой фазированной антенной решетки (ФАР), состоящей из излучателей, имеющих изотропную диаграмму направленности (ДН) в горизонтальной плоскости, питающихся от диаграммообразующей схемы через управляемые фазовращатели и делитель в равных долях мощности передающего устройства, отличающийся тем, что питание элементов кольцевой ФАР в верхней части коротковолнового (KB) диапазона выше 7 МГц осуществляется по принципу кольцевой ФАР, а питание элементов кольцевой ФАР в нижней части KB диапазона ниже 7 МГц осуществляется по принципу дуговой ФАР, в которой излучателями являются пары диаметрально противоположных элементов дуговой ФАР, выполняющие роль активного вибратора и активного рефлектора и имеющие ДН кардиоидного вида, перемещение главного лепестка ДН в азимутальной плоскости производится коммутацией парных диаметрально противоположных излучающих элементов ФАР, переход от кольцевой схемы питания элементов ФАР к дуговой схеме питания элементов ФАР осуществляется за счет коммутации и изменения фазового сдвига.

2. Устройство, реализующее способ питания элементов передающей кольцевой ФАР, в состав которой входят группы расположенных рядом излучателей, питающихся от диаграммообразующей схемы через управляемые фазовращатели и делитель в равных долях мощности передающего устройства, отличающееся тем, что содержит управляемый цифровым кодом делитель мощности передающего устройства KB диапазона, управляемые цифровым кодом восемь фазовращателей, восемь излучателей кольцевой ФАР, которые питаются по принципу дуговой ФАР, состоящей из трех пар диаметрально противоположных излучателей и формирующей ДН кардиоидного вида в диапазоне ниже 7 МГц, а в диапазоне выше 7 МГц излучатели питаются по принципу кольцевой ФАР из восьми изотропных излучателей с круговой ДН, причем выход усилителя мощности передающего устройства KB диапазона подключен к первому входу управляемого делителя мощности передающего устройства KB диапазона, на второй вход которого подается управляющий сигнал включения ДН кардиоидного вида, восемь выходов делителя мощности передающего устройства KB диапазона соединены с первыми входами фазовращателей соответственно, на вторые входы фазовращателей поступает цифровой код управления от устройства управления, который устанавливает соответствующие фазовые сдвиги для формирования ДН кардиоидного вида трем парам диаметрально противоположных излучателей, либо устанавливает фазовые сдвиги всем излучателям для управления ДН кольцевой ФАР в азимутальной плоскости, выходы фазовращателей соединены с соответствующими излучателями ФАР, код управления поворотом ДН ФАР в диапазоне ниже 7 МГц подается на третий вход делителя мощности передающего устройства KB диапазона.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к антенной технике для систем радиосвязи в диапазоне коротких волн (KB).

Известны различные способы получения направленного излучения кольцевых и многокольцевых фазированных антенных решеток (КФАР и МКФАР) и управления суммарной диаграммой направленности (ДН) КФАР в пространстве, заключающиеся в следующем.

Первый способ формирования ДН КФАР основан на создании различных набегов фаз для каждого излучателя КФАР для выравнивания фазового фронта излучаемой электромагнитной волны, при этом множитель антенной решетки рассчитывается исходя из условия изотропности каждого излучателя КФАР (Айзенберг Г.З. Коротковолновые антенны. – М.: Радио и связь, 1985 г.). Анализ направленных свойств таких КФАР показывает, что в этом случае ДН КФАР удовлетворяет предъявляемым требованиям только в области верхних частот KB диапазона (т.е. практически выше 7 МГц). В нижней области частот KB диапазона (1,5…7 МГц) ДН КФАР в азимутальной плоскости вырождается в круговую, т.е. по своим направленным свойствам ДН КФАР совпадает с ДН одного излучающего элемента КФАР (например, вертикального вибратора).

На фиг.1, 2, 3 приведены результаты расчета ДН КФАР с количеством излучателей 8 и радиусом окружности кольца 7,5 м (при условии изотропности каждого элемента КФАР) на характерных частотах KB диапазона. Расчет наглядно показывает, что ДН КФАР в горизонтальной плоскости имеет выраженные направленные свойства в диапазоне частот выше 7 МГц. На частотах ниже 7 МГц ДН КФАР соответствует ДН одиночного изотропного излучателя, входящего в состав КФАР.

Таким образом, можно сделать вывод о принципиальной невозможности получения направленных свойств КФАР в нижней части диапазона KB без изменения геометрических размеров КФАР.

Направленные свойства КФАР в нижней части диапазона KB можно улучшить при увеличении радиуса КФАР, однако на практике это неприемлемо по следующим причинам:

значительно усложняется конструкция антенной системы;

затрудняется процесс сборки и демонтажа КФАР;

существенно увеличивается площадь, занимаемая КФАР;

в области верхних частот KB диапазона появляются интерференционные лепестки ДН КФАР значительного уровня, что ухудшает направленные свойства КФАР и существенно снижает диапазонность антенны.

Вторым способом повышения направленных свойств КФАР является применение дуговых ФАР (ДФАР), в которых излучение осуществляется только теми элементами ДФАР, которые входят в активную зону. Однако это требует в обязательном порядке применения антенных элементов активной зоны излучения, имеющих однонаправленные ДН. Реализация однонаправленных ДН для элементов ДФАР в KB диапазоне наталкивается на практически непреодолимые технические трудности, а антенны типа бегущей волны имеют ДН, содержащую два главных лепестка, причем их направление излучения существенно зависит от частоты.

Таким образом, применение дуговых ДФАР не устраняет полностью недостатки КФАР, а только лишь уменьшает значение критической нижней частоты (приблизительно до 4МГц), начиная с которой ДФАР также теряет направленные свойства.

Третьим способом, позволяющим сформировать однонаправленную ДН, является применение двухкольцевой ФАР, в которой излучатели второго (внутреннего) кольца также выполняли бы функцию активных (или пассивных) рефлекторов. Такая двухкольцевая ФАР так же конструктивно сложна и требует сложной схемы питания элементов от фидерного тракта. Кроме того, она имеет существенный недостаток: ее коэффициент направленного действия (КНД) в направлении максимума излучения будет меньше, чем у КФАР из-за того, что в формировании синфазного фронта излучаемой радиоволны принимает участие меньшее количество излучателей.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому изобретению является изобретение по А.С. №1462440 1986 г., в котором в состав КФАР входят группы расположенных рядом излучателей, питающихся от диаграммообразующей схемы (ДОС) через управляемые фазовращатели и делителя в равных долях мощности радиопередающего устройства. ДОС обеспечивает питание группы рядом расположенных излучателей так, что определенное амплитудно-фазовое распределение токов в группе излучателей минимизирует излучение КФАР в направлении, противоположном максимуму ДН.

Недостатками данного способа питания элементов КФАР являются следующие:

сложность коммутации групп излучателей для обеспечения сканирования ДН в пространстве и конструктивного построения делителя мощности;

нерациональное использование апертуры КФАР и мощности передающего устройства, так как одновременно в формировании ДН КФАР участвует только одна группа излучателей выбранного сектора, а не весь комплекс излучателей КФАР;

характеристики КФАР существенно зависят от изменения рабочей частоты передающего устройства и не позволяют обеспечить высокие значения КНД КФАР при коэффициенте перекрытия по диапазону более 1,5…2.

Кроме того, «определенное амплитудно-фазовое распределение» поля в раскрыве КФАР, заявленное в прототипе, фактически означает неравномерное амплитудное распределение поля, что значительно усложняет построение и функционирование диаграммообразующей схемы КФАР и делителя мощности передающего устройства.

Техническим результатом заявляемого способа питания элементов передающей КФАР является устранение недостатков, отмеченных в прототипе, и обеспечение стабильных характеристик излучения передающей КФАР во всем диапазоне KB (что особенно важно для нижней части диапазона KB), упрощение построения и коммутации ДОС КФАР и делителя мощности передающего устройства KB диапазона, рациональное использование излучателей КФАР, значительное повышение коэффициента использования раскрыва КФАР и обеспечение электрического сканирования фронтом электромагнитной волны во всем диапазоне KB с ослаблением излучения в направлении, противоположном максимуму ДН КФАР.

Сущность изобретения заключается в том, что питание элементов передающей КФАР, состоящей из излучателей, имеющих изотропную ДН в горизонтальной плоскости, питающихся от ДОС через управляемые фазовращатели и делитель в равных долях мощности передающего устройства, в верхней части KB диапазона выше 7 МГц осуществляется по принципу КФАР, а питание элементов КФАР в нижней части KB диапазона ниже 7 МГц осуществляется по принципу ДФАР, в которой излучателями являются пары диаметрально противоположных элементов ДФАР, выполняющие роль активного вибратора и активного рефлектора и имеющие ДН кардиоидного вида, перемещение главного лепестка ДН в азимутальной плоскости производится коммутацией парных диаметрально противоположных излучающих элементов КФАР, переход от кольцевой схемы питания элементов КФАР к дуговой схеме питания элементов КФАР осуществляется за счет коммутации и изменения фазового сдвига.

Техническая реализация заявляемого способа питания элементов передающей КФАР не требует изменения конструктивного исполнения и размещения элементов передающей КФАР, что очень важно для развертывания и эксплуатации КФАР. Переход от кольцевой схемы питания КФАР к дуговой схеме питания КФАР осуществляется только за счет коммутации и изменения фазового сдвига.

Это накладывает некоторые ограничения на общую конструкцию передающей КФАР. В известных КФАР в излучении принимают участие все излучатели КФАР, имеющие изотропную ДН. В ДФАР роль рефлекторов выполняют вибраторы, противоположно расположенные по отношению к вибраторам, образующим активную зону. Таким образом, каждая пара таких активных вибраторов образовывает двухэлементную антенную решетку продольного излучения. ДН такой элементарной антенной решетки будет иметь в азимутальной плоскости форму кардиоиды. Для этого требуется выполнения ряда условий:

определенным образом выбирается расстояние d между вибратором – излучателем и вибратором – активным рефлектором двухэлементной антенной решетки с ДН кардиоидного вида, чтобы во всем названном диапазоне частот выполнялось условие ;

фазовый сдвиг тока возбуждения активного рефлектора по отношению к току излучателя двухэлементной антенной решетки с ДН кардиоидного вида во всем диапазоне частот KB должен быть таким, чтобы их поля излучения в направлении рефлектора взаимно компенсировались. Это будет, если: _AP= – ·d, где _AP – требуемый фазовый сдвиг; – коэффициент фазы.

Если за основу построения передающей ДФАР взять восьмиэлементную КФАР с оптимальным расстоянием между диаметрально противоположными элементами двухэлементной антенной решетки продольного излучения d=2·a=2·7,5=15 метров, то первое условие выполняется. В излучении будут участвовать не все элементы, а только шесть из них (три пары), образующих активную зону излучения. При этом суммарная ДН КФАР будет однонаправленной и стабильной во всем диапазоне частот КВ. Для обеспечения возможности перемещения главного лепестка ДН предлагаемой КФАР в азимутальной плоскости (сканирования по азимуту) производится коммутация попарных диаметрально противоположных излучающих элементов КФАР с помощью коммутатора. Величина скачка при коммутации составит 45°, что обеспечивает полное перекрытие секторов излучения КФАР.

На фиг.4 приведена структурная схема устройства, реализующего заявляемый способ питания элементов передающей кольцевой – дуговой ФАР. Устройство содержит управляемый цифровым кодом делитель мощности передающего устройства KB диапазона 1, соединенный с выходом передающего устройства KB диапазона, управляемые цифровым кодом восемь фазовращателей 2-9, восемь излучателей 10-17 фазированной антенной решетки (формирующие ДН кардиоидного вида в диапазоне KB ниже 7 МГц и функционирующие независимо друг от друга в диапазоне KB выше 7 МГц), причем выход передающего устройства KB диапазона соединен с первым входом делителя мощности передающего устройства KB диапазона 1, на второй вход которого подается управляющий сигнал включения ДН кардиоидного вида, восемь выходов делителя мощности передающего устройства KB диапазона 1 соединены с первыми входами фазовращателей 2-9 соответственно, на вторые входы фазовращателей 2-9 подается цифровой код управления от устройства управления, выходы фазовращателей 2-9 соединены с соответствующими излучателями фазированной антенной решетки 10-17, на третий вход блока 1 подается код управления поворотом ДН КФАР в азимутальной плоскости.

Работа устройства, реализующего заявляемый способ, заключается в следующем. Усилитель мощности передающего устройства KB диапазона формирует мощные высокочастотные сигналы и направляет их в блок делителя мощности передающего устройства KB диапазона 1, который осуществляет деление мощности передающего устройства в равных долях для каждого блока фазовращателя 2-9. В диапазоне частот передающего устройства KB ниже 7 МГц КФАР работает, как ДФАР с ДН кардиоидного вида, и на второй вход делителя мощности передающего устройства KB диапазона 1 от системы управления подается сигнал включения ДН кардиоидного вида, при этом осуществляется деление мощности передающего устройства в равных долях между входами шести фазовращателей, например, 2 и 3, 4 и 5, 8 и 9. На входы фазовращателей 6 и 7 мощность передающего устройства KB не подается. Таким образом формируется активная зона излучающих элементов ДФАР продольного излучения, включающей в себя попарно диаметрально противоположные излучатели 2 и 3, 4 и 5, 8 и 9 (фиг.5). Управляющий цифровой код от системы управления подают на вторые входы фазовращателей активной зоны и обеспечивают требуемый сдвиг фаз высокочастотных сигналов для питания трех пар диаметрально противоположных излучателей передающей ДФАР с целью получения ДН кардиоидного вида от каждой пары диаметрально противоположных излучателей ДФАР. При необходимости осуществлять изменение азимутального положения максимума излучения ДФАР в пространстве на третий вход делителя мощности передающего устройства KB диапазона подается управляющий код от системы управления, который производит коммутацию выходов делителя мощности таким образом, чтобы элементы активной зоны ДФАР соответствовали требуемому азимутальному угловому положению ДН ДФАР. Пример поворота ДН ДФАР на другой азимут (315°) при коммутации элементов активной зоны ДФАР представлен на фиг.6.

В диапазоне рабочих частот KB выше 7 МГц получение суммарной ДН КФАР обеспечивается питанием всех излучателей КФАР, для чего на второй вход делителя мощности передающего устройства KB диапазона от системы управления подается сигнал выключения ДН кардиоидного вида, при этом осуществляется деление мощности передающего устройства в равных долях между всеми входами фазовращателей 2-9. Управляющий цифровой код от системы управления подается на вторые входы фазовращателей 2-9 и обеспечивает требуемый фазовый сдвиг высокочастотных сигналов для питания всех излучателей КФАР с целью получения требуемой суммарной ДН КФАР. Пример формирования суммарной ДН КФАР в диапазоне частот выше 7МГц представлен на фиг.7.

Для изменения азимутального положения максимума излучения КФАР в пространстве на управляющий второй вход фазовращателей 2-9 подают управляющий код от системы управления, который обеспечивает фазированное питание элементов передающей КФАР, соответствующее требуемому угловому положению суммарной ДН.

На фиг.8, 9, 10 приведены результаты расчета ДН кольцевой – дуговой (комбинированной) ФАР с количеством излучателей 8, радиусом окружности кольца 7,5 м, функционирующей по заявляемому способу питания элементов передающей КФАР на характерных частотах KB диапазона. Расчет наглядно показывает, что ДН КФАР (по сущности – дуговой в диапазоне KB ниже 7 МГц и кольцевой в диапазоне KB выше 7 МГц) в горизонтальной плоскости имеет выраженные направленные свойства во всем диапазоне частот КВ.

Заявляемый способ питания КФАР и устройство, реализующее данный способ, позволяют получить стабильные характеристики направленного излучения КФАР во всем диапазоне KB и обеспечить управление суммарной ДН КФАР, упростить построение и коммутацию ДОС КФАР и делителя мощности передающего устройства KB, рационально использовать излучатели КФАР, значительно повысить коэффициент использования раскрыва КФАР.

Самодельная антенна для приёма эфирного цифрового телевидения.

 Рамочные антенны называются петлевыми, если длина рамки превышает четвёртую часть длины волны. На практике в петлевых вибраторах используют рамки с периметром или длиной окружности равным длине волны. Я сделал аналогичным образом, приняв длину кольца равной длине волны, так как всегда считал, что чем больше размеры антенны, тем более она эффективна. Волшебство кольца заключалось в его длине, которая была в 4 раза больше четвертьволновой штыревой антенны и в 2 раза больше симметричного разрезного вибратора. Опыты с пивными банками подсказали, что чем шире излучатель, тем более широким диапазоном согласования он обладает. Вместо проволоки и оплётки коаксиального кабеля я использовал металлопластиковую трубку с диаметром 16 мм. Уже 10 лет эта трубка заменяет всю водяную проводку в моей квартире, и я уже стал забывать, какие бывают ржавые трубы с каплями конденсата на их поверхности. 

 При изготовлении антенны необходимо знать две величины – это длина кольца, равная длине волны и расстояние между кольцами, равное 4-й части длины волны, этот же размер имеет короткая трубка, препятствующая прохождению высокочастотных токов по оплётке кабеля, улучшающая согласование с кабелем длиною 5,5 метров. Такое же расстояние между центрами отверстий в фиксирующих планках.

 Длина кольца равна;

 Большинство посетителей блога, как я понял из комментариев, воспользовались одним кольцом.

 Но как  быть, если уровень сигнала передатчика стал слабее или качество приёма ухудшилось в результате изменения погодных условий? Самое простое решение временно воспользоваться тазиком для варенья, металлической крышкой от кастрюли, решёткой от барбекю.

  Эти элементы, электрическим соединением, несвязанные с петлёй, будут служить отражателем, который из восьмёрки, диаграммы направленности антенны, отражая второй лепесток, превратит  её в вытянутый эллипс, тем самым поднимет в ней усиление, а сама антенна теперь будет обладать односторонней направленностью, и её надо точнее ориентировать на телевизионный передатчик. Сами же элементы, пристроенные к кругу, дают ей новое название, теперь это антенна для ленивых или двухэлементная антенна «волновой канал» с рефлектором без директоров. Для убедительности достаточно сплющить петлю по горизонтали, и заменить тазик трубкой равной 0,6 длины волны, а можно оставить петлю в  виде окружности, а рефлектор сделать в виде замкнутого круга, и тогда сама антенна будет иметь уже другое название. 

 Воспользовавшись советом посетителей блога, оставивших комментарии, я водрузил самодельную антенну над крышей летней кухни, в месте, где телевизор работает круглосуточно. Держатели кольца пришлось сделать из пластика. Их желательно доработать, просверлив дополнительные отверстия, для уменьшения веса и парусности. 

 Но варианты порой находят и сами радиолюбители, и если кому тяжело было сконструировать два кольца, то нашлись такие, которые соединили вместе четыре.

 В этом году (2016) антенна «Олимп 2014» оправдала своё название, взяв на себя трансляцию чемпионата Европы по футболу, провалявшись до этого момента целый год в чулане. Соседи по дачным участкам сетовали, что в выходные, особенно по вечерам пропадает приём цифровых мультиплексных пакетов. Я думал, что давно решил для себя эту проблему, но оказалось, что ошибся. В субботу вечером, за час до матча, расстроенный гость в своей комнате, той, что над летней кухней,  внезапно остался без хорошего качества телевизионных программ. «В пятницу вечером всё же работало нормально», – удивлённо повторял он. Его ресивер был подключен к покупной антенне с усилителем и к вечеру сигнал на приёмнике дошёл до уровня 0 – 10%.

Тройной квадрат 22 32 канал расчет. Внешняя антенна дмв повышенной эффективности, «тройной квадрат

Коэффициент усиления этой антенны достигает 14 дБ, что соответствует увеличению напряжения сигнала на ее выходе в 5 раз по сравнению с полуволновым вибратором. Антенна содержит три квадратные рамки, из которых директорная и рефлекторная являются замкнутыми, а вибраторная в точках а-а” (точки питания) разомкнута. Рамки расположены симметрично, так, что их центры находятся на горизонтальной прямой, совпадающей с направлением на телецентр. Рамки выполняют из медного или латунного провода диаметром 3… 5 мм, который при размерах антенны дециметрового диапазона обладает достаточной жесткостью. Размеры антенны приведены в таблице.

Рамки антенны крепят к двум стрелам в серединах горизонтальных сторон. Верхняя стрела выполнена из того же материала, что и рамки. Практика показала, что антенна лучше работает, если нижняя стрела выполнена из изоляционного материала, например, гетинаксового или текстолитового прутка. Верхняя стрела припаивается к рамкам, а нижняя может крепить рамки с помощью заливки точек соединения эпоксидной смолой. Мачта или стойка в комнатном варианте такой антенны выполняется также из изоляционного материала – гетинаксового или текстолитового прутка, трубки либо деревянной рейки. Стрелы крепят к мачте или стойке в центре тяжести антенны. Изолятор представляет собой пластину из гетинакса, текстолита или оргстекла размерами 20 х 30 мм и толщиной 2-3 мм. Концы вибраторной рамки крепятся к этой пластине хомутиками.
Входное сопротивление трехэлементной рамочной антенны примерно составляет 70 Ом, и она хорошо согласуется с волновым сопротивлением 75-oмного коаксиального кабеля. Для симметрирования используется четвертьволновый короткозамкнутый шлейф, выполненный из отрезка того же кабеля.
Комнатная антенна тщательно ориентируется по изображению на экране телевизора так, чтобы при достаточной контрастности и устойчивости синхронизации получить наивысшую четкость изображения по горизонтали в отсутствие повторов. При этом может оказаться, что направление антенны не совпадает с направлением на телецентр. Диаграмма направленности полуволнового вибратора представляет собой в горизонтальной плоскости восьмерку с нулевым приемом в направлениях, совпадающих с плоскостью, в которой расположен вибратор. Диаграмма достаточно широка, и поворот антенны в пределах до 30° в обе стороны от главного направления мало влияет на уровень принятого сигнала, но может сказываться на качестве изображения. Трехэлементная рамочная антенна обладает узкой диаграммой направленности и поэтому должна тщательно ориентироваться.

Одним из достаточно распространенных типов антенн являются рамочные антенны «тройной квадрат». Причем это относится не только к телевизионному приему, но к различным видам беспроводной связи — Wi-Fi, 3G и др.
Способствуют этому сравнительная простота изготовления (можно сделать из одного куска провода), компактность и при этом достаточно высокие технические характеристики.

Однако при всём этом абсолютное большинство и наших, и зарубежных производителей по каким-то причинам игнорируют производство рамочных антенн «тройной квадрат» или хотя бы «двойной квадрат».
Видимо, это связано с лишними затратами и сложностью при массовом производстве.

Поэтому и во времена СССР, и в нынешние времена данные антенны изготавливаются вручную преимущественно только самими людьми.

Единственный известный пример заводского изготовления наружной антенны ДМВ «тройной квадрат» — от старейшего :

Но при этом в Интернете не удалось найти какой-либо магазин, продававший бы данную наружную модель, возможно из-за высокой стоимости у производителя.

И когда рассматривал в Интернете фото различных вариантов «тройного квадрата», случайно наткнулся на одну из фотографий комнатной антенны «тройной квадрат» промышленного изготовления.
И как оказалось продается недалеко, поэтому сразу же была приобретена за 393 р.

Антенна «Сигнал 3.0» поставляется в небольшой красочной картонной коробке размером с книгу. Обтянута предохранительной пленкой:

На упаковке показана сама антенна в сборе и значки основных цифровых телевизионных стандартов.
И с обратной стороны — полностью аналогично (защитная пленка снята):

Конечно же сразу обращают на себя надписи: «КАЧЕСТВЕННАЯ КОМНАТНАЯ ДМВ АНТЕННА » и «ТРОЙНОЙ КВАДРАТ СНОВА В РОССИИ! ».

Так же и по бокам — указаны основные преимущества и функции:
И здесь отмечу: — Схема CMT, специально для приема цифровых и/или HD-каналов.
Однако, к сожалению, так и не удалось понять, что означает аббревиатура СМТ (не уверен даже — латинскими или русскими). Возможно, CMT может означать Cellular Mobile Telephone, т.е. сотовый телефон, и речь идет о фильтрации помех от GSM (но это лишь предположение).

Открываем коробку и видим пакет с комплектующими:

Быстро собрать антенну поможет описание:

Рассмотрим составные части и начнем с основы — пластиковая подставка с квадратными отверстиями для фиксации центральной стойки. Размеры — 168 x 94 мм:

Пластиковая центральная стойка с кабелем и центральной рамкой — активным вибратором (сторона квадрата — 126 мм):

Задняя рамка — рефлектор (сторона квадрата — 154 мм) с нижней пластиковой распоркой:

Передняя рамка — директор (сторона квадрата — 108 мм) так же с пластиковой распоркой:

Исходя из этих размеров видно, что антенна рассчитывалась как обычно на середину диапазона ДМВ (приблизительно 38 канал).

Во всех рамках использована стальная нержавеющая проволока диаметром 4 мм.

И последняя деталь — верхняя пластиковая распорка для скрепления всех трёх рамок между собой:

Коаксиальный кабель имеет длину 1.43 м. Используется 50-омный RG174 COAXIAL CABLE:
что довольно странно, т.к. даже в описании отмечено: «хорошо согласуется с кабелем 75 Ом», но по непонятной причине использован кабель с волновым сопротивлением 50 Ом.
Попутно отмечу, что и некоторые известные отечественные производители также не брезгуют использовать более дешевый — 50-омный кабель: например, у Locus L 405.05 также использован RG 174/U.

Центральная пластиковая стойка является держателем для активного вибратора антенны и содержит пассивную плату согласования:
в виде эквивалента полуволновой кабельной петли на односторонней печатной плате:

электрическая схема соединений:
Используемая плата имеет достаточно большую металлизированную площадь (43 х 32 мм), что вообще в антеннах и, в частности, в рамочных не приветствуется: внутри и снаружи рамки должно быть минимум проводящих поверхностей, а иначе ухудшаются характеристики антенны.

Разберем и нижнюю пластиковую распорку у рефлектора — увидим сплошное сварное соединение рамки:
т.е. как обычно у пассивных элементов рамка замкнутая — закрытая.

А вот передняя рамка (директор) разомкнутая — открытая:
Здесь имеется разрыв — изолятор толщиной около 1 мм.
Причины такого крайне редко применяемого решения были видимо как-то связаны с согласованием или чем-то иным.

Наконец собираем всё вместе и получаем антенну «тройной квадрат»:

Измеренные габариты антенны — 168 х 157 x 228 мм.

Измеренная масса — около 300 г.

Вид сзади наглядно демонстрирует название «тройной квадрат»:

Спереди:

глядя с определенной точки, все три рамки практически сольются, спрятавшись за первой.

Сбоку:

Расстояние между задней рамкой и центральной — 78 мм, а между центральной и передней — 58 мм.

Интересно, отметить в описании, что «Тройной квадрат обладает малой парусностью» хотя для комнатной антенны этот показатель неактуален.

Еще раз напомню об оптимальном размещении любых комнатных антенн и особенно с пластиковыми окнами, а точнее — металло пластиковыми, т.к. рамы и створки содержат в себе металлический каркас, который препятствует прохождению сигнала.

Вообще, минимальная высота рамочной антенны должна быть не менее 0.1 λ, что для самого длинноволнового — 21 канала ДМВ составит 63 мм.
У «Сигнал 3.0» самая нижняя часть рефлектора имеет высоту — 67 мм, т.е. укладывается в минимум.

С глухой створкой — высоты антенны в принципе достаточно для приема:
А вот поворотная створка точно будет перекрывать обзор:
Поэтому в любом случае — желательно всё-таки поставить антенну на какую-нибудь подставку, к примеру, пустую пластиковую банку или пустую коробку:
Тем самым обеспечив бо льший уровень принимаемого сигнала.

Так же при приеме c любыми комнатными антеннами стоит обратить внимание на наличие на стеклах специального энергосберегающего покрытия на внутренней стороне стеклопакета (такие окна с улицы выглядят как зеркальные):
или энергосберегающей термопленки:
Причем зачастую еще и особо отмечается:

• исключают утечку информации по электромагнитным полям
• защита от энергии в радиочастотном диапазоне (микроволновое излучение)

Всё это достигается за счет наличия металлов, которые конечно препятствуют приему сигнала. И если со связью GSM сигнала еще хватает (вышки стоят чуть ли не на каждом высотном доме), то с телевизионным приемом, Wi-Fi, 3G могут возникать проблемы из-за ослабления сигнала.

Вот, к примеру, городской эфир принятый антенной «Сигнал 3.0» (напомню, что крайний справа синий столб — это как раз уровень сигнала GSM — у него с тонировкой точно проблем быть не должно):

Например, компания ZyXEL потери эффективности для сигнала Wi-Fi:

Конечно, частоты ДМВ 470 — 862 МГц находятся ниже, чем Wi-Fi 2.4 ГГц, но вcё это также стоит учитывать.

А проверить это можно и самим: при одном и том же расположении антенны смотреть на шкалу Качество — с открытым и закрытым окном.
Если сигнал значительно ослаб — значит у вас металлизированные стекла или пленка.

Именно поэтому-то так важно выбирать антенны с высоким — собственным коэффициентом усиления, а не какие-то простейшие (но при этом еще и дорогие) — лишь с одиночной рамкой и мощным усилителем:
и вплоть до вот таких моделей, выпускаемых теми же производителями:
О каких уж тут характеристиках можно говорить. Одна сплошная бутафория.

Как отмечал еще (Karl Rothammel):

Eine gute Antenne ist der beste Hochfrequenzverstärker.

Хорошая антенна — лучший усилитель высокой частоты.

Выбирая заведомо слабую, не стоит надеяться на то, что потом всё исправит мощный усилитель. Скорей наоборот — может испортить, причем как при очень слабом принятом сигнале, так и при сильном сигнале.

Попутно замечу, что вопрос металлизированных пленок/стекол касается и приема в автомобиле, поэтому автолюбителям в таких случаях иногда приходится ставить уже только внешние антенны, причем напомню, что для телевещания используется горизонтальная поляризация, поэтому автомобильные антенны должны уметь принимать горизонтальную поляризацию, а не просто пытаться принять на вертикальный штырь.

Как уже отмечал, для правильного ориентирования антенны важно знать направление до ближайших вышек. В этом поможет сервис , позволяющий определить точное направление (азимут) и расстояние до двух ближайших вышек: надо ткнуть мышкой на свой дом, и всё покажет, например:

Чёрный конец стрелки показывает, где именно вышки находятся.

Однако в данном конкретном примере для подмосковного Раменского — ни Богатищево, ни Бутово не являются вышками для Раменского, потому что они маломощные, находятся всё-таки на уже значимом расстоянии и предназначены для своих районов, а вот чуть более дальное и мощное Останкино как раз и обеспечивает зону уверенного приема для Раменского.

Т.е. показываемые сервисом ближайшие вышки не всегда являются вашими и обеспечивающие вам уверенный прием.
А вот, например, если ткнуть в соседний Жуковский, то уже покажет Бутово и правильное Останкино.

По-умолчанию, сервис открывается, используя подложку Google Карты, но лучше выбрать вариант Яндекс.Карты:
в этом случае населенные пункты и дома нанесены более подробно.

И кроме этого, если прием где-то на дачах, то можно искать и непосредственно по спутниковому снимку:
и лучше выбирать вариант Гибрид — это Схема + Спутник.

Кнопка Определить местонахождение позволит быстрее перейти на ваш населенный пункт:
Но конечно делает она это, ориентируясь на ваш , выданный вашим провайдером, а IP не всегда соответствует даже вашему региону, не говоря уж о конкретном городе.
Например, от Билайна вы можете получить практически любой IP-адрес из зоны его присутствия на территории нашей страны.

Поэтому лучше самим набрать вверху в строке поиска свою деревню, станицу, село и нажать Найти. Если деревень с таким названием несколько, то можно выбрать из списка или просто дополнительно указать свой район и область.

Параметры приема : лоджия 7 этажа жилого дома, кругом городская застройка и высотные дома.
Ближний передатчик: 2 кВт (зона около 45 км) находится на расстоянии около 15 км.
А дальний передатчик: 5 кВт (зона около 60 км) — на расстоянии порядка 80 км.

В качестве тестового приемника как обычно использовался . У кого также есть приставки на процессоре Novatek, знают, что шкала Качество рассчитана программистами таким образом, что устойчивое изображение появляется при достижении примерно 40 % шкалы Качество.

С ближним передатчиком шкала Качество составила около 42%.

А если вынести антенну на вытянутой руке, то увеличилось до 45-50%, а с дальним передатчиком — 64%.
Для сравнения тут же подключалась : ближний — 55-65%, а с дальним — 78-80%.

Неслучайно сравниваю с логопериодической Дельта К131, т.к. цель покупки «тройного квадрата» была — еще бо льшее увеличение уровня сигнала, но ситуация оказалась обратной.

Причем в последующем проверял в самых разных зданиях, с различными передатчиками (частотами), но везде было одно и то же: «тройной квадрат» Сигнал 3.0 всегда показывал шкалу Качество на 10-12% ниже, чем логопериодическая Дельта К131.
А должно быть наоборот — рамочная антенна «тройной квадрат» должна иметь бо льшее усиление, чем комнатная логопериодическая.

Уже засомневался и в приставке, поэтому попробовал с приставкой на MStar, но, хотя шкала была распределена по-другому, принцип не изменился: Сигнал 3.0 показывал меньшие %, чем Дельта К131.

Сразу отмечу то, что «…усиление по сравнению с полуволновым диполем равно 5,5 дБ (для “двойного квадрата”) и 6,6 дБ (для “тройного квадрата”).
Следует заметить, что приводимые в популярной литературе значения коэффициента усиления рамочных антенн сильно завышены и достигают 14 дБ. »
С чем, кстати, регулярно сталкивались желающие повторить данный высокий показатель, но, к сожалению, как ни старались, конечно же не получали столь значительных цифр, и разочаровались, списывая всё на свои «кривые» руки при изготовлении и настройке.

Поэтому указанные в описании характеристики воспринимал просто как ошибку:

И не ждал от «тройного квадрата» каких-то рекордов, но хотя бы 8-9 дБи (в сравнении с 6 дБи у К131) он всё-таки должен был обеспечить, но, к сожалению, Сигнал 3.0 не обеспечивал.

Вообще, те характеристики видимо также брались из некоторых выпусков популярной литературы еще советского времени, где «тройному квадрату» приписывалось вплоть до 14 дБи, но анализ и практика охладили эту планку до 8-9 дБи.

Из той же литературы и другие завышенные характеристики, а также непонятно для чего указанная — Максимальная подводимая мощность 100 Вт , которая, вероятно, определяется таковыми параметрами кабеля RG-174, тем не менее эта характеристика лишена смысла для антенны, изначально заявленной как приемная.

А, вообще, можно наглядно проследить по шагам, как меняется диаграмма направленности, начиная от — одиночной рамки, затем добавив сзади — рефлектор, и наконец установив спереди — директор:

И тоже самое для вертикальной плоскости (в обоих случаях антенна показана условно):

И, как видно, указанные в таблице выше характеристики:

Сектор в E-плоскости по уровню -3 dB — реально не 60°, а лишь 76° (уровень -3 dB — это красная пунктирная окружность)
и Сектор в H-плоскости по уровню -3 dB — не 68°, а лишь 90°.

тоже самое касается КСВ и Отношение вперед/назад — вообще все перечисленные выше показатели оказались скромнее.

Чтоб уровнять шансы, даже взял коаксиальный кабель 75 Ом от Дельта К131, однако значимых результатов это не принесло.

В целом оценил бы усиление антенны как не более 6 дБи.

И анализируя причины отсутствия пусть не ошибочно гипотетических 14 дБи, но хотя бы получения законных 8-9 дБи (как и оценивается обычный «тройной квадрат»), дошел до той детали, о которой уже упоминал выше:
Если сломать чёрный пластиковый изолятор и соединить вместе, т.е. сделать рамку директора замкнутой — закрытой (как это обычно всегда и делается):
То получим дополнительно к усилению +1 дБ.
Как уже отмечал выше, не совсем понятно по каким причинам понадобилось такое нестандартное решение — сделать рамку директора разомкнутой, т.е. — открытой.

Соответственно, сделав перемычку, показатели шкалы Качество возросли на 5-10%.

Потому что диаграмма стала у же, антенна стала более направленной, поэтому и возрос коэффициент усиления (красным отмечен этот злосчастный пластиковый изолятор):

Соответственно, и в вертикальной плоскости также сузилось:

Видно, что Сектор в E-плоскости уменьшился с 76° до 72°,
а Сектор в H-плоскости — с 90° до 86°.

Конечно, это не те гипотетические узкие 60° и 68°, указанные в Характеристиках, но уже лучше, чем исходный вариант антенны — с открытым директором.

Шкала Качество выросла, но, к сожалению, лишь почти приблизилась к показаниям Дельта К131. Повторюсь: должно быть наоборот — логопериодическая Дельта К131 со своими 6 дБи должна давать чуть меньший уровень, чем рамочная антенна «тройной квадрат» 8-9 дБи.

Но видимо конкретная реализация конструкции антенны не всегда бывает удачной, и те или иные недочеты ослабляют потенциально более сильную антенну.

Сканируя антенной эфир, обратил внимание, что все нижние частоты (от начала ДМВ и ниже) имеют явный прием сигналов МВ:

А ведь это антенна ДМВ — и диапазона МВ тут должно быть минимум. Для сравнения — у Дельта К131:

Пытаясь понять причины, всё сходилось только к устройству согласования, напомню, применяется эквивалент полуволновой кабельной петли, выполненный в печатном виде:

Однако обычно с рамочными антеннами применяется симметрирующий шлейф в виде λ/4-короткозамкнутого мостика:
Из куска толстой проволоки сделал шлейф, причем даже кабель подключил всё тот же 50 Ом.
И еще раз — эфир с ранее имеющейся платой:

И без платы — с короткозамкнутым мостиком:

Прием в диапазоне МВ стал поспокойнее.
Конечно, небольшая печатная плата гораздо компактнее, чем длинный шлейф, но зато конечный результат больше понравился.

Замечу, что так и не удалось выяснить производителя данной модели, т.к. ни на упаковке, ни в описании, вообще нигде абсолютно ничего не сказано. Нет ни штрихкодов, ни хоть каких бы то ни было реквизитов, ни даже хотя бы страны, где она изготовлена. Но что-то подсказывает, что заказы на её сборку/упаковку размещаются на одной из многочисленных фабрик где-то в Китае.

Положительное : компактная, единственная фабричная модель рамочной антенны «тройной квадрат», использование пластиковых распорок, лучше, чем антенна с одиночной рамкой, пассивная, недорогая.
Отрицательное : ошибочно завышенные и реально — непроверенные показатели, использование кабеля с волновым сопротивлением 50 Ом, а не 75 Ом и длиной чуть меньше 1.5 м, некоторые недочеты при проектировании и фактической реализации.

В целом, даже несмотря на некоторые выявленные недочеты, считаю, что данный вариант антенны, относящийся к типу «тройной квадрат», может активно применяться для приема, тем более с учетом небольшой цены — ведь даже простейшие одиночные рамки предлагаются в 2-3 раза дороже, но конечно же не давая при этом в 2-3 большего усиления.
Ну а если незначительно доработать, то усиление может еще немного добавиться.

ВНЕШНЯЯ АНТЕННА ДМВ ПОВЫШЕННОЙ ЭФФЕКТИВНОСТИ

Параметры антенны

Диапазон частот принимаемых сигналов, МГц……530 – 780
Основной принимаемый телевизионный канал ….38
Диапазон принимаемых телевизионных каналов…30 – 57
Поляризация принимаемых сигналов………горизонтальная

Из большого разнообразия рамочных антенн для диапазона ДМВ часто изготавливают антенну «тройной квадрат» . Как быть если усиление тройного квадрата недостаточно, а другие конструкции антенн для интересующего диапазона телевизионных каналов не подходят? При этом совершенно негде взять достаточное количество алюминиевых трубок требуемого диаметра и специфический крепеж, нет возможности собрать и установить антенну, размеры которой измеряются в метрах. Может применить антенный усилитель, который будет усиливать основную волну телесигнала вместе с отраженными волнами, принятыми антенной? Решением этой задачи стало объединение четырех тройных квадратов в антенную систему – фазированную решетку. Усиление антенны намного превосходит один тройной квадрат, а размеры вполне приемлемы. Размеры конструкции одного из четырех тройных квадратов показаны на рисунке.

Два тройных квадрата закрепляются обматыванием полихлорвиниловой трубкой на одном вертикальном элементе каркаса, представляющем собой деревянный брусок. Поочередно к тройным квадратам подсоединяются одинаковые отрезки кабеля длиной 220, 240, 260,280, 300 миллиметров каждый. Противоположные концы отрезков кабеля соединяются экран-экран и жила-жила и соединяются с кабелем, идущим к антенному входу телевизора. По наилучшему качеству изображения выбирается длина вертикальных отрезков кабеля, соединяющих два тройных квадрата. Основной вклад в настройку вносит длина отрезков кабеля по сравнению с расстоянием между тройными квадратами. При настройке можно сокращать или увеличивать расстояние между тройными квадратами, но большого эффекта это не даст, поэтому расстояния на рисунке конструкции между тройными квадратами не приводятся. Изображение на экране телевизора должно быть лучше, чем при приеме на один тройной квадрат.

Каркас временно собирается из четырех деревянных брусков, скрепленных между собой веревкой. На каркас устанавливается четыре тройных квадрата, соединенные вертикальными отрезками кабеля. Длина двух одинаковых горизонтальных отрезков кабеля, соединяющих вертикальные отрезки с кабелем, проложенным к антенному входу телевизора, уточняется экспериментально. Для окончательной настройки поочередно припаиваются два одинаковых горизонтальных отрезка длиной 130, 150, 170 или 190 миллиметров.
Для окончательного изготовления каркаса потребуются четыре деревянных бруска толщиной 8-11 миллиметров, шириной 60-70 миллиметров, длинной 520 миллиметров и три деревянных бруска той же толщины и ширины длинной 490 миллиметров. Торцы брусков покрываются эпоксидной смолой и высушиваются в течении пяти дней, затем вся поверхность брусков покрывается эпоксидной смолой и высушивается пять дней. После покрытия эпоксидной смолой деревянные бруски красятся нитрокраской не мене двух раз. Перед установкой тройных квадратов и отрезков кабелей, объединяющих тройные квадраты в фазированную решетку, собирается первая часть каркаса из двух вертикальных и двух горизонтальных брусков. Соприкасающиеся поверхности брусков промазываются эпоксидной смолой, соединяются шурупами и высушиваются не мене трех дней. После высыхания эпоксидной смолы два шурупа соединяющие верхний горизонтальный брусок с вертикальными брусками выкручиваются. Четыре шурупа закрепляющие центральный горизонтальный брусок остаются.

На деревянный каркас устанавливаются тройные квадраты, соединенные отрезками коаксиального кабеля. Тройные квадраты прикрепляются к каркасу несколькими витками полихлорвиниловой трубки. К антенне припаивается кабель, идущий к телевизору требуемой длины.

Для правильной фазировки антенной системы центральные проводники и экраны отрезков коаксиального кабеля подключают к тройным квадратам в соответствии со схемой фазировки. Конец кабеля, подключенный к антенне, заключается в полихлорвиниловую трубку диаметром 10-12 миллиметров длинной около трех метров для защиты антенного кабеля от погодных воздействий. Полихлорвиниловая трубка и кабель закрепляются нитью на горизонтальном бруске. Пайка экрана и центральной жилы отрезков кабелей изолируются друг от друга с помощью изоленты. Поверх установленных тройных квадратов и кабелей устанавливаются два вертикальных бруска, поверх них по центру один горизонтальный. Детали каркаса соединяются винтами диаметром 6 миллиметров. При установке винтов используются отверстия, оставшиеся после выкручивания шурупов, соединяющих верхний горизонтальный брусок с вертикальными брусками. Отрезки коаксиального кабеля и части тройных квадратов оказываются заключенными внутри деревянной конструкции, надежно защищающей точки пайки от погодных воздействий.

Промежутки между брусками с боков и торцов герметизируются, используя строительный герметик “жидкие гвозди”.

Антенна устанавливается на мачту с помощь хомутов, соответствующих диаметру трубы. Через отверстия в горизонтальных брусках проходят винты. Антенна закрепляется в двух точках. При ослаблении винтов хомутов можно точно сориентировать антенну на передатчик.

Оцинкованную проволоку, хомут крепления на трубу, эпоксидную смолу, краску можно приобрести в магазине стройматериалов. Коаксиальный телевизионный кабель с волновым сопротивлением 75 Ом следует выбирать с центральной жилой из меди и двойным экраном, состоящим из фольги и оплетки из медных жил. Наилучшие результаты можно получить при использовании кабеля наибольшего диаметра с возможно большим количеством жил в экранной оплетке.
Расстояния между элементами фазированной решетки, размеры тройного квадрата и длина отрезков кабелей выбраны путем многочисленных экспериментов, с целью обеспечить прием возможно большего количества телевизионных каналов и в тоже время минимально возможные габариты, уменьшающие массу антенны и облегчающие установку. Прием на антенну возможен через препятствие из близко расположенных деревьев. Антенна имеет низкую парусность. Благодаря расположению кабелей внутри деревянного герметизированного каркаса обеспечен длительный срок службы и защита от влияния погодных факторов. Качество принимаемого изображения не зависит от времени года и времени суток.

Денисов Платон Константинович, г. Симферополь
Скачать: ВНЕШНЯЯ АНТЕННА ДМВ ПОВЫШЕННОЙ ЭФФЕКТИВНОСТИ, «тройной квадрат»
В случае обнаружения “битых” ссылок – Вы можете оставить комментарий, и ссылки будут восстановлены в ближайшее время.

АНТЕННЫ

АНТЕННЫ

Разнообразные конструкции антенн.
Можно скачать картинки бесплатно.

Ниже следуют ссылки на различные разделы моей странички:

Коротковолновые направленные антенны. ВНИМАНИЕ! ЕСТЬ ВНАЛИЧИИ! Одно из немногих действующих производств в России на данный момент. Цены умеренные. Доставка.
Параболическая антенна на 1296 МГц.
Антенна радиотелефона 900 Мгц.
Bat men 144 MGz.
Штырь на 144 МГц с Y – согласованием.
Двуколенная на 145 МГц.
6 элементная Yagi на 146 МГц.
На 14 МГц с переключаемой диаграммой направленности.
“Тонкий Демократ” на СВ диапазон.
Вертикальный квадрат на СВ диапазон.
Штыревая с Y – согласованием на СВ диапазон.
Укороченная Yagi на 28 МГц.
Yungle Job на разные диапазоны.
Укороченная автомобильная на СВ диапазон.
Дискоконусная на СВ диапазон.
“Грибок” с верхним конденсатором.
Антенный комплекс лунной связи Титова Н.М. (RA3DRC)
Параболическая антенна. Расчёт.
АОИ. Не помню как расшифровать. Типа ” блин”. Похожа на параболу. Расчёт.
Дискоконусная. Расчёт.
Диэлектрический стержень на СВЧ диапазон. Расчёт.
Логопериодическая многодиапазонная. Расчёт.
Фазированная антенная решётка. Расчёт.
Многодиапазонная вертикальная антенна.
Многодиапазонная вертикальная антенна. Продолжение.
Антенна TITAN.
Антенна Sloper для использования в диапазоне 27 МГц.
Согласующее устройство на коаксиальном резонаторе для диапазона 144 МГц.
Рупорный облучатель для параболического рефлектора на диапазон 1,2 – 2,4 ГГц.
Внешняя антенна для сотового телефона стандарта GSM.
Вертикальная эффективная антенна на диапазоны 160, 80 и 40 м.
КСВ и ваттметер.
Колинеарная антенна 160-метрового диапазона.
Коаксиальная INVERTED L на 160 м.
Шумовой мост для настройки антенн.
Пятиэлементная YAGI на диапазон 20 метров.
Антенна с активными дополнительными элементами 2M-17LBX на диапазон 144 Мгц.
Обзор по антеннам “Дельта”.
Антенна “The shpiderweb Quad” на 20 м.
Колинеарная антенна фирмы “CUSHCRAFT” на диапазон 146 – 174МГц типа CRX – 150.
Практические конструкции антенн DJ9BV на диапазон 144 МГц.
Антенна F9FT 17 элементов.
Обзор по антеннам “Дельта”. Продолжение.
Комбинированная антенна конструкции OK3YX .
2-х диапазонная “Дельта” на 80 и 40 метров.
Антенна HB9CV на 3,5 МГц.
Согласование 4х16 элементов F9FT.
3-x диапазонный GP.
15 – элементная антенна на 144 МГц.
Антенны GP + WARC диапазоны.
Эффективная антена на 144 МГц.
Колинеарная антенна на 144 МГц.
Антенна с активным питанием – 14, 21, 28 МГц.
МАЛОШУМЯЩАЯ ПРИЕМНАЯ АНТЕННА 80-160 метров.
Двухэлементная антенна с переключаемой диаграммой направленности для диапазона 40 м.
Логопериодическая 4-элементная ZL на диапазон 40 м.
Для путешествий легкая антенна на 14 МГц.
Эффективная антенна для 160 (80) м.
Пятиэлементная антенна для диапазона 6 метров.
Вертикальная антенна для диапазонов 10,12, 15, 20, 30 и 40 м.
Многодиапазонная трехэлементная антенна Yagi для полевых условий.
Delta – Loop для полевых дней.
3-элементную Яги на 20 м конструции DJ7VE.
Логопериодическая антенна LPDAplus для 2-метрового диапазона.
3 – х элементная Яги на 17-10 метров и 2 – х элементная на 20 метров.
Bobtail – антенна на 144 – 430 МГц.
Антенна Delta – Loop для диапазона 10,1МГц.
J – антенна и ее согласование.
Простая фиксированная VHF/UHF антенна для работы со спутниками.
Трехдиапазонная антенна на 14, 21 и 28 МГц
Направленная антенна с активным питанием на 14 МГц.
Тороидальные антенны.
Зигзагообразные активные антенны ДМВ.
Малоизвестная антенна “Прямоугольник Моксон”.
Антенна ARX2B, ARX 220B.
Многодиапазонная вертикальная антенна с J-согласованием.
Высокоэффективные УКВ антенны.
Зонтичная антенна на 144 мГц.
Лазерные диски – на антенну!
Горизонтальная ромбическая антенна.
Вариант крепления элементов на круглых траверсах.
Вертикал 5/8 на 145 МГц.
Необычный диполь на 10м.
Проволочная антенна для 80-ти и 40-метрового диапазонов.
Петлевые вибраторы для волновых каналов.
8-элементный “волновой канал” на диапазон 900 МГц.
German Quad Antenna на 80, 40, 20, 15, 10, 2 м.
Двойной квадрат на 7 МГц.
Антенна для носимых радиостанций на 144 МГц.
Простая широкополосная антенна для диапазона 3,5-4,0 МГц.
YAGI на 145,5 МГц.
Эффективная DX-антенна.
Широкополосная апериодическая видоизмененная T2FD антенна.
Всеволновый вседиапазонный треугольник.
Антенна на диапазон 14…28 Мгц.
Антенна для сотового телефона на 900 МГц.
Направленная антенна на 900 МГц.
Простая 2-х диапазонная антенна на 28 и 144 МГц.
Направленная антенна на 7 и 14 МГц.
Удлиненный вариант антенны “W3DZZ” на диапазоны 160, 80, 40 и 10 м.
Двухдиапазонная УКВ антенна на 144 и 430 Мгц.
Синфазная вертикальная антенна на 144 МГц – USN STAR GP ANTENNA VHF.
Вертикальная коллинеарная антенна на 144…146 Мгц.
Эффективная антенна для портативной Си – Би радиостанции.
Антенный калькулятор радиолюбителя.
Вертикальная антенна для 2-метрового диапазона из фразированных излучателей.
ЕН антенна на диапазон 70 см.
ЕН-антенны с L-T-согласованием.
Фазированная антенная решетка из ЕН-излучателей на 20 м.
Антенна LW на диапазон 20 метров.
Многодиапазонная KB антенна.
Рамочные антенны – теория и практика.
ЕН антенна для диапазона 40м.
Расчет элементов J-образной антенны.
Многодиапазонная резонансная антенна.
ЕН-антенна для диапазона 20 м.
Трехдиапазонная направленная антенна “Спайдер” (DF4SA «SPIDERBEAM»)
Измеритель проходящей мощности – КСВ-метр.
ЗАКАЗАТЬ ЛЮБУЮ АНТЕННУ МОЖНО СДЕСЬ
Большая подборка по антенному хозяйству
Очень много интересного материала

XL15-5-3a

Однодиапазонная антенна XL15-5-3a на 15 метров представляет собой пятиэлементную систему с активным питанием трёх элементов. Как известно, в случае обычной двухэлементной антенны Уда-Яги ( активный вибратор + пассивный рефлектор ) не удаётся достичь достаточно эффективного подавления излучения в направлении тыла – максимальное значение F/B при этом не превышает 12 -13 dB в центре диапазона.

 Запитав три элемента при помощи специальной фазирующей линии можно кардинально улучшить параметры антенны. При этом в существенной части диапазона F/B превышает 30 dB , и даже на краях эта величина не хуже 25 dB .

 КСВ в центре диапазона не хуже 1,1 , по краям меньше чем 1,4. Усиление также несколько возрастает по сравнению с обычной двухэлементной антенной – и всё это несмотря на то, что длина бума при этом меньше (всего лишь 5,6м для сорокаметрового диапазона).

  Основные характеристики и параметры антенны приведены в таблице.   На рисунке слева приведен график изменения КСВ по диапазону. По сути эту конструкцию можно считать уникальной с точки зрения сочетания её миниатюрности и широкополосности. Учитывая очень неплохие характеристики при минимуме затрат это делает применение такой антенны исключительно выгодным.

(PDF) Полностью интегрированный 16-элементный трансивер с двойной поляризацией и фазированной решеткой W-диапазона в SiGe BiCMOS

Полностью интегрированный 16-элементный фазированный приемопередатчик W-диапазона с двойной поляризацией в SiGe BiCMOS

Альберто Вальдес-Гарсия, Арун Натараджан

1

, Дуйсян Лю, Михай Сандулеану, Сяосюн Гу, Марк Феррисс,

Бен Паркер, Кристиан Бакс, Жан-Оливье Плушар, Гершель Эйнспан, Бодхисатва

,

Ислам и Скотт Рейнольдс

IBM T.Исследовательский центр J. Watson, Йорктаун-Хайтс, Нью-Йорк, США

Аннотация – В данной статье представлен многофункциональный приемопередатчик с фазированной решеткой с двойной поляризацией

, поддерживающий как радар

, так и коммуникационные приложения в W-диапазоне. 32 приемных элемента

и 16 передающих элементов с двумя выходами

интегрированы для поддержки 16 антенн с двойной поляризацией

в одном корпусе. Микросхема дополнительно включает в себя две независимые объединяющие сети

16: 1, две цепи понижающего преобразования приемника

, цепь повышающего преобразования, ФАПЧ 40 ГГц,

удвоитель частоты 80 ГГц, расширенную схему цифрового управления

и микросхема комбинирования / распределения IF / LO

для обеспечения масштабируемости массивов на уровне платы.

Полностью интегрированный трансивер изготовлен по технологии IBM

SiGe BiCMOS 0,13 мкм, занимает площадь

6,6X6,7 мм

2

и работает от 2,7 В (аналоговый / RF) и 1,5 В

(цифровых) расходных материалов. Поддерживаются несколько режимов работы

, включая одновременный прием двух поляризаций

с выходом ПЧ 10 ГГц, передачу в любой поляризации

со входа ПЧ или с одной поляризацией

передача / прием из / в сигналы основной полосы частот I&Q

(2.5 Вт RX, 2,9 Вт TX). Результаты измерений показывают 8 дБ NF приемника

и выходную мощность передатчика 2 дБм на элемент

на частоте 94 ГГц в обеих поляризациях.

Ключевые слова – W-диапазон, двойная поляризация, SiGe, фазированная –

матрица.

I. ВВЕДЕНИЕ

Большая доступная полоса пропускания, короткие длины волн,

и способность работать в условиях запыленности и тумана сделали

частоты миллиметрового диапазона (mmWave) привлекательными

для связи с высокой скоростью передачи данных и высоким разрешением

приложений для обработки изображений.Фазированные решетки с двойной поляризацией, в частности

, могут обеспечить преимущества системам визуализации в средах

с ухудшенной видимостью [1-3]. Эти целевые сценарии использования

могут быть коллективно решены с помощью

, применяющего многофункциональный подход к проектированию, который является преимуществом

для хост-систем, требующих нескольких датчиков

миллиметрового диапазона и устройств связи [1]. Высокие уровни интеграции и доступности как высокочастотных биполярных устройств

, так и маломощных цифровых КМОП

делают технологии SiGe BiCMOS хорошо подходящими для этой задачи

.Недавно в SiGe были продемонстрированы различные фазированные решетки, работающие в диапазоне W-

[4-7]. Эти микросхемы

, о которых сообщалось ранее, не интегрировали полные функции передатчика и приемника

на одном кристалле, и

не поддерживает две поляризации антенн.

В этой статье описывается конструкция и измерение

микросхемы приемопередатчика SiGe BiCMOS W-диапазона (~ 94 ГГц) с фазированной антенной решеткой

со встроенной антенной решеткой, подходящей для построения больших масштабируемых массивов на уровне платы. by

размещать ИС в корпусе мозаикой рядом друг с другом.Конструкция

нацелена на радары и приложения для активной визуализации, где важными факторами являются легкий вес

и небольшой объем; он

также поддерживает связь.

Для реализации концепции универсального масштабируемого монолитного трансивера с фазированной антенной решеткой

,

,

, эта работа решает следующие основные задачи: с двумя поляризациями или передачей в поляризации

, (2) совместная разработка входного LNA приемопередатчика, PA и коммутатора

для достижения минимально возможного NF, (3) совместная разработка схемных пакетов

для поддержки масштабируемости массива

уровень платы, (4) агрессивный физический дизайн до

интегрируют все желаемые функциональные возможности в форм-факторе

, достаточно малом, чтобы быть совместимым с λ / 2 (~ 1.6 мм)

, (5) мм Волново-цифровая совместная разработка с

обеспечивает конфигурируемость системы за десятки наносекунд.

II. АРХИТЕКТУРА ПРИЕМНИКА С ДВОЙНОЙ ПОЛЯРИЗАЦИЕЙ

И РЕАЛИЗАЦИЯ

Как показано на рис. 1, приемная (RX) часть ИС

состоит из 32 радиочастотных фазосдвигающих передних модулей, расположенных

в двух группах по 16 элементов, по одному на каждую антенну

поляризации. Каждая 16-элементная подматрица оснащена независимым сумматором мощности

и микшером понижающего преобразования

для поддержки одновременного приема в обеих поляризациях

(H и V).Синтезатор и удвоитель общей частоты

обеспечивают сигнал гетеродина (LO)

для обеих подматриц RX, а также преобразование с повышением частоты передатчика

(TX). Используется супергетеродинная архитектура

с двойным преобразованием и скользящей ПЧ,

с гетеродином ~ 83 ГГц на 8/9 ВЧ частоты и

, обеспечивающим выходы RX (H и V) на обеих ПЧ (RF / 9 или

~ 10,4 ГГц) и основной полосе частот (BB), для поддержки различных системных архитектур

.

1

Был с IBM Research, теперь с Университетом штата Орегон,

Корваллис, Орегон, США

978-1-4673-6062-3 / 13 / $ 31,00 © 2013 IEEE 2013 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium

RTU2C-5

375

Диаграммы направленности антенн с фазированной решеткой – Часть 1: Характеристики луча линейной решетки и коэффициент решетки

Введение

С быстрым распространением цифровых фазированных решеток в коммерческих, аэрокосмических и оборонных приложениях, многие инженеры работают над различными аспектами конструкции, но мало знакомы с фазированными антенными решетками.Конструкция фазированной антенной решетки не нова, поскольку теория разрабатывалась десятилетиями; однако большая часть литературы предназначена для антенных инженеров, хорошо разбирающихся в электромагнитной математике. Поскольку фазированные антенные решетки начинают включать больше смешанного сигнала и цифрового контента, многие инженеры могут извлечь выгоду из гораздо более интуитивного объяснения диаграмм направленности фазированных антенных решеток. Как оказалось, существует множество аналогий между поведением фазированных антенных решеток и системами с дискретной временной дискретизацией, с которыми инженеры по смешанным сигналам и цифровым технологиям работают каждый день.

Эти статьи предназначены не для инженеров-проектировщиков антенн, а скорее для того, чтобы помочь инженерам, работающим над подсистемой или компонентом, используемым в фазированной решетке, визуализировать, как их усилия могут повлиять на диаграмму направленности фазированной антенной решетки.

Направление луча

Во-первых, давайте рассмотрим интуитивно понятный пример управления лучом с фазированной решеткой. На рисунке 1 представлена ​​простая иллюстрация волнового фронта, поражающего четыре антенных элемента с двух разных направлений. В тракте приема после каждого антенного элемента применяется временная задержка, а затем все четыре сигнала суммируются.На рисунке 1а эта временная задержка соответствует разнице во времени волнового фронта, поражающего каждый элемент. И в этом случае эта задержка заставляет четыре сигнала приходить по фазе в точку комбинирования. Это когерентное объединение приводит к большему сигналу на выходе сумматора. На рисунке 1b применяется та же самая задержка; однако в этом случае фронт волны перпендикулярен элементам антенны. Эта примененная задержка теперь смещает фазу четырех сигналов, и выходной сигнал сумматора значительно уменьшается.

В фазированной решетке временная задержка – это измеримая дельта, необходимая для управления лучом. Но временная задержка также может быть эмулирована с помощью фазового сдвига, который является обычным и практичным во многих реализациях. Мы обсудим влияние временной задержки и фазового сдвига в разделе на косоглазие луча, а пока давайте посмотрим на реализацию фазового сдвига, а затем выведем расчет для управления лучом с этим фазовым сдвигом.

На рисунке 2 показана эта схема фазированной решетки, в которой используются фазовращатели, а не временная задержка.Обратите внимание, что мы определяем направление визирования (θ = 0º) как перпендикулярно лицевой стороне антенны. Положительный угол θ определяется справа от оси визирования, а отрицательный угол определяется слева от оси визирования.

Чтобы визуализировать фазовый сдвиг, необходимый для управления лучом, можно нарисовать набор прямоугольных треугольников между соседними элементами, как показано на рисунке 3. Где ΔΦ – фазовый сдвиг между этими соседними элементами.

Рисунок 3a определяет тригонометрию между этими элементами, причем каждый элемент разделен расстоянием (d). Луч направлен в направлении от оси визирования θ, которое представляет собой угол φ от горизонта. На рисунке 3b мы видим, что сумма θ + φ = 90 ^o . Это позволяет нам вычислить L, дельта-расстояние распространения волны, как L = dsin (θ). Задержка по времени для направления нашего луча равна времени, которое потребуется волновому фронту, чтобы преодолеть это расстояние, L.Если мы подумаем о L как о части длины волны, то эту временную задержку можно было бы заменить фазовой задержкой. Уравнения для ΔΦ затем могут быть определены относительно θ, как показано на рисунке 3c и повторено в уравнении 1.

Если расстояние между элементами составляет ровно половину длины волны сигнала, то его можно упростить до:

Давайте рассмотрим пример с этими уравнениями. Рассмотрим два антенных элемента, расположенных на расстоянии 15 мм друг от друга. Если волновой фронт 10,6 ГГц прибывает под углом 30º от механической оси визирования, то каков оптимальный фазовый сдвиг между двумя элементами?

• θ = 30º = 0.52 рад
• λ = c / f = (3 × 10 ⁸ м / с) / 10,6 ГГц = 0,0283 м
• ∆Φ = (2π × d × sinθ) / λ = 2π × 0,015 × sin (0,52) / 0,0283 м = 1,67 рад = 95º

Итак, если наш волновой фронт достигает θ = 30º, то, если мы сдвинем фазу соседнего элемента на 95º, мы заставим отдельные сигналы обоих элементов складываться когерентно. Это максимизирует усиление антенны в этом направлении.

Чтобы лучше понять, как фазовый сдвиг изменяется в зависимости от направления луча (θ), эти уравнения для различных условий изображены на рисунке 4.Из этих графиков можно сделать некоторые интересные наблюдения. Для случая d = λ / 2 имеется приблизительный наклон 3: 1 вблизи линии визирования, что является множителем π в уравнении 2. Этот случай также показывает, что полный сдвиг на 180 ° между элементами обеспечивает теоретический сдвиг на 90 ° в направлении луча. . На практике с реальными схемами элементов это неосуществимо, но уравнения показывают теоретический идеал. Обратите внимание, что при d> λ / 2 никакой сдвиг фазы не обеспечивает полный сдвиг луча. Позже мы увидим, что этот случай может привести к появлению лепестков решетки в диаграмме направленности антенны, и этот график дает первый индикатор того, что в случае d> λ / 2 что-то не так.

Линейный массив с равномерным разнесением

Разработанные выше уравнения применимы только к двум элементам. Однако настоящая фазированная решетка может состоять из тысяч элементов, расположенных в двух измерениях. Но для наших целей давайте рассмотрим только одно измерение: линейный массив.

Линейный массив – это один элемент шириной с числом N элементов в поперечнике. Расстояние может быть разным, но часто оно равномерное.Поэтому в этой статье мы установим расстояние между каждым элементом на одинаковое расстояние d (рисунок 5). Несмотря на упрощение, эта модель линейной решетки с равномерным разнесением обеспечивает основу для понимания того, как формируется диаграмма направленности антенны в зависимости от различных условий. В дальнейшем мы можем применить принципы линейного массива для понимания двумерных массивов.

Сравнение ближнего поля и дальнего поля

Итак, как мы можем взять уравнения, ранее разработанные для линейного массива N = 2, и применить их к линейному массиву N = 10 000? Прямо сейчас кажется, что каждый антенный элемент имеет немного другой угол, указывающий на сферический волновой фронт, как показано на рисунке 6.

Когда источник РЧ находится рядом, угол падения изменяется для каждого элемента. Эта ситуация называется ближним полем. Мы можем определить все эти углы, и иногда нам нужно это делать для тестирования и калибровки антенны, поскольку наша испытательная установка может быть только такой большой. Но если вместо этого мы просто предположим, что источник РЧ находится далеко, то у нас будет случай, показанный на Рисунке 7.

Когда источник РЧ находится далеко, большой радиус сферического волнового фронта приводит к тому, что пути распространения волн приблизительно параллельны.Следовательно, все углы луча равны, и каждый соседний элемент имеет длину пути, которая L = d × sinθ больше, чем у его соседа. Это упрощает математику и означает, что два выведенных нами уравнения элементов могут быть применены к тысячам элементов при условии, что они имеют одинаковый интервал.

Но когда мы можем сделать предположение о дальней зоне? Как далеко? Это немного субъективно, но в целом дальним полем считается что-либо большее, чем:

, где D – диаметр антенны ((N-1) × d для нашей однородной линейной решетки)

Для небольшого массива (маленький D) или низкой частоты (большой λ) расстояние в дальней зоне мало.Но для большой антенны (или высокой частоты) расстояние в дальней зоне может составлять многие километры! Это затрудняет тестирование и калибровку массива. Для этих условий можно использовать более подробную модель ближнего радиуса действия, а затем связать ее с дальним полем, реальным использованием массива.

Усиление, направленность и апертура антенны

Прежде чем мы зайдем слишком далеко, полезно определить усиление, направленность и апертуру антенны. Давайте начнем с пояснения относительно усиления и направленности, поскольку они часто меняются местами.Усиление и направленность антенны сравниваются с изотропной антенной, которая представляет собой идеальную антенну, которая излучает равномерно во всех направлениях. Направленность – это сравнение максимальной измеренной мощности, P _max , в определенном направлении со средней мощностью, излучаемой во всех направлениях, P _{a v} . Когда направление не определено, направленность определяется уравнением 4.

Направленность – полезный показатель при сравнении антенн, поскольку он определяет способность фокусировать излучаемую энергию.Коэффициент усиления имеет ту же диаграмму направленности, но коэффициент усиления включает в себя потери в антенне.

P _рад – общая излучаемая мощность, P _в – входная мощность антенны, а k учитывает потери в процессе излучения антенны.

Затем давайте рассмотрим диаграмму направленности антенны как функцию трехмерного направления и направленность как функцию ширины луча.

Общая площадь поверхности сферы составляет 4π ² , а площадь на сфере определяется в единицах стерадианов с 4π стерадианами в сфере. Следовательно, удельная мощность от изотропного излучателя составляет

и имеет единицы (Вт / м ² ).

Есть два угловых направления для площади сферы. В радиолокационных системах их обычно называют азимутом и углом места. Ширина луча может быть описана как функция каждого углового направления как θ ₁ и θ ₂ : комбинация создает область на сфере Ω _A .

Ом _A – ширина луча в стерадианах, которую можно аппроксимировать как Ω _A ≈ θ ₁ × θ _2.

Распознавая Ω _A как область на сфере, тогда направленность можно выразить как

Третий член антенны, который мы рассмотрим, – это апертура. Апертура антенны представляет собой эффективную площадь для приема электромагнитных волн и включает функцию, зависящую от длины волны. Апертура изотропной антенны

Коэффициент усиления относительно изотропного излучения, что составляет эффективную апертуру антенны

Объединив эти три члена вместе, мы видим, что усиление можно рассматривать как функцию угла, которая определяет диаграмму направленности и учитывает эффективность (или потери) в антенне.

Коэффициент массива для линейного массива

На этом этапе мы можем предсказать оптимальную разницу во времени (или фазе) между элементами для достижения максимальной направленности антенны. Но мы действительно хотели бы понять полную диаграмму усиления антенны и управлять ею. Это состоит из двух основных частей. Во-первых, это коэффициент усиления каждого отдельного элемента нашего массива (возможно, одного патча), называемый фактором элемента (G _E ). Во-вторых, есть влияние, которое мы можем оказать посредством формирования луча в массиве, называемое коэффициентом массива (G _A ).Диаграмма усиления полной антенной решетки представляет собой комбинацию двух факторов, как показано в уравнении 10.

Фактор элемента, G _E , представляет собой диаграмму направленности одного элемента в решетке. Это определяется геометрией и конструкцией антенны, а не тем, что меняется в процессе эксплуатации. Это важно знать, так как это ограничит усиление всего массива, особенно вблизи горизонта. Но поскольку мы не можем управлять им электрически, мы оставим его как фиксированный фактор, влияющий на наше полное уравнение усиления фазированной решетки.В этой статье мы предполагаем, что все отдельные элементы имеют одинаковый факторный фактор.

Тогда основное внимание будет уделено коэффициенту массива, G _A . Коэффициент решетки рассчитывается на основе геометрии решетки (d для нашей однородной линейной решетки) и веса луча (амплитуда и фаза). Вывести коэффициент массива для однородного линейного массива несложно, но подробности лучше всего освещены в ссылках, цитируемых в конце этой статьи.

Существуют некоторые вариации в уравнениях, используемых в литературе, в зависимости от того, как параметры были определены в линейном массиве.Мы используем уравнения из этой статьи, что приводит к согласованности с нашими определениями на рисунках 2 и 3. Поскольку наша основная забота заключается в том, как изменяется усиление, часто более поучительно построить график отношения нормализованного коэффициента массива к единичному усилению. Этот нормализованный коэффициент массива можно записать как Уравнение 11.

Мы уже определили угол луча θ ₀ как функцию фазового сдвига между элементами ΔΦ; следовательно, мы также можем записать нормализованный коэффициент антенны как Уравнение 12.

Условия, принятые в уравнении коэффициента массива, включают:

• Элементы равномерно расположены.
• Имеется равный фазовый сдвиг между элементами.
• Все элементы имеют одинаковую амплитуду.

Затем, используя эти уравнения, мы построим коэффициент массива для нескольких размеров массива.

Некоторые наблюдения из этих цифр включают:

• Уровень первого бокового лепестка составляет –13 дБн, независимо от количества элементов. Это связано с функцией sinc в уравнении коэффициента массива. Боковые лепестки могут быть улучшены за счет сужения усиления по элементам, и они будут предметом следующего раздела этой серии.
• Ширина луча уменьшается с увеличением количества элементов.
• Ширина луча расширяется по мере того, как луч сканируется от точки визирования.
• Количество нулей увеличивается с увеличением количества элементов.

Ширина луча

Beamwidth обеспечивает метрику углового разрешения для антенн. Чаще всего ширина луча определяется либо шириной луча половинной мощности (HPBW), либо разносом от нуля до нуля главного лепестка (FNBW). Чтобы найти HPBW, мы смещаемся на 3 дБ вниз от пика и измеряем угловое расстояние, как показано на рисунке 12.

Используя наше нормализованное уравнение коэффициента решетки, мы можем решить эту HPBW, установив уравнение 3 равным уровню половинной мощности (3 дБ или 1 / √ 2). Предположим, что механическая ось визирования (θ = 0º), N = 8 и d = λ / 2.

Тогда решение для ∆Φ дает 0,35 рад. Воспользуйтесь уравнением 1 и решите относительно θ:

Этот θ – это пик до точки 3 дБ, что составляет половину нашей HPBW. Поэтому мы просто удваиваем его, чтобы получить угловое расстояние между точками 3 дБ.Это дает HPBW 12,8º.

Мы могли бы повторить это для фактора массива, равного 0, и получить первый угол разнесения нуля до нуля FNBW = 28,5 ° для ранее упомянутых условий.

Для однородных линейных массивов аппроксимация HPBW [1,2] задается уравнением 15.

На рисунке 13 показан график зависимости ширины луча от угла луча для нескольких подсчетов элементов при условии расстояния между элементами λ / 2.

Из этого графика стоит отметить некоторые наблюдения относительно размеров массивов, разрабатываемых в отрасли.

• Для точности луча 1 ° требуется 100 элементов. Если это желательно как по азимуту, так и по углу места, получается массив из 10 000 элементов. Точность 1 ° достигается только по оси визирования в почти идеальных условиях. Поддержание точности 1 ° в полевой матрице при различных углах сканирования еще больше увеличит количество элементов. Это наблюдение затем устанавливает практический предел для ширины луча с очень большими массивами.
• Массив из 1000 элементов широко распространен в отрасли. 32 элемента в каждом направлении обеспечивают 1024 элемента и могут обеспечить точность луча менее 4 ° вблизи оси визирования.
• Массив из 256 элементов, который может производиться серийно по невысокой цене, по-прежнему может иметь точность наведения луча менее 10 °. Это может быть вполне приемлемо для многих приложений.
• Также обратите внимание, что для любого из этих случаев ширина луча удваивается при смещении на 60 °. Это от cosθ в знаменателе и из-за ракурса массива; то есть массив кажется меньшим в поперечном сечении, если смотреть под углом.

Объединение факторов элемента и массива

В предыдущем разделе рассматривался только фактор массива. Но чтобы найти полное усиление антенны, нам также потребуется фактор элемента. На рисунке 14 показан пример. В этом примере мы используем простую форму косинуса в качестве фактора элемента или нормализованного усиления элемента, G _E (θ). Спад косинуса обычен при анализе фазированных решеток и может быть визуализирован, если рассматривать плоскую поверхность. У борта максимальная площадь. По мере удаления угла от поперечной стороны видимая область уменьшается в соответствии с функцией косинуса.

Коэффициент решетки G _A (θ) использовался для линейной решетки из 16 элементов с шагом λ / 2 и однородной диаграммой направленности. Общая диаграмма представляет собой линейное умножение фактора элемента и фактора массива, поэтому в шкале дБ их можно сложить вместе.

Несколько наблюдений за отклонением луча от оси визирования:

• Дальний свет теряет амплитуду пропорционально элементному коэффициенту.
• Боковые лепестки по оси визирования не имеют потери амплитуды.
• Результатом является ухудшение характеристик боковых лепестков всего массива за пределами визирования.

Графики антенн: декартова и полярная

Диаграммы диаграмм направленности антенны, которые использовались до сих пор, были в декартовых координатах. Но принято строить диаграммы направленности антенн в полярных координатах, поскольку они более репрезентативны для энергии, излучаемой пространственно от антенны. Рисунок 15 – это перерисованная версия рисунка 12, но с использованием полярных координат.Обратите внимание, что это те же самые данные, точка за точкой – они просто перерисованы в полярной системе координат. Стоит иметь возможность визуализировать диаграмму направленности антенны в любом представлении, поскольку оба они используются в литературе. Для большей части этого текста мы будем использовать декартовы координаты, поскольку в этом представлении может быть проще сравнить ширину луча и характеристики боковых лепестков.

Взаимность массива

До этого момента все диаграммы и текст описывали сигнал, который принимает массив.Но как это изменится для передающего массива? К счастью, большинство антенных решеток являются взаимными. Поэтому все диаграммы, уравнения и терминология одинаковы для передачи и приема. Иногда легче представить луч, принятый антенной решеткой. А иногда, возможно, в случае лепестков решетки, вам может показаться более интуитивным думать о массиве как о передающем луч. В этой статье мы обычно описываем массив как принимающий сигнал. Но если вам это труднее визуализировать, то вы также можете думать об тех же концепциях на передающей стороне.

Резюме

На этом завершается первая часть серии. Была представлена ​​концепция управления лучом с помощью фазированной решетки. Уравнения для расчета фазового сдвига по решетке для управления лучом были выведены и показаны графически. Затем были определены фактор решетки и фактор элемента с наблюдениями за тем, как количество элементов, расстояние между элементами и угол луча влияют на отклик антенны. Наконец, было показано сравнение диаграмм направленности антенн в декартовых и полярных координатах.

В следующих статьях этой серии будут более подробно рассмотрены диаграммы направленности фазированных антенных решеток и их ухудшения. Мы изучим, как сужение антенны уменьшает боковые лепестки, как формируются лепестки решетки, а также влияние сдвига фазы на временную задержку в широкополосных системах. Серия завершится анализом конечного разрешения блока задержки и того, как он может создавать боковые лепестки квантования и ухудшать разрешение луча.

использованная литература

Баланис, Константин А. Теория антенн: анализ и проектирование . Третье издание. Wiley, 2005.

Майлу, Роберт Дж. Справочник по антеннам с фазированной решеткой . Издание второе, Artech House, 2005.

О’Доннелл, Роберт М. «Разработка радиолокационных систем: Введение». IEEE, июнь 2012 г.

Скольник, Меррилл. Справочник по радарам . Третье издание, McGraw-Hill, 2008.

Широкоугольная сканирующая антенна с фазированной решеткой с использованием реконфигурируемых антенных элементов с высоким коэффициентом усиления

Рекомендации по проектированию элементов PRA для фазированных антенных решеток

Как правило, расстояние между элементами фазированной антенной решетки строго ограничено до 0.5 \ ({\ lambda} _ {0} \) или меньше, чтобы избежать проблем неоднозначности, вызванных решетчатыми лепестками. Однако для фазированных антенных решеток, состоящих из элементов PRA, расстояние между элементами больше не ограничивается, поскольку лепестки решетки могут использоваться в качестве главного луча. Чтобы проанализировать характеристики сканирования фазированной антенной решетки, состоящей из элементов PRA, формула усиления антенны, уравнение 2, используется для простого генерирования желаемой диаграммы направленности элементов, где \ (G \) – усиление антенны, \ ({ e} _ {cd} \) – эффективность излучения, \ (D \) – направленность, \ (U \) – интенсивность излучения, и \ ({P} _ {rad} \) – полная мощность излучения ² .{\ pi} U (\ theta, \ varphi) \ sin \ theta d \ theta d \ varphi) $$

(2)

Первым параметром, который необходимо установить для анализа производительности сканирования, является целевой диапазон сканирования. Целевой диапазон сканирования установлен как \ (\ pm {\ theta} _ {max} \) (total \ (2 {\ theta} _ {max} \)). Концепция сканирования луча с использованием элементов PRA заключается в сканировании каждого подпространства путем деления диапазона сканирования на подпространства \ (M \), где \ (M \) – количество режимов переключения элемента PRA.{\ circ} \) соответственно.

$$ Подпространство \ K \: \ \ frac {2 (K-1) -M} {M} {\ theta} _ {max} \ le \ theta \ le \ frac {2K-M} {M} { \ theta} _ {max} \ quad (K = 1,2,3, \ cdots \, M) $$

(3)

$$ Наклон \ угол, \ {\ theta} _ {k} = \ left (\ frac {2k-M-1} {M} \ right) {\ theta} _ {max} \ quad (k = 1 , 2,3, \ cdots \, M) $$

(4)

После установки подпространств и угла наклона следует установить максимальную HPBW антенного элемента (\ (HPB {W} _ {max} \)), чтобы не вторгаться в нежелательные подпространства. {- 1} \ left (\ frac {2m \ pi + \ Phi} {{k} _ {0} d} \ right) \ quad (m = \ pm \, 1,2,3, \ cdots \) ​​$$

(7)

Главный лепесток находится под углом \ ({\ theta} _ {ML} \) при \ (m = 0 \), а лепестки решетки находятся под углом \ ({\ theta} _ {GL} \) когда \ (m = \ pm 1,2,3, \ cdots \ \).{-1} \ left (\ frac {\ pi} {{k} _ {0} d} \ right) $$

(8)

Значение \ ({\ theta} _ {gap} \) используется в качестве критерия для определения \ (HPB {W} _ {max} \). Если \ (HPB {W} _ {max} \) установлено равным значению \ ({\ theta} _ {gap} \), проблемы неоднозначности все еще существуют, потому что две доли могут содержаться в одном подпространстве. Таким образом, требуется небольшой запас для переключения режима до того, как возникнут проблемы неоднозначности. Путем итерации мы определили, что, когда ширина луча элемента на \ (- 5 \) дБ равна \ ({\ theta} _ {gap} \), HPBW элемента является подходящим \ (HPB {W} _ {max } \).{\ circ} \) соответственно. Другими словами, в соответствии с целевым диапазоном сканирования и расстоянием между элементами требуемые характеристики идеального элемента PRA, такие как минимальное количество \ (M \), угол наклона \ ({\ theta} _ {k} \) и \ (HPB {W} _ {max} \) можно вывести.

$$ Число \ переключений \ режимов \: \ M \ (M \ ge 2, \ integer) \ when \ M-1 <\ frac {2 {\ theta} _ {max}} {HPB { W} _ {max}} \ le M $$

(9)

Расширяя обсуждение, можно обобщить требуемые характеристики идеального элемента PRA в соответствии с целевым диапазоном сканирования и расстоянием между элементами, а также представить рекомендации по проектированию элемента PRA для фазированных антенных решеток.{\ circ} \). На рис. 4 (a – e) показаны характеристики сканирования в режимах 1, 2, 3, 4 и 5 соответственно. Таким же образом, производительность сканирования может быть достигнута путем разделения диапазона сканирования на пять подпространств и использования основного лепестка и лепестков решетки, встречающихся в каждом подпространстве. Мы можем знать, что если характеристики элемента PRA, такие как количество режимов переключения, угол наклона и HPBW, соответствуют нормативам, желаемая производительность сканирования может быть достигнута, даже если расстояние между элементами довольно велико.{\ circ} \)).

То, что представлено в руководстве, является идеальным шаблоном элемента PRA, поэтому может быть сложно точно реализовать угол наклона и HPBW в каждом режиме. Однако разработка элемента PRA на основе рекомендаций может оказаться полезным руководством для получения желаемых характеристик сканирования фазированной антенной решетки. Когда рисунки активных элементов элемента PRA соответствуют нормативам, желаемая производительность сканирования может быть достигнута путем разделения диапазона сканирования на несколько подпространств.

Элемент PRA с высоким коэффициентом усиления с трехнаправленной реконфигурируемой диаграммой направленности

Для демонстрации характеристик сканирования фазированной антенной решетки, состоящей из элементов PRA на основе рекомендаций, мы используем модель антенны с высоким коэффициентом усиления с трехсторонней диаграммой направленности, реконфигурируемую в соответствии с нашим исследованием. группа ^19,29 . Концепция широкоугольной сканирующей фазированной антенной решетки с использованием трехнаправленных элементов PRA была представлена ​​ранее в ¹¹ . Разработана и реализована фазированная антенная решетка миллиметрового диапазона с широкоугольным сканированием, в которой используется микрополосковый антенный элемент с последовательным питанием и апертурной связью с тремя линейно расположенными участками.В этой статье мы реализуем фазированную решетку с широкоугольным сканированием с использованием реконфигурируемой диэлектрической резонаторной антенны (DRA) с трехнаправленной диаграммой направленности. Простой принцип работы модели PRA с высоким коэффициентом усиления заключается в следующем. Диэлектрическая сфера, возбуждаемая микрополосковой полосой, работает как сферическая диэлектрическая резонаторная антенна (SDRA), работающая в режиме \ (T {E} _ {n01} \). В резонансном режиме высшего порядка выше \ (T {E} _ {301} \) этот SDRA демонстрирует высокую характеристику усиления и генерирует луч в направлении, противоположном положению микрополосковой области.Поскольку резонансные частоты микрополоскового пятна и диэлектрической сферы хорошо согласованы, входной импеданс и характеристика высокого усиления демонстрируют хорошие свойства. Это означает, что, поскольку резонансная частота диэлектрической сферы фиксируется ее структурой, метод согласования импеданса для микрополосковой области может быть применен к этому SDRA, тем самым размер микрополосковой области может быть уменьшен ²⁹ . Кроме того, поскольку сферический диэлектрик является симметричным, а распределение магнитного поля резонансной моды является симметричным, при смещении микрополоскового пятна распределение магнитного поля поворачивается и возникает явление наклона луча.Чем больше микрополосковый участок смещался от центра, тем больше наклонялся луч. Используя эту характеристику наклона луча, можно разработать PRA с высоким коэффициентом усиления, который генерирует лучи в двух направлениях с двумя микрополосковыми пятнами. Одновременная подача обоих участков может генерировать луч в среднем направлении, которое является направлением векторной суммы двух лучей. {\ circ} \) соответственно.Эффективность излучения предлагаемой антенны показывает более 85% в рабочей полосе частот всех режимов переключения.

Конфигурация режима переключения предлагаемого элемента PRA с высоким коэффициентом усиления.

Характеристики предлагаемого элемента PRA с высоким коэффициентом усиления. ( a ) Коэффициент отражения и эффективность излучения каждой моды. ( b ) Диаграмма направленности каждой моды в плоскости xz на частоте 5,8 ГГц.

Поскольку размер антенны равен 0.{\ circ} \), когда восемь элементов расположены с интервалом 0,9 \ ({\ lambda} _ {0} \). На рисунке 7 показано сравнение диаграмм направленности одиночной антенны и диаграмм направленности активных элементов антенной решетки, когда восемь элементов расположены линейно. Элементы обозначены как \ (Element \ \ # 1 \ sim Element \ \ # 8 \), как показано на рис. 8. На рис. 7 (a) показано, что направления основных лучей шаблонов активных элементов в режиме 1 более наклонены. к отрицательному тета-направлению из-за взаимной связи между элементами и структурного влияния массива.{\ circ} \). В следующем разделе мы предлагаем фазированную антенную решетку 8×1, использующую этот антенный элемент, и экспериментально подтверждаем характеристики широкоугольного сканирования.

Диаграммы активных элементов в плоскости xz на частоте 5,8 ГГц, когда восемь элементов расположены линейно. ( a ) Режим 1. ( b ) Режим 2. ( c ) Режим 3.

Геометрия предлагаемой антенной решетки. ( a ) Вид в разрезе. Параметр: \ ({\ varepsilon} _ {r} \) = 13, \ (R \) = 13.8 мм, \ (W \) = 365 мм, \ (t \) = 0,76 мм. ( b ) Вид сверху на микрополосковые пятна. Параметр: \ (L \) = 50 мм, \ ({D} _ {x} \) = 4 мм, \ ({D} _ {y} \) = 14 мм, \ ({D} _ {feed} \) = 1,5 мм, \ ({D} _ {gap} \) = 8 мм, \ ({r} _ {d} \) = 3 мм.

Конфигурация системы формирования луча предлагаемой антенной решетки.

Активный S-параметр предлагаемой антенной решетки. ( a ) Смоделированный S-параметр при возбуждении \ (Element \ \ # 4 \). ( b ) Активный коэффициент отражения и эффективность излучения \ (Элемент \ \ # 4 \), соответствующие разности фаз.

Смоделированные диаграммы развертки предлагаемой антенной решетки в плоскости xz на частоте 5,8 ГГц. ( a ) Режим 1. ( b ) Режим 2. ( c ) Режим 3.

Фотографии прототипа антенной решетки. ( a ) Вся конструкция, включая приспособление. ( b ) Beamforming network. ( c ) Конфигурация системы формирования луча. ( d ) Система формирования луча в сборе. ( e ) Среда измерения.{\ circ} \), мы составили на нем фазированную антенную решетку 8×1. Геометрия предлагаемой антенной решетки показана на рис. 8. На рис. 8 (а, б) показаны поперечный разрез и вид сверху предлагаемой антенной решетки соответственно. Восемь керамических сфер с диэлектрической проницаемостью 13 были расположены с шагом 0,9 \ ({\ lambda} _ {0} \), и для возбуждения каждой сферы использовались два микрополосковых участка. Патчи с микрополосками были напечатаны на подложке Taconic RF-301 толщиной 0,76 мм и подавались через порт 1 и порт 2 соответственно.Для изготовления есть несколько отверстий для фиксации конструкции зажима, чтобы удерживать диэлектрическую сферу над микрополосковыми пятнами. Значения параметров на рисунке показаны в подписи.

Затем мы разработали схему формирования луча, состоящую из LNA, фазовращателя и сумматора, чтобы продемонстрировать характеристики сканирования предлагаемой антенной решетки. Guerrilla RF GRF2501 и MACOM MAPS-010145 были приняты как LNA и 4-битный цифровой фазовращатель, соответственно, и был разработан сумматор мощности Wilkinson.Для реконфигурации диаграммы направленности каждого антенного элемента общая система формирования диаграммы направленности состоит из каждой сети формирования диаграммы направленности для порта 1 и порта 2 и объединяющей их реконфигурируемой коммутационной сети. Конфигурация системы формирования луча предлагаемой антенной решетки показана на фиг.9. Как показано на фиг.5, когда режим переключения – Mode 1, только порт 2 каждого антенного элемента получает питание, так что все элементы генерируют наклонный луч в отрицательное тета-направление, и сканируется подпространство I. Напротив, когда режим переключения – Mode 3, только порт 1 каждого антенного элемента получает питание, так что все элементы генерируют наклонный луч в положительном тета-направлении, а подпространство III сканируется.{\ circ} \) и сканируется Подпространство II.

Некоторые из смоделированных S-параметров предлагаемой антенной решетки показаны на рис. 10. Типично, на рис. 10 (a) показан S-параметр \ (Element \ \ # 4 \) в режиме 1. {\ circ} \).По мере сканирования луча степень связи между элементами изменяется, так что кривая активного коэффициента отражения слегка смещается. Активные коэффициенты отражения в диапазоне 5,75–5,84 ГГц предлагаемой антенной решетки ниже \ (10 ​​\) дБ во всех состояниях сканирования. Эффективность излучения предлагаемой антенной решетки составляет более 75% в рабочей полосе частот во всех режимах переключения.

Моделируемые характеристики сканирования предлагаемой антенной решетки в плоскости xz на частоте 5,8 ГГц показаны на рис.{\ circ} \), а максимальное усиление составляло 17,6 дБи.

Из результатов моделирования видно, что нет проблем с производительностью сканирования, даже если антенные элементы расположены с интервалом 0,9 \ ({\ lambda} _ {0} \), поскольку шаблоны активных элементов соответствуют руководство. Чтобы проверить это экспериментально, был изготовлен прототип антенной решетки. Фотографии прототипа антенной решетки показаны на рис. 12. На рис. 12 (а) показана вся структура системы формирования луча, включая зажимные приспособления.Пластиковый зажим, сферические диэлектрики и микрополосковые накладки фиксируются на месте. После фиксации антенной решетки с помощью пластикового зажима и акриловой пластины, сеть формирования луча, плата управления и коммутационная сеть были подключены к задней части акриловой пластины с помощью соединителей. На рисунке 12 (b) показана схема формирования луча. Верхняя часть рисунка подключена только к порту 1 каждого антенного элемента, а нижняя часть подключена только к порту 2 каждого антенного элемента. Их можно выбирать по отдельности или одновременно с помощью коммутационной сети.Рисунок 12 (c) показывает конфигурацию системы формирования луча. Решетчатая антенна подключается к сети формирования диаграммы направленности через уровень перераспределения, сеть коммутации выбирает режим переключения, а сеть формирования диаграммы направленности управляется панелью управления. Все эти платы можно легко подключать и отключать с помощью разъемов. На рисунке 12 (d, e) показаны фотографии собранной системы формирования луча и среды измерения, соответственно.

Измеренная производительность сканирования прототипа антенной решетки в плоскости xz при 5.{\ circ} \), а максимальное усиление системы составляло 22,9 дБи. Принимая во внимание усиление МШУ (16,1 дБ), потери в фазовращателе (\ (- 6 \) дБ), общие потери в линии (\ (- 1,2 \) дБ), потери в соединителе (\ (- 1 \) дБ) и потери переключения (\ (- 1,96 \) дБ), максимальное усиление прототипа антенной решетки можно оценить примерно в 17 дБи. Результаты измерений показали разумное согласие с результатами моделирования, и была подтверждена эффективность широкоугольного сканирования предложенной антенной решетки.

Портативный радар с фазированной антенной решеткой на основе двухчастотной жидкокристаллической технологии | Венчурные партнеры в CU Boulder

Справочная информация

Одним из ограничений использования радаров с фазированной антенной решеткой является физический размер решеток.Их большой размер не позволяет использовать их в системах предотвращения столкновений в автомобилях и других платформах, которым такая система может быть полезна. Размер и расстояние между элементами антенны определяются частотой излучаемой энергии. Таким образом, одним из способов уменьшения размера устройств является увеличение рабочей частоты. По мере увеличения частоты, используемой в системах, компоненты, используемые для управления фазой отдельного элемента, достигли физических пределов. Устройства MEM становятся ограниченными по размеру и испытывают заедание и другие сбои на микроволновых частотах.Компоненты магнитного регулятора фазы становятся больше и тяжелее с увеличением частоты. Фазовращатели на основе сегнетоэлектриков демонстрируют высокие потери на частотах выше 40 ГГц. Эти физические недостатки ограничивают используемые частоты, создавая барьер на пути к тому, насколько маленькими могут быть антенные элементы.

Технологии

Одним из решений является использование жидкокристаллической (ЖК) среды для контроля фазы в отдельных элементах. LC считается прозрачным для сигнала в диапазоне частот от МГц до ТГц.Исследователи из Университета Колорадо разработали систему с фазированной решеткой, в которой LC в качестве среды с фазовым сдвигом. Эта технология позволяет создавать антенны для более высоких частот по сравнению с традиционной технологией фазового сдвига. Это открывает путь к созданию небольших компактных систем, которые можно использовать в новых областях, включая беспилотные автомобили, портативные устройства безопасной связи и системы управления роботами. Они также разработали новый метод сборки антенны «flip-chip». Это позволяет отделить стеклянные жидкокристаллические ячейки от печатной платы, используемой для соответствующей антенной электроники.Это придает всей сборке модульный характер, что упрощает замену жидкокристаллических ячеек и / или печатных плат.

Преимущества

• дешевые
• Простота изготовления
• Модульный
• Повышение эффективности

Приложения

• Беспилотные автомобили
• Системы наведения роботов
• Портативные защищенные устройства связи

Что дальше?

Эта технология готова к эксклюзивному лицензированию.

Двухдиапазонная антенная решетка для цифрового формирования луча в LTE-A и 5G | 2020-11-09

Формирование луча – это метод фазированной решетки, который позволяет базовым станциям мобильной связи фокусировать более высокую мощность в направлении пользовательского оборудования (UE), обеспечивая более высокое отношение сигнал / шум (SNR) и повышенную скорость передачи данных. Это также может предотвратить ухудшение качества сигнала из-за создания помех передатчикам за счет обнуления их сигналов, поэтому мобильные устройства могут использовать один и тот же спектр с другими сетями и повысить спектральную эффективность.В этой статье описывается восьмиэлементный линейный монопольный массив, разработанный и протестированный на частотах 1,8 и 2,6 ГГц. Результаты соответствуют требованиям по управляемости, подавлению нулевых и боковых лепестков и формированию многолучевого излучения.

Мировой спрос на возможности подключения быстро растет, и к концу 2025 года ожидается, что количество абонентов мобильной связи приблизится к девяти миллиардам, из которых около 2,6 миллиарда будут приходиться на 5G. ¹ Поддержка этого быстрорастущего рынка требует обновления операторской инфраструктуры.Формирование луча, хорошо известная технология в оборонных радиолокационных системах и системах военной связи, внедряется в коммерческую мобильную связь. Формирование луча можно рассматривать как пространственное мультиплексирование. Элементы антенной решетки взвешиваются по фазе и амплитуде для изменения диаграммы направленности по желанию. Эти модификации могут быть интерактивными, как в случае адаптивных массивов, или основываться на предварительно определенных переключаемых лучах. С помощью формирования диаграммы направленности базовая станция может направлять усиление своей антенны для эффективной связи с другими устройствами в системе, одновременно изолируя себя от источников помех.Также возможно разделение спектра. Два стандарта связи, работающие на одной и той же частоте, не будут мешать друг другу, поскольку каждый может размещать нули диаграммы направленности в направлении друг друга.

Глобальная система мобильной связи (GSM) была первой попыткой применить формирование диаграммы направленности к мобильной связи. Базовая станция, оснащенная процессором адаптивной антенной решетки, обеспечивающим полную адаптацию восходящей и нисходящей линий связи в каждом кадре GSM, была предложена и протестирована Kuchar et al. ² Для LTE формирование луча было введено в версии 10 3GPP. ³ Стандарт поддерживает пассивные массивы с горизонтальным формированием луча и активные массивы с 2D и 3D формированием луча. Формирование луча становится все более важным в последующих выпусках 3GPP. Новая радиосвязь 5G (NR), определенная в версии 15, основана на формировании диаграммы направленности и управлении лучом, ⁴ , а описание 5G NR рассматривает возможность использования формирования диаграммы направленности в транспортных каналах восходящей и нисходящей линий связи. ⁵ Обсуждаются требования к формированию луча, такие как подавление нуля и диапазон углов поворота. ⁶ Цифровое формирование диаграммы направленности позволяет эффективно оценивать работу алгоритма формирования диаграммы направленности (DoA).

В этой статье представлена ​​полная система для тестирования возможностей управления, подавления нулевых и боковых лепестков и формирования многолучевого излучения с использованием различных алгоритмов цифрового формирования луча. Система основана на коммерческих трансиверах компании Analog Devices. ⁷

ОПИСАНИЕ СИСТЕМЫ

Эта система реализует формирование диаграммы направленности в цифровой области.Вычисленные комплексные веса применяются к принятым сигналам в основной полосе частот, что требует полной цепочки приемников. Система предназначена для работы в диапазонах LTE-A и 5G NR от 1,7 до 1,9 ГГц и от 2,5 до 2,7 ГГц. ⁸ 5G NR включает диапазоны менее 6 ГГц, называемые FR1, и диапазоны миллиметровых волн, обозначаемые FR2. ⁹

Количество элементов решетки определяет направленность главного луча и его ширину луча половинной мощности. По мере увеличения количества элементов направленность увеличивается, а ширина луча на половинной мощности уменьшается. ¹⁰ Этот испытательный стенд состоит из восьмиэлементной антенной решетки, РЧ-интерфейса и цифрового процессора программируемой вентильной матрицы (ПЛИС) (см. , рис. 1, ). Антенная решетка состоит из широкополосных монополей, линейно распределенных с равномерным расстоянием между элементами. РЧ-сигналы, передаваемые UE, принимаются антенной решеткой. Эти сигналы имеют разные фазы и амплитуды в зависимости от положения UE относительно базовой станции. Динамическое взвешивание полученных сигналов дает максимумы и нули в диаграмме направленности, определяемой весами.Эта система может оценивать и тестировать производительность алгоритмов горизонтального формирования луча, а также производительность новых алгоритмов. Для этого используются восемь полных цепочек приемников, причем восемь выходов пар I / Q оцифрованы для последующей обработки. Веса формирования диаграммы направленности вычисляются и применяются к цифровым сигналам основной полосы частот в ПЛИС. Суммирование взвешенных сигналов обеспечивает наилучшее соотношение сигнал / шум при угле основного луча и наихудшее соотношение сигнал / шум при угле нуля диаграммы направленности.

Рис. 1 Испытательный стенд на формирование луча.

МОНОПОЛЬНАЯ АНТЕННАЯ МАССА

CST Microwave Studio 2017 использовалась для проектирования и моделирования антенной решетки. ¹¹ Отдельный элемент представляет собой монополь прямоугольной формы с закругленными вершинами радиусом R _cor1 . Монополь напечатан на Rogers RO4003C толщиной 0,06 дюйма, который имеет относительную диэлектрическую проницаемость 3,38 и тангенс угла потерь 0,0027 (см. , рис. 2, ). Он питается от установленного на краю разъема SMA через микрополосковую линию 50 Ом.Переход между фидерной линией и прямоугольным антенным элементом является эллиптическим, с зазором малой оси L _{. Ширина элемента и его длина равны W mono и L sub соответственно. Антенна поддерживается пластиной заземления шириной W gnd и длиной L gnd . Размеры, использованные в конструкции: W mono = 57 мм, L mono = 36,5 мм, R cor1 = 9 мм, L зазор = 6,5 мм, W gnd = 57 мм и L gnd. = 24 мм.Поверхность заземления модифицирована 10 гофрами на нижнем крае для минимизации сцепления с коаксиальным кабелем. Антенна имеет металлический отражатель на расстоянии 44 мм от подложки для направления мощности антенны в направлении визирования. Подтверждая рабочие характеристики монополя, Рисунок 3a показывает смоделированное и измеренное согласование импеданса в диапазоне от 1,7 до 2,7 ГГц, а Рисунок 3b показывает смоделированные и измеренные диаграммы направленности в H-плоскости на частоте 2,6 ГГц.}

Рисунок 2 Верх (a) и низ (b) одноэлементной антенны.

Рисунок 3 Смоделированные и измеренные характеристики одноэлементной антенны: | S ₁₁ | в зависимости от частоты (а) и диаграммы направленности в Е-плоскости 2,6 ГГц (б).

Рисунок 4 Восемьэлементная монопольная решетка.

Для горизонтального формирования луча одиночный монополь расширяется до линейно распределенной матрицы из восьми элементов с равномерным расстоянием между элементами (см. Рисунок 4 ). Поскольку антенна является широкополосной, выбор расстояния между элементами был сложной задачей.Расстояние было установлено на 83 мм, что составляет половину длины волны на частоте 1,8 ГГц. Восемь элементов равномерно запитываются с помощью восьмипозиционного делителя мощности Mini-Circuits ZB8PD-362-S +. На рис. 5 показаны смоделированные и измеренные диаграммы направленности на частотах 1,8 и 2,6 ГГц с равномерно возбужденным каждым элементом.

RF FRONT-END

Поскольку формирование диаграммы направленности выполняется в цифровом виде, необходима полная цепочка приемника. Был выбран широкополосный приемник Analog Devices AD9361, поскольку он соответствует наиболее распространенным стандартам связи, включая LTE-A, содержит две отдельные приемные цепи и работает в диапазоне от 70 МГц до 6 ГГц. ¹² Поскольку для демонстрационной системы требуется восемь каналов приемника для захвата сигналов от восьми антенных элементов, полный приемник использует две платы приемопередатчиков FMCOMMS5 компании Analog Devices с двумя разъемами FMC, совместимые с платой Zynq ZC702 FPGA от Xilinx (см. Рисунок 1 ). Каждая плата приемопередатчика имеет четыре выделенных канала приемника, управляемых одним гетеродином (гетеродин), что требует двух плат приемопередатчиков для восьми каналов приема.

Рисунок 5 Диаграммы Н-плоскости монопольной решетки в точке 1.8 (а) и 2,6 (б) ГГц, смоделированные и измеренные.

Для оценки цифрового формирования луча в восходящей линии связи к принятым сигналам применяются веса. Сигнал, поступающий от антенного элемента, проходит по коаксиальному кабелю во внутренний малошумящий усилитель. Усиленный сигнал преобразуется с понижением частоты микшером, а пара I / Q сигналов оцифровывается 12-разрядным аналого-цифровым преобразователем (АЦП) с непрерывным временным дельта-сигма-модулятором третьего порядка. После цифрового преобразования с понижением частоты и фильтрации с децимационным фильтром с конечной импульсной характеристикой сигнал готов к постобработке.

При цифровом формировании диаграммы направленности решающее значение имеет относительная фаза между элементами. Если восемь приемников не синхронизированы по фазе, точное формирование диаграммы направленности после обработки невозможно. Есть две задачи: первая – гарантировать, что все гетеродины работают на одной и той же частоте; во-вторых, чтобы все синхронизировались по фазе. LO, управляющий обоими приемопередатчиками в каждой микросхеме AD9361, представляет собой контур фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) ADF5355BCPZ компании Analog Devices со встроенным ГУН. В качестве тактовой частоты системы ФАПЧ используется кварцевый генератор с температурной компенсацией (TCXO) 40 МГц.

Если бы четыре ФАПЧ управлялись одним и тем же опорным синхросигналом и были сконфигурированы с одним и тем же N-делителем, все ФАПЧ генерировали бы одну и ту же частоту. Каждый из двух трансиверов на одной плате FMCOMMS5 управляется одной и той же системой ФАПЧ. Для синхронизации двух плат приемопередатчиков опорные часы TCXO на одной, ведущей, буферизуются с помощью буфера разветвления ADCLK846B и передаются по коаксиальному кабелю на вход внешнего опорного сигнала другой платы, ведомой (см. , рис. 6, ).Это блокирует две системы ФАПЧ на одной и той же частоте. Однако, хотя РЧ-тракты для восьми каналов почти идентичны, все же существует разница в длине между трактами, помимо разницы в тракте между главной и подчиненной платами.

Рисунок 6 Настройка «ведущий / ведомый» (a) для синхронизации фазы между двумя платами FMCOMMS5 (b).

Антенны с фазированной решеткой с оптимизированной структурой элементов

Этот авторитетный ресурс предоставляет вам подробное описание характеристик идеальных элементов решетки, которые помогут вам оценить качество разработки реальных фазированных антенных решеток.Вы найдете несколько подходов к оптимальной конструкции фазированной решетки, позволяющей обеспечить заданное усиление решетки в определенной области сканирования, используя минимальное количество дорогих управляемых устройств. Кроме того, в этой практической книге представлены важные численные методы, которые можно использовать для моделирования и оптимизации структуры фазированной решетки для получения наилучших характеристик массива, которые может обеспечить выбранная структура. В этом исчерпывающем справочнике объясняется широкий спектр вопросов: от массивов с диаграммообразующими цепями, массивов связанных двухмодовых волноводов и массивов с излучателями с реактивной нагрузкой до массивов волноводов с выступающими диэлектрическими элементами и массивов с ленточными, дисковыми и проволочными структурами. важные темы, которые помогут вам в работе в этой сложной области.Книга снабжена более чем 165 иллюстрациями и более чем 566 уравнениями.

Предисловие; Вступление ; Общие понятия и отношения – основные характеристики. Модель бесконечного массива. Идеальный образец элемента. Элементный узор с неидеальным контуром. Минимальное количество контролируемых элементов. Двумерные задачи для одномерных периодических структур. ; Массивы с лучеобразующими сетями – Обзор технических решений. Многокаскадная сеть шахматных досок. Экспериментальное исследование шахматной сети.Линейная решетка с шахматной доской в ​​качестве питания параболической цилиндрической антенны. Квазиоптические аналоги шахматной сети. ; Решетки связанных двухмодовых волноводов – упрощенная модель. Улучшенная модель для сканирования в E-Plane. Структура массива для сканирования в H-плоскости. Экспериментальное исследование решетки в H-плоскости. ; Решетки с излучателями с реактивной нагрузкой – О приложении реактивных нагрузок в антенных решетках. Модулированная гофрированная структура, возбуждаемая электрическим и магнитным током. Модулированная гофрированная структура с активными волноводами.; Волноводные решетки с выступающими диэлектрическими элементами – волноводно-диэлектрические решетки и конструкции. Обзор методов и результатов. Гибридный проективный метод в двумерных задачах (E-поляризация). Возбуждение массива в ТЕМ-режиме (H-поляризация). Трехмерная проблема. ; Массивы с полосовой, дисковой и проволочной структурой – экспериментальный макет массива с многодисковыми излучателями. Волноводные решетки с ленточной структурой. Планарный массив круглых волноводов с дисковой структурой. Решетки антенных элементов Яги-Уда.Массивы волноводов с полупрозрачными проволочно-сеточными стенками. ; Приложения. Об авторе. Показатель;

• Сергей Скобелев Сергей П. Скобелев – ведущий научный сотрудник компании «Радиофизика» в Москве. Он имеет степень магистра. в радиоэлектронике и докторскую степень. в антеннах и микроволновых устройствах, оба из Московского физико-технического института. Д-р Скобелев является старшим членом IEEE и был секретарем и заместителем председателя Московского общества антенн и распространения радиоволн в Русской секции IEEE.

Формирователи луча с фазированной решеткой, ИС управления РЧ-лучом

Renesas с активным формированием луча для фазированных решеток обеспечивают экономичные системные решения следующего поколения для приложений 5G, спутниковой связи и радаров. Каждая ИС формирования диаграммы направленности содержит несколько независимо управляемых активных каналов для формирования диаграммы направленности на уровне элементов в антенных решетках с электронным сканированием (ESA). Компактные ИС доступны в плоских корпусах BGA, позволяющих реализовать очень низкопрофильные и малые фазированные антенные решетки с шагом λ / 2 элемента.ИС только для передачи (Tx), только для приема (Rx) или передачи / приема (TRx) охватывают все популярные диапазоны частот 5G mmWave, Satcom и Radar с вариантами продуктов. Линейка формирователей луча Renesas быстро расширяется, чтобы удовлетворить растущий коммерческий спрос на доступные по цене фазированные антенные решетки.

Формирователи луча mmWave TRx 5G

Renesas F5288 и F5268 8-канальные формирователи луча TRx с двойной поляризацией обеспечивают лучшую в своем классе производительность в диапазонах n257, n258 и n261. Высокоинтегрированные формирователи луча доступны в компактных корпусах BGA с открытой матрицей, которые идеально подходят для двухмерной фазированной антенной решетки 2×2.Формирователи луча Renesas третьего поколения являются лидерами в области новейших технологий с запатентованными технологиями, такими как Dynamic Array Power (DAP ™), ArraySense ™ и RapidBeam ™.

Формирователи луча спутниковой связи / радара и малошумящие усилители (МШУ)

Портфолио Renesas Satcom / Radar состоит из семейства передающих и принимающих ИС 2-го поколения и LNA, поддерживающих три популярных частотных диапазона Ku-Satcom, K / Ka-Satcom и Ku / CDL для спутниковой связи, наземной связи точка-точка. и радиолокационные приложения.Эти ИС максимизируют производительность антенной решетки и энергоэффективность, а также упрощают физическую реализацию. Физические следы ИС оптимизированы для интеграции с подматрицей 2×2 элементов с двойной поляризацией, имеющих расстояние λ / 2. Современные встроенные функции управления питанием, превосходная ортогональность коэффициента усиления / фазы и межканальная изоляция значительно сокращают требования к управлению температурой и калибровке по сравнению с другими решениями, тем самым обеспечивая минимальную общую стоимость решения.

Формирователи луча Tx включают в себя микросхемы F6521, F6522, F6513, охватывающие диапазоны частот восходящей линии связи Ku- и Ka-Satcom (Tx) созвездий LEO / MEO / GEO, а также диапазоны Ku-радара и Ku-CDL. Для нисходящей линии связи (Rx) семейство дополнительных компонентов состоит из F6121, F6212 / F6122 (модуль / автономный BFIC) и F6123 для диапазонов Ku, K / Ka и Ku / CDL соответственно. Формирователи луча Rx могут работать в паре с двухканальными малошумящими усилителями F6921, F6922 и F6923, чтобы обеспечить максимально возможное G / T при минимальном энергопотреблении системы.

Что такое формирование луча с фазированной решеткой и управление лучом?

ИС формирования луча с фазированной антенной решеткой («активные формирователи луча» или «формирователи луча») позволяют формировать луч и управлять лучом, управляя фазой и амплитудой РЧ-сигнала на каждом излучающем элементе антенной решетки, создавая точки конструктивных и деструктивных помех в выбранных местах. в свободном пространстве диаграммы направленности антенны. Это позволяет формировать узкие лучи энергии, которые можно быстро и динамически направлять в направлении мобильного пользователя или терминала.Антенны, использующие эту технологию, известны как решетки с электронным сканированием (ESA), активные решетки с электронным сканированием (AESA) или, проще говоря, фазированные решетки.

Фазированные массивы обеспечивают более надежное и эффективное соединение при более высоких скоростях передачи данных. В спутниковой связи (Satcom) каналы передачи данных между наземными платформами и геостационарными (GEO) или быстро движущимися на низкой околоземной орбите (LEO) спутниками можно установить быстрее и надежнее по сравнению с использованием антенны с механическим управлением.Кроме того, устранение механических узлов кардана позволяет использовать антенны с более низким профилем, снизить затраты на техническое обслуживание и повысить надежность системы. В приложениях с активными антенными системами (AAS) фазированные решетки позволяют работать с массовым MIMO (mMIMO) в сетях 5G ниже 7 ГГц и mmWave, что приводит к гораздо меньшим задержкам, большей емкости и пропускной способности.

Хотя AESA использовались в военных приложениях уже более трех десятилетий, их относительно высокая стоимость, а также размер, вес и мощность системы (SWaP) были недопустимыми для многих коммерческих приложений.Однако появление кремниевых интегральных схем формирования луча и выделение более высокочастотных полос спектра миллиметрового диапазона меняют эту парадигму и позволяют широко применять эту технологию.