Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Базовая схема дифференциальной пары на MOSFET транзисторах

Добавлено 30 января 2020 в 19:34

Сохранить или поделиться

В данной статье мы рассмотрим наиболее простую версию этой базовой схемы усилителя, применяемой в интегральных микросхемах.

Вспомогательная информация

Дифференциальный или несимметричный?

В начале изучения активных цепей обычно значительное время уделяется стандартным несимметричным схемам усилителей (например, с общим истоком, общим затвором, эмиттерный повторитель и пр.). Они, безусловно, заслуживают внимания в контексте знакомства с работой транзисторов, анализом в режиме малого сигнала и характеристиками усилителей. Но практическая ценность схем несимметричных усилителей – это совсем другая история. Дело в том, что в современных аналоговых микросхемах преобладают дифференциальные усилители. Для этого есть несколько причин:

  • Дифференциальные усилители применяют усиление не к одному входному сигналу, а к разности между двумя входными сигналами. Это означает, что дифференциальный усилитель естественным образом устраняет шум и помехи, присутствующие в обоих входных сигналах.
  • Дифференциальное усиление также подавляет синфазные сигналы – иными словами, смещение по постоянному напряжению, присутствующее на обоих входных сигналах, будет удалено, а усиление будет применено только к сигналу, представляющему интерес (при условии, конечно, что сигнал, представляющий интерес не представлен в обоих входах). Это особенно полезно в контексте проектирования микросхем, поскольку устраняет необходимость в громоздких конденсаторах, служащих для развязки по постоянному току.
  • Вычитание, которое происходит в дифференциальной паре, облегчает включение схемы в усилитель с отрицательной обратной связью, и если вы читали серию статей про отрицательную обратную связь, вы знаете, что отрицательная обратная связь – это лучшее, что могло бы случиться со схемой усилителя.

Разумно ожидать, что эти преимущества будут сопровождаться существенными недостатками, но технология производства микросхем сделала схему дифференциальной пары почти идеальной. Но есть две проблемы: 1) большее количество компонентов и 2) важность симметричности характеристик компонентов. О первой проблеме вы можете забыть, потому что стоимость добавления в микросхему еще нескольких транзисторов незначительна. Что касается второй проблемы, оказывается, что технология производства микросхем очень преуспела в достижении повторяемости характеристик компонентов внутри чипа (эта повторяемость приводит к «согласованию» характеристик).

В данной статье мы рассмотрим базовую схему дифференциального усилителя на MOSFET транзисторах с помощью обсуждения общей идеи и моделирования (то есть, не слишком много математики или сложного анализа схемы). Поскольку эта тема имеет отношение в первую очередь к реализации микросхем, мы будем использовать модель NMOS транзистора, которая специфична для технологии CMOS 0,35 мкм.

Пара MOSFET транзисторов

Принципиальная схема:

Рисунок 1 – Дифференциальная пара на MOSFET транзисторах

Обратите внимание на следующее:

  • В реальной жизни условное обозначение источника тока может быть заменено схемой, которая генерирует стабилизированный ток (для дополнительной информации смотрите статью «Базовая схема источника стабилизированного тока на MOSFET транзисторах»). Однако мы хотим, чтобы в этом вводном анализе всё оставалось простым и понятным, и поэтому в наших моделированиях вместо схемы стабилизации тока мы будем использовать идеальный источник тока.
  • В реальной реализации этой схемы в микросхеме резисторы были бы заменены токовым зеркалом, действующим как «активная нагрузка». Однако, если наша цель – понять работу дифференциальной пары, я думаю, мы должны начать с версии с резисторами.
  • Дифференциальная пара полностью сосредоточена на балансе. Таким образом, для оптимальной производительности резисторы и MOSFET транзисторы должны быть подобраны для совпадения характеристик. Это означает, что размеры канала обоих полевых транзисторов должны быть одинаковыми, а R1 должен быть равен R2. Значение сопротивления, выбранное для двух резисторов, будет упоминаться как Rс (т.е. сопротивление стока).

Анализ по постоянному току

Давайте определим условия смещения этой цепи, когда оба входа соединены с землей.2\]

(В этой статье мы будем игнорировать модуляцию длины канала.) Ток стока уже установлен (источником тока), а затворы привязаны к узлу земли; это означает, что напряжение истока будет устанавливаться в любое значение, создающее напряжение затвор-исток (Vзи), соответствующее току стока Iсмещ/2. Посмотрим на результаты моделирования. С выходными напряжениями проще: рассчитайте падение напряжения на резисторе как (Iсмещ/2) × Rс, затем вычтите это падение напряжения из напряжения положительного источника питания. Вот пример:

Рисунок 3 – Анализ по постоянному току в LTspice

Выходные напряжения соответствуют ожидаемым. Напряжение истока кажется подходящим, учитывая, что пороговое напряжение (Vпорог) для этой модели SPICE составляет около 0,5 В; Моделирование говорит нам, что Vзи, соответствующее току стока 250 мкА, составляет около 0 В – (–725 мВ) = 725 мВ, что примерно на 225 мВ выше Vпорог.

Давайте вернемся к нашему предположению о насыщении транзисторов (так называемый «активный режим»). Усилитель на MOSFET транзисторе должен оставаться в области насыщения на своей передаточной характеристике, потому что в области насыщения коэффициент усиления выше и более стабилен по сравнению с триодной областью. Для обеспечения насыщения напряжение стока всегда должно быть выше, чем напряжение затвора минус пороговое напряжение:

\[V_{си}\geq V_{зи}-V_{порог}\ \ \Rightarrow \ \ V_{зс}\leq V_{порог}\]

В этом примере напряжение стока (также называемое Vвых) установлено на уровне 2,05 В. Это означает, что у нас есть ограничение по Vвх: синфазное входное напряжение не может превышать 2,05 В + 0,5 В = 2,55 В, поскольку при достижении входного напряжения уровня на Vпорог вольт выше напряжения стока MOSFET транзистор входит в триодную область.

Подавление синфазных сигналов

Давайте проведем быстрое моделирование, чтобы доказать себе, что дифференциальная пара не будет усиливать синфазные напряжения. Вот схема:

Рисунок 4 – Анализ подавления синфазных сигналов в LTspice

Как вы можете видеть, даже при 1 вольте синфазного входного напряжения выходное напряжение по-прежнему находится на уровне напряжения смещения = 2,05 В. Простое объяснение этого режима подавления синфазных сигналов заключается в следующем: величина выходного напряжения регулируется током стока, а не входным напряжением. Пока два входных напряжения одинаковы, фиксированный ток смещения равномерно распределяется между двумя транзисторами, и, таким образом, Vвых1 и Vвых2 не изменяются.

Также обратите внимание, что напряжение затвор-исток примерно такое же (поскольку ток стока не изменился), хотя напряжение истока увеличилось, чтобы компенсировать тот факт, что на затворе теперь напряжение 1 В вместо уровня земли.

Дифференциальное усиление

Вы можете понять дифференциальную работу данной схемы, если вспомните следующее:

  • Iс1 + Iс2 = Iсмещ
  • Vи1 = Vи2

Если напряжение на затворе Q1 выше, чем напряжение на затворе Q2, Vзи1 также должно быть выше, чем Vзи2, поскольку оба транзистора имеют одинаковый потенциал на выводе истока. Более высокое напряжение затвор-исток означает больший ток стока, но сумма токов стока остается неизменной – таким образом, Iс1 увеличивается, а Iс2 уменьшается, и это вызывает соответствующее уменьшение Vвых1 и соответствующее увеличение Vвых2. Например:

Рисунок 5 – Анализ дифференциального усиления в LTspice

Мы закончим этот вводный анализ, промоделировав отклик схемы на малый дифференциальный сигнал и сравнив коэффициент усиления, полученный при моделировании, с теоретическим коэффициентом усиления. Давайте вернем синфазное напряжение обратно на уровень 0 В и затем подадим на затвор Q1 синусоидальный сигнал 1 мВ:

Рисунок 6 – Анализ дифференциального усиления в режиме малых сигналов в LTspice

Мы определим выходное напряжение как разницу, Vвых1 – Vвых2; это удваивает коэффициент усиления относительно использования отдельно Vвых1 или Vвых2, а также устраняет смещение по постоянному напряжению, связанное с напряжениями смещения.2}\times\left(\frac{35\ мкм}{0.35\ мкм}\right)\times500\ мкА}=0.00182\ \frac{А}{В}\]

Всё:

\[A_{дифф}=0.00182\ \frac{А}{В}\times5\ кОм=9.1\]

Расчетное значение = 9,1, промоделированное значение = 10: я бы сказал, что это довольно близко.

Заключение

Базовая схема дифференциальной пары на MOSFET транзисторах важна для всех, кто хочет углубиться в проектирование аналоговых микросхем. Мы можем рассказать об этой схеме гораздо больше, но пока оставим всё, как есть. В следующей статье мы рассмотрим увеличение производительности, которое может быть достигнуто при использовании активной нагрузки вместо резисторов стока.

Оригинал статьи:

Теги

LTspiceMOSFET / МОП транзисторSPICESPICE модельДифференциальная параДифференциальный усилительМоделированиеПолевой транзистор

Сохранить или поделиться

Резистор в цепи затвора или как делать правильно / Хабр

Всем доброго времени суток!

Эта небольшая статья возможно станет шпаргалкой для начинающих разработчиков, которые хотят проектировать надежные и эффективные схемы управления силовыми полупроводниковыми ключами, обновит и освежит старые знания опытных специалистов или может хотя бы где-то поцарапает закрома памяти читателей.

Любому из этих случаев я буду очень рад.

В этой заметке я попробую описать наиболее распространенные вопросы выбора затворных резисторов для силовых электронных устройств. Она базируется на знаниях, почерпнутых мной из разной литературы, апноутов от TOSHIBA, Infineon, Texas Instruments а также из скромной практики. Стоит заметить, что эта информация не дает прямо универсальных рекомендаций для каждого силового ключа. Тем не менее, можно проанализировать какие предположения могут быть важны и какое влияние они могут оказать на выбор резисторов затвора для дискретных силовых транзисторов, а также для силовых модулей.

Основы

Затворный резистор расположен в цепи между драйвером силового транзистора и затвором самого транзистора, как показано на изображении в шапке статьи.

Открыт или закрыт полевой ключ (IGBT/MOSFET) зависит от приложенного к затвору напряжения. Изменение этого напряжения заряжает или разряжает затворные емкости силового устройства, которые состоят из емкостей затвора-коллектора и затвора-эмиттера и небольшой емкости самого затвора. Заряд входных емкостей ключа включит его (ток ), а разряд выключит (ток ).

Резистор в данной цепи ограничивает ток заряда/разряда входных емкостей, помимо этого, правильно подобранный резистор не даст ключу самопроизвольно открываться, что иногда может случиться, из-за быстрого изменения напряжения на силовых выводах ключа например, такое может случиться, когда в полумостовой топологии соседний ключ открывается. В таком случае емкость перезаряжается и ток, протекающий через затворный резистор вызывает на нем падение напряжения, которое и может открыть ключ. К тому же порог открывания ключа часто сильно опускается при росте температуры кристалла полупроводника.

Что нужно знать и как выбрать “правильный” резистор

1. Максимальный ток заряда/разряда выхода драйвера

Любая микросхема драйвера имеет такой параметр, как максимальный выходной ток. Если ток затвора при открытии/закрытии ключа превысит значение максимального выходного тока, то драйвер может выйти из строя, поэтому, в данном случае, затворный резистор ограничит выходной ток драйвера.

Можно составить эквивалентную модель цепи, по которой и рассчитать необходимое значение резистора:

Следуя несложным умозаключениям, можем получить формулы для расчета тока драйвера, и подобрать резистор затвора таким, чтобы не превысить максимально допустимые параметры драйвера:

2. Рассеиваемая мощность

Также одна из важных функций затворного резистора — рассеивать мощность выходного каскада микросхемы драйвера. В соответствии с моделью выше, рассеиваемую мощность можно посчитать с помощью следующих формул:

Тут

— заряд затвора ключа, а

— частота коммутации.

После расчета и подбора резистора важно соблюдать следующее условие:

где

— собственное потребление драйвера.

Тут еще есть небольшое примечание, в большинстве даташитов на ключи указывают заряд затвора при определенных условиях, например при напряжении управления затвором +15В…-15В, если же в Вашей схеме другое напряжение управления, например +15В…0В, или же +15…-8В, то достаточно точно определить заряд затвора помогут следующие соотношения:

3. Скорость включения и электромагнитная совместимость

Давайте рассмотрим потери на переключение, как функцию от сопротивления затворного резистора. Я возьму ключ, который я недавно использовал в своем небольшом проекте — IKW40N120 от любимых Infineon:

Как можно заметить, при увеличении сопротивления затвора, скорость переключения уменьшается и потери на переключения растут. Соответственно это повлияет на эффективность системы в целом. Напротив, если применять меньшее сопротивление затвора, переключение станет более быстрым и потери уменьшаться, но при этом шум, вызванный быстрым нарастанием тока и напряжения, будет увеличиваться, что может быть критично, когда нужно отвечать требованиям электромагнитной совместимости поэтому значение сопротивления затвора нужно выбирать очень аккуратно.

4. То самое “паразитное” включение

В начале, когда я писал о функциях затворного резистора, я упоминал о возможности ключа самопроизвольно включиться. Чтобы такого не случилось, можно рассчитать напряжение, которое может появиться на затворе транзистора, посмотрим на изображение ниже и запишем две небольшие формулы:

И не стоит забывать, что напряжение открытия ключа сильно зависит от температуры кристалла, и это тоже нужно учитывать.

Заключение

Теперь у нас есть формулы для оптимального (в какой-то степени) подбора с первого взгляда такого простого элемента силовой схемы, как затворный резистор.

Вполне возможно вы не нашли тут ничего нового, но я надеюсь, что хоть кому-то эта заметка окажется полезной.

Также для расширения кругозора в том числе в области управлении силовыми ключами очень советую выделять часик-два в неделю на прочтение всяких статей и апноутов от именитых производителей силовой электроники, в особенности о применении микросхем драйверов. Уверен, найдёте там очень много интересностей. Для старта, и чтобы углубится в рассмотренную тему предлагаю вот эту.

Спасибо за прочтение!

FAQ – AudioKiller’s site

Подбирать транзисторы в пары не обязательно. Если идентичность входных транзисторов дифференциального каскада еще как-то влияет на работу, то идентичность остальных – практически нет.

В эмиттерах транзисторов дифференциального каскада установлены резисторы, одной из функций которых является симметрирование каскада при разбросе параметров транзисторов. Как и в эмиттерах транзисторов токового зеркала. Так что эти транзисторы в принципе можно подобрать попарно, станет чуть-чуть лучше, но заметной разницы не будет.

Каскад усиления напряжения имеет в коллекторе источник тока, это не двухтактная, а однотактная схема, для которой подбор в пары вообще не нужен. Просто комплементарный транзистор в таких случаях лучше из-за похожести частотных свойств и емкости коллектора.

Выходные транзисторы. КМОП транзисторы комплементарны весьма условно. Их в пару вообще подобрать невозможно, они по любому будут различаться. Если не на малых токах, то на больших.

Поэтому я максимально линеаризовал дифференциальный каскад, чтобы там ничего не подбирать в пары, а с несимметрией остальных транзисторов справляется отрицательная обратная связь (ООС).

Несмотря на то, что транзисторы в пары не подбираются, симметрия усилителя отличная. Под симметрией подразумевается одинаковая форма положительной и отрицательной полуволн сигнала. Подбор транзисторов в пары был актуален во второй половине XX века, когда транзисторы ещё были плохими, и их характеристики различались со страшной силой. К тому же тогдашние усилители не обладали достаточно глубокой ООС, которая бы исправляла несимметрию. Симметричность нужна и для современных усилителей без общей ООС, но это тоже не критично.

Для усилителей, собранных из современных качественных деталей по хорошим современным схемам, подбор транзисторов в пары практически не актуален, как и симметричность самой схемы. Несимметрия плеч, в том числе и вызванная неидентичностью пар транзисторов, порождает четные гармоники, в первую очередь вторую. Посмотрите на измеренный спектр выходного сигнала: четные гармоники отсутствуют. Другой тест: неодинаковость транзисторов входного дифференциального каскада вызывает ошибки вычитания сигнала ООС из входного. А это приводит к появлению интермодуляционных искажений. Они тоже имеют маленькую величину. Результаты измерений хорошо доказывают всё вышесказанное. В усилителях, для которых приведены результаты измерений, никакие транзисторы в пары не подбирались.

Вообще, необходимость симметрии усилителей является надуманной. Это просто еще один рекламный параметр – когда эта симметрия есть, о ней обязательно много говорят. Но обратите внимание, что про симметрию говорят точно также, как про снкин-эффект. Типа, такое есть, значит очень хорошо. А почему хорошо, как именно это все работает и, главное, насколько количественно – про это ни слова. Никаких результатов, один только «внешний вид» схемы.

В итоге, погнавшись за симметрией, сделав ее самоцелью, проигрывают в чем-то другом. Вот например, один хорошо известный усилитель, с очень симметричной схемой для положительной и отрицательной полуволн сигнала и, судя по отзывам, «с очень хорошим звуком» (так получилось, что у меня он появился). Но он проигрывает моему MOSFETу со страшной силой. И по техническим параметрам, и на слух. С хорошим источником сигнала и акустикой Dali Opticon 6 на мой вкус он проигрывает даже усилителю на TDA7293. Изначально я подключил к ним именно этот усилитель, потому что его выходной каскад у меня работает в классе А, и я ожидал неплохого звука. Но я не смог его слушать – не звучит. И сейчас временно в этом месте работает  мой четырехканальный усилитель, пока нет ничего получше на его место.

Причина – изначально плохая схемотехника этого «жутко симметричного» усилителя. Из-за этого вычитание сигнала ООС из входного происходит с большой ошибкой (плохое подавление синфазного сигнала дифкаскадом), и получаются большие интермодуляционные искажения. Плюс неудачная коррекция, не позволяющая получить максимально возможную скорость нарастания выходного напряжений. Плюс неудачное согласование каскадов, и еще ряд схемотехнических недостатков. Зато в этом «очень симметричном» усилителе есть 2-я гармоника большой величины – главный признак несимметрии. Может поэтому он по отзывам «хорошо звучит»? Ведь вторая гармоника такая сладкозвучная…

Total Page Visits: 4403

Каталог радиолюбительских схем. Транзисторный усилитель мощности низкой частоты без ООС

Каталог радиолюбительских схем. Транзисторный усилитель мощности низкой частоты без ООС

Транзисторный усилитель мощности низкой частоты без ООС

Алексей Зызюк, г.Луцк

В последнее время конструкторы усилителей мощности низкой частоты всё чаще обращаются к ламповой схемотехнике, которая позволяет при сравнительной простоте конструкции достигать хорошего звучания. Но не следует полностью “списывать” транзисторы, поскольку при определенных обстоятельствах транзисторный УМЗЧ все-таки способен работать довольно неплохо, а часто и лучше ламп… Автору этой статьи довелось перепробовать большое количество УМЗЧ. Один из таких наиболее удачных “биполярных” вариантов и предлагается на суд читателей. В основе идеи хорошей работы лежит условие симметричности обоих плеч УМЗЧ. Когда обе полуволны усиливаемого сигнала претерпевают подобные преобразовательные процессы, можно ожидать удовлетворительной работы УМЗЧ в качественном отношении.

SRC=””>

Еще в недалеком прошлом непременным и достаточным условием хорошей работы любого УМЗЧ считалось обязательным введение глубоких ООС. Бытовало мнение о невозможности создания высококачественных УМЗЧ без глубоких общих ООС. К тому же авторы конструкций убедительно уверяли, что, мол, нет необходимости в подборе транзисторов для работы их в парах (плечах), ООС все скомпенсирует и разброс транзисторов по параметрам на качество звуковоспроизведения не влияет!

Эпоха УМЗЧ, собранных на транзисторах одной проводимости, например, популярных КТ808. предполагала включение выходных транзисторов УМЗЧ уже неравноправно, когда один транзистор выходного каскада был включен по схеме с ОЭ, второй же – с ОК. Такое асимметричное включение не способствовало качественному усилению сигнала. С приходом КТ818, КТ819, КТ816. КТ817 и др., казалось бы, проблема линейности УМЗЧ решена. Но перечисленные комплементарные пары транзисторов “по жизни” слишком далеки от истинной комплементарности.

Не будем углубляться в проблемы некомплементарности вышеперечисленных транзисторов, которые весьма широко используются в различных УМЗЧ. Следует лишь подчеркнуть тот факт. что при равных условиях (режимах) этих транзисторов обеспечить их комплементарную работу в двухтактных усилительных каскадах достаточно сложно. Хорошо об этом сказано в книге Н.Е.Сухова [1].

Я вовсе не отрицаю возможность достижения хороших результатов при создании УМЗЧ на комплементарных транзисторах. Для этого нужен современный подход в схемотехнике таких УМЗЧ, с обязательным тщательным подбором транзисторов для работы в парах (ключах). Доводилось мне конструировать и такие УМЗЧ, которые являются своеобразными продолжениями высококачественного УМЗЧ Н.Е.Сухова [2], но о них – как нибудь в другой раз. Касаясь симметричности УМЗЧ, как главного условия хорошей его работы – следует сказать следующее. Оказалось, что более высокими качественными параметрами обладает УМЗЧ, собранный по действительно симметричной схеме и непременно на транзисторах одинакового типаобязательной подборкой экземпляров). Подбирать же транзисторы намного легче, если они из одной партии. Обычно экземпляры транзисторов из одной партии имеют довольно близкие параметры против “случайно” приобретенных экземпляров. Из опыта можно сказать, что из 20 шт. транзисторов (стандартное количество одной пачки) почти всегда можно отобрать две пары транзисторов для стереокомплекса УМЗЧ. Были случаи и более “удачного улова” – по четыре пары из 20 штук. О подборе транзисторов расскажу несколько позже.

Принципиальная схема УМЗЧ изображена на рис.1. Как видно из схемы, она довольно простая. Симметричность обоих плеч усилителя обеспечена симметричностью включений транзисторов.

Известно, что дифференциальный каскад обладает многими преимуществами перед обычными двухтактными схемами. Не углубляясь в теорию, следует подчеркнуть, что в данной схеме заложено правильное “токовое” управление биполярными транзисторами. Транзисторы дифференциального каскада обладают повышенным выходным сопротивлением (намного большим традиционной “раскачки” по схеме с ОК), поэтому их можно рассматривать как генераторы тока (источники тока). Таким образом реализуется токовый принцип управления выходными транзисторами УМЗЧ. Очень точно сказано о влиянии согласования по сопротивлениям между транзисторными каскадами на уровень нелинейных искажений в [3]: “Известно, что нелинейность входной характеристики транзистора Iб=f(Uбэ) в наибольшей степени проявляется тогда, когда усилительный каскад работает от генератора напряжения, т.е. выходное сопротивление предыдущего каскада меньше входного сопротивления последующего. В этом случае выходной сигнал транзистора – ток коллектора или эмиттера – аппроксимируется экспоненциальной функцией напряжения база эмиттер Uбэ, а коэффициент гармоник порядка 1% достигается при величине этого напряжения, равном всего 1 мВ (!). Это объясняет причины возникновения искажений во многих транзисторных УМЗЧ. Очень жаль. что этому факту практически никто не уделяет должного внимания. Что уж там, транзисторы “умирают” в УМЗЧ (как динозавры?!), словно нет никакого выхода из сложившихся обстоятельств, кроме как применения ламповых схем…

Но прежде чем приступить к намотке трудоемкого выходного трансформатора, стоит все-таки повозиться и с симметричной транзисторной схемой УМЗЧ. Забегая вперед, скажу еще о том, что по аналогичной схемотехнике были собраны и УМЗЧ на полевых транзисторах, об этом поговорим как-нибудь в другой раз.

Еще одна особенность схемы рис.1 – это повышенное (по сравнению с традиционными УМЗЧ) количество источников питания. Не следует этого бояться, поскольку емкости фильтрующих конденсаторов попросту разделяются на два канала в равной степени. А разделение источников питания в каналах УМЗЧ лишь улучшают параметры стереокомплекса в целом. Напряжения источников E1 и E2 не стабилизированы, а в качестве EЗ необходимо использовать стабилизатор напряжения (40 вольт).

Говоря о теоретических проблемах двухтактных схем и транзисторных УМЗЧ вообще, необходимо проанализировать еще один каскад (или несколько таковых каскадов) – фазоинвертор. Продолжительные эксперименты подтверждают факт существенного ухудшения качества звуковоспроизведения из-за этих каскадов. Собрав совершенно симметричную схему, да еще и с кропотливо подобранными деталями, приходится столкнуться с проблемой схем фазоинверторов. Было установлено, что эти каскады способны вносить очень большие искажения (различие формы синусоиды для полуволн можно было наблюдать на экране осциллографа даже без использования каких-либо дополнительных схем). Сказанное в полной мере относится и к простым схемам ламповых вариантов усилителей-фазоинверторов. Вы подбираете номиналы в схеме с тем, чтобы получить равенство амплитуд обеих полуволн (синусоиды) противофазного сигнала по высококлассному цифровому вольтметру, а субъективная экспертиза требует (на слух !) поворота движков подстроечных резисторов в сторону от этого “приборного” способа регулировки уровней.

Всматриваясь в форму синусоиды на экране осциллографа, удается увидеть “интересные” искажения – на одном выходе фазоинвертора они шире (по оси частот), на другом – “тоньше”, т.е. площадь фигуры синусоид различна для прямого и фазоинверсного сигналов. Слух это четко улавливает, приходится “разрегулировать” настройку. Выравнивать же синусоиду в фазоинверсных каскадах глубокими ООС крайне нежелательно. Устранять нужно причины асимметрии в этих каскадах другими схемотехническими путями, в противном случае фазоинверсный каскад может вносить весьма заметные на слух “транзисторные” искажения, уровень которых будет сопоставим с искажениями выходного каскада УМЗЧ (!). Вот так и случается, что фазоинвертор является основным узлом асимметрии для любых двухтактных УМЗЧ (будь-то транзисторных, ламповых или комбинированных схем УМЗЧ), если, конечно же, усилительные элементы в плечах заранее отобраны с близкими параметрами, иначе нет смысла вообще ожидать от таких схем хорошего звучания.

Из самых простых в реализации фазоинверсных схем, которые хорошо работают, являются ламповые варианты. Более простыми их “аналогами” являются полевые транзисторы, которые (только !) при грамотном схемотехническом подходе вполне способны конкурировать с ламповыми усилителями. И если уж аудиофилы не боятся применения согласующих трансформаторов в выходных каскадах, где это “железо” все равно “звучит”, то уж и в предыдущих каскадах можно со спокойной совестью применять трансформаторы. Я имею в виду фазоинверсные каскады, где амплитуда тока (а именно эта составляющая пагубно влияет на “железо”) невелика, а амплитуда напряжения достигает значения всего лишь в несколько вольт.

Бесспорно, что любой трансформатор – это своеобразный шаг назад в схемотехническом отношении в век гигагерцовых Pentium’ов. Но есть несколько “но”, о которых весьма уместно иногда вспомнить. Первое – грамотно изготовленный переходной или согласующий трансформатор никогда не внесет столько нелинейных искажений, сколько могут внести самых разнообразных искажений несколько “неправильных” усилительных каскадов. Второе – трансформаторный фазоинвертор действительно позволяет достигнуть реальной симметрии противофазных сигналов, сигналы с его обмоток по-настоящему близки друг к другу как по форме, так и по амплитуде. К тому же он – пассивный, и его характеристики не зависят от питающих напряжений. И если ваш УМЗЧ реально симметричен (в данном случае имеются в виду его входные импедансы), то асимметрия УМЗЧ будет уже определяться более разбросом параметров радиокомпонентов в плечах УМЗЧ, чем фазоинверсным каскадом. Поэтому не рекомендуется использовать в таком УМЗЧ радиоэлементы с допусками более 5% (исключения лишь составляют цепи генератора тока, питающего дифференциальный каскад). Следует отдавать себе отчет, что при разбросах параметров транзисторов в плечах УМЗЧ более 20% точность резисторов уже теряет свою актуальность. И наоборот, когда используются хорошо подобранные транзисторы, имеет смысл применять резисторы с допуском 1%. Их конечно же, можно и подобрать с помощью хорошего цифрового омметра.

Одна из наиболее удачных схемотехнических разработок фазоинвертора представлена на рис.2.

Кажущаяся слишком простой, она все же требует пристального внимания к себе, поскольку имеет несколько “секретов”. Первый из таких – это правильный выбор транзисторов по параметрам. Транзисторы VT1 и VT2 не должны иметь значительных утечек между электродами (имеется в виду переходы затвор-исток). Кроме того, транзисторы должны иметь близкие параметры, особенно это касается начального тока стока – сюда наиболее подходят экземпляры с Iс.нач. 30-70 мА. Напряжения питания должны быть стабилизированы, правда коэффициент стабилизации блока питания существенной роли не играет, к тому же, отрицательное напряжение можно взять и со стабилизатора УМЗЧ. Чтобы электролитические конденсаторы поменьше вносили своих искажений, они зашунтированы неэлектролитическими – типа К73-17.

Немного подробнее рассмотрим особенности изготовления главного узла в этой схеме – фазорасщепительного (фазоинверсного) трансформатора. От аккуратности его изготовления зависит как индуктивность рассеяния, так и диапазон эффективно воспроизводимых частот, не говоря уже об уровне различных искажений. Так вот, два основных секрета технологического процесса изготовления этого трансформатора таковы. Первое – необходимость отказаться от простой намотки обмоток. Привожу два использованных мною варианта намотки этого трансформатора. Первый – изображен на рис.3, второй – на рис.4. Суть метода такой намотки заключается в следующем. Каждая из обмоток (I, II или III) состоит из нескольких обмоток, содержащих строго одинаковое количество витков. Необходимо избегать какой бы то ни было ошибки в количестве витков, т.е. разницы в витках между обмотками. Поэтому решено было производить намотку трансформатора давно проверенным способом. По рис.3 используется шесть проводов (например, ПЭЛШО-0,25). Заранее рассчитывают необходимую длину обмоточного провода (не всегда же и не у каждого радиолюбителя окажется под рукой шесть бухт провода одного диаметра), складывают шесть проводов вместе и производят намотку всех обмоток одновременно. Далее необходимо лишь найти отводы нужных обмоток и соединить их попарно-последовательно.

По рис.4 использовалось девять проводников для этого варианта. И еще, мотать необходимо так, чтобы провода одного витка не расходились в разные стороны далеко-широко один от другого, а держались общего рулона вместе. Мотать же отдельными проводами недопустимо, трансформатор будет буквально “звенеть” во всем диапазоне звуковых частот, индуктивность рассеяния увеличится, возрастут и искажения УМЗЧ из-за асимметрии сигналов на выходах трансформатора.

Да и ошибиться очень легко можно при отдельных способах намотки симметричных обмоток. А ошибка в несколько витков дает о себе знать несимметричностью противофазных сигналов. Если уж продолжать откровенно, то был изготовлен трансформатор фазоинвертора (в единственном роде, экземпляре) в … 15 жил. Был эксперимент, который вошел в коллекцию прекрасно звучащих конструкций УМЗЧ. Еще раз хочется сказать о том, что не трансформаторы виноваты в плохой работе некоторых схем, а их конструкторы. Во всем мире весьма расширилось производство ламповых УМЗЧ, их подавляющее большинство содержит разделительные трансформаторы (вернее, согласующие), без которых ламповый каскад (типовая схема двухтактного выходного каскада содержит 2-4 лампы) просто невозможно согласовать с низкоомными акустическими системами. Есть, конечно же, и экземпляры “суперламповых” УМЗЧ, где нет выходных трансформаторов. Их место заняли либо мощные комплементарные пары полевых транзисторов или … батарея мощных ламповых триодов, соединенных параллельно. Но эта тема уже выходит за рамки данной статьи. В нашем случае все гораздо проще. Транзистор VT1 (рис.2) МОП-типа, включенный по схеме с общим стоком (истоковый повторитель) работает на генератор тока (источник тока), выполненный на транзисторе VT2. Применять мощные полевые транзисторы типа КП904 не следует, у них повышенные входные и проходные емкости, что не может не сказаться на работе этого каскада.

Еще один камень преткновения, серьезная проблема в создании широкополосного трансформатора ожидает конструктора при выборе магнитопровода. Здесь уместно кое-что добавить к тому, что можно встретить в доступной радиолюбителю литературе. Различные варианты конструкций как у радиолюбителей, так и у профессионалов предлагают использование разных материалов магнитопроводов трансформаторов, которые не доставляли бы хлопот как при их приобретении, так и при их использовании. Суть методов такова.

Если ваш УМЗЧ будет работать на частотах выше 1 кГц, то можно смело использовать ферритовые сердечники. Но отдавать предпочтение следует экземплярам магнитопроводов с наибольшей магнитной проницаемостью, очень хорошо работают сердечники от строчных трансформаторов телевизоров. Следует предостеречь конструкторов от использования сердечников, которые уже находились длительное время в эксплуатации. Известно, что ферритовые изделия теряют с “возрастом” свои параметры, в том числе и начальную магнитную проницаемость, “неповторимая” старость их убивает не меньше, чем, например, магниты длительно эксплуатируемых громкоговорителей, о чем почему-то почти все умалчивают.

Далее о сердечниках – если УМЗЧ используют в качестве басового варианта, то смело можно применять традиционные Ш-образные пластинчатые варианты магнитопроводов. Необходимо подчеркнуть, что экранировка всех таких трансформаторов почти везде была необходимостью и потребностью. Что уж тут поделаешь, за все необходимо расплачиваться. Обычно было достаточным изготовление “кокона” из обычной кровельной жести толщиной 0,5 мм.

На НЧ хорошо работают и тороидальные сердечники. Кстати, их использование упрощает уничтожение всевозможных наводок со стороны сетевых трансформаторов. Здесь сохраняется “обратимость” преимущества тороидального сердечника – в сетевом варианте он отличается малым внешним полем излучения, во входных же (сигнальных) цепях – он малочувствителен к внешним полям. Что же касается широкополосного варианта (20 – 20 000 Гц), то наиболее правильным будет применение двух разных видов сердечников, размещенных рядом, в одном окне каркаса для намотки обмоток трансформатора. При этом устраняется завал как на высоких частотах (здесь работает ферритовый сердечник), так и на низких частотах (здесь работает трансформаторная сталь). Дополнительного улучшения звуковоспроизведения в области 1-15 кГц добиваются покрытием пластин стального сердечника лаком, как это делают в ламповых УМЗЧ. При этом каждая пластина “работает индивидуально” в составе сердечника, чем и достигается уменьшение всевозможных потерь на вихревые токи. Нитролак высыхает быстро, тонким слоем его наносят простым окунанием пластины в посуду с лаком.

Многим может показаться слишком кропотливой такая технология изготовления трансформатора в фазоинверторе, но поверьте на слово – “игра стоит свеч”, ибо “что посеешь, то и пожнешь”. А насчет сложности, “нетехнологичности” можно сказать следующее – за один выходной день удавалось без спешки изготовить два таких трансформатора, да и распаять их обмотки в необходимом порядке, что не скажешь о выходных трансформаторах для ламповых УМЗЧ.

Теперь несколько слов о количестве витков. Теория требует увеличения индуктивности первичной обмотки (I), с ее увеличением расширяется диапазон воспроизводимых частот в сторону более низких частот. Во всех конструкциях вполне достаточной была намотка обмоток до заполнения каркаса, диаметр провода применялся 0,1 – для 15 жил, 0,15 – для 9 жил и 0,2 для 6-жильного варианта. В последнем случае использовался и имеющийся ПЭЛШО 0,25.

Для тех же. кто не переносит трансформаторы :-), есть и бестрансформаторный вариант – рис.5.

Это простейший. но вполне звучащий вариант схемы фазоинверторного каскада, который использовался не только в симметричных схемах УМЗЧ, но и в мощных мостовых УМЗЧ. Простота зачастую обманчива, поэтому ограничу себя в критике подобных схем, но осмелюсь сказать, что площади синусоид отсимметрировать довольно сложно, зачастую необходимо вводить дополнительные цепи смещения и балансировок, а качество звуковоспроизведения при этом оставляет желать лучшего. Несмотря на вносимые трансформаторами фазовые, амплитудно-частотные искажения, они позволяют достигнуть практически линейной АЧХ в области звуковых частот, т.е. во всем диапазоне 20 Гц – 20 000 Гц. От 16 кГц и выше могут сказаться емкости обмоток, но частично уйти в сторону от этой проблемы позволяет дополнительно увеличенная площадь сечения магнитопровода. Правило простое, подобное сетевым трансформаторам: увеличив площадь сечения магнитопровода сердечника трансформатора, например, в два раза. смело уменьшают количество витков обмоток в два раза и т.д.

Расширить область эффективно воспроизводимых частот вниз, т.е. ниже 20 Гц, можно следующим способом. Полевые транзисторы (VT1, VT2 – рис.2) применяют с большими значениями Iс.нач. и увеличивают емкость конденсатора C4 до 4700 мкф. Электролитические конденсаторы работают значительно чище, если к ним приложено прямое поляризующее напряжение в несколько вольт. Очень удобно в этом случае поступать следующим образом. Устанавливают в верхний (по схеме) транзистор VT1 экземпляр с начальным током стока большим, нежели у транзистора VT2. Можно поступить и еще более “эффективно”, применив балансировочный резистор для транзистора VT2, фрагмент схемы с таким резистором показан на рис.6.

Первоначально движок подстроечного резистора R2′ находится в нижнем (по схеме) положении, перемещение его движка вверх вызывает увеличение тока стока транзистора VT2, потенциал на положительной обкладке конденсатора C4 становится более отрицательным. Обратный процесс происходит при противоположном перемещении движка резистора R2. Таким образом можно отрегулировать каскад по наиболее подходящим режимам, особенно, когда нет транзисторов (VT1 и VT2) с близкими значениями Iс.нач., а устанавливать приходится то, что есть под рукой…

Довольно подробно я остановился на такой как будто бы очень простой схеме. Она-то простая, но не примитивная. Есть у нее и неоспоримые преимущества по сравнению с “всепропускающими” гальванически соединенными схемами усилителей-фазоинверторов. Первый такой плюс – это подавление инфранизкочастотных помех (например в ЭПУ), второй же – “отсечка” ультразвуковых помех вроде мощных радиостанций, различных ультразвуковых установок и др. И еще одно положительное свойство такой схемы следует подчеркнуть особо. Речь идет об отсутствии каких-либо проблем при стыковке отличных симметричных схем с асимметричным входом. Стоит взглянуть на рис.5, и сразу становится понятно (если человек имел с этим дело!), что проблема потенциалов здесь просто не решена никак. Частично ее решают заменой электролитического конденсатора на батарею параллельно соединенных неэлектролитических, мол временная задержка подключения АС все решит. Задержка во времени подключения акустических систем к УМЗЧ щелчки и выбросы при включении действительно устраняет, но вопрос возникновения дополнительных искажений изза разных потенциалов и разных выходных импедансов фазоинвертора решить она никак не может. Данная схема усилителя-фазоинвертора (рис.2) успешно использовалась с различными УМЗЧ, в том числе и с ламповыми симметричными.

В последнее время в периодических изданиях можно найти схемы УМЗЧ на мощных КП901 и КП904. Но не упоминают авторы о том, что полевые транзисторы следует отбраковывать на токах “утечки”. Если, к примеру, VT1 и VT2 (в схеме рис.2) однозначно необходимо использовать высококачественные экземпляры, то в каскадах с большими амплитудами напряжений и токов, а главное – там, где входное сопротивление МОП транзистора (его уменьшение) роли не играет, можно применять и худшие экземпляры. Достигнув максимальных значений утечек, МОП транзисторы, как правило, стабильны в будущем и дальнейшего ухудшения их параметров уже не наблюдается со временем (в большинстве случаев).

Число транзисторов с повышенными утечками в цепи затвора, например, в одной пачке (стандарт – 50 шт.) может колебаться от 10 до 20 шт. (а то и более). Отбраковать мощные транзисторы не составляет большого труда – достаточно собрать своеобразный стенд, например, по рис.6 и включить в цепь затворов цифровой амперметр (стрелочные приборы в этом случае слишком чувствительны к перегрузкам и неудобны из-за необходимости многократных переключений с диапазона на диапазон).

Отличными следует считать экземпляры МОП транзисторов (речь идет применительно к схеме рис.2 – VT1, VT2), у которых ток затвора менее 10 мкА, лучшие экземпляры вообще не обнаруживают этого тока (на пределе 100 мкА).

А теперь, когда фазоинвертор уже изготовлен, можно приступать и к схеме рис.1, т.е. вернуться непосредственно к УМЗЧ. Широко распространенные разъемы (гнезда) СШ-3, СШ-5 и им подобные вообще использовать нельзя, как это делают многие конструкторы и делали заводы-изготовители. Контактное сопротивление такого соединения значительно (0,01 – 0,1 Ом!) и еще колеблется в зависимости от протекающего тока (с увеличением тока сопротивление растет!). Поэтому следует применять мощные разъемы (например, от старой военной радиоаппаратуры) с малым сопротивлением контактов. То же касается и контактов реле в блоке защиты АС от возможного появления на выходе УМЗЧ постоянного напряжения. И не надо их охватывать (контактные группы) какими-либо обратными связями для уменьшения искажений. Поверьте на слово, что на слух (субъективная экспертиза) их практически не слышно (при достаточно малых сопротивлениях контактов), чего не скажешь об “электронных” искажениях, вносимых всеми усилительными каскадами, конденсаторами и другими компонентами УМЗЧ, которые непременно вносят яркие краски в общую картину звуковоспроизведения. Свести к минимуму всевозможные искажения можно рациональным использованием усилительных каскадов (особенно это касается усилителей напряжения – чем их меньше, тем лучше качество усиленного сигнала). В данном УМЗЧ всего один каскад усиления напряжения – это транзистор VT3 (левое плечо) и VT4 (правое плечо). Каскад на транзисторах VT6 и VT5 всего лишь согласующие (токовые) эмиттерные повторители. Транзисторы VT3 и VT4 отбирают с h31э более 50, VT6 и VT5 – более 150. В этом случае никаких проблем при работе УМЗЧ на больших мощностях возникать не будет. Напряжение отрицательной обратной связи по постоянному и переменному току поступает на базы транзисторов VT6 и VT5 через резисторы R24 и R23. Глубина этой ОС всего около 20 дБ, поэтому динамические искажения в УМЗЧ отсутствуют, но такой ОС вполне достаточно для поддержания режимов выходных транзисторов VT7 и VT8 в необходимых пределах. УМЗЧ достаточно устойчив к ВЧ самовозбуждению. Простота схемы позволяет его быстро размонтировать, поскольку допускается независимое отключение питания (-40 В) драйвера и оконечных транзисторов (2 x 38 В). Полная симметрия усилителя способствует снижению нелинейных искажений и снижению чувствительности к пульсациям питающего напряжения, а также дополнительному подавлению синфазных помех, поступающих на оба входа УМЗЧ. Недостаток усилителя состоит в значительной зависимости нелинейных искажений от h31э примененных транзисторов, но если транзисторы будут иметь h31 вых = 70 Вт) равно 1,7 В (эффективное значение).

На транзисторах VT1 и VT2 выполнен источник (генератор тока), питающий дифференциальный каскад (драйвер). Величину этого тока 20…25 мА устанавливают подстроечным резистором R3 (470 Ом). Поскольку от этого тока зависит и ток покоя, то и для термостабилизации последнего транзистор VT1 размещен на теплоотводе одного из транзисторов выходного каскада (VT7 или VT8). Увеличение температуры теплоотвода выходного транзистора соответственно передается размещенному на этом теплоотводе транзистору VT1, при нагревании же последнего происходит снижение отрицательного потенциала на базе транзистора VT2. Это призакрывает транзистор VT2, ток через него уменьшается, что соответствует уменьшению тока покоя выходных транзисторов VT7 и VT8. Таким образом и осуществляется стабилизация тока покоя выходных транзисторов при значительном нагревании их теплоотводов. Несмотря на кажущуюся простоту реализации такой термостабилизации, она достаточно эффективна и никаких проблем в надежности УМЗЧ не было. Очень удобно контролировать токи дифференциальных транзисторов (VT3 и VT4) по падению напряжения на резисторах R7 и R15 или R21 и R26. Подстроечный резистор R11 – балансировочный, служит для установки нулевого потенциала на громкоговорителе (на выходе УМЗЧ).

Схема узла защиты громкоговорителей (рис.7) выполнена по традиционной схеме.

Поскольку была выбрана конструкция размещения УМЗЧ в раздельных корпусах, то и узлы защиты акустических систем у каждого УМЗЧ были свои. Схема защиты АС проста и надежна, этот вариант прошел длительную проверку во многих конструкциях и зарекомендовал себя как хороший и надежный, не раз “спасающий” жизнь дорогостоящих громкоговорителей. Удовлетворительной работой схемы можно считать срабатывание реле К1 при подаче постоянного напряжения 5 В между точками А и Б. Очень просто это проверить с помощью регулируемого блока питания (с изменяемым выходным напряжением). В разных конструкциях применялись различные типы реле, так же изменялось и напряжение блока питания этого узла в пределах 30-50 В (для больших значений этого напряжения следует заменить транзисторы VT1 и VT2 на более высоковольтные экземпляры, например КТ503Е и др.)

Предпочтение для использования в блоке защиты следует отдавать экземплярам реле с наиболее сильноточными группами контактов, с большой площадью поверхностей соприкосновения контактов. А вот реле РЭС-9 или РЭС-10 вообще применять не следует – при больших выходных мощностях УМЗЧ они начинают вносить свои “неповторимые” окраски в усиленный сигнал. Блок защиты АС питают от отдельного выпрямителя, причем необходимо исключить какие-либо гальванические соединения этого блока с УМЗЧ, за исключением лишь датчиков выходных напряжений – точки А и Б подключены к выходам УМЗЧ.

Драйверы обоих каналов можно запитать от одного общего стабилизатора напряжения. При этом оба канала УМЗЧ объединяют в один корпус, а блоки питания собраны в другом корпусе. Естественно, здесь широкое поле выбора для каждого конкретного случая, кому что более подходит в конструктивном исполнении. Схема одного из вариантов стабилизатора для питания драйверов изображена на рис.8.

На транзисторе VT1 собран генератор тока, питающий транзистор VT2, необходимое напряжение на выходе стабилизатора устанавливают подстроечным резистором R6. Следует подчеркнуть, что от напряжения этого стабилизатора зависит в первую очередь максимальная выходная мощность УМЗЧ. Но увеличивать напряжение свыше 50 В не рекомендуется из-за возможного выхода из строя транзисторов VT3 и VT4 драйвера. Суммарное напряжение стабилизации стабилитронов должно быть в пределах 27-33 В. Ток через стабилитроны подбирается резистором R4. Резистор R1 ограничительный (по току), предотвращает выход из строя регулирующего транзистора VT2. Последнее вполне вероятно в процессе налаживания, при этом повышение питания драйвера сможет вывести весь УМЗЧ из строя. После налаживания УМЗЧ резистор R1 в стабилизаторе можно замкнуть отрезком провода, а можно этого и не делать, поскольку драйверы потребляют ток всего лишь немногим более 50 мА – влияние резистора R1 на параметры стабилизатора незначительны при малых нагрузочных токах.

При блочной конструкции придется полностью разделять питания обоих УМЗЧ, в том числе и драйверов. Но в любом случае для питания драйвера необходим отдельный выпрямитель со своей обмоткой в трансформаторе. Схема выпрямителя изображена на рис.9.

В каждом канале УМЗЧ используется свой трансформатор питания. Такой вариант конструктивного исполнения имеет несколько преимуществ по сравнению с традиционным использованием одного трансформатора. Первое, что удается, так это уменьшить высоту блока в целом, поскольку размеры (высота) сетевого трансформатора значительно снижается при раздетых питающих трансформаторах для каждого УМЗЧ. Далее, легче производить намотку, поскольку диаметр намоточных проводов без ущерба для мощности УМЗЧ можно снижать в 1,4 раза. В связи с этим и сетевые обмотки можно включать противофазно для уменьшения сетевых наводок (это очень помогает компенсировать излучение полей трансформаторов, особенно при размещении в одном корпусе с УМЗЧ других схем усилителей – блоков тембров, регулировки громкости и т.п.). Разделение питающих цепей выходных транзисторов УМЗЧ позволяет увеличить и качество воспроизводимого сигнала, особенно на низких частотах (переходные искажения в каналах на НЧ также снижаются). Для снижения уровня интермодуляционных искажений, вызываемых сетевым питанием, в трансформаторы введены электростатические экраны (один слой провода, намотанного виток к витку).

Во всех вариантах конструкций УМЗЧ использованы тороидальные магнитопроводы для трансформаторов. Намотка производилась вручную с помощью челноков. Можно порекомендовать и упрощенный вариант конструкции блока питания. Для этого используют фабричный ЛАТР (хорошо подходит девятиамперный экземпляр). Первичная обмотка как самая трудная в процессе намотки – уже готовая, необходимо лишь намотать экранную обмотку и все вторичные и трансформатор прекрасно будет работать. Окно у него достаточно просторное для размещения обмоток для обоих каналов УМЗЧ. Кроме того, при этом можно драйверы и усилителифазоинверторы запитать от общих стабилизаторов, “сэкономив” в этом случае две обмотки. Недостаток такого трансформатора – большая высота (кроме, конечно же, и вышеперечисленных обстоятельств).

SRC=””>

Теперь о деталях. Устанавливать низкочастотные диоды (вроде Д242 и им подобных) для питания УМЗЧ не следует – увеличатся искажения на высоких частотах (от 10 кГц и выше), кроме того в схемы выпрямителей были дополнительно внесены керамические конденсаторы, позволяющие снизить интермодуляционные искажения, вызываемые изменением проводимости диодов в момент их коммутации. Таким образом снижается влияние сетевого питания на УМЗЧ при его работе на высоких частотах звукового диапазона. Еще лучше обстоит дело с качеством при шунтировании электролитических конденсаторов в сильноточных выпрямителях (выходные каскады УМЗЧ) неэлектролитическими. При этом на слух и первое и второе дополнение схем выпрямителей достаточно отчетливо воспринималось субъективной экспертизой – проверкой на слух работы УМЗЧ, отмечалась более естественная его работа при воспроизведении нескольких ВЧ-составляющих разных частот.

О транзисторах. Заменять транзисторы VT3 и VT4 худшими по частотным свойствам экземплярами (КТ814, например) не стоит, коэффициент гармоник возрастает при этом не менее, чем в два раза (на ВЧ-участке и того более). На слух это очень хорошо заметно, средние частоты воспроизводятся неестественно. С целью упрощения конструкции УМЗЧ в выходном каскаде использованы составные транзисторы серии КТ827А. И хотя они, в принципе, достаточно надежны, их все же необходимо проверять на максимально выдерживаемое (у каждого экземпляра оно свое) напряжение коллектор-эмиттер (имеется в виду прямое напряжение Uкэmax. для закрытого транзистора). Для этого базу транзистора соединяют с эмиттером через резистор 100 Ом и подают, плавно увеличивая, напряжение: на коллектор – плюс, на эмиттер – минус. Экземпляры, обнаруживающие протекание тока (предел амперметра – 100 мкА) для Uкэ = 100 В не пригодны для данной конструкции. Они могут работать, но это не надолго… Экземпляры же без таких “утечек” работают надежно годами, не создавая никаких проблем. Схема стенда для испытаний изображена на рис.10.

Естественно, что параметры серии КТ827 желают быть лучшими, особенно это касается их частотных свойств. Поэтому их заменяли “составными” транзисторами, собранными на КТ940 и КТ872. Необходимо лишь отобрать КТ872 с возможно большим h31э, поскольку у КТ940 недостаточно велик Iкmax. Такой эквивалент просто отлично работает во всем звуковом диапазоне, а особенно на высоких частотах. Схема включения двух транзисторов вместо одного составного типа КТ827А изображена на рис.11. Транзистор VT1 можно заменить на КТ815Г, a VT2 – практически любым мощным (Pк > 50 Вт и с Uэ > 30.

Резисторы применены типов С2-13 (0,25 Вт), МЛТ. Конденсаторы типов К73-17, К50-35 и др. Налаживание правильно (без ошибок) собранного УМЗЧ заключается в установке тока покоя транзисторов выходного каскада УМЗЧ – VT7 и VT8 в пределах 40-70 мА. Очень удобно контролировать значение тока покоя по падению напряжения на резисторах R27 и R29. Ток покоя задают резистором R3. Близкое к нулевому постоянное выходное напряжение на выходе УМЗЧ устанавливают балансировочным резистором R11 (добиваются разности потенциалов не более 100 мВ).

Л И Т Е Р А Т У Р А

1. Сухов Н.Е. и др. Техника высококачественного звуковоспроизведения – Киев, “Техника”, 1985
2. Сухов Н.Е. УМЗЧ высокой верности. – “Радио”, 1989 – №6, №7.
3. Сухов Н.Е. К вопросу об оценке нелинейных искажений УМЗЧ. – “Радио”, №5. 1989.

© Радиохобби, №4, 2000 г.

Размещено на нашем сайте по официальному разрешению Николая Сухова и журнала Радиохобби.





Новая топология для УМЗЧ В.В. ( HI-FI ) – Усилители мощности низкой частоты (на транзисторах) – Усилители НЧ и все к ним

                                      Новая топология для мощных УМЗЧ

При создании усилителей большой мощности в выходном каскаде приходится применять параллельное включе­ние специально подобранных и согласованных групп тран­зисторов, что заметно усложняет и удорожает изготовление усилителя. Гораздо проще и дешевле использовать в этом каскаде лидеров по коэффициенту усиления и мощности – биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT), так как отпадают вопросы подбора и установки групп тран­зисторов. Но считается, что такие транзисторы могут рабо­тать только в переключательных режимах. К тому же среди них практически нет комплементарных пар.

В настоящее время сложилось устойчивое мнение, что только каскады с симметричным выходом на комплементар­ных транзисторах способны обеспечить высокие параметры УМЗЧ . Это происходит из-за того, что практически все они повторяют топологию разработанную Лином на фирме RCA еще в 1956 г., – входной дифференциальный каскад, второй каскад усиления напряжения и выходной симметричный двух­тактный каскад – усилитель тока. Но эта структура далеко не оптимальна, если одно из плеч выходного каскада пост­роено по схеме Шикпаи, как это бывает при конструирова­нии УМЗЧ с мощными транзисторами одинаковой проводи­мости.

Главная проблема усилителя с выходным каскадом на транзисторах одинаковой проводимости – это потенциаль­ная неустойчивость порождаемая тем, что одно из плеч вы­ходного каскада охвачено местной отрицательной обратной связью. В результате существенно различаются фазо-частотные характеристики плеч. А это порождает звон и пара­зитную генерацию в выходном каскаде и требует дополни­тельной коррекции, симметрирующей такой выходной кас­кад, что снижает общую частоту среза УМЗЧ и приводит в итоге к повышению искажений [1]. Хотя такие схемы у конст­рукторов энтузиазма не вызывают, тем не менее, транзис­торы одинаковой проводимости широко используются в вы­ходных каскадах мощных микросхем УМЗЧ в силу дешевиз­ны производства. Конечно, среди биполярных транзисторов комплементарных пар достаточно много, и трудности возни­кают только с подбором пар комплементарных транзисто­ров группы IGBT, привлекательность использования которых очевидна. Это сдерживает применение таких транзисторов, при их неоспоримых достоинствах перед биполярными и по­левыми транзисторами.Существуют мостовые схемы мощ­ных каскадов, в которых не требуются комплементарные пары транзисторов. Но они довольно сложны, и в них слож­но использовать эффективную обратную связь, в результа­те мостовые схемы не получили широкого распространения, кроме автомагнитол, где их используют из-за ограниченного напряжения питания.

Рассмотрим отдельно несимметричный двухтактный вы­ходной каскад на IGBT (рис. 1), когда верхний транзистор включен по схеме с общим коллектором а нижний транзи­стор- по схеме с общим эмиттером.

Зависимость выход­ного напряжения от тока управления для верхнего транзис­тора составит: UH = lэ(1+R3* S ) *Rн, а для нижнего транзистора – UH = lэ*R3*S*RH. Можно заметить, что эти зависимости выход­ного напряжения очень близки, и при равном значении кру­тизны и большом сопротивлении резисторов в цепи затвора (R1, R2) выходной каскад практически симметричен. Но сим­метрия и линейность – это разные свойства. А замечатель­ное свойство этой схемы в том, что различие крутизны тран­зисторов можно компенсировать подбором резисторов. Та­кая симметрия недостижима для комплементарных полевых транзисторов. Различие крутизны у комплементарных пар полевых транзисторов достигает 300%, примерно такая же разница и их входной емкости.

Конечно, симметрия высока только на низких частотах, какими представляют и звуковые частоты. Задача состоит в том, чтобы построить схему с сохранением симметрии в наи­более широком диапазоне частот. И здесь топология Лина уже не является оптимальной.

Но вернемся к схеме на рис. 1. Недостаток каскада зак­лючается в том, что для каждого плеча требуется свой гене­ратор сигнала, и в результате возникают трудности с обес­печением термостабильности тока покоя каскада. Гораздо удобнее схема возбуждения каскада на рис. 2. Привлекатель­ность ее в том, что теперь не требуются два источника сигна­ла, и управление таким каскадом гораздо проще. Более того, здесь изменение сопротивления источника сигнала R изме­няет ток от источника тока к резисторам в цепи затворов транзисторов, причем изменение сопротивления Rr приво­дит к противофазному изменению напряжения на затворах транзисторов. При увеличении Rr отпирается верхний тран­зистор и запирается нижний, при уменьшении Rr запирает­ся верхний транзистор и отпирается нижний. Суммарное зна­чение токов на затворных резисторах, при любом значении Rr, остается неизменным и определяется источником тока.   ,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,То есть, здесь осуществляется преобразование входного сиг­нала в управляющий симметричный противофазный ток, но в десятки раз различающееся управляющее напряжение, для верхнего и нижнего плеча несимметричного выходного кас­када, что необходимо для управления несимметричным вы­ходным каскадом. Так реализуется двухтактный режим ра­боты мощного несимметричного выходного каскада. Началь­ный ток выходных транзисторов и термостабилизация тока покоя достигается изменением тока одного источника тока, так как при уменьшении тока источника тока запираются оба транзистора.

Построение выходного каскада на транзисторах одина­ковой структуры проводимости по предлагаемой схеме дос­таточно привлекательно простотой, особенно при большой выходной мощности усилителя (более 100 Вт), когда IGBT- транзисторы имеют ряд преимуществ перед биполярными и полевыми транзисторами. К тому же, по мнению разработ­чиков фирмы PLINIUS звучание с усилителями на транзис­торах п-р-п структуры лучше, чем на транзисторах р-п-р струк­туры, и в дорогих моделях они предпочитают асимметрич­ный выходной каскад [2]. Объясняют это тем, что транзисто­ры предпочтительной структуры более линейны и имеют луч­шие частотные свойства, а также больший коэффициент уси­ления.

Для эффективного использования IGBT, а также поле­вых транзисторов одинаковой проводимости мною предла­гается новая структура УМЗЧ [3] – входной каскодный уси­литель далее составной каскад на транзисторах разной про­водимости с источником тока и стабилитроном и, наконец, двухтактный несимметричный выходной каскад с транзис­торами одинаковой структуры. Эта структура с вольтдобавкой и вспомогательными цепями показана на рис. 3. Новая структура создает самый короткий путь прохождения сигна­ла к нижнему транзистору, который имеет наихудшие час­тотные свойства и, несмотря на простоту, имеет большой общий коэффициент усиления.

Рассмотрим схему на рис. 3 подробнее. Входной сигнал, через резистор R1, определяющий входное сопротивление усилителя, поступает на базу транзистора VT1. Включение этого транзистора в каскоде позволяет использовать на вхо­де низковольтный высокочастотный малошумящий транзи­стор и нейтрализовать эффект Миллера, а также уменьшить влияние синфазного напряжения. Транзистор VT2 должен выдерживать требуемое напряжение, т.е. быть относитель­но высоковольтным. Использование “сломанного каскода”, вместо обычного, защищает транзисторы VT1 и VT2 от про­боя, так как при перегрузке входным сигналом рост тока VT1 и VT2 ограничен резистором R3.

Использование дифференциального входного усилителя вместо каскодного приведет к уменьшению крутизны вход­ного каскада в два раза и увеличению шума входного каска­да на 2 дБ, а это, в конечном счете, приведет к росту искаже­ний. Также появится необходимость в подборе пары вход­ных транзисторов.

С выхода каскодного усилителя сигнал поступает на со ставной каскад на транзисторах VT3 VT4, которые осуще­ствляют функцию Rr. Эти транзисторы включены по струк­туре ОБ-ОЭ с объединением по эмиттерам, что является оп­тимальным для выбора и использования транзисторов. Ко­эффициенты усиления по напряжению и по мощности тран­зисторов VT3 и VT4 сильно различаются, это требует приме­нения в качестве VT3 высоковольтного транзистора средней мощности, частотные свойства которых, как правило, гораздо хуже маломощных низковольтных транзисторов. Поэто­му включение его в режиме ОБ более эффективно, чем в режиме ОЭ. Усиление по напряжению для VT4 не столь ве­лико, как для VT3. Поэтому включение его в режим ОЭ не слишком сильно ухудшит общую АЧХ.

Выбор подходящего дешевого высоковольтного транзистора п-р-п структуры для VT3 не вызывает проблем, а транзистор VT4 – низковольтный маломощный р-п-р структуры из высокочастотных транзисторов широкого применения.

Полевые транзисторы в качестве VT1 …VT4 использовать нецелесообразно, так как они имеют меньшую крутизну, чем биполярные  транзисторы, что будет эквивалентно снижению усиления каскадов и линейности усилителя в целом.

С целью увеличения максимальной амплитуды напряже­ния для полупериодов плюсовой полярности введена вольт- добавка в виде цепи R6, С1. Хотя вместо вольтдобавки мож­но применить дополнительное питание, что расширит диа­пазон работы усилителя в область низких частот. Стабилитрон VD1 компенсирует остаточное падение напряжения на транзисторах VT3, VT4 в полупериоды минусовой полярности и тем самым уменьшает напряжение насыщения по мину­су питания.

Применение параллельной ООС, вместо более распрос­траненной последовательной ООС, делает усилитель менее чувствительным (в части линейности) к изменению сопро­тивления источника сигнала. Так, при его увеличении нели­нейные искажения усилителя не возрастают как это происходит при использовании последовательной ООС [4].

Замечательным свойством предлагаемой структуры яв­ляется “естественное” ограничение максимального выходного тока. Дело в том, что напряжение на резисторах R5, R7 мо­жет максимально принимать только удвоенное значение от первоначального, и выбором сопротивления эмиттерных резисторов R8, R9 можно ограничить максимальный ток тран­зисторов, рассчитав его по формуле: Imax = (2Uнач – Umax)/Rэ,

где Uнач – напряжение затвор-эмиттер транзисторов VT5, VT6, при котором через транзисторы течет заданный началь­ный ток; Umax – напряжение затвор-эмиттер транзисторов VT5, VT6 при протекании через них максимального тока; Rэ – сопротивление резисторов R8, R9.

Благодаря тому, что максимальное напряжение на рези­сторах R5, R7 не превышает удвоенного значения от началь­ного (например: если Uзэ нач 5,7 В, то Uзэ max = 11,4 В), нет смысла устанавливать защиту затворов от перенапряжения. А так как токи всех приборов усилителя ограничены, нет не­обходимости в дополнительных схемах защиты каскадов, что заметно упрощает усилитель.

На практике напряжение затвор-эмиттер транзисторов при протекании через них максимального тока заранее не известно, поэтому экспериментальным подбором Rэ осуще­ствляется выбор I max.

Как нетрудно заметить, R8 и R9 выполняют не только ограничительную, но и линеаризующую функцию для VT5 и VT6, создавая местную ООС в самих нелинейных эле­ментах.

Вариант практической схемы реализации мощного УМЗЧ приведен на рис. 4.

Как видно из приведенных параметров технических ха­рактеристик, описываемый усилитель не уступает по каче­ству лучшим усилителям с симметричной структурой, и та­кая высокая выходная мощность реализована всего на вось­ми транзисторах! Неплохой результат при затратах на комп­лектующие порядка 10 USD, с учетом того, что не нужен под­бор и отбор групп транзисторов. И вообще схема является одной из лучших по соотношению затраты/качество.

Наиболее подробно особенности работы УМЗЧ можно описать по полной схеме (рис. 4) следующим образом. Вход­ной сигнал, через цепь С1, R1, задающую нижнюю гранич­ную частоту и входное сопротивление, поступает на базу тран­зистора VT1. В качестве входного выбран СВЧ транзистор КТ368А (для быстрого выхода из насыщения после перегруз­ки при ограничении вы­ходного сигнала). На базу этого же транзис­тора поступает сигнал обратной связи через цепь С2, R3.

Цепь СЗ, R2, R4 , R7 предназначена для ус­тановки нулевого на­пряжения смещения на выходе усилителя. Так как подстроечный ре­зистор R7 со временем может изменить сопро­тивление, вместо него лучше установить по­добранный при настройке постоянный резистор. Диоды VD2 и HL1 задают смещение на базу транзистора VT2 и одновременно осуществляют термо­компенсацию нулевого напряжения на выходе усилителя за счет одинаковых тепло­вых коэффициентов транзистора VT1 и диода VD2 (он же задает напряжение смещения по цепи R2, R4, R7).

Конденсатор С4 осуществляет коррекцию входного кас­када. С коллектора VT1 сигнал через VT2 поступает на базу эмиттерного повторителя на транзисторе VT3. Его задача – повышение входного сопротивления и тем самым повыше­ние общего усиления, а также ускорение запирания транзи­стора VT5 и нейтрализация эффекта Миллера. Стабилитрон VD3 увеличивает напряжение питания для VT3 и тем ускоря­ет запирание транзисторов VT4, VT5, увеличивая скорость переднего фронта.

С эмиттера VT3 сигнал поступает на базу транзистора VT5. Цепь L1, R13 осуществляет коррекцию составного кас­када на транзисторах VT4 и VT5. С коллектора транзистора VT5 сигнал поступает на затвор выходного транзистора ниж­него плеча. С коллектора транзистора VT4 аналогичный, но противофазный токовый сигнал поступает через стабилитрон VD7 на затвор выходного транзистора верхнего плеча.

Цепь R11, С7 в базе VT4 осуществляет инклюзивную коррекцию выходного каскада, повышающую устойчивость усилителя в режиме ограничения. Цепи С10, R22 и L2, R24 повышают устойчивость усилителя при изменении сопротив­ления нагрузки и при ее емкостном характере.

Диод VD8 уменьшает в два раза тепловую мощность, рас­сеиваемую на резисторе R20, за счет того, что по нему течет только ток зарядки конденсатора С8. Ток покоя выходного каскада, равный 0,2 А, выставляют подстроенным резисто­ром R17.

Для термостабилизации тока покоя УМЗЧ диоды VD5 и VD6 устанавливают на теплоотвод рядом с выходными тран­зисторами. Транзисторы VT4, VT6 снабжают небольшими пластиночными теплоотводами, так как рассеиваемая ими тепловая мощность достигает 0,8 Вт. Светодиод HL2 исполь­зуется для задания смещения источника тока на транзисторе VT6 и одновременно для индикации включения усилителя.

Выходные транзисторы необходимо установить на ради­аторе площадью не менее 3000 см2. Применение вентилято­ра позволит резко сократить его размеры, что заметно умень­шит габариты и вес усилителя.

При первом включении усилителя для защиты выходных транзисторов резисторы R19 и R23 рекомендуется заменить более высокоомными (до 3…10 Ом), и лишь после проверки напряжения на затворах можно установить соответствующие схеме 0,1 0м и выставить ток покоя. При этом для IRG4PC30W напряжение Uзэ = 5,7 В.

Требования к монтажу усилителя подробно описаны в многочисленных работах и статьях, и для получения достой­ного результата ими нельзя пренебрегать. Следует раздель­но провести слаботочные и сильноточные шины питания, об­щие провода сигнальных цепей и питания разделять объе­диняя их в одной точке только подводкой “звездой”, полезно применять экраны для входных и слаботочных цепей. Здесь наиболее важно общую шину входного сигнала соединить непосредственно с эмиттером VT1, чтобы по ней не текли посторонние токи, создающие наведенные искажения. Со­единения выводов выходных транзисторов с платой необхо­димо выполнять по возможности более короткими. Мощные транзисторы желательно установить на радиаторы через бериллиевые прокладки для уменьшения емкостной паразит­ной связи.

Как видно из полной схемы (рис. 4), в усилителе приме­нена довольно сложная коррекция АЧХ (четыре конденсато­ра и дроссель, не считая резисторов). Это небольшая плата за то, чтобы несимметричная структура вела себя не хуже симметричной (с комплементарными приборами) и получить высокую устойчивость усилителя в зоне ограничения.  Мож­но сказать, что первая проблема достижения малых искаже­ний после выбора структурной схемы – это проблема выбо­ра коррекции АЧХ усилителя создающей необходимый за­пас устойчивости усилителя при большом изменении выход­ных токов и напряжений, и в то же время обеспечивающей минимальную фазовую задержку в рабочем диапазоне час­тот. В большинстве случаев именно коррекция становится определяющей, сводя на нет достоинства многих схем.

Разработчик всегда находится перед дилеммой – увели­чить ли глубину общей ООС для улучшения линейности уси­лителя или уменьшить ее глубину, чтобы увеличить запас устойчивости, который необходим, если сопротивление АС имеет сложный характер. И если усилители звучат по-раз­ному, то в большой степени это связано с запасом устойчи­вости, который очень заметно проявляется на больших уров­нях [5]. Именно поэтому УМЗЧ с “простыми” схемами часто показывают лучшие результаты, чем имеющие сложную (ча­сто на микросхемах) структуру. А каждый новый каскад дол­жен вводиться после тщательных испытаний эффективнос­ти новых элементов. Тем более, что увеличение глубины ООС в большинстве случаев не дает желаемого результата, а лишь ухудшает запас устойчивости. И тут на первый план выхо­дит правильная оценка критериев линейности и динамичес­кой устойчивости усилителя, которые в свою очередь зави­сят от грамотной коррекции. Причем грамотная коррекция должна минимизировать фазовую задержку в рабочем диа­пазоне частот, не ухудшая общую устойчивость. Часто го­раздо эффективней хорошая коррекция, чем новый каскад.

Конечно, выбранный способ баланса нуля на выходе уси­лителя далеко не лучший, и он привлекателен лишь своей простотой. На выходе УМЗЧ может возникать “плавающее” смещение до нескольких десятков милливольт, но оно не ска­зывается заметно ни на звуке, ни на рабочей точке выход­ных транзисторов. Для уменьшения же ухода “нуля” полезно ввести узел слежения на прецизионной микросхеме, пусть это и усложнит усилитель.

Примененные транзисторы IRG4PC30W недороги, но они имеют заметную нелинейность на начальном участке и боль­шую входную емкость. Если проверить весь ряд серий IGBT, предлагаемых изготовителями, то наверняка можно найти приборы с большей линейностью и меньшей входной емкос­тью. У автора не было возможности провести такую работу. С предложенными транзисторами можно улучшить линей­ность в два раза увеличением тока покоя до 0,5 А, но это потребует увеличения площади радиатора.

В заключение хочу отметить, что если нет потребности в большой мощности усилителя, то вполне можно использо­вать на выходе вместо IGBT транзисторов полевые транзис­торы с изолированным затвором и каналом n-типа, линей­ность которых заметно выше. Усилитель получит более вы­сокую линейность, при этом надо только подобрать резисто­ры для другого напряжения питания и стабилитроны для дру­гого напряжения затвора. Уменьшенный по мощности ана­лог УМЗЧ на полевых транзисторах, соответствующий при­веденной здесь схеме, успешно эксплуатируется автором в течение шести лет, доставляя массу приятных минут при про­слушивании в домашних условиях разного рода музыкаль­ных программ.

Литература

1.   Данилов А.А. Прецизионные усилители низкой часто­ты М Горячая линия – Телеком, 2004.

2.   Козырев В Усилители “Krell KAV-4-xi”, “Audio Analogue Maestro”, “Plinius 9200”. – Аудио Магазин, 2003, №6, с. 71,72.

3.   Шпак С.В. Патент RU №2316891 от 10.04.2006.

4 Дуглас Селф о ранее не замеченном источнике иска­жений транзисторных УМЗЧ с общей ООС – Радиохобби, 2003, №3, с. 10,11.

5. Витушкин А., Телеснин В. Устойчивость усилителя и естественность звучания. – Радио 1980, №7, с 36,37.

Сергей Шпак г.Казань Татарстан 

P.S. На сайте уже поднималась тема редакционных ошибок , здесь ещё один пример такой ошибки : –

[email protected]

Сумматор, регулируемый ФНЧ и фазовращатель для сабвуферного канала на полевых транзисторах и ОУ, двухполярное питание, High Input « схемопедия


В тех случаях, когда нужно встроить блок формирования сигнала сабвуфера непосредственно в усилитель, есть смысл перейти на двухполярное питание ОУ. Ниже приводится вариант схемы, дополненный входом высокого уровня и регулятором усиления. Резистор R18 определяет минимальный уровень выходного сигнала. Если нужно снижать его до нуля, резистор следует заменить перемычкой или снизить сопотивление до 100-200 Ом. Входные каскады и фильтр остались практически без изменений, но благодаря увеличению напряжения питания до 15 В несколько повышена перегрузочная способность. Небольшое изменение номиналов фильтра увеличило его добротность, как следствие – повысилась крутизна АЧХ непосредственно в зоне перегиба. При широкой полосе она приближается к фильтру третьего порядка. При налаживании нужно добиться, чтобы постоянное напряжение на эмиттере транзистора VT3 составляло 6-7 вольт.

Если нужно увеличить коэффициент передачи этого фильтра, можно зашунтировать резисторы в истоках полевых транзисторов электролитическими конденсаторами емкостью от 10 мкф и выше. Усиление возрастет примерно в 3 раза, но есть риск появления искажений.

Детали и монтаж

Для плавной регулировки частоты среза нужны резисторы с нелинейной зависимостью сопротивления (тип Б). В среднем пложении движка сопротивление одной половины подковки у них заметно больше, чем у другой. Включить их нужно так, чтобы движок закорачивал секцию с бОльшим сопротивлением.

Керамические конденсаторы в звуковом тракте использовать нельзя из-за микрофонного эффекта, их можно ставить только в цепи питания. Из недорогих и доступных лучше всего использовать полипропиленовые, фторопластовые или лавсановые. Например, К73-17 (от 0,01 до 6,8 мкф, напряжение от 50 до 630В, цена от 0,5 до 8 р за штуку в зависимости от размера и допуска). Конденсаторы нужно подобрать в пары с минимальным разбросом (важно не точное значение емкости, а рассогласование по каналам). Многие современные мультиметры позволяют измерить емкость непосредственно. Если такой возможности нет, лучше использовать конденсаторы с допуском 5%.

Полевые транзисторы по каналам нужно подбирать в пары по начальному току стока и напряжению отсечки. Если нет такой возможности, лучше использовать транзисторы из одной партии – в пределах упаковки разброс параметров обычно невелик. Вместо КП303 можно использовать сборки серии КПС, там идентичность пар обеспечивается технологически. Вместо КТ3102Е можно использовать любые другие n-p-n транзисторы с коэффициентом передачи тока более 50. Словом, возможности для творчества открываются широкие…

Чтобы избежать наводок, у транзисторов КП303 нужно соединить с общим проводом земляную ножку транзистора (вывод корпуса). Входные делители также должны быть как можно ближе к транзистору, чтобы в цепи делитель-затвор не было длинных проводников. Особенно важно это при высоком сопротивлении делителя.

ПРОСТОЙ ИСПЫТАТЕЛЬ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ | Техника и Программы

При разработке этого при б ора-приста в к и к автометру не ставилась задача достижения высокой точности или абсолютной полноты про веряемых ха рактери с – тик того или иного полупроводникового прибора. По мнению автора, такой подход привел бы к неоправданному усложнению прибора. Предлагаемая вниманию ра­диолюбителей приставка служит иллюстрацией того, насколько обширно число па­раметров самых разных полупроводниковых приборов, которое можно измерить с помощью авометра, не используя никаких активных элементов и внешних источ­ников питания.

Испытатель позволяет снимать вольтамперные характеристики диодов, в том числе фото-, свето-, туннельных и обращенных, в интервалах напряжения 0…4.5 В и тока 1 мкА.,.0,5 А.

У биполярных транзисторов любой структуры с помощью приставки можно измерить обратный ток коллекторного перехода 1КБ0, токи базы 1Б и коллектора !к (по их значениям рассчитывают статический коэффициент передачи тока Ь21Э), напряжения эмиттер —база UB3 и коллектор —эмиттер UK3

При проверке полевых транзисторов предусмотрено измерение тока стока /с (в том числе начального !снач) и напряжения затвор — исток изИ (в том числе отсечки Uзи отс)■ Поскольку в авометре нет и ности, в режиме измерения параметра Щи отс на истек транзистора подают поло­жительное напряжение, а затвор соединяют с общим проводом (именно таким способом создают необходимое напряжение смещения на затворе во многихуст- ройствах). При снятии сто к-затворных характеристик транзисторов с изолирован­ным затвором необходимо делать два вида измерений: отдельно для положитель­ных и отрицательных напряжений Щи.

Кроме того, приставка позволяет измерить ток через маломощный тринистор в открытом и закрытом состояниях, ток через управляющий переход и напряжение на нем, открывающие тринистор при напряжении на аноде 4,5 В, а также межбазо- вый ток и напряжение на эмиттере однопереходно го транзистора. С помощью ис­пытателя нетрудно подобрать пары транзисторов по напряжению эмиттер—база или статическому коэффициенту передачи тока Ь, светодиоды по яркости свече­ния и т. д.

Рис 1

Принципиальная схема испытателя приведена на рис. 1. Его основа — кнопоч­ный переключатель S32-SB6, первые пять кнопок которого — с зависимой фикса­цией, а последняя —- с независимой. Розетки XS1, XS2 предназначены для соеди­нения с авометром (в зависимости от структуры биполярного транзистора и типа канала полевого), XS3 — для подсоединения испытуемого полупроводнико­вого прибора. Работу приставки удобно рассмотреть на частных схемах измерения отдельных параметров.

Рис. 3

Схема измерения обратного тока коллекторного перехода /КБО транзистора структуры n-p-n (с авометром соединена розетка XS1, нажата кнопка SB1) пока­зана на рис. 2.

Измерительная цепь состоит из батареи питания авометра GB, микроампер­метра РА и резистора R5, ограничивающего ток через него в случае, если проверя­емый переход пробит. При нажатой кнопке SB1 измеряют также обратные токи диодов, р-n переходов полевыхтранзи сторов, токи утечки конденсаторов, снима­ют световые характеристики фотодиодов.

При измерении тока базы (нажата кнопка SB2) схема испытателя выглядит, как показано на рис. 3. Переменным резистором АЗ задают ток базы грубо, резисто­ром R4 точно. Резистор R2 ограничивает потребляемый от батареи GB ток, напри­мер, в случае проверки транзистора с пробитым участком эмиттер — кол лектор. Измерения начинают при полностью введенных сопротивлениях обоих перемен­ных резисторов (их движки — в нижних — по схеме — положениях). Установив тре­буемый ток базы, авометр переключают в режим измерения постоянного напряже­ния, а в приставке нажимают на кнопку SB4 («UB3»). При этом авометр (вернее — вольтметр) подключается параллельно гнездам «Э» и «Б», а вместо миллиампер­метра РА в цепь базы включается его эквивалент — резистор R1.

Аналогично измеряют прямой ток через р-n переход и напряжение на нем у различных диодов и тринисторов.

Рис 5

Коллекторный ток измеряют по схеме, приведенной на рис. 4 (в испытателе на­жата кнопка SB3). Как видно, авометр в этом случае переключается в цепь гнезда «К», а в цепи гнезда «Б», как и при измерении напряжения на р-n переходе, остает­ся включенным резистор R1. Измеренное значение коллекторного тока /к делят на установленный ранее ток базы /Б и получают статический коэффициент передачи h213 (для удобства вычислений ток базы рекомендуется устанавливать равным 0,1;

1   или 10 мА). Если необходимо измерить напряжение между коллектором и эмит­тером транзистора или анодом и катодом тринистора, авометр переводят в режим вольтметра и нажимают на кнопку SB5. Вместо миллиамперметра РА в этом случае включается резистор R2.

Полевые и однопереходные транзисторы испытывают при нажатой кнопке SB6. Схема измерения их параметров (рис. 5) отличается от рассмотренных выше тем, что на гнезде «Б» розетки XS3 задается не ток, а напряжение, снимаемое с движка переменного резистора R4.

При нажатой кнопке SB3 («/к, /с») в нижнем положении движка миллиамперметр РА покажет начальный ток стока /с нач полевого транзистора или межбазовый ток однопереходного транзистора в закрытом состоянии (вывод эмиттера последнего подключают к гнезду «Б», а выводы баз 1 и 2 — соответственно к гнездам «Э» и «К»). Указываемый в паспортных данных однопереходного транзистора параметр межбазовое сопротивление вычисляют путем деления напряжения батареи GB на межбазовый ток.

В некотором положении перемещаемого вверх (рис. 5) движка переменного резистора R4 ток стока полевого транзистора становится равным 0 (на самом ниж­нем пределе измерения авометра). Если теперь нажать на кнопку SB4, то авометр, переключенный в режим вольтметра (PU1), покажет напряжение отсечки USMi ОТС. Сделав несколько промежуточных измерений, нетрудно построить сток-затворную характеристику и производную от нее — зависимость крутизны S от тока стока. Если транзистор с изолированным затвором, измерения продолжают и в области положительных напряжений, для чего выводы затвора и истока меняют местами. Подложку таких транзисторов всегда необходимо подсоединять к гнезду «Э».

При проверке однопереходных транзисторов следует помнить, что до некото­рого напряжения на эмиттере ток через транзистор (нажата кнопка SB3) остается неизменным, а затем резко возрастает. Открывающее напряжение иэ (измеряют при нажатой кнопке SB4), как известно, зависит от напряжения питания, поэтому в справочниках приводится другой параметр — коэффициент передачи г|- Его рас­считывают по формуле

Розетки XS1, XS2 (ОНЦ-ВГ-4-5/16-р) установлены в торцевых стенках основа­ния корпуса, переключатели SB1-SB6 (П2К, 5 кнопок с зависимой фиксацией, 1 — с независимой) приклеен контактами к его нижней стенке (контакты укорочены до

1,5  мм и погружены в слой эпоксидного клея, нанесенного на эту стенку в месте их расположения). Контакты с другой стороны переключателей укорочены до 3 мм. Резисторы R1, R2, R5 (МЛТ) припаяны непосредственно к ним (при пайке необхо­димо следить за тем, чтобы канифоль не проникла внутрь переключателей). Пере­менные резисторы RЗ, R4 (СПЗ-4аМ) и розетка XS3 (ее конструкция может быть любой) смонтированы на крышке высотой 15 мм. Для соединения с авометром ис­пользуют четырехпроводный кабель, изготовленный для микровольтметра.

В заключение несколько слов о работе с испытателем. Прежде чем подсоеди­нить тот или иной полупроводниковый прибор к гнездам розетки XS3, отключите приставку от авометра. Не переводите испытатель в режим измерения напряжения (кнопки SB4, SB5), пока не переключите авометр в режим вольтметра. Проверяя транзистор с изолированным затвором, принимайте меры предосторожности, в частности снимайте перемычку, замыкающую его выводы; только после подсоеди­нения их к соответствующим гнездам розетки XS3.

От редакции. Статический коэффициент передачи тока h213 заметно зависит от тока эмиттера, поэтому измерять этот параметр биполярного транзистора следует при том токе, который будет в разрабатываемом или повторяемом устройстве.

Для удобства работы с приставкой в цепь питания целесообразно ввести кнопочный вы­ключатель, нефиксируемый в нажатом положении. Это избавит от необходимости каждый раз манипулировать кабелем, соединяющим ее с авометром.

Журнал «Радио», 1985, №7,с.43

Источник: Измерительные пробники. Сост. А. А. Халоян.— М.: ИП РадиоСофт, ЗАО «Журнал «Радио», 2003.— 244 с: ил.— (Радиобиблиотечка. Вып. 20)

Согласование силовых и задающих транзисторов

Согласование силовых и управляющих транзисторов
Elliott Sound Products Согласование силовых и управляющих транзисторов

© 2001 – Род Эллиотт (ESP)
Страница обновлена ​​в июле 2015 г.


Основной индекс Указатель статей
Содержание
Введение
Независимо от того, используете ли вы биполярные переходные транзисторы (BJT) или металлооксидные полупроводниковые полевые транзисторы (MOSFET), существует множество схем, которые предлагают (или требуют) согласованные пары транзисторов.Некоторые розничные продавцы продают согласованные устройства, но они довольно дороги и редко доступны.

Согласование силовых транзисторов теоретически легко, но на самом деле существует довольно много параметров, которые необходимо согласовать, чтобы получить действительно согласованные пары. Ситуация немного усложняется, когда у вас есть устройства PNP и NPN (или N-Channel и P-Channel), поскольку более простые методы сравнения (или мосты) не работают из-за противоположных полярностей.

Эта статья не предназначена для того, чтобы охватить все возможности, так как необходимое оборудование выходит за рамки диапазона среднего любителя.Имейте в виду, что некоторые из тестов потенциально разрушительны, если тестируемое устройство (тестируемое устройство) не имеет надлежащего радиатора, поэтому установка достаточно прочного радиатора имеет важное значение. В идеале следует использовать метод быстрого зажима, чтобы устройства не приходилось каждый раз завинчивать – на это может уйти много времени.

Производители решают проблему радиатора с помощью импульсного тестирования (чтобы устройство не могло нагреться), но для этого требуется дорогостоящее оборудование, поэтому требуется более простой тест.Упрощение на самом деле делает его более сложным для сильноточных испытаний, так как вам придется установить транзистор перед тем, как начать. Для этих тестов об использовании слюдяных шайб не может быть и речи (слишком много времени), поэтому радиатор будет на потенциале коллектора (BJT) или стока (MOSFET).

Вам также понадобится достаточно мощный источник питания, если вы хотите проводить испытания при высоком токе. Вы также должны знать о зоне безопасной эксплуатации устройства, так как превышение этого значения очень быстро разрушит BJT.МОП-транзисторы немного более снисходительны, но все равно выйдут из строя, если зайти слишком далеко. Напряжение питания намеренно достаточно низкое (около 12 ° C постоянного тока), чтобы не возникало проблем с SOA.

Альтернатива показанному здесь методу описана в проекте 177. Это тестер постоянного тока коллектора h FE для транзисторов, и поскольку он использует постоянный ток коллектора, он позволяет более точное согласование. Он использует выбираемый эмиттерный резистор для определения тока и может обеспечить очень точные результаты.Однако это более сложная схема, чем описанная здесь.

ПРЕДУПРЕЖДЕНИЕ. Запрещается превышать номинальное максимальное напряжение между источником и затвором полевых МОП-транзисторов.


Испытательное оборудование

В идеале у вас будет два мультиметра, но можно использовать один, если у вас их нет. Измерители, как правило, будут цифровыми, и может быть полезен диапазон тока до 2 А (но не обязательно).

Источник питания в идеале должен быть регулируемым, но если у вас его нет, нерегулируемый источник питания все равно будет работать.Колебания напряжения сети влияют на точность измерений. Обычные вариации не вызовут больших ошибок, и конечный результат «согласованных» устройств все равно будет иметь некоторые вариации – обнаружение двух идентичных транзисторов обычно не ожидается или не достигается.


Рисунок 1 – Нерегулируемый источник питания 12 В

Мостовой выпрямитель должен быть сильноточного типа, и, учитывая, что мосты на 35 А довольно дешевы, это хороший выбор. Показанные типы 1N5404 подходят для выходного тока не более 6 А.Я предлагаю, чтобы силовой трансформатор был достаточно прочным, иначе во время тестирования будет наблюдаться чрезмерное падение напряжения. Трансформатора на 100 ВА будет более чем достаточно. Не стесняйтесь увеличивать емкость, если от этого вам станет легче. Это не изменит ничего, кроме снижения пульсаций питания, что в любом случае не имеет значения для такого рода испытаний.


Рисунок 1A – Регулируемый источник питания 12 В

В идеале следует использовать регулируемую версию блока питания. Это гарантирует, что испытательное напряжение будет стабильным и не будет зависеть от колебаний напряжения сети.Регуляторам нужен хороший радиатор, но поскольку штырь заземления (контакт 2) подключен к корпусу, два регулятора можно прикрутить непосредственно к радиатору. Это улучшает тепловые характеристики. Термопаста (также известная как «термопаста») имеет важное значение, а радиатор в идеале должен быть изолирован от корпуса, поскольку имеется переключатель полярности. Внутренние части тестера должны быть электрически плавающими.

RL1 – это реле, обычно с сопротивлением катушки около 270 Ом и номиналом контактов не менее 10 А при 12 В.При нажатии SW2 («Тест») реле активируется и подает питание на тестовую цепь и тестируемое устройство. D5 используется для подавления обратной ЭДС катушки реле при отпускании кнопки.

Радиатор должен быть спроектирован таким образом, чтобы транзисторы можно было легко и быстро монтировать и демонтировать, иначе задача очень быстро превратится в рутинную работу. Обычно достаточно сильного пружинного зажима, чтобы транзистор был прикреплен к радиатору, оставался красивым и холодным во время теста, который все же следует проводить достаточно быстро, чтобы нагрев устройства не исказил результаты.Во всех случаях продолжительность теста должна быть одинаковой для каждого устройства, и на радиаторе полезен вентилятор, чтобы гарантировать, что нагрев с течением времени не вызывает ошибок (они могут стать значительными даже при небольшом повышении температуры радиатора). Вентилятор может питаться от указанного источника питания.


Тестовая цепь

Сам тест довольно простой. Первый квалификатор предназначен для усиления и напряжения эмиттер-база для BJT при известном токе или напряжения исток-затвор для полевых МОП-транзисторов, опять же для известного тока.Этот первый тест должен быть выполнен с текущим заданным током покоя (на устройство). На рисунке 1 показана установка, и она намеренно довольно проста. Это будет работать для BJT и MOSFET без каких-либо изменений. Помните, что при тестировании полевых МОП-транзисторов затвор чувствителен к статическому электричеству, поэтому необходимо принять соответствующие меры, чтобы ИУ не было повреждено. Никогда не превышайте номинальное напряжение «исток-затвор» – !

Вам понадобятся резисторы большой мощности. Фактическая мощность зависит от напряжения питания и испытательного тока.Для предлагаемого источника питания 12 В максимальный испытательный ток 2 А является разумным, поэтому резисторы должны быть установлены, как показано ниже – четыре резистора 1 Ом 5 ​​Вт будут более чем приемлемыми для сильноточных испытаний. Остальные должны быть такими, как описано, и дадут четыре диапазона тестов для удовлетворения большинства потребностей в тестировании.


Рисунок 2 – Проверка усиления / напряжения в режиме покоя

VR1 должен быть горшком с проволочной обмоткой для тестирования BJT, но может быть более ценным углеродным горшком, если вы хотите тестировать только MOSFET.Я, конечно же, предлагаю горшок с проволочной обмоткой, так как он увеличивает полезность испытательного приспособления. Во время работы горшок сильно нагревается (он рассеивает около 1 Вт), поэтому убедитесь, что вы выключаете питание между тестами. Измерительные провода должны быть оснащены цветными зажимами типа «крокодил» для эмиттера / истока, базы / затвора и коллектора / стока (BJT и MOSFET соответственно).

Переключатель «Тест» (SW2 на рис. 1) – это кнопка мгновенного действия, которая позволяет настроить тест, не отключая питание.Постоянный ток к тестовой цепи и тестируемому устройству присутствует только до тех пор, пока SW2 нажат, поэтому вы с меньшей вероятностью повредите что-либо при отсутствии напряжения при переходе от одного тестового транзистора к другому.


Базовый процесс тестирования

Выберите наугад транзистор из имеющихся и подключите его к испытательному стенду. Убедитесь, что горшок установлен на минимум и что сначала выбрана правильная полярность! Установите переключатель в диапазон 10 Ом, нажмите кнопку «Test» и регулируйте потенциометр, пока напряжение на клеммах M1 и M2 не станет равным 10 x Iq (в амперах).Если вы хотите использовать ток покоя 100 мА, напряжение на резисторе будет 10 x 0,1 = 1 В. Не забудьте сначала разделить общий ток покоя на количество параллельных выходных устройств.

Для силовых транзисторов переключатель «Base Current Range» (SW5) должен быть установлен в высокий диапазон (100 Ом), а базовый ток ограничен примерно 60 мА. Для устройства с коэффициентом усиления 20 ток коллектора будет около 1,2 А, но он увеличится до 3 А, если коэффициент усиления равен 50 (чаще встречается в современных устройствах).Для маломощных устройств и полевых МОП-транзисторов оставьте переключатель в нижнем диапазоне (~ 6 мА). Обратите внимание, что максимальное напряжение затвора намеренно ограничено примерно 6 В.

Теперь вы можете измерить напряжение эмиттер-база или исток-затвор. Нажмите кнопку «Test», запишите показания и отметьте только что протестированный транзистор (чтобы вы могли соотнести устройство с его измеренными характеристиками). Повторите тест с другими имеющимися у вас устройствами, при необходимости поменяв полярность (SW3) – , но не регулируйте потенциометр – оставьте его точно там, где он был для первого транзистора.Имейте в виду, что ток в последующих транзисторах может отличаться на несколько сотен процентов, поэтому может потребоваться перенастроить потенциометр и заново запустить тесты с самого начала.

Очень важно, чтобы все тестируемые транзисторы имели одинаковую температуру. Это можно контролировать с помощью термистора и омметра, чтобы результаты испытаний были сопоставимы. Если вы не управляете температурой должным образом, результаты бесполезны. Биполярные транзисторы изменяют свои Vbe (напряжение база-эмиттер) и h FE в зависимости от температуры, а более высокая температура означает более низкую Vbe и выше h FE .МОП-транзисторы изменяют свои Vgs (напряжение затвор-исток), R DS-on (сопротивление «включено») и крутизну в зависимости от температуры.

Для каждого устройства запишите напряжение эмиттер-база (или исток-затвор), напряжение на резисторах (или ток через них) и номер ссылки, который вы отметили на каждом устройстве. Когда вы закончите, у вас будет массив напряжений и токов (рассчитанных на основе напряжения резистора, если вы не используете измеритель тока), и вы можете выбрать те устройства, которые наиболее подходят.Как правило, только ток действительно имеет значение, за исключением устройств, подключенных параллельно, где напряжение база-эмиттер становится важным. Напряжение исток-затвор не изменится, если вы тестируете полевые МОП-транзисторы, поэтому его нужно измерить только один раз.

Используя более высокое сопротивление, меньшие устройства можно тестировать таким же образом. Для задающих транзисторов диапазон 100 Ом будет удовлетворительным, а для транзисторов с малым сигналом используйте диапазон 1 кОм. Будьте очень осторожны, чтобы поддерживать ток и напряжение в пределах номинальных значений устройства! Поворотный переключатель на блоке питания предназначен именно для этой цели.

Диапазон Шкала измерений
1 Ом 1 А / Вольт
10 Ом 100 мА / Вольт
100 Ом 10 мА / Вольт
1 кОм 1 мА / Вольт

Когда вы подключаете вольтметр к клеммам, вы измеряете падение напряжения на выбранном сопротивлении. В таблице выше показан каждый диапазон и его масштаб.Например, если вы используете диапазон 1 Ом и настраиваете потенциометр, чтобы получить напряжение 2 В, ток через ИУ составит 2 ампера. Аналогичным образом, если вы используете диапазон 100 Ом и измеряете 3 В, ток устройства составляет 30 мА. Тот же принцип применяется ко всем остальным диапазонам. Поддерживайте максимальное напряжение ниже 6 В во всех диапазонах (2 В для диапазона 1 Ом), иначе на коллекторе / стоке ИУ будет недостаточно напряжения.

Тест будет соответствовать устройствам так, чтобы они были примерно равны в наиболее важной области кроссовера – при желании вы можете тестировать при еще более низком токе, чтобы гарантировать наименьшую возможную ошибку между устройствами, однако тесты становятся очень быстрыми потребление и получение устройств, полностью согласованных во всем рабочем диапазоне, маловероятно.


Сильноточный тест

Когда у вас есть выбор транзисторов, которые имеют примерно одинаковые низкотоковые характеристики, вы можете провести сильноточный тест, если хотите – для этого используется диапазон 1 Ом на поворотном переключателе. Я не рекомендую вам превышать 2 А, если вы не уверены в своих действиях и / или не используете блок питания с более высоким номиналом.

Тест настраивается точно так же, как и раньше, за исключением того, что ток увеличивается до желаемого значения теста.Для каждого тестируемого устройства убедитесь, что продолжительность теста сохраняется в течение одного и того же времени – скажем, 10 секунд. Вам нужно будет подождать, пока радиатор остынет до той же начальной температуры (или достаточно близкой к ней) между тестами. Здесь поможет вентилятор, и это обязательно, если вы собираетесь протестировать разумное количество устройств. Убедитесь, что у вас достаточно времени, чтобы радиатор вернулся к известной температуре. При желании вы можете включить термистор, который позволит вам контролировать температуру радиатора с помощью омметра.Точные показания температуры не важны, важно только убедиться, что радиатор имеет одинаковую температуру для каждого теста.

Опять же, вы заметите точный ток каждого устройства с потенциометром в том же положении, что и для первого протестированного транзистора. В конце у вас будет набор цифр, которые показывают наиболее подходящие устройства из имеющихся. Я настоятельно рекомендую вам не ожидать чудес – если вы можете получить транзисторы, которые измеряют в пределах 10% друг от друга как для испытаний с высоким, так и с низким током, это хороший результат.Вы можете добиться большего, но не рассчитывайте на это и не впадайте в депрессию, если вам придется принять более широкую толерантность.

Для смелых (и тех, кто потратил время на создание действительно прочного набора для испытаний радиатора), вы можете провести дальнейшие испытания при более высоких токах, но вам нужно будет быть предельно осторожным. Помните, что 2 А при 12 В – это постоянное рассеивание 24 Вт, и это очень быстро нагреет тестируемый транзистор – более высокие токи создадут еще больше тепла.

С резистором 1 Ом рассеиваемая мощность транзистора уменьшается незначительно, и даже 24 Вт – это слишком много, чтобы избавиться от него в любой тестовой среде.Вам придется использовать термопасту для DUT, чтобы предотвратить перегрев, поскольку обычно невозможно получить показания достаточно быстро, если у вас нет доступа к цифровому запоминающему осциллографу. Если у вас есть доступ к одному, импульсные тесты рекомендуются для всех сильноточных испытаний. Однако способ сделать это выходит за рамки этой небольшой статьи.

Альтернативный подход – провести измерения при больших и малых токах, а затем рассчитать (или построить график) передаточные характеристики каждого устройства.Хотя это требует времени, это должно дать хорошие результаты. В идеале вы должны снимать измерения как минимум в трех точках. Измерьте напряжение коллектора / стока (а для полевых МОП-транзисторов напряжение истока и затвора) при …

  • ожидаемый расчетный ток покоя
  • близко к пиковому ожидаемому току, а …
  • точка на полпути между двумя

Когда у вас есть эти цифры, вы можете выбрать те, которые представляют наиболее близкое возможное совпадение. Вам действительно повезет, если вы получите точное соответствие, но должно быть возможно получить несколько приемлемо подобранных пар из партии разумного размера.Вероятно, вам понадобится минимум 10 устройств, если возможно, из одной производственной партии.


Транзисторы параллельные

Когда силовые транзисторы используются параллельно, некоторые конструкции усилителей полагаются на точное согласование всех устройств. Использование эмиттерного резистора для каждого устройства приводит к некоторой степени разделения тока, но с очень низкими значениями (менее 0,1 Ом) устройства должны быть согласованы, потому что сопротивления едва достаточно для обеспечения равного распределения при нормальной работе.

Для согласования параллельно включенных транзисторов обычно требуется, чтобы V было согласовано с коэффициентом усиления и . Согласование коэффициентов усиления должно выполняться в диапазоне коллекторных токов, чтобы транзисторы равномерно распределяли нагрузку. Природа биполярных транзисторов заключается в том, что тот, который принимает наибольшую нагрузку (из-за более высокого усиления или меньшего V = ), становится более горячим, и это увеличит усиление и еще больше снизит V до , заставив его даже больше нагрузки.Использование общего радиатора гарантирует, что температура кристаллов будет достаточно близкой друг к другу.

Использование эмиттерных резисторов всегда помогает, но в некоторых случаях может быть недостаточно для обеспечения долговременной надежности, особенно если устройства используются на пределе своих максимальных номиналов. Некоторые разработчики включают в базовые схемы последовательные резисторы – они могут помочь, но могут принести больше вреда, чем пользы, и обычно не рекомендуются. В полевых МОП-транзисторах резисторы затвора всегда необходимы для предотвращения паразитных колебаний, но они не влияют на распределение тока.

Поскольку температура всех параллельно включенных транзисторов должна быть одинаковой (по причинам, описанным выше), важно, чтобы все силовые транзисторы (биполярные или MOSFET) использовали один и тот же физический радиатор. Таким образом, средняя температура будет практически одинаковой для всех устройств. Всегда используйте резисторы эмиттера или истока с разделением тока, если это возможно, и не стесняйтесь согласовывать V и и усиление параллельно включенных транзисторов (или V gs и усиление для полевых МОП-транзисторов).


Выводы

Описанные тесты не самые точные из известных, но они подойдут для любителей. Можно ожидать, что результаты будут очень хорошими при использовании для сопоставления, а выбранные пары будут намного ближе, чем вам когда-либо даст случайный выбор.

Согласованные транзисторы редко дадут вам «лучший звук» (что бы это ни значило). Как правило, искажения практически не затрагиваются, и нет никакого влияния на частотную характеристику или переходную характеристику.Что вы получите (для параллельно подключенных устройств), так это большую надежность, потому что транзисторы будут более равномерно распределять ток.

Имейте в виду, что некоторые конструкции с «низкой обратной связью» абсолютно требуют, чтобы транзисторы NPN и PNP были согласованы, потому что обратной связи недостаточно, чтобы сделать схему линейной, если только отдельные устройства не имеют точно согласованного усиления во всем диапазоне рабочего тока. Согласование V между устройствами NPN и PNP бесполезно при любой разумной конструкции усилителя.

Набор для тестирования довольно дешев в изготовлении и может использоваться для всех видов тестирования транзисторов – не только для согласования, но и для проверки работоспособности транзисторов. Поскольку он будет работать с биполярными транзисторами и полевыми МОП-транзисторами, он имеет большую полезность по сравнению с большинством обычных тестеров транзисторов для большинства основных потребностей тестирования. Небольшие дополнения делают его еще более полезным.



Основной индекс Указатель статей
Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и © 2001. Воспроизведение или повторная публикация любыми способами, электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены в соответствии с Международные законы об авторском праве. Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только для личного использования, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта.

Страница создана и авторские права © декабрь 2001 г. Последнее обновление – апрель 08, добавлены детали параллельных транзисторов, обновлены схемы. / Июль 2015 – добавлено тестовое реле и изменен текст в соответствии с требованиями.


Произошла ошибка при настройке пользовательского файла cookie

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности. Если ваш браузер не принимает файлы cookie, вы не можете просматривать этот сайт.


Настройка вашего браузера для приема файлов cookie

Существует множество причин, по которым cookie не может быть установлен правильно.Ниже приведены наиболее частые причины:

  • В вашем браузере отключены файлы cookie. Вам необходимо сбросить настройки вашего браузера, чтобы он принимал файлы cookie, или чтобы спросить вас, хотите ли вы принимать файлы cookie.
  • Ваш браузер спрашивает вас, хотите ли вы принимать файлы cookie, и вы отказались. Чтобы принять файлы cookie с этого сайта, используйте кнопку «Назад» и примите файлы cookie.
  • Ваш браузер не поддерживает файлы cookie. Если вы подозреваете это, попробуйте другой браузер.
  • Дата на вашем компьютере в прошлом.Если часы вашего компьютера показывают дату до 1 января 1970 г., браузер автоматически забудет файл cookie. Чтобы исправить это, установите правильное время и дату на своем компьютере.
  • Вы установили приложение, которое отслеживает или блокирует установку файлов cookie. Вы должны отключить приложение при входе в систему или проконсультироваться с системным администратором.

Почему этому сайту требуются файлы cookie?

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности, запоминая, что вы вошли в систему, когда переходите со страницы на страницу.Чтобы предоставить доступ без файлов cookie потребует, чтобы сайт создавал новый сеанс для каждой посещаемой страницы, что замедляет работу системы до неприемлемого уровня.


Что сохраняется в файле cookie?

Этот сайт не хранит ничего, кроме автоматически сгенерированного идентификатора сеанса в cookie; никакая другая информация не фиксируется.

Как правило, в cookie-файлах может храниться только информация, которую вы предоставляете, или выбор, который вы делаете при посещении веб-сайта.Например, сайт не может определить ваше имя электронной почты, пока вы не введете его. Разрешение веб-сайту создавать файлы cookie не дает этому или любому другому сайту доступа к остальной части вашего компьютера, и только сайт, который создал файл cookie, может его прочитать.

Цепи транзисторов

Цепи транзисторов

Главная | Карта | Проекты | Строительство | Пайка | Исследование | Компоненты | 555 | Символы | FAQ | Ссылки
На этой странице объясняется работа транзисторов в схемах.Практические вопросы, такие как тестирование, меры предосторожности при пайке и идентификация выводов, рассматриваются в Страница транзисторов.

Общие: Типы | Токи | Функциональная модель | Пара Дарлингтона
Коммутация: Введение | Использовать реле? | Выход чипа | для NPN | и ПНП | Датчики | Инвертор

Следующая страница: Аналоговые и цифровые системы
См. Также: Транзисторы (пайка, идентификация выводов)

Типы транзисторов

Обозначения схемы транзистора
Есть два типа стандартных транзисторов, NPN и PNP , с разными обозначениями схем.Буквы относятся к слоям полупроводникового материала, из которых изготовлен транзистор. Большинство используемых сегодня транзисторов являются NPN-транзисторами, потому что их проще всего сделать из кремния. Эта страница в основном посвящена транзисторам NPN, и если вы новичок в электронике, лучше всего начните с изучения того, как их использовать.

Выводы обозначены как база (B), коллектор (C) и эмиттер (E).
Эти термины относятся к внутренней работе транзистора, но их не так много. Помогите понять, как используется транзистор, так что относитесь к ним как к ярлыкам!

Пара Дарлингтона – это два транзистора, соединенные вместе. чтобы дать очень высокий коэффициент усиления по току.

Помимо стандартных (биполярных) транзисторов, есть полевые транзисторы , которые обычно обозначаются как FET s. У них разные символы схем и свойства, и они (пока) не рассматриваются на этой странице.


Токи транзисторов

На схеме показаны два пути тока через транзистор. Вы можете построить эта схема с двумя стандартными 5-миллиметровыми красными светодиодами и любым универсальным маломощным Транзистор NPN (например, BC108, BC182 или BC548).

Малый базовый ток управляет большим током коллектора .

Когда переключатель замкнут , небольшой ток течет в основание (B) транзистор. Этого достаточно, чтобы светодиод B тускло светился. Транзистор усиливает этот небольшой ток, чтобы позволить большему току течь через его коллектор (C) к его эмиттеру (E). Этот ток коллектора достаточно велик, чтобы светодиод C светился ярко.

При разомкнутом переключателе базовый ток не течет, поэтому транзистор отключается коллекторный ток.Оба светодиода выключены.

Транзистор усиливает ток и может использоваться как переключатель.

Это устройство, в котором эмиттер (E) находится в цепи управления (базовый ток) а в управляемой цепи (коллекторный ток) называется общим эмиттерным режимом . Это наиболее широко используемая схема транзисторов, поэтому ее нужно изучить в первую очередь.


Функциональная модель транзистора NPN

Функционирование транзистора сложно объяснить и понять с точки зрения его внутренней структуры.Более полезно использовать эту функциональную модель:
  • Переход база-эмиттер ведет себя как диод.
  • A базовый ток I B протекает только при напряжении V BE через переход база-эмиттер составляет 0,7 В или более.
  • Ток малой базы I B управляет током большого коллектора Ic.
  • Ic = h FE × I B (если транзистор не открыт и не насыщен)
    h FE – коэффициент усиления по току (строго по постоянному току), типичное значение для h FE – 100 (у него нет единиц измерения, потому что это соотношение)
  • Сопротивление коллектор-эмиттер R CE регулируется током базы I B :
    • I B = 0 R CE = бесконечный транзистор выключен
    • I B малый R CE пониженный транзистор частично включен
    • I B увеличен R CE = 0 транзистор полностью открыт («насыщен»)
Дополнительные замечания:
  • Резистор часто требуется последовательно с базой, чтобы ограничить базу. ток I B и предотвратить повреждение транзистора.
  • Транзисторы имеют максимальный ток коллектора Ic.
  • Коэффициент усиления по току h FE может широко варьироваться , даже для однотипных транзисторов!
  • Транзистор, заполненный на на (с R CE = 0), называется « насыщенный ».
  • Когда транзистор насыщен, напряжение коллектор-эмиттер В CE снижается почти до 0В.
  • Когда транзистор насыщен, определяется ток коллектора Ic. напряжением питания и внешним сопротивлением в цепи коллектора, а не коэффициент усиления транзистора по току.В результате соотношение Ic / I B для насыщенного транзистора коэффициент усиления по току меньше FE .
  • Ток эмиттера I E = Ic + I B , но Ic намного больше, чем I B , поэтому примерно I E = Ic.
На плате есть таблица с техническими характеристиками некоторых популярных транзисторов. страница транзисторов.

Схема сенсорного переключателя

Пара Дарлингтона

Это два транзистора, соединенных между собой так, что ток усиливается первым усиливается вторым транзистором.Общий коэффициент усиления по току равен два индивидуальных выигрыша, умноженные вместе:

Коэффициент усиления по току пары Дарлингтона, ч FE = h FE1 × h FE2
(h FE1 и h FE2 – коэффициенты усиления отдельных транзисторов)

Это дает паре Дарлингтона очень высокий коэффициент усиления по току, например 10000, так что для включения пары требуется лишь крошечный базовый ток.

Пара Дарлингтона ведет себя как одиночный транзистор с очень высокий коэффициент усиления по току. Имеет три вывода ( B , C и E ) которые эквивалентны выводам стандартного отдельного транзистора. Для включения должно быть 0,7 В на обоих соединенных переходах база-эмиттер. последовательно внутри пары Дарлингтона, поэтому для включения требуется 1,4 В.

Пары Дарлингтона доступны в виде полных пакетов, но вы можете составить свои собственные. от двух транзисторов; TR1 может быть маломощным, но обычно TR2 должен быть высоким. власть.Максимальный ток коллектора Ic (max) для пары одинаков. как Ic (max) для TR2.

Пара Дарлингтона достаточно чувствительна, чтобы реагировать на небольшой ток, проходящий через ваша кожа, и его можно использовать для изготовления сенсорного переключателя , как показано на схеме. Для этой схемы, которая просто зажигает светодиод, два транзистора могут быть любыми. транзисторы малой мощности назначения. 100 тыс. резистор защищает транзисторы, если контакты соединены куском провода.


Использование транзистора в качестве переключателя

Когда транзистор используется в качестве переключателя, он должен быть либо ВЫКЛ. , либо полностью ВКЛЮЧЕННЫМ . В полностью открытом состоянии напряжение V CE на транзисторе почти равно нулю. и транзистор называется насыщенным , потому что он больше не может проходить ток коллектора Ic. Устройство вывода, переключаемое транзистором, обычно называется «нагрузкой».

Мощность, развиваемая переключающим транзистором, очень мала:

  • В состоянии ВЫКЛ : мощность = Ic × V CE , но Ic = 0, поэтому мощность равна нулю.
  • В состоянии полный ВКЛ : мощность = Ic × V CE , но V CE = 0 (почти), поэтому мощность очень мала.
Это означает, что транзистор не должен нагреваться при использовании, и вам не нужно рассмотрите его максимальную номинальную мощность. Важные характеристики в схемах переключения – максимальный ток коллектора Ic (макс.) и минимальное усиление по току h FE (мин) . Номинальное напряжение транзистора может быть проигнорировано, если вы не используют напряжение питания более 15 В.На плате есть таблица с техническими характеристиками некоторых популярных транзисторов. страница транзисторов.

Для получения информации о работе транзистора см. функциональная модель выше.

Защитный диод
Если нагрузка – это двигатель , реле или соленоид (или любое другое устройство с катушкой) диод должен быть подключен к нагрузке для защиты транзистор (и микросхема) от поломки при отключении нагрузки.На диаграмме показаны как это связано «в обратном направлении», так что обычно НЕ будет проводить. Только проводимость возникает при выключении нагрузки, в этот момент ток пытается продолжить течь через катушку и безвредно отводится через диод. Без диода нет ток может течь, и катушка вызовет разрушительный выброс высокого напряжения в ее попытаться сохранить текущее течение.
Когда использовать реле
Транзисторы не могут переключать переменный ток или высокое напряжение (например, электросеть), и они обычно не лучший выбор для коммутации больших токов (> 5A).В этих случаях потребуется реле, но учтите, что для переключения тока катушки реле все же может потребоваться маломощный транзистор!

Преимущества реле:

  • Реле могут переключать переменного тока и постоянного тока, транзисторы могут переключать только постоянный ток.
  • Реле могут переключать высокое напряжение , транзисторы – нет.
  • Реле – лучший выбор для переключения больших токов (> 5A).
  • Реле могут переключать множество контактов одновременно.
Недостатки реле:
  • Реле более громоздкие, транзисторы для коммутации малых токов.
  • Реле не могут переключаться быстро , транзисторы могут переключаться много раз в секунду.
  • Реле потребляют больше энергии из-за тока, протекающего через их катушку.
  • Реле требуют большего тока, чем могут обеспечить многие микросхемы , поэтому низкое энергопотребление Транзистор может понадобиться для переключения тока катушки реле.


Подключение транзистора к выводу микросхемы

Большинство микросхем не могут обеспечивать большие выходные токи, поэтому может потребоваться транзистор. для переключения большего тока, необходимого для выходных устройств, таких как лампы, двигатели и реле. Микросхема таймера 555 необычна тем, что может обеспечивать относительно большой ток до 200 мА, которого достаточно для некоторых устройств вывода, таких как слаботочные лампы, зуммеры и многие катушки реле без необходимости использования транзистора.

Транзистор также можно использовать для включения микросхемы, подключенной к источнику низкого напряжения (например, 5 В). для переключения тока для выходного устройства с отдельным источником более высокого напряжения (например, 12 В). Два источника питания должны быть соединены, обычно это делается путем соединения их 0В соединений. В этом случае следует использовать транзистор NPN.

Резистор R B необходим для ограничения тока, протекающего в базе транзистор и предотвратить его повреждение.Однако R B должен быть достаточно низким, чтобы убедитесь, что транзистор полностью пропитан, чтобы предотвратить его перегрев, это особенно важно, если транзистор коммутирует большой ток (> 100 мА). Безопасное правило – сделать базовый ток I B примерно в пять раз больше, чем значение, которое должно просто насыщать транзистор.

Выбор подходящего NPN-транзистора
На принципиальной схеме показано, как подключить NPN транзистор , он включится. нагрузка при выходе микросхемы высокая .Если вам нужно обратное действие, с включенной нагрузкой, когда выход микросхемы низкий (0В) пожалуйста см. схему транзистора PNP ниже.

В приведенной ниже процедуре объясняется, как выбрать подходящий переключающий транзистор.

Транзисторный переключатель NPN
(нагрузка включена, когда выходной сигнал микросхемы высокий)


Использование единиц в расчетах
Не забудьте использовать V, A и или
В, мА и k.Подробнее
см. страницу Закона Ома.

  1. Максимальный ток коллектора транзистора Ic (макс.) должен быть больше тока нагрузки Ic.
    ток нагрузки Ic = напряжение питания Vs
    сопротивление нагрузки R L
  2. Минимальное усиление тока транзистора h FE (мин) должно быть не менее пяти раз деленного тока нагрузки Ic по максимальному выходному току с микросхемы.
    ч FE (мин)> 5 × ток нагрузки Ic
    макс. ток микросхемы
  3. Выберите транзистор, который соответствует этим требованиям, и запишите его свойства: Ic (max) и h FE (мин).
    Есть таблица с техническими характеристиками некоторых популярных транзисторов. на странице транзисторов.
  4. Рассчитайте приблизительное значение для базового резистора:
    R B = Vc × h FE где Vc = напряжение питания микросхемы
    (в простой схеме с одним источником питания это Vs)
    5 × Ic

    Для простой схемы, в которой микросхема и нагрузка используют один и тот же источник питания (Vc = Vs) вы можете предпочесть использовать: R B = 0.2 × R L × h FE

    Затем выберите ближайшее стандартное значение для базового резистора.

  5. Наконец, помните, что если нагрузкой является двигатель или катушка реле, требуется защитный диод.

Пример
Выход КМОП-микросхемы серии 4000 необходим для работы реле с 100 катушек.
Напряжение питания составляет 6В как для микросхемы, так и для нагрузки. Чип может обеспечивать максимальный ток 5 мА.

  1. Ток нагрузки = Vs / R L = 6/100 = 0,06 A = 60 мА, поэтому транзистор должен иметь Ic (макс.)> 60 мА.
  2. Максимальный ток от микросхемы 5мА, поэтому транзистор должен иметь h FE (мин)> 60 (5 × 60 мА / 5 мА).
  3. Выберите транзистор BC182 малой мощности общего назначения с Ic (макс.) = 100 мА и h FE (мин) = 100.
  4. R B = 0,2 × R L × h FE = 0.2 × 100 × 100 = 2000 г. поэтому выберите R B = 1k8 или 2k2.
  5. Для катушки реле требуется защитный диод.

Транзисторный переключатель PNP
(нагрузка включена, когда выходной сигнал микросхемы низкий)
Выбор подходящего транзистора PNP
На принципиальной схеме показано, как подключить транзистор PNP , он включится. нагрузка при выходе микросхемы низкий (0В).Если вам нужно обратное действие, с включенной нагрузкой, когда выход чипа высокий пожалуйста см. схему для NPN-транзистора выше.

Процедура выбора подходящего транзистора PNP точно такая же. как для NPN-транзистора, описанного выше.


Использование транзисторного ключа с датчиками

Светодиод горит, когда LDR темный
Светодиод загорается, когда LDR яркий
На верхней принципиальной схеме показан LDR (датчик освещенности). подключен так, чтобы светодиод загорался, когда LDR находится в темноте.Переменный резистор регулирует яркость, при которой транзистор включается и выключается. В этой схеме можно использовать любой транзистор малой мощности общего назначения.

Постоянный резистор 10 кОм защищает транзистор от чрезмерного базового тока (который приведет к его разрушению), когда переменная резистор уменьшен до нуля. Чтобы переключить эту схему на подходящую яркость, вы можете нужно поэкспериментировать с разными значениями постоянного резистора, но оно не должно быть меньше 1к.

Если транзистор переключает нагрузку с помощью катушки, такой как двигатель или реле, помните для добавления защитного диода к нагрузке.

Действие переключения можно инвертировать , поэтому светодиод загорается, когда LDR ярко освещен, если поменять местами LDR и переменный резистор. В этом случае фиксированный резистор можно не устанавливать, потому что сопротивление LDR не может быть уменьшено до нуля.

Обратите внимание, что переключающее действие этой схемы не очень хорошее, потому что будет промежуточная яркость, когда транзистор будет частично на (не насыщенный).В этом состоянии транзистор находится в опасности перегрева, если он не переключает небольшой ток. Нет проблем с небольшим током светодиода, но с большим током лампа, двигатель или реле могут вызвать перегрев.

Другие датчики, такие как термистор, могут использоваться с этой схемой, но для них может потребоваться другой переменный резистор. Вы можете рассчитать приблизительное значение переменного резистора (Rv), используя мультиметр для определения минимального и максимального значений сопротивления датчика (Rmin и Rmax):

Переменный резистор, Rv = квадратный корень из (Rmin × Rmax)

Например, LDR: Rmin = 100, Rmax = 1M, поэтому Rv = квадратный корень из (100 × 1M) = 10к.

Вы можете сделать гораздо лучшую схему переключения с датчиками, подключенными к подходящему IC (чип). Действие переключения будет намного более резким без частичного включения.


Транзисторный инвертор (НЕ затвор)

Инверторы (НЕ вентили) доступны на логических микросхемах, но если вам нужен только один инвертор, как правило, лучше использовать эту схему. Выходной сигнал (напряжение) является инверсией входного сигнала:
  • Когда на входе высокий уровень (+ Vs), на выходе низкий уровень (0V).
  • Когда на входе низкий уровень (0 В), на выходе высокий уровень (+ Vs).
Можно использовать любой маломощный NPN-транзистор общего назначения. Для общего пользования R B = 10 тыс. и R C = 1k, тогда выход инвертора можно подключить к устройству с входным сопротивлением (сопротивлением) не менее 10к например, логическая микросхема или таймер 555 (входы триггера и сброса).

Если вы подключаете инвертор к входу логической микросхемы CMOS (очень высокий импеданс) вы можете увеличить R B до 100 тыс. и R C до 10 тыс., это уменьшит ток, используемый инвертором.


Следующая страница: Аналоговые и цифровые системы | Изучение электроники

© Джон Хьюс 2007, Клуб электроники, www.kpsec.freeuk.com
Этот сайт был взломан с использованием ПРОБНОЙ версии WebWhacker. Это сообщение не появляется на лицензированной копии WebWhacker.

Короткоканальные полевые транзисторы с графеновыми нанолентами шириной 9 и 13 атомов

  • 1.

    Cai, J. et al. Изготовление графеновых нанолент снизу вверх с атомарной точностью. Природа 466 , 470–473 (2010).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 2.

    Chen, Y.-C. и другие. Настройка ширины запрещенной зоны графеновых нанолент, синтезированных из молекулярных прекурсоров. САУ Нано 7 , 6123–6128 (2013).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 3.

    Нарита А. и др. Синтез структурно четко определенных и обрабатываемых жидкой фазой графеновых нанолент. Nat. Chem. 6 , 126–132 (2014).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 4.

    Нарита А., Ван X.-Y., Фенг X. и Мюлен К. Новые достижения в химии нанографена. Chem. Soc. Сборка 44 , 6616–6643 (2015).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 5.

    Ruffieux, P. et al. Поверхностный синтез графеновых нанолент с зигзагообразной топологией края. Природа 531 , 489–492 (2016).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 6.

    Kimouche, A. et al. Ультратонкие металлические кресла из графеновых нанолент. Nat. Commun. 6 , 10177 (2015).

    ADS CAS Статья PubMed PubMed Central Google ученый

  • 7.

    Talirz, L. et al. Поверхностный синтез и характеризация кресельных графеновых нанолент шириной 9 атомов. САУ Нано 11 , 1380–1388 (2017).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 8.

    Talirz, L., Ruffieux, P. & Fasel, R. Поверхностный синтез графеновых нанолент атомарной точности. Adv. Матер. 28 , 6222–6231 (2016).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 9.

    Chen, Y.-C. и другие. Молекулярная запрещенная инженерия гетеропереходов синтезированных восходящих графеновых нанолент. Nat. Nanotechnol. 10 , 156–160 (2015).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 10.

    Cai, J. et al. Гетеропереходы графеновых нанолент. Nat. Nanotechnol. 9 , 896–900 (2014).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 11.

    Накада, К., Фуджита, М., Дрессельхаус, Г. и Дрессельхаус, М.С. Краевое состояние в графеновых лентах: эффект нанометрового размера и зависимость формы края. Phys. Ред. B 54 , 17954–17961 (1996).

    ADS CAS Статья Google ученый

  • 12.

    Янг, Л., Парк, Ч.-Х., Сон, Й.-В., Коэн, М. Л., Луи, С. Г. Энергии квазичастиц и запрещенные зоны в графеновых нанолентах. Phys. Rev. Lett. 99 , 186801 (2007).

    ADS Статья PubMed Google ученый

  • 13.

    Hsu, H. & Reichl, L.E. Правило выбора оптического поглощения графеновых нанолент. Phys. Ред. B 76 , 45418 (2007).

    ADS Статья Google ученый

  • 14.

    Yoon, Y. & Guo, J. Влияние шероховатости краев в транзисторах с графеновой нанолентой. Заявл. Phys. Lett. 91 , 73103 (2007).

    Артикул Google ученый

  • 15.

    Франклин, А. Д. Электроника: путь к транзисторам на углеродных нанотрубках. Природа 498 , 443–444 (2013).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 16.

    Bennett, P. B. et al. Полевые транзисторы с графеновой нанолентой снизу вверх. Заявл. Phys. Lett. 103 , 253114 (2013).

    ADS Статья Google ученый

  • 17.

    Abbas, A. N. et al. Нанесение, определение характеристик и химическое зондирование на основе тонких пленок сверхдлинных химически синтезированных графеновых нанолент. J. Am. Chem. Soc. 136 , 7555–7558 (2014).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 18.

    Abbas, A. N. et al. Осаждение из паровой фазы с переносом, характеристика и применение крупных нанографенов. Дж.Являюсь. Chem. Soc. 137 , 4453–4459 (2015).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 19.

    Gao, J. et al. Амбиполярный транспорт в графеновых нанолентах, синтезированных в растворах. САУ Нано 10 , 4847–4856 (2016).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 20.

    Вержбицкий И.А. и др. Рамановские отпечатки графеновых нанолент атомарной точности. Nano Lett. 16 , 3442–3447 (2016).

    ADS CAS Статья PubMed PubMed Central Google ученый

  • 21.

    Vandescuren, M., Hermet, P., Meunier, V., Henrard, L. & Lambin, P. Теоретическое исследование колебательных краевых мод в графеновых нанолентах. Phys.Ред. B 78 , 195401 (2008).

    ADS Статья Google ученый

  • 22.

    Hazeghi, A., Krishnamohan, T. & Wong, H. S. P. Моделирование полевого транзистора с барьером Шоттки из углеродных нанотрубок. IEEE Trans. Электронные устройства 54 , 439–445 (2007).

    ADS CAS Статья Google ученый

  • 23.

    Аппенцеллер, Дж., Радосавлевич, М., Кнох, Дж. И Авурис, П. Туннелирование против термоэлектронной эмиссии в одномерных полупроводниках. Phys. Rev. Lett. 92 , 48301 (2004).

    ADS CAS Статья Google ученый

  • 24.

    Appenzeller, J. et al. Модулированный полем транспорт носителей в транзисторах из углеродных нанотрубок. Phys. Rev. Lett. 89 , 126801 (2002).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 25.

    Чен, З., Аппенцеллер, Дж., Кнох, Дж., Лин, Ю. и Авурис, П. Роль контакта металл-нанотрубка в характеристиках полевых транзисторов из углеродных нанотрубок. Nano Lett. 5 , 1497–1502 (2005).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 26.

    Перебейнос, В., Терсофф, Дж. И Хенш, В. Кроссовер Шоттки-Ом в контактах транзисторов из углеродных нанотрубок. Phys. Rev. Lett. 111 , 236802 (2013).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 27.

    Zhang, Y., Ye, J., Matsuhashi, Y. & Iwasa, Y. Амбиполярный MoS 2 тонких чешуйчатых транзистора. Nano Lett. 12 , 1136–1140 (2012).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 28.

    Franklin, A. D. et al. Транзистор с углеродными нанотрубками размером менее 10 нм. Nano Lett. 12 , 758–762 (2012).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 29.

    Цзяо, Л., Чжан, Л., Ван, X., Дяньков, Г. и Дай, Х. Узкие графеновые наноленты из углеродных нанотрубок. Природа 458 , 877–880 (2009).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 30.

    Li, X., Wang, X., Zhang, L., Lee, S. & Dai, H. Ультрагладкие полупроводники из графеновых нанолент, полученные химическим путем. Наука 319 , 1229–1232 (2008).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 31.

    Ван Х. и Дай Х. Травление и сужение графена по краям. Nat. Chem 2 , 661–665 (2010).

    CAS Статья PubMed Google ученый

  • 32.

    Jacobberger, R.M. et al. Прямой ориентированный рост кресельных графеновых нанолент на германии. Nat. Commun. 6 , 8006 (2015).

    CAS Статья PubMed PubMed Central Google ученый

  • 33.

    Луизье, М., Лундстром, М., Антониадис, Д. А. и Бокор, Дж. Максимальное масштабирование устройства: сравнение внутренних характеристик полевых транзисторов на основе углерода, InGaAs и Si для длины затвора 5 нм. Международная конференция по электронным устройствам, 2011 г. , Вашингтон, округ Колумбия, 2011 г., стр. 11.2.1-11.2.4.

  • 34.

    Linden, S. et al. Электронная структура пространственно ориентированных графеновых нанолент на Au (788). Phys. Rev. Lett. 108 , 216801 (2012).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 35.

    Чжао, П., Чаухан, Дж. И Го, Дж. Вычислительное исследование туннельного транзистора на основе графеновой наноленты. Nano Lett. 9 , 684–688 (2009).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • 36.

    Франклин А. Д. и Чен З.Масштабирование длины транзисторов из углеродных нанотрубок. Nat. Nanotechnol. 5 , 858–862 (2010).

    ADS CAS Статья PubMed Google ученый

  • Согласование транзисторов

    I

    DSS Тестирование полевого транзистора I DSS
    • взгляните на таблицу данных JFET, определите n- или p-канал и распиновку
    • установил макетную плату без пайки (a.к.а. коммутационная панель) с помощью перемычки через два ряда или постройте небольшую схему с розетками на перфорированной плате (также известной как перфорированная плата)
    • Я подключаю полевой транзистор к плате так, чтобы перемычка соединяла контакты затвора и истока
    • подключите отрицательную сторону источника питания ~ 9 В к перемычке
    • подключите отрицательный вывод миллиамперметра к стоку JFET
    • подключите положительный провод миллиамперметра к положительному проводу питания
    • .
    • JFET насыщается на своем уровне I DSS в этой ситуации, и это текущее значение отображается на миллиамперметре

    Чтобы получить полезные результаты этого теста, ваш миллиамперметр должен иметь разрешение не менее 1 мА и 0.1 мА или лучше подойдет. Я рекомендую вам использовать для этого теста источник питания с ограничением тока, потому что очень легко замкнуть миллиамперметр через источник питания. питание с простой накладкой щупа; если ваш блок питания может выдавать больше ампер, чем может ручкой, вы взорвете предохранитель в счетчике. (Или, если он не перегорел, вы можете повредить счетчик!) Предохранители цифрового мультиметра стоят дорого. и трудно найти, поэтому вы не хотите, чтобы это произошло.

    После того, как вы настроили макетную плату для тестирования транзисторов, я рекомендую вам протестировать сразу целый пакет из них. и держать их как-нибудь в порядке.Таким образом, вам нужно будет провести тест только один раз, а затем вы сможете быстро выбрать подходящие пары Q1 / Q2. Один из способов отсортировать транзисторы – это наклеить их на полоску изоленты, перекинутую поверх головок транзисторов. кстати некоторые резисторы и диоды идут в упаковке. Для этого хорошо подойдет малярная лента. Другой способ – получить небольшой ящик для рыболовных снастей и используйте каждое отделение для хранения деталей в пределах небольшого диапазона I DSS ; лучше всего подойдет вид с большим количеством мелких отделений.

    Ссылки

    Последние достижения в области создания интегральных схем на основе органических полевых транзисторов – Ян – Journal of Polymer Science

    1 ВВЕДЕНИЕ

    С тех пор, как в 1986 году было сообщено о первом транзисторе на основе органических полупроводников, 1 за последние три десятилетия был достигнут огромный прогресс в органической электронике. Органические полупроводники и устройства имеют такие преимущества, как структурное разнообразие, 2, 3 , низкотемпературная и дешевая обработка, изготовление на большой площади и гибкость, 4 , что делает их дополнительными к традиционным устройствам на основе кремния и привлекательными для исследователи.

    Органические полевые транзисторы (OFET) являются основным строительным блоком органической электроники, а также основным устройством при исследовании полупроводниковых материалов. Производительность устройства OFET зависит не только от внутренних свойств органического полупроводникового материала, но и от других компонентов устройства, таких как интерфейсы полупроводник / диэлектрик 5, и контактные поверхности. 6-11 После десятилетий исследований материалов и процесса производства появились сообщения об устройствах OFET с быстро улучшающимися характеристиками, а рекорды мобильности носителей обновляются год за годом 12-21 (рис. 1).Подвижность носителей превышает 1 или даже 10 см 2 V −1 s −1 все чаще сообщается в последние два десятилетия, что означает, что характеристики OFET-устройств близки или даже лучше, чем у аморфного кремния. на базе устройств. Это усовершенствование позволяет использовать устройства OFET в таких приложениях, как схемы драйверов для дисплеев 22 и радиочастотные идентификационные метки. 23, 24

    Мобильность оператора связи для устройств OFET в зависимости от года.Некоторые важные достижения отмечены 25

    Без сомнения, важны исследования материалов и улучшение характеристик OFET. Действительно, одно устройство OFET может работать независимо или выполнять простые задачи в некоторых приложениях, таких как фотодетектор 26 или датчики давления. 27 Однако для выполнения определенной функции одного устройства OFET обычно недостаточно. В большинстве случаев для достижения относительно полной функции требуется схема, состоящая из нескольких устройств OFET.Например, в медицинских или носимых приложениях, таких как мониторинг глюкозы, 28 нам нужно не только распознавать желаемый сигнал, но и обрабатывать его. Обычно часть обработки сигналов по-прежнему состоит из кремниевых устройств. Лай и др. Сообщили о носимой системе контроля движения запястья, в которой датчик деформации представляет собой гибкий OFET, изготовленный на основе полиэтилентерефталата (ПЭТ). 29 Хотя OFET могут определять угол изгиба и отклик как изменение тока, устройство считывания, однако, задача которого состоит в преобразовании, усилении и визуализации текущего сигнала от OFET, изготовлено из обычных и имеющихся в продаже кремниевых на базе усилителей.Эта стратегия несколько ограничивает возможность органических устройств демонстрировать их превосходную гибкость, что еще больше ограничивает диапазон приложений.

    Чтобы построить схему на основе органических полупроводников, предстоит решить множество задач. Прежде всего, схемы на основе органических полупроводников серьезно страдают от вариаций от устройства к устройству. Возьмем, к примеру, дифференциальный усилитель. Дифференциальный усилитель состоит из пары управляющих транзисторов. Чтобы добиться максимального подавления синфазного шума, электрические свойства двух транзисторов должны быть одинаковыми.Как сообщают Сугияма и др., Если нормализованное несоответствие I D достигает 27%, синфазный вход будет усилен (коэффициент усиления по напряжению больше 1), что означает, что схема не может для ослабления синфазного входа. 30 При уменьшении рассогласования до 1,5% наблюдается значение усиления 0,25, что указывает на то, что устранение отклонений устройства может эффективно улучшить антишумовые характеристики синфазного сигнала. Во-вторых, разнообразие органических полупроводниковых материалов, которые выбираются для схем, все еще ограничено.Пентацен в основном фигурировал в отчетах начала 2000-х годов. 31-35 Хотя было разработано большое количество органических полупроводниковых материалов, лишь некоторые из них используются в схемах. В-третьих, многие исследования останавливаются на создании инверторов или логических вентилей вместо того, чтобы дать полную и конкретную функциональную демонстрацию, на которой можно полностью продемонстрировать преимущества органических полупроводников.

    В этой статье мы демонстрируем прогресс в схемах на основе органических полупроводников, достигнутый за последние годы.Вначале мы кратко рассмотрим органические полупроводниковые материалы, которые используются в схемах. В зависимости от функции схем, материалы, конструкция схемы и стратегии решения вышеупомянутых проблем обычно различаются. Поэтому мы разделим наше обсуждение на два основных раздела: органические цифровые схемы и органические аналоговые схемы. В каждом разделе архитектура схемы и характеристики обсуждаются постепенно в зависимости от сложности схемы.Для каждой схемы также указывается используемый материал и метод обработки. Конечно, мы в основном фокусируемся на функции, которую выполняет схема. В конце статьи обсуждаются испытания строительных моделей для проектирования и моделирования органических цепей, которые срочно необходимы для будущего проектирования.

    2 ПОЛУПРОВОДНИКИ ДЛЯ ОФИСОВ

    В целом, органические полупроводники можно разделить на небольшие молекулы и полимеры. В большинстве случаев небольшие органические молекулы имеют определенную химическую структуру, что указывает на то, что внутренние свойства, такие как энергии самых высоких занятых молекулярных орбиталей (ВЗМО) и самых низких незанятых молекулярных орбиталей (НСМО), определены с уверенностью.В отличие от полимеров, органические небольшие молекулы не должны терпеть сложные конформации и внутри- или межцепочечные взаимодействия, приводящие к энергетическому беспорядку, 36-38 , который придает органическим маленьким молекулам относительно определенную кристаллическую структуру и параметры решетки. Следовательно, небольшие органические молекулы могут иметь высокую кристалличность. Кроме того, монокристаллы со сверхвысокой чистотой и низкой плотностью ловушек могут быть получены с помощью небольших органических молекул, которые увеличивают подвижность носителей, на величину которой сильно влияют кристалличность, дефекты и ловушки тонкой пленки. 39

    С точки зрения методов обработки, органические пленки с низкими молекулами могут быть выращены термическим испарением. После определения молекулярной и кристаллической структуры термодинамические свойства материала, такие как точка кипения и давление пара, становятся достоверными и даже могут быть предсказаны. 40, 41 Таким образом, условия обработки можно точно контролировать при испарении небольших органических молекул, а скорость роста, а также толщину пленки можно контролировать и отслеживать в реальном времени.Несмотря на то, что существуют проблемы с шероховатостью поверхности и наличие полиморфов во время испарения, испаряемость дает органическим небольшим молекулам большие преимущества в оптимизации морфологии и однородности тонкой пленки, тем самым подавляя вариации устройства.

    В зависимости от типа проводимости мы разделяем небольшие органические молекулы на материалы p-типа, n-типа и амбиполярные материалы (рис. 2). Обратите внимание, что амбиполярное поведение или поведение n-типа обычно происходит только в вакууме или инертной атмосфере, в то время как в окружающей среде эти материалы предпочитают проводимость p-типа. 45 Для малых молекул p-типа пентацен является одним из наиболее широко изученных. Чтобы улучшить растворимость пентацена, триизопропил-силилэтинильные (TIPS) группы часто используются для добавления в структуру молекулы пентацена, что позволяет обрабатывать его в растворе. 46 Кроме того, в начале 2000-х часто изучаются рубрен 12 и фталоцианин меди (CuPc). 47 В последние годы была разработана новая серия органических низкомолекулярных полупроводников p-типа.Некоторые из представителей включают 2,7-диоктил [1] бензотиено [3,2- b ] [1] бензотиофен (C8-BTBT), 48 динафто [2,3- b : 2 ‘, 3 ′ – f ] тиено [3,2- b ] тиофен (DNTT), 49 2,7-дигексил-дитиено [2,3- d ; 2 ′, 3′- d ′ ] бензо [1,2- b ; 4,5- b ′] дитиофен (DTBDT-C6), 50 3,11-диоктилдинафто [2,3- d : 2 ′, 3′- d ′] бензо [1,2- b : 4,5- b ′] дитиофен (C8-DNBDT-NW), 51 и 2,8-дифтор-5,11-бис (триэтилсилилэтинил ) антрадитиофен (диФ-ТЕС-АДТ). 52 Общее у этих материалов то, что все они имеют структуру конденсированного бензол-тиофена. Поскольку тиофеновое кольцо является сильным донором электронов, оно придает молекуле более высокую проводимость p-типа. Оптимизируя заместители, растворимость и подвижность носителей этих материалов можно сбалансировать до оптимального уровня. Кстати, к этим молекулам до сих пор относится термическое испарение.

    Типичные органические полупроводниковые материалы представлены в этой статье.Молекулы (A) – (E) представляют собой небольшие молекулы p-типа C8-BTBT, DNTT, C8-DNBDT-NW, DTBDT-C6 и diF-TES-ADT соответственно. Молекула (F) представляет собой небольшую молекулу n-типа TU-3. Молекула (G) представляет собой полупроводниковый полимер p-типа DPP-DTT

    По сравнению с аналогами p-типа, высокоэффективные и высокостабильные органические небольшие молекулы n-типа встречаются не так часто. Основная причина заключается в том, что энергия НСМО органического полупроводника обычно настолько высока, что инжектируемые электроны легко захватываются кислородом и водой в окружающем воздухе, подавляя, таким образом, перенос электронов. 53, 54 Другая причина заключается в том, что обычно используемые, устойчивые к воздуху металлы часто имеют высокую работу выхода, высокий барьер Шоттки будет построен на контактах, что не подходит для инжекции электронов. 55 Типичными примерами малых молекул n-типа являются фуллерен (C60) и его производные, 56 карбодиимид нафталина (NTCDI), 57 и фторированный фталоцианин меди (FCuPc). 58 Однако по своим характеристикам и стабильности эти материалы все еще не могут сравниться с материалами p-типа.Из недавних исследований видно, что органические схемы по-прежнему предпочитают использовать архитектуры только p-типа вместо дополнительных. 59 Несмотря на эти трудности, некоторые полупроводники n-типа выделяются, демонстрируя возможность применения в дополнительных схемах. С низкой энергией НСМО 4,3 эВ, хорошей растворимостью и стабильностью на воздухе 4,8-бис [5- (3-цианофенил) тиофен-2-ил] бензо [1,2- c : 4,5- c ‘] бис [1,2,5] производное тиадиазола (TU-3) является их представителем. 60

    Полупроводниковый полимер – это еще одна категория органических полупроводниковых материалов. Первый из когда-либо созданных органических транзисторов был основан на поли (3-гексилтиофене) (P3HT), 61 , который был просто полупроводниковым полимером. В отличие от небольших органических молекул, которые имеют определенные молекулярные и кристаллические структуры, полупроводниковый полимер может иметь разную степень полимеризации, разную молекулярную массу и разную структуру упаковки из-за разницы в путях синтеза и условиях осаждения тонких пленок.В общем, трудно получить монокристалл в тонких пленках полупроводникового полимера, а метод термического испарения, который широко применяется при осаждении пленок с низкими молекулами органических веществ, больше не может использоваться в полимерах. Перенос заряда в полупроводниковых полимерах сильно зависит от выстраивания цепей и состояний агрегации в тонкой пленке, которые необходимо учитывать в различных масштабах длины. Следует отметить, что в последние годы понимание кристаллических структур сопряженных полимеров углубляется. 62 Кроме того, был достигнут отрадный прогресс в улучшении структурной точности и однородности последовательности полимеров, 63, 64 , что дает полимерам более контролируемые электронные свойства и лучший перенос заряда. Seferos и соавторы разработали несколько стратегий полимеризации и сборки для получения сопряженных полимеров с контролируемой молекулярной массой и низкой дисперсностью, что важно для снижения структурного и энергетического беспорядка и улучшения переноса заряда в объемных или тонких пленках. 65-67

    Однако полупроводниковые полимеры обладают отличной способностью к модификации. Регулируя боковые алкильные цепи 18 и сопрягающие звенья в основной цепи, 68, 69 , можно регулировать растворимость, упаковку молекул и перенос заряда. С другой стороны, обработка раствора может также производить тонкие пленки высокого качества и однородности, что позволяет применять полупроводниковые полимеры в строительных схемах. Кроме того, некоторые полупроводниковые полимеры обладают собственной растяжимостью, которую можно дополнительно улучшить с помощью разработки боковых цепей, что делает их многообещающими для растягиваемых и носимых устройств. 70

    Полупроводниковые полимеры – большая семья. Полимер на основе дикетопирролопиррола (ДПП) – одна из наиболее изученных областей. Соединяясь с донорными фрагментами, такими как дитиенилтиено [3,2-b] тиофен (DTT), с образованием донорно-акцепторной (D-A) структуры, полимеры на основе DPP могут демонстрировать высокую подвижность носителя, а также стабильность и обрабатываемость в растворе. 71 Путем введения полимера на основе DPP в полимерный эластомер, такой как блок-полистирол-блок-поли (этилен-ранбутилен) -блок-полистирол (SEBS), мы можем регулировать механические свойства полупроводникового слоя, в частности, улучшая его растяжимость. 72 Недавно были разработаны некоторые коммерчески доступные полупроводниковые полимеры с хорошими характеристиками и технологичностью в растворе. Например, Lisicon® SP500 73 может демонстрировать подвижность до 2 см 2 V -1 с -1 .

    3 ОРГАНИЧЕСКИХ ЦИФРОВЫХ ЦЕПИ

    Цифровые схемы могут обрабатывать цифровые сигналы. По принципу работы цифровые схемы можно разделить на комбинационные и последовательные.В комбинационной схеме выходы схемы определяются только настоящими входами. При условии, что входы известны, затем решаются выходы. Инверторы, логические элементы, кодеры, декодеры и т. Д. Относятся к комбинационным схемам.

    Инвертор может инвертировать входной сигнал с «низкого» на «высокий» и наоборот. Базовая структура дополнительного инвертора или монотипного инвертора на основе OFET состоит из двух последовательно соединенных транзисторов. 74 На практике функция инвертора выходит за рамки этого.Шиваку и др. Сообщили о схеме на основе инвертора, которая может усиливать сигнал, поступающий от датчика 75 иона калия (K + ) (рис. 3). OFET изготавливаются на гибкой основе из полиэтиленнафталата (PEN). Полупроводниковый слой наносится путем дозирования, и раствор представляет собой смесь DTBDT-C6 и полистирола (PS). Путем смешивания с PS и оптимизации компонентов изменение порогового напряжения может составлять всего 0,03 В. 76 Это значение является одним из самых низких в системах печати.Схема состоит из двух инверторов, использующих псевдокосмос-схему, в которой используется только полупроводник p-типа. Первый инвертор используется для обеспечения стабильного опорного потенциала, что достигается путем соединения входа и выхода вместе. Второй – для усиления изменения потенциала, регистрируемого датчиком K + . Вводя отрицательную обратную связь, можно контролировать и стабилизировать усиление замкнутого контура, увеличивая чувствительность K + с 34 до 160 мВ / дек.

    Инверторная схема усиления сигнала датчика К + . (A) и (B) фотография и изображение схемы с помощью оптического микроскопа. (C) Принципиальная схема всей системы. (D) и (E) входное и выходное напряжение усилителя. (F) Коэффициент усиления усилителя по напряжению. Воспроизведено с разрешения. 75 Авторские права 2018, Springer Nature

    Подобно инверторам, логические вентили, такие как NAND и NOR, также выполняют логические операции.По сравнению с инверторами, у которых есть только один вход, логические вентили обрабатывают два или более входных сигнала. Следовательно, накладные расходы транзистора, необходимые для логического элемента, будут выше, чем у базового инвертора. Например, дополнительный логический элемент И-НЕ имеет два входа и требует четырех транзисторов. По мере увеличения количества транзисторов требуется более высокий уровень интеграции. Ю и др. Разработали процесс соединения, адаптированный к трехмерной интеграции. 77 В отличие от традиционного осаждения диэлектрика на основе раствора и методов соединения на основе субтрактивного травления, таких как лазерное сверление и струйная печать растворителем, рисунок диэлектрического слоя наносился только в тех местах, где необходимы изолированные металлические электроды.Соединение происходит в бездиэлектрической зоне. Для реализации вышеупомянутого процесса в качестве диэлектрической пленки был использован поли (1,3,5-триметил-1,3,5-тривинилциклотрисилоксан) (PV3D3), нанесенный методом инициированного химического осаждения из паровой фазы (iCVD). Используя термически испаренный PTCDI-C13 в качестве полупроводника n-типа и DNTT в качестве полупроводника p-типа, были изготовлены вертикально расположенные пакеты OFET, схемы трехмерного пакетного инвертора и логические вентили. Коэффициент усиления инвертора достигает 35 В / В, и поскольку устройства OFET могут объединять до пяти уровней, логические вентили, такие как И-НЕ и ИЛИ-ИЛИ, которые состоят из четырех OFET-транзисторов, могут быть интегрированы в единичную область.Растяжимость – одно из величайших преимуществ устройств и схем на основе органических полупроводников. Чтобы сформировать растягиваемую полимерную пленку, необходимо разработать новые методы обработки вместо процессов фотолитографии. Ван и др. Продемонстрировали инвертор и логический элемент И-НЕ на основе собственных растягиваемых транзисторов. 78 Полупроводниковая пленка, получившая название «сопряженная эластичность, вызванная разделением фаз полимер / эластомер» (CONPHINE), была сформирована в процессе травления с помощью медной маски и временного полимерного слоя.Транзисторы показывают выход 94,4% и высокую однородность. Инвертор имеет 4-транзисторную псевдокМОП-схему, а затвор И-НЕ состоит из 6 транзисторов. Оба работают нормально даже при 100% нагрузке. На основе платформы внутреннего растягиваемого устройства они также изготовили растягиваемые усилители для усиления сигнала человеческого пульса. Аналоговая часть будет рассмотрена в следующем разделе.

    Идя еще дальше, соединив несколько логических вентилей вместе, можно построить полный сумматор.Полный сумматор – это не только один из простейших вычислительных блоков, но и один из основных строительных блоков более сложных арифметических схем. Квон и др. Продемонстрировали технологию трехмерного наложения на основе струйной печати и изготовили 1-битный полный сумматор, состоящий из девяти логических элементов И-НЕ 79 (рис. 4). В единичной области девять функциональных слоев уложены вертикально друг на друга, и два OFET, включая PFET с нижним затвором и NFET с верхним затвором, объединены вместе. Два OFET используют один и тот же вентиль, что упрощает обработку и соединение.Полный сумматор работал при напряжении питания 20 В и мог выдавать правильный логический уровень в соответствии с входами и сигналом переноса. После 8 месяцев хранения на открытом воздухе трехмерные устройства по-прежнему работают нормально, демонстрируя отличную долгосрочную стабильность. Примечательно, что плотность интеграции составила 0,41 транзисторов на мм 2 , что было одним из самых высоких значений органических схем для струйной печати.

    (A) Изображение полного сумматора с 9 вентилями И-НЕ и (B) одним вентилем И-НЕ.(C) Схема логического элемента И-НЕ. (D) Выходные характеристики логического элемента И-НЕ. (E) Входные и выходные формы сигналов полного сумматора. Воспроизведено с разрешения. 79 Авторское право 2016 г., Американское химическое общество

    Как правило, обычно используемые цифровые схемы основаны на двоичной логике, также известной как логическая логика, что означает, что они обычно имеют два логических уровня, а именно «0» и «1» вкратце. Напротив, многозначная логика содержит более двух различных логических состояний.Например, троичная логическая схема может выводить три логических уровня, то есть «0», «1/2» и «1». Поскольку троичная логика может обеспечить более высокую плотность информации, в последние годы она привлекает все большее внимание исследователей. Для реализации троичной логики одним из вариантов могут быть устройства, включая туннельные диоды и антиамбиполярные транзисторы (AAT), которые могут работать в области отрицательного дифференциального сопротивления (NDR). 80, 81 Кобаши и др. Построили тройной инвертор, подключив органический AAT к OFET n-типа. 82 В AAT гетеропереход p-n был сформирован путем частичного перекрытия слоя α -6 T p-типа и слоя PTCDI-C8 n-типа (рис. 5). В отличие от типичных OFET, передаточные характеристики AAT показывают область уменьшения и две области увеличения, когда напряжение затвора увеличивается в соответствии с состоянием включения / выключения каналов p-типа и n-типа. Такое поведение AAT, подобное NDR, делает возможной многозначную логику. В результате кривая передачи напряжения тройного инвертора демонстрирует три логических состояния, где все три значения напряжения различны.Тройной инвертор может работать при напряжении питания всего 10 В после замены диэлектрического слоя SiO 2 на высокий k Al 2 O 3 . Кроме того, регулируя длину канала AAT, можно управлять точками перехода, что позволяет точно проектировать логические схемы. Однако выходное напряжение не может покрыть весь диапазон между VDD и GND. Чтобы решить эту проблему, Ю и др. Разработали новую архитектуру AAT, в которой канал DNTT p-типа существует непрерывно от источника до стока, обеспечивая устройству AAT высокую проводимость p-типа при включении, позволяя логическому состоянию «1» достигать VDD. сохраняя при этом регион NDR. 83 Обратите внимание, что полупроводник n-типа – это PTCDI-C13. Несмотря на то, что В, , в диапазоне логики «1/2» определены не так четко (6 при 50 В VDD), коэффициенты усиления инвертора для двух переходов достигают 13 и 20 В / В. , соответственно. По сравнению с традиционным AAT, новое устройство демонстрирует более высокую рабочую частоту благодаря большему току включения. Впервые тестируется переходная характеристика тройного инвертора на входные импульсы. По сравнению с дополнительным инвертором, логическое состояние «1/2» четко определено, а выходной уровень очень близок к VDD / 2.

    (A) Схема и (B) принципиальная схема органического тройного инвертора, включая AAT и OFET. (C) Передаточные кривые AAT (синяя линия) и OFET (красная линия). (D) Кривые передачи напряжения органического тройного инвертора. Воспроизведено с разрешения. 82 Авторское право 2018 г., Американское химическое общество

    Выполняя моделирование методом конечных элементов, Ким и др. Пытаются раскрыть основы троичной логики на основе AAT. 84 В режиме I ток в основном возникает из-за диффузии дырок, а электронный ток незначителен. Следовательно, AAT является проводящим, и задана логика «1». В режиме II токи от обеих несущих относительно сбалансированы, и как AAT, так и n-OFET являются проводящими, что дает логику «1/2». В режиме III p-канал истощается, в то время как n-OFET все еще включен, таким образом выводится логика «0». Путем сопоставления плотности тока и горизонтального электрического поля вдоль направления исток-сток исследуется поведение несущей и выясняется причина, по которой логический уровень «1/2» остается стабильным.В режиме II максимальная плотность тока дырок и электронов увеличиваются одновременно и почти одинаково вместе с увеличением В, , в , поэтому поддерживается стабильное выходное напряжение. Кроме того, исследуется влияние подвижности неосновных носителей и смещения полосы двух полупроводников на тройное соотношение, и даются рекомендации по будущему совершенствованию схемы и выбору материала.

    Органической тройной логикой можно управлять не только архитектурой устройства и смещением затвора, но также настраивать с помощью видимого или ультрафиолетового света, поскольку органические полупроводники обычно обладают способностью поглощать свет в диапазоне от УФ до видимого.Основываясь на устройствах AAT, Паниграхи и др. Наблюдают, что уровни логического состояния и их соотношение можно контролировать при световом облучении. 85 Поскольку способность к фотоотклику различна для двух полупроводников, а именно, сдвиг порогового напряжения и увеличение тока p-типа α -6 T больше, чем у PTCDI-C8 n-типа изменение характеристик антиамбиполярного переноса ААТ в УФ и видимом свете происходит в основном в контролируемом диапазоне α -6 Тл.Используя преимущества оптически настраиваемых антиамбиполярных характеристик, изготавливается трехкомпонентный инвертор с оптическим управлением. При облучении видимым светом состояние «1» уменьшается на 12,5 В, в то время как УФ-свет может сдвигать состояние «1/2» вниз на 7,4 В. Кроме того, путем регулировки интенсивности света, отношения логических уровней и отношения ширины между «1» Состояние / 2 »и состояние« 1 »можно оптимизировать. При 62 мВт / см −2 видимого света коэффициент выходного уровня достигает 0,38 (в идеале должно быть 0.5).

    В дополнение к AAT, амбиполярные OFET также могут использоваться для изготовления многозначных логических устройств. Jeon и др. Соединяют два амбиполярных OFET друг с другом, создавая устройство NDR, показывающее двойные пики NDR. 86 Два полупроводниковых полимера: поли (4 – ([2,2′-биселенофен] -5-ил) -2,7-бис (2-октилдодецил) -3a1,5a1-дигидробензо [lmn] [3,8 ] фенантролин-1,3,6,8 (2H, 7H) -тетраон) [P (NDI2OD-Se2)] и поли (3 – ([2,2 ‘: 5’, 2 ″ -тертиофен] -5-ил ) -2,5-бис (2-децилтетрадецил) -6- (тиофен-2-ил) -2,5-дигидропирроло [3,4-c] пиррол-1,4-дион) [P (DPP2DT-T2) ], оба являются амбиполярными материалами, только первый является доминирующим n-типом, а второй доминирует p-типом.Регулируя соотношение PMMA: P (VDF-TrFE), действующего как диэлектрический слой, легирование с переносом заряда может быть изменено и появляется двухпиковая характеристика передачи NDR. Когда нагрузочный резистор подключен последовательно к устройству NDR, получается схема защелки с троичной логикой. Когда значение входного напряжения установлено равным считывающему напряжению, выходное напряжение может поддерживаться в любом логическом состоянии (0, 1/2 или 1). Установив входное напряжение на одно из напряжений записи, а затем вернувшись к напряжению чтения, выходное напряжение можно установить в определенное состояние.Обратите внимание, что уровнями логического состояния можно управлять, изменяя соотношение PMMA: P (VDF-TrFE) двух OFET.

    В отличие от комбинационных схем, последовательная схема имеет запоминающую часть, что означает, что выходы зависят не только от текущих входов, но и от исторического состояния схемы. Для управления сохраненным сигналом требуется тактовый сигнал в виде импульса напряжения. Одним из эффективных методов генерации такого импульса напряжения является использование кольцевого генератора, состоящего из нечетного числа инверторов.Используя принцип положительной обратной связи, автоколебания могут быть реализованы в кольцевом генераторе, а частота колебаний, которая является одним из ключевых параметров, которые нас интересуют, для кольцевого генератора м и ступени может быть рассчитана с помощью 87, 88 f = 12mτd, где τd – задержка распространения на ступень. Кондо и др. Построили органический кольцевой генератор, используя OFET на основе термически испаренного DNTT. 89 Для повышения кристалличности слоя ДНТТ путем нанесения покрытия на лезвие наносится высокоупорядоченный слой модификации триптицена.Пленка ДНТТ на триптиценовых слоях, покрытых лезвием, имеет лучшую кристаллическую целостность и меньше нарушений, чем на испаренных, неупорядоченных триптиценовых слоях, увеличивая подвижность на 40%, а также частоту колебаний от 41,4 кГц, которая является самой высокой среди всех органические генераторы на 5 В.

    Кольцевые генераторы могут не только генерировать импульсы напряжения, но и реагировать на внешние сигналы. Kim et al. сконструировал органический искусственный афферентный нерв, в котором несколько кольцевых генераторов использовались для сбора и реакции на изменения напряжения, действующие как напряжение питания кольцевых генераторов, от датчиков давления, а выходы направлялись на синаптический транзистор (рис. 6). 90 Полупроводниковый слой представляет собой термически испаренный пентацен, на котором изолирующий слой SU-8 имеет фото-рисунок для разделения полупроводниковых пленок между транзисторами. Напряжение питания и частота кольцевого генератора взаимосвязаны один к одному, что позволяет рассчитать значение давления. Диапазон определения давления от 1 до 80 кПа. Обратите внимание, что частота кольцевого генератора находится в диапазоне от 0 до 100 Гц, что соответствует частоте биологических потенциалов действия.Помимо определения давления, искусственный афферентный нерв также может быть подключен к эфферентному нерву для создания гибридной рефлекторной дуги, приводящей в движение мышцы.

    (A) Схема искусственного афферентного нерва с органическим кольцевым генератором, подключенным между датчиками давления и синаптическим транзистором. (B) Напряжение питания кольцевого генератора и (C, D) частоты колебаний как функция давления. Воспроизведено с разрешения. 89 Авторское право 2018 г., Американская ассоциация развития науки

    Как и неорганические аналоги, уровень интеграции и плотность устройства также являются важными целями, которые преследуют органические кольцевые генераторы.Квон и др. Улучшили свою предыдущую работу 79 и разработали метод трехмерной интеграции для органических транзисторов. 91 Основные OFET адаптируются к конфигурации с двумя затворами. Путем вертикальной укладки еще одного поверх первого транзистора были объединены многотранзисторные (2-Т) и трехтранзисторные (3-Т) гибкие устройства. Благодаря конфигурации с двумя затворами, обеспечивающей полностью обедненный объем полупроводника, перенос заряда контролируется более эффективно, а однородность и согласованность устройства являются высокими.Для схем инвертора и кольцевого генератора реализовано 2-Т комплементарное устройство, использующее распределенный TU-3 как полупроводник n-типа и DTBDT-C6 как полупроводник p-типа. При напряжении питания 5 В рабочая частота вызывного генератора составляет 48,5 Гц. Используя 3-х компонентную структуру стека вместо обычных 4-транзисторных, можно получить логический вентиль И-НЕ, который имеет более компактную площадь. Чтобы дополнительно продемонстрировать уровень интеграции, создается программируемый массив NAND, включающий несколько логических функций.Плотность транзисторов достигла рекордных 60 транзисторов на квадратный сантиметр. Это значение означает, что можно изготовить 4-битный микропроцессор на месте размером с кредитную карту.

    4 ОРГАНИЧЕСКИЕ АНАЛОГОВЫЕ ЦЕПИ

    Аналоговая схема предназначена для обработки аналоговых сигналов, а усилитель является самой базовой аналоговой схемой. Одним из ключевых параметров усилителя является коэффициент усиления, определяемый как отношение выходного сигнала к входному. В зависимости от формы входа и выхода, коэффициент усиления может быть сопротивлением, проводимостью или безразмерным.Другие параметры, такие как полоса пропускания и произведение коэффициента усиления на полосу пропускания (GBWP) и отношение сигнал-шум (SNR), также важны для оценки характеристик усилителя.

    По конструкции и сложности различают несколько категорий усилителей. Начнем с нуля: однокаскадный усилитель – это основа. Цзян и др. Построили одноступенчатый усилитель с общим источником для отслеживания сигналов электроокулограммы (ЭОГ) человеческих глаз. 92 Чтобы минимизировать энергопотребление схемы, в качестве строительного блока была выбрана пара OTFT с барьером Шоттки (SB-OTFT), которые работают в подпороговом режиме.Полупроводящий слой представлял собой нанесенный струйной печатью C8-BTBT, а для формирования контакта Шоттки использовалось серебро. Чтобы уменьшить вариации устройства и получить наилучшие параметры устройства, плотность дефектов была минимизирована с помощью больших полупроводниковых кристаллов и гладкой, свободной от оборванных связей границы раздела между полупроводником и диэлектриком, обеспечиваемой печатным поливинилциннаматом (ПВХ). Кроме того, поскольку SB-OTFT работает в подпороговом режиме, принцип работы SB-OTFT по сути обеспечивает независимые от длины канала ВАХ, что дополнительно обеспечивает единообразие устройств.Благодаря сверхвысокой подпороговой крутизне ( SS ) и близкому к нулю пороговому напряжению эффективность усиления сигнала достигает 38,2 S A -1 , что означает высокое усиление и низкую мощность. После усиления амплитуда сигналов EOG увеличивается от менее 1 мВ до 0,3 В, при этом потребляемая мощность составляет всего 1 нВт, а отношение сигнал / шум более 60 дБ позволяет усилителю улавливать едва уловимое движение глаз.

    Чтобы улучшить коэффициент усиления по напряжению однокаскадного усилителя, мы можем заменить одиночный транзистор многотранзисторной структурой, а именно составным усилителем.Секин и др. Продемонстрировали гибкий датчик давления с печатным рисунком, в котором схема усилителя использует соединение Дарлингтона, то есть сток первого транзистора соединен с затвором второго. 93 Схема усилителя может усилить сигнал, полученный от датчика давления, с коэффициентом усиления 10, увеличенным с 2. Обратите внимание, что датчик давления изготовлен из поливинилиденфторида- co -трифторэтилена) [P (VDF- TrFE)], сегнетоэлектрический полимер. Путем смешивания полупроводниковых чернил DTBDT-C6 с PS можно контролировать подвижность и пороговое напряжение напечатанных OFET.Печатный датчик работает при напряжении питания 3 В, демонстрируя хорошую чувствительность к давлению 10 кПа. Прикрепив датчики к коже шеи и запястья, можно регистрировать артериальные волны, при этом скорость пульсовой волны человека достигает 9 м / с -1 .

    Шум присутствует во всех цепях. Усилитель может усиливать полезный сигнал вместе с шумом, что затрудняет различение полезного сигнала и шума, особенно когда полезный сигнал слабый, например, физиологические сигналы от человеческого тела, которое не желает видеть.Поэтому для подавления шума и любой нестабильности работы, вызванной изменением параметров устройства, применяются дифференциальные усилители. Обычно дифференциальный усилитель имеет пару входов для обработки двух входных сигналов с одинаковой амплитудой, но с инвертированием по фазе. Входные сигналы соответственно усиливаются парой идеально симметричных усилителей. Конечный результат – это разница между двумя выходными клеммами. Поскольку шумовые сигналы двух входов обычно одинаковы по амплитуде и фазе, эта часть (называемая синфазным шумом) будет исчезать на выходе.Наир и др. Изготовили гибкий дифференциальный усилитель с использованием подложки из полиэтиленнафталата (PEN) размером 3 дюйма. 94 Полупроводящий слой представляет собой термически испаренный пентацен, в то время как контактные электроды изготовлены из обрабатываемого в растворе проводящего полимера, содержащего полианилин: полистиролсульфоновую кислоту (PANi-PSS), с новым методом отрывного рисунка. Усилитель показывает коэффициент усиления 10 дБ на максимальной частоте 1 кГц. В соответствии с принципом работы дифференциальные усилители требуют сверхвысокой однородности устройства, поскольку любое несоответствие между парой транзисторов приводит к снижению эффективности подавления шума.Чтобы решить эту проблему, Сугияма и др. Сообщили о гибком органическом дифференциальном усилителе с невероятной однородностью устройства. 30 OFET изготавливаются с использованием напыленного DNTT в качестве полупроводникового слоя. Чтобы компенсировать несовпадение устройств, несколько изолированных транзисторов изготавливаются параллельно в качестве резервирования (рисунок 7). После проверки работоспособности всех транзисторов выбираются и подключаются к схемам только те, которые имеют минимальное рассогласование. Несоответствие нагрузки и управляющих транзисторов уменьшено до 1.1% и 1,5% соответственно. Усилитель обеспечивает коэффициент ослабления синфазного сигнала менее 0,24 (-12 дБ) на частотах от 0,1 до 1000 Гц. Сигналы электрокардиограммы человека контролируются с помощью этого усилителя, где формы волны записываются как единое целое, а отношение сигнал / шум достигает 34 дБ.

    (A) Схема OFET и тонкопленочного конденсатора. (B) Изображение гибкого органического дифференциального усилителя под микроскопом. (C) схематическое, (D) иллюстрация и (E) микроскопические изображения стратегии компенсации несоответствия.Воспроизведено с разрешения. 30 Авторские права 2019, Springer Nature

    Для выполнения определенных требований к конструкции усилители могут иметь различную топологию нагрузки. Например, нагрузка с нулевым VGS может обеспечить высокий коэффициент усиления, но будет страдать от рассогласования пороговых напряжений, тогда как диодная нагрузка не так чувствительна к рассогласованию, но дает относительно низкий коэффициент усиления. Seifaei и др. Предоставили дифференциальный усилитель и несимметричный усилитель с самосмещением, использующие тонкопленочные углеродные резисторы (TFCR) в качестве нагрузки. 95 OFET являются p-канальными, использующими испаренный DNTT в качестве полупроводникового слоя, в то время как нагрузки представляют собой испаренные углеродные слои толщиной 30 нм. Благодаря такой конструкции значительно снижается вызванная временем деградация устройства, а также чувствительность к свету. По сравнению с диодными нагрузками паразитная емкость TFCR может быть минимизирована, а рассогласование из-за изменения транзистора может быть устранено. Кроме того, в конфигурации дифференциального усилителя, поскольку TFCR имеют меньшее покрытие, чем OFET, пара TFCR может быть установлена ​​как можно ближе, чтобы уменьшить рассогласование до менее 5%.Дифференциальный усилитель демонстрирует усиление 23,1 дБ с GBWP 2,4 кГц при потребляемой мощности 7 мкВт, что дает лучшее на сегодняшний день значение GBWP над мощностью. Благодаря неизменности времени TFCR после 7 месяцев хранения ток снижается всего на 7,9%, демонстрируя превосходную устойчивость к старению.

    Поскольку требования к характеристикам схем усилителя возрастают, однокаскадный или дифференциальный усилитель становится все труднее удовлетворять всем им, включая высокое входное сопротивление, высокий коэффициент усиления, низкое выходное сопротивление и возможность обработки сигнала.Поэтому операционные усилители, состоящие из нескольких каскадов и функциональных модулей, разработаны для удовлетворения этих требований. Мацуи и др. Сообщили об органической схеме операционного усилителя, работающей при напряжении питания 5 В (рисунок 8). 96 За счет использования полупроводника n-типа TU-3 в схеме достигаются дополнительные усилители. Полупроводник p-типа напечатан diF-TES-ADT. Поскольку транзисторы n-типа имеют худшую подпороговую крутизну и коэффициент модуляции длины канала, чем у транзисторов p-типа, для изготовления транзисторов n-типа применяется структура с двумя затворами.Схема операционного усилителя имеет двухступенчатую структуру, состоящую из токового зеркала (M1-M3), дифференциального входного каскада (M4-M7) и каскада усиления (M8). Благодаря такой конструкции схема может обеспечивать как высокое усиление, так и высокую способность подавления шума. Схема обеспечивает максимальное усиление 60 (36 дБ) при 0,1 Гц и GBWP 50 Гц. Эти значения являются самыми высокими среди всех усилителей, работающих при напряжении питания 5 В. Чтобы продемонстрировать высокую обрабатываемость сигнала, органический операционный усилитель подключается к различным пассивным компонентам – резисторам и конденсаторам – для формирования различных контуров обратной связи.За счет создания интегратора, дифференциатора, преобразователя тока в напряжение и треугольного генератора полностью раскрывается многофункциональность органического операционного усилителя.

    (A) Схема устройств OFET p-типа и n-типа. (B) принципиальная схема и (C) микроскопические изображения органического операционного усилителя. (D-G) Цепи обработки сигналов, использующие органические операционные усилители. Воспроизведено с разрешения. 96 Авторские права 2018, Springer Nature

    Для правильной работы усилителю необходим подходящий источник напряжения смещения.Токовое зеркало, которое воспроизводит и распределяет токи по каждой ступени цепи, предназначено для обеспечения такой услуги. Чжан и др. Разработали токовое зеркало с общей структурой затвора для параллельного соединения транзисторов. 97 OTFT изготавливаются с использованием метода обработки с рулона на рулон, при котором диэлектрический слой – трипропиленгликольдиакрилат (TPGDA) – мгновенно испаряется на подложку из PEN, закрепленную на быстро вращающемся устройстве для нанесения покрытий. Полупроводящий слой – это испаренный ДНТТ.Подобно работе Сугиямы, 30 , единообразие свойств транзисторов поддерживается за счет обеспечения избыточности, в которой изготовлено 54 транзистора и только 21 выбран для построения схемы. Регулируя соотношение ширины и длины зеркального транзистора, можно регулировать коэффициент передачи тока. Помимо усиления напряжения, усилитель может выполнять различные функции в зависимости от конфигурации. Трансимпедансный усилитель, на вход которого подается ток, а на выходе – напряжение, можно рассматривать как преобразователь тока в напряжение.Используя токовое зеркало в качестве источника тока, Чжан и др. Изготовили трансимпедансный усилитель с коэффициентом усиления 1,1 МОм. При подключении трансимпедансной цепи к датчику pH обнаруживается линейная зависимость между выходным напряжением и pH, и успешно доказывается способность различать различные значения pH. Эта работа показывает потенциал системы для мониторинга человеческого пота и выявления возможных заболеваний. В отличие от трансимпедансного усилителя, если на входе подается напряжение, а на выходе – ток, мы называем схему усилителем крутизны.Аша и др. Построили операционный усилитель крутизны, используя пентацен в качестве полупроводникового слоя. 98 Усилитель демонстрирует усиление 42 дБ на частоте 195 Гц, что может быть использовано в биосенсорах.

    В дополнение к усилению сигнала аналоговые схемы могут выполнять множество функций, таких как обработка сигналов, генерация, фильтрация и выпрямление. Ли и др. Разработали удвоитель частоты, который может удвоить частоту входного сигнала. 99 Обычно традиционный удвоитель частоты достигается путем ввода двух сигналов в умножитель и последующей фильтрации составляющей постоянного тока.Однако в этой работе использовался единственный транзистор для реализации удвоения частоты без помощи фильтрующих элементов. Путем формирования гетероперехода между аморфным оксидом индия-галлия-цинка n-типа (a-IGZO) и DNTT или C8-BTBT p-типа изготавливаются амбиполярные транзисторы с V-образными кривыми перехода. Используя преимущество V-образных передаточных характеристик, при подаче входного сигнала переменного тока, пересекающего точку минимальной проводимости, на электрод затвора, умножение частоты в выходном сигнале явно получается от электрода стока.Когда входная частота установлена ​​на 1 кГц, 70% выходной энергии приходится на компонент 2 кГц, что подразумевает высокую спектральную чистоту.

    Схема выпрямления может преобразовывать сигнал переменного тока в сигнал постоянного тока, который играет роль в подаче постоянного напряжения на всю систему. Для построения выпрямителя необходимо ввести устройство с однонаправленной проводимостью. Это может быть достигнуто с помощью диода или OFET с диодным соединением, в котором затвор соединен с электродом стока. Ямамура и др.разработала выпрямитель на основе OFET с диодным соединением, используя C8-DNBDT-NW в качестве полупроводникового материала. 100 С помощью процесса одноразового решения, управляемого мениском, формируется монокристаллическая пленка C8-DNBDT-NW. Количество слоев регулируется путем регулировки температуры процесса, скорости сдвига и концентрации раствора. Благодаря сверхмалой толщине пленки и высокой кристалличности устройство OFET демонстрирует низкое контактное сопротивление и высокую подвижность, что обеспечивает высокую скорость работы.Двухслойный (2 л) выпрямитель на основе OFET имеет максимальную частоту выпрямления до 29 МГц, что превышает частоту, используемую в приложениях радиочастотной идентификации (RFID) (13,56 МГц). Высокоскоростные характеристики открывают возможность для органических полупроводников реализовать больше функций, которые когда-то считались монополистами неорганических полупроводников.

    Чтобы полностью реализовать определенные функции, интегрированная система обычно представляет собой смесь цифровых и аналоговых частей.Кондо и др. Продемонстрировали полностью гибкую матрицу магнитных датчиков, позволяющую осуществлять мониторинг распределения магнитного поля в 2D 101 (рис. 9). Система состоит из 5 блоков. В дополнение к матрице датчиков магнитосопротивления и ее переключающим элементам OFET, цифровому блоку, стартовому регистру сдвига и двум аналоговым блокам всю систему составляют токовое зеркало и усилитель с общим источником. Сдвиговый регистр начальной загрузки должен обеспечивать состояние ВКЛ для переключающих OFET. Чтобы экранировать влияние изменения устройства, принята стратегия проектирования схемы, в которой вводится конденсатор для хранения и повышения потенциала IN.OFET всегда перегружены, и работа регистра стабильна. Сдвиговый регистр может работать с частотой до 100 Гц при напряжении питания ниже 4 В. Усилители с общим истоком работают с нулевой нагрузкой VGS и демонстрируют коэффициент усиления 87,5 при смещении 3 В. Поскольку исходные сигналы от магнитного датчика слишком малы (примерно 100 мВ) для определения наличия и положения магнитного поля, усиление сигнала важно для распознавания и визуализации магнитного поля. Обратите внимание, что вся система интегрирована на одной и той же сверхгибкой платформе, а именно на париленовом листе размером 50 × 50 мм 2 .OFET только p-типа и используют испаренный DNTT в качестве полупроводникового слоя, который работает лучше, чем дополнительные OFET, о которых сообщалось до сих пор.

    (A) и (B) Схема интегрированной магнитной сенсорной системы. (C) Фотография интегрированной магнитной сенсорной системы, изготовленной на париленовой подложке толщиной 1,5 мкм. (D) Схема устройства в разрезе. Воспроизведено с разрешения. 101 Авторские права 2020, Американская ассоциация развития науки

    По сравнению с случаями с небольшими молекулами, границу раздела между полупроводниковым полимером и диэлектриком необходимо рассматривать более тщательно, чтобы избежать точечных отверстий или дефектов.Квон и др. Изготовили органический дифференциальный усилитель, состоящий из четырех OFET на основе DPP-DTT. 102 В транзисторах используется инновационный метод «анодного оксида алюминия на островках затвора» (AOI) для одновременного формирования диэлектрических слоев анодного оксида алюминия на нескольких затворах. Используя съемное соединение, электроды затвора можно анодировать одновременно с помощью слоя заземления из алюминия. После обработки октадецилтрихлорсиланом (OTS) слой DPP-DTT формируется путем дозирования.Дифференциальный усилитель работает при напряжении питания 3 В, демонстрируя коэффициент усиления по напряжению 2 (6 дБ). Это значение значительно ниже, чем у аналогов с небольшими молекулами, что свидетельствует о серьезной асимметрии устройства в усилителях на основе полимеров. Очевидно, что от одиночного устройства до цепей OFET на полимерной основе еще предстоит пройти долгий путь. Что касается растягиваемых усилителей, Ван и др., Как упоминалось выше в разделе о цифровых схемах, также построили усилитель, добавив резистор в качестве контура обратной связи. 78 Усилитель показывает коэффициент усиления по напряжению 4,7 (13 дБ) при синусоидальном сигнале 1 Гц. Усиление может поддерживать 100% -ную деформацию с небольшим снижением усиления до 3,2 (10 дБ). Комбинируя усилитель с датчиком импульсов, можно контролировать и обрабатывать импульсные сигналы на коже, что демонстрирует потенциал в приложениях, связанных с адгезией кожи человека.

    Несмотря на то, что внутренне растягиваемые схемы могут сохранять свою производительность в некоторой степени под нагрузкой, они по-прежнему не хотят видеть, что происходит значительное изменение производительности.Ван и др. Разработали процесс создания области локальной механической неоднородности для активной области. 103 После изготовления OFET твердый раствор SEBS (h2043) печатается по трафарету, формируя узор так называемого эластичного слоя для каждого транзистора, в то время как подложка сделана из мягкого SEBS (h2221). Используя конфигурацию псевдо-КМОП, изготавливают кольцевой генератор и усилитель. При 100% деформации изменение частоты колебаний составляет менее 3%. В случае усилителей конфигурации как псевдо-E, так и псевдо-D могут поддерживать усиление по напряжению при 100% -ной деформации, а именно 4.5 (13 дБ) для усилителя псевдо-E и 25 (28 дБ) для усилителя псевдо-D. Прикрепив псевдо-D-усилитель к бицепсу человека, сигнал электромиографии человека можно усилить и выделить из фонового шума.

    В случае несимметричных усилителей требования к однородности устройства ниже, чем у дифференциальных усилителей. Шарбонно и др. Построили несимметричный усилитель, используя метод глубокой печати. 73 Одним из самых больших преимуществ глубокой печати является возможность обработки больших площадей.Сообщается, что устройство глубокой печати может печатать на площади до 320 × 380 мм 2 , сохраняя при этом относительно высокое разрешение. Размер рисунка может составлять всего 75 × 75 мкм 2 . С помощью высокопроизводительного коммерческого полупроводникового полимера SP500 от Lisicon® усилитель демонстрирует коэффициент усиления по постоянному току 15,3 (23,7 дБ) и полосу пропускания 3 дБ, равную 24,5 Гц. Обратите внимание, что модель для OFET была построена в этом исследовании, которое является полезной попыткой построить мост между исследователями OFET и разработчиками схем.Модель может быть интегрирована в набор инструментов для проектирования, а схемы могут быть спроектированы и смоделированы с использованием жесткого языка проектирования. Результаты моделирования более приветствуются, чем просто повышение производительности схем.

    5 МОДЕЛИ И МОДЕЛИРОВАНИЕ ОРГАНИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ

    Чтобы построить схему со значительной сложностью и предсказуемой производительностью, необходимо точное моделирование на уровне устройства и точное моделирование на уровне схемы.За последние десятилетия моделирование устройств на основе кремния достигло чрезвычайно высокой точности, благодаря прогрессу технологий обработки и более глубокому пониманию физики устройств. Благодаря мощным инструментам моделирования и симуляции кремниевые интегральные схемы коренным образом изменили мир. Однако моделирование OFET по-прежнему остается сложной задачей по разным причинам. В зависимости от разницы в органических полупроводниковых материалах, методах обработки и архитектуре устройств механизмы переноса заряда и поведение устройств обычно различаются, некоторые из которых даже полностью не изучены.Несмотря на то, что были предприняты некоторые попытки построить модели для OFET, разработчики схем неохотно принимают эти модели из-за отсутствия точности и универсальности.

    При моделировании OFET есть три основных задачи: 104 , первая из которых – моделирование порогового напряжения и подпорогового тока. Фан и др. Пытаются описать поведение OFET в подпороговом режиме и показать непрерывность от выключенного состояния к надпороговому режиму. 105 В этой модели подпороговый ток разделен на два режима в соответствии с разницей в носителях, которые доминируют в переносе заряда, то есть на околопороговый режим и глубоко подпороговый режим.Для описания влияния локализованных глубоких состояний и поля затвора на подвижность носителей в модели рассчитываются два параметра на основе экспериментальных данных. Чтобы учесть зависимое от напряжения затвора подпороговое колебание и переход между двумя режимами, используются дополнительные параметры, соответствующие экспериментальным данным. Кроме того, модель также вводит параметры, соответствующие переходу между режимом насыщения и линейным режимом. За счет включения в симулятор Hspice модель может давать результаты подгонки, хорошо согласующиеся с экспериментальными характеристиками передачи напряжения схемы инвертора на основе OFET.

    Вторая и третья проблема – моделирование подвижности носителей и контактного сопротивления, которые обычно зависят от напряжения затвора в OFET. 106 Юнг и др. Предложили модель смещенных OFET-транзисторов, в которой контактное сопротивление и подвижность зависят от напряжения затвора по степенному закону. 107 В этой модели контактное сопротивление состоит из двух частей: части, индуцированной контактной инжекцией, которая не зависит от затвора, и части, зависящей от затвора, отражающей скачкообразный транспортный механизм через гауссово распределение DOS.Для проверки модели был изготовлен OFET на основе пентацена, в котором подвижность и контактное сопротивление были измерены методом линии передачи (TLM). Измеренные значения хорошо совпадают с результатами моделирования. В сочетании с двумерным численным моделированием подтверждено, что перенос вносит больший вклад в сопротивление контакта, чем инжекция.

    В большинстве моделей контактное сопротивление часто рассматривается как просто «сопротивление». Однако всегда следует учитывать неомический контакт, который вызывает нелинейное контактное сопротивление.Валлетта и др. Разработали компактную пряную модель для OFET, в которую были включены неомические контактные эффекты и смоделированы как диоды Шоттки. 108 Диоды Шоттки существуют как на истоке, так и на стоках, но только один из них имеет обратное смещение одновременно и будет учтен в модели. Падение потенциала на диоде, соединенном последовательно с транзистором, повлияет на работу транзистора. Все параметры, используемые в модели, определяются путем решения уравнения равенства между током транзистора и током диода с помощью моделирования схемы.После поведенческой реализации в Spice модель была использована для проектирования и моделирования инвертора и схемы кольцевого генератора. Впоследствии также была проведена экспериментальная проверка. К сожалению, экспериментальные результаты основаны на дискретных устройствах, а не на интегрированных конструкциях, которые требуют дальнейшего изучения.

    6 ПЕРСПЕКТИВЫ

    Мы рассмотрели последние достижения в области органических схем, от цифровых схем, таких как логические вентили, до аналоговых схем, таких как усилители.Большой прогресс был достигнут в таких характеристиках, как частота колебаний, усиление напряжения, GBWP и энергопотребление. Мы рады видеть, что объем и глубина исследований органических схем увеличивается, как и прогресс, достигнутый в работе схем. Мы видим, что используется больше органических полупроводниковых материалов; исследуются дополнительные параметры схемы; строятся более сложные схемные конструкции; продемонстрирована многофункциональная системная интеграция. Разработано множество различных методов для повышения однородности устройства.Для различных целей выбираются разные методы обработки, от крупномасштабного производства до высокой степени интеграции.

    По общему признанию, органические цепи все еще сталкиваются с массой проблем. Во-первых, несмотря на то, что многие модели OFET были созданы для моделирования поведения устройств и схем, их универсальная применимость к широкому диапазону материалов и процессов все еще нуждается в улучшении, что ограничивает принятие разработчиками схем. Эта проблема в основном возникает из-за отсутствия точной и универсальной модели переноса заряда, охватывающей широкий спектр органических полупроводников.К счастью, понимание переноса заряда и разработка физических моделей продолжаются, и были разработаны некоторые модели со значительной точностью и универсальностью, что, как полагают, полезно для улучшения моделирования устройств и схем. 109

    Во-вторых, необходимо фундаментально решить проблему изменения устройства и возникающего в результате этого несоответствия в схемах. В отличие от лабораторных исследований, реальное применение органических интегральных схем требует единообразия и стабильности от устройства к устройству, от партии к партии, что выдвигает более высокие требования к синтезу материалов, очистке и стандартизации процессов.

    В-третьих, помимо следования примеру кремниевой электроники, проектирование органических схем должно быть нацелено на новейшие приложения, такие как искусственный интеллект, нейронные сети, Интернет вещей, где преимущества схем на основе OFET, в том числе низкая стоимость, гибкость, масштабируемость и биосовместимость можно полностью реализовать.

    Чтобы преобразовать вызовы в возможности, мы предлагаем основные цели для цепей на основе OFET.Во-первых, необходимо создать и стандартизировать библиотеки устройств OFET, правила проектирования и инструменты моделирования. Поскольку органические полупроводники – это довольно большая семья, а обработка устройств очень разнообразна, эта цель требует совместной работы ученых-материаловедов и инженеров-электронщиков. Во-вторых, в тех областях, где OFET могут использовать свои сильные стороны, таких как считывание биосигналов и гибкая электроника, полностью органические системы демонстрируют привлекательные преимущества. Чтобы заменить неорганические части в будущих устройствах на органические материалы и устройства, потребуется высокий уровень интеграции и точно оптимизированная методология проектирования схем.В-третьих, фундаментальные исследования, включая оптимизацию производительности и повышение стабильности материалов и обработки устройств, всегда должны иметь высокий приоритет. Например, все еще есть возможности для усовершенствования разработки точно синтезированных полупроводниковых полимеров и обработки тонких полупроводниковых пленок. Мы полагаем, что в будущем интегральные схемы на основе OFET будут иметь более высокую производительность, более высокий уровень интеграции и более широкое применение.

    БЛАГОДАРНОСТИ

    Работа выполнена при финансовой поддержке Национальной программы ключевых исследований и разработок Китая (No.2018YFA0703200), Национальный фонд естественных наук Китая (грант № 618

    , 511) и Шанхайский фонд естественных наук (19ZR1404400).

      Биографии

      • Юнкун Ян – докторант кафедры материаловедения Университета Фудань, Китай. Он получил степень бакалавра наук в Университете Фудань в 2014 году и степень магистра наук. Получил степень в Техническом университете Дрездена в 2017 году. Его исследовательские интересы – это органические полевые транзисторы с обработкой на основе растворов и органические схемы.

      • Ян Чжао получил степень бакалавра наук. получил степень по химии в Университете Шаньдун в 2008 году и степень доктора философии по физической химии в Институте химии Китайской академии наук (CAS) в 2014 году. В настоящее время он является доцентом кафедры материаловедения Университета Фудань. Его исследования сосредоточены на обработке органических / полимерных полупроводников для полевых транзисторов, органических схем и органических датчиков.

      • Юньки Лю в 1975 году окончил химический факультет Нанкинского университета, а в 1991 году получил докторскую степень в Токийском технологическом институте, Япония.В настоящее время он является профессором Института химии КАН. Он также является профессором кафедры материаловедения Университета Фудань. Его исследовательские интересы включают молекулярные материалы и устройства.

      В этой обзорной статье не было создано или проанализировано никаких данных.

      ССЫЛКИ

      • .
      • 16S. Haas, Y. Takahashi, K. Takimiya, T. Hasegawa, Appl. Phys. Lett. 2009, 95, 022111.
      • 17С.Луо, А. К. К. Чжо, Л. А. Перес, С. Патель, М. Ван, Б. Гримм, Г. К. Базан, Э. Дж. Крамер, А. Дж. Хигер, Nano Lett. 2014, 14, 2764.
      • 18J. Ю. Бэк, Х. Ю., И. Сонг, И. Канг, Х. Ан, Т. Дж. Шин, С.-К. Kwon, J.H. Oh, Y.-H. Kim, Chem. Матер. 2015, 27, 1732.
      • 19Н. Чен, Ю. Го, Г. Ю, Ю. Чжао, Дж.Чжан, Д. Гао, Х. Лю, Ю. Лю, Adv. Матер. 2012, 24, 4618.
      • 20М. Chu, J. X. Fan, S. Yang, D. Liu, C. F. Ng, H. Dong, A. M. Ren, Q. Miao, Adv. Матер. 2018, 30, 1803467.
      • 21Z. Ni, H. Wang, Q. Zhao, J. Zhang, Z. Wei, H. Dong, W. Hu, Adv. Матер. 2019, 31, 1806010.
      • 22М.Мизуками, С. Оку, С.-И. Cho, M. Tatetsu, M. Abiko, M. Mamada, T. Sakanoue, Y. Suzuri, J. Kido, S. Tokito, IEEE Electron Device Lett. 2015, 36, 841.
      • 23А. Ямамура, Х. Мацуи, М. Уно, Н. Исахая, Ю. Танака, М. Кудо, М. Ито, К. Мицуи, Т. Окамото, Дж. Такея, Adv. Электрон. Матер. 2017, 3, 1600456.
      • 24М.Юнг, Дж. Ким, Дж. Но, Н. Лим, К. Лим, Г. Ли, Дж. Ким, Х. Канг, К. Юнг, А. Д. Леонард, IEEE Trans. Электронные устройства 2010, 57, 571.
      • 25С. Wang, X. Zhang, H. Dong, X. Chen, W. Hu, Adv. Energy Mater. 2020, 10, 2000 955.
      • 26Y. Fang, X. Wu, S. Lan, J. Zhong, D. Sun, H. Chen, T. Guo, ACS Appl.Матер. Интерфейсы 2018, 10, 30587.
      • 27Z. Ван, С. Го, Х. Ли, Б. Ван, Ю. Сунь, З. Сюй, Х. Чен, К. Ву, X. Чжан, Ф. Син, Adv. Матер. 2019, 31, 1805630.
      • 28Q. Чен, Ю. Чжао, Ю. Лю, Чин. Chem. Lett. 2021 г. https://doi.org/10.1016/j.cclet.2021.05.043
      • 29S.Лай, А. Гаруфи, Ф. Мадедду, Г. Ангиус, А. Бонфиглио, П. Косседду, IEEE Sens. J. 2019, 19, 6020.
      • 30М. Сугияма, Т. Уэмура, М. Кондо, М. Акияма, Н. Намба, С. Йошимото, Ю. Нода, Т. Араки, Т. Сэкитани, Nat. Электрон. 2019, 2, 351.
      • 31П. Бауде, Д. Эндер, М. Хаазе, Т. Келли, Д. Муйрес, С.Theiss, Appl. Phys. Lett. 2003, 82, 3964.
      • 32Н. Klauk, M. Halik, U. Zschieschang, F. Eder, G. Schmid, C. Dehm, Appl. Phys. Lett. 2003, 82, 4175.
      • 33F. Eder, H. Klauk, M. Halik, U. Zschieschang, G. Schmid, C. Dehm, Appl. Phys. Lett. 2004, 84, 2673.
      • 34Н.Клаук, У. Чишанг, Дж. Пфлаум, М. Халик, Nature 2007, 445, 745.
      • 35С. К. Парк, Дж. Э. Энтони, Т. Н. Джексон, IEEE Electron Device Lett. 2007, 28, 877.
      • 36D. Венкатешваран, М. Николка, А. Садханала, В. Лемор, М. Желязны, М. Кепа, М. Хурханги, А. Дж. Кронемейер, В. Пекуниа, И. Насраллах, Nature 2014, 515, 384.
      • 37G. Schweicher, G. d’Avino, M. T. Ruggiero, D. J. Harkin, K. Broch, D. Venkateshvaran, G. Liu, A. Richard, C. Ruzié, J. Armstrong, Adv. Матер. 2019, 31, 17.
      • 38В. Лемор, Дж. Р. м. Cornil, R. Lazzaroni, H. Sirringhaus, D. Beljonne, Y. Olivier, Chem. Матер. 2019, 31, 6889.
      • 39O.D. Jurchescu, J. Baas, T. T. M. Palstra, Appl. Phys. Lett. 2004, 84, 3061.
      • 40С. Хилал, С. Карикхофф, Л. Каррейра, QSAR Comb. Sci. 2003, 22, 565.
      • 41А. В. Якубович, В. Дж. Сон, О. Квон, Х. Чой, Б. Чой, С. Ким, J. Chem. Теория вычисл. 2020, 16, 5845.
      • 42С.C. Mattheus, A. B. Dros, J. Baas, G. T. Oostergetel, A. Meetsma, J. L. De Boer, T. T. Palstra, Synth. Встретились. 2003, 138, 475.
      • 43Б. Штадлобер, В. Сатцингер, Х. Мареш, Д. Сомич, А. Хаазе, Х. Пихлер, В. Ром, Г. Якопич, в Proc SPIE 5217 Org. Полевой эффект. Transistors II (Ed: C. D. Dimitrakopoulos), Беллингхэм, Вашингтон, США: SPIE, 2003, стр. 112.
      • 44С.C. Mattheus, A. B. Dros, J. Baas, A. Meetsma, J. L. De Boer, T. T. Palstra, Acta Crystallogr., C Cryst. Struct. Commun. 2001, 57, 939.
      • 45Т. Takahashi, T. Takenobu, J. Takeya, Y. Iwasa, Appl. Phys. Lett. 2006, 88, 033505.
      • 46J. Э. Энтони, Дж. С. Брукс, Д. Л. Итон, С. Р. Паркин, J.Являюсь. Chem. Soc. 2001, 123, 9482.
      • 47Z. Бао, А. Дж. Ловингер, А. Додабалапур, Adv. Матер. 1997, 9, 42.
      • 48Н. Эбата, Т. Идзава, Э. Миядзаки, К. Такимия, М. Икеда, Х. Кувабара, Т. Юи, J. Am. Chem. Soc. 2007, 129, 15732.
      • 49Т.Ямамото, К. Такимия, J. Am. Chem. Soc. 2007, 129, 2224.
      • 50П. Гао, Д. Бекманн, Х. Н. Цао, Х. Фенг, В. Энкельманн, М. Баумгартен, В. Писула, К. Мюллен, Adv. Матер. 2009, 21, 213.
      • 51С. Мицуи, Т. Окамото, М. Ямагиши, Дж. Цуруми, К. Ёсимото, К. Накахара, Дж. Соеда, Ю. Хиросе, Х. Сато, А.Yamano, Adv. Матер. 2014, 26, 4546.
      • 52С. Субраманиан, С. К. Парк, С. Р. Паркин, В. Подзоров, Т. Н. Джексон, Дж. Э. Энтони, J. Am. Chem. Soc. 2008, 130, 2706.
      • 53J. Zaumseil, H. Sirringhaus, Chem. Ред. 2007, 107, 1296.
      • 54Н.Ян, З. Чен, Ю. Чжэн, К. Ньюман, Дж. Р. Куинн, Ф. Дётц, М. Кастлер, А. Факкетти, Nature 2009, 457, 679.
      • 55J. C. Scott, J. Vac. Sci. Технол., А 2003, 21, 521.
      • 56р. Haddon, A. Perel, R. Morris, T. Palstra, A. Hebard, R. Fleming, Appl. Phys. Lett. 1995, 67, 121.
      • 57H.Е. Кац, Дж. Джонсон, А. Дж. Ловингер, В. Ли, J. Am. Chem. Soc. 2000, 122, 7787.
      • 58Z. Бао, А. Дж. Ловингер, Дж. Браун, J. Am. Chem. Soc. 1998, 120, 207.
      • 59Т.-К. Хуанг, К. Фукуда, К.-М. Lo, Y.-H. Йе, Т. Секитани, Т. Сомея, К.-Т. Cheng, IEEE Trans. Электронные устройства 2010, 58, 141.
      • 60М. Mamada, H. Shima, Y. Yoneda, T. Shimano, N. Yamada, K. Kakita, T. Machida, Y. Tanaka, S. Aotsuka, D. Kumaki, Chem. Матер. 2015, 27, 141.
      • 61А. Ассади, К. Свенссон, М. Вилландер, О. Инганас, Appl. Phys. Lett. 1988, 53, 195.
      • 62Z.Яо, К. Ли, Х. Ву, Ю. Дин, З. Ван, Ю. Лу, Дж. Ван, Дж. Пей, SmartMat. 2021 г. https://doi.org/10.1002/smm2.1053
      • 63Л. Инь, Ф. Хуанг, Г. К. Базан, Nat. Commun. 2017, 8, 1.
      • 64J. Ли, Х. Ким, Х. Парк, Т. Ким, С.-Х. Hwang, D. Seo, T. D. Chung, T.-L. Choi, J. Am, Chem. Soc. 2021, 143, 11180. https: // doi.org / 10.1021 / jacs.1c05080
      • 65С. Ли, К. Хе, Э. Принс, Ю. Ли, Д. С. Сеферос, ACS Mater. Lett. 2020, г. 2, 1617.
      • 66N. К. Обхи, К. Н. Джарретт-Уилкинс, Г. Э. Хикс, Д. С. Сеферос, Macromolecules 2020, 53, 8592.
      • 67П. Пахлаванлу, С.Cheng, A. M. Battaglia, G. E. J. Hicks, C. N. Jarrett-Wilkins, S. Evariste, D. S. Seferos, Polym. Chem. 2021, 12, 511.
      • 68H. Бронштейн, К. Б. Нильсен, Б. К. Шредер, И. Маккалох, Nat. Rev. Chem. 2020, д.4, 66.
      • 69Т. Lei, Y. Cao, X. Zhou, Y. Peng, J. Bian, J. Pei, Chem. Матер. 2012, 24, 1762.
      • 70Y.-C. Линь, Ч.-К. Чен, Ю.-К. Чан, К.-К. Hung, M.-C. Fu, S. Inagaki, C.-C. Чуэ, Т. Хигашихара, В.-К. Чен, ACS Appl. Матер. Интерфейсы 2020, 12, 33014.
      • 71J. Ли, Ю. Чжао, Х. С. Тан, Ю. Го, К. А. Ди, Г. Ю., Ю. Лю, М. Лин, С. Х. Лим, Ю. Чжоу, Х. Су, Б. С. Онг, Sci. Отчет 2012, 2, 754.
      • 72J. Сюй, С. Ван, Г.-Дж. Н. Ван, Ч. Чжу, С. Луо, Л. Цзинь, Х. Гу, С. Чен, В. Р. Фейг, Дж. У. Дж. С. То, Science 2017, 355, 59.
      • 73М. Charbonneau, D. Locatelli, S. Lombard, C. Serbutoviez, L. Tournon, F. Torricelli, S. Abdinia, E. Cantatore, M. Fattori, Proc. Евро. Твердотельное устройство Res. Конф. , IEEE, Нью-Йорк, Нью-Йорк, США 2018, стр.70.
      • 74Т. Leydecker, Z. M. Wang, F. Torricelli, E. Orgiu, Chem. Soc. Ред. 2020, 49, 7627.
      • 75р. Шиваку, Х. Мацуи, К. Нагамине, М. Уэмацу, Т. Мано, Ю. Маруяма, А. Номура, К. Цучия, К. Хаясака, Ю. Такеда, Т. Фукуда, Д. Кумаки, С. Токито, Sci. Отчетность 2018, 8, 3922.
      • 76р.Шиваку, Х. Мацуи, К. Хаясака, Ю. Такеда, Т. Фукуда, Д. Кумаки, С. Токито, Adv. Электрон. Матер. 2017, 3, 1600557.
      • 77H. Ю, Х. Пак, С. Ю, С. Он, Х. Сонг, С. Г. Им, Дж. Дж. Ким, Nat. Commun. 2019, 10, 2424.
      • 78С. Ван, Дж. Сюй, В. Ван, Г. Н. Ван, Р. Растак, Ф. Молина-Лопес, Дж. В. Чунг, С.Ниу, В. Р. Фейг, Дж. Лопес, Т. Лей, С. К. Квон, Ю. Ким, А. М. Фудех, А. Эрлих, А. Гасперини, Ю. Юн, Б. Мурманн, Дж. Б. Ток, З. Бао, Nature 2018 , 555, 83.
      • 79J. Квон, Ю. Такеда, К. Фукуда, К. Чо, С. Токито, С. Юнг, ACS Nano 2016, 10, 10324.
      • 80J. Шим, С. О, Д.-Х. Канг, С.-Х. Джо, М.Х. Али, У.-Й. Чой, К. Хео, Дж. Чон, С. Ли, М. Ким, Nat. Commun. 2016, 7, 1.
      • 81л. Ли, Я. Ван, Л. Хуанг, Х. Ван, Х. Ли, Х.-Х. Дэн, З. Вэй, Дж. Ли, ACS Appl. Матер. Интерфейсы 2016, 8, 15574.
      • 82К. Кобаши, Р. Хаякава, Т. Чикёу, Ю. Вакаяма, Nano Lett. 2018, 18, 4355.
      • 83Н. Ю, С. Он, С. Б. Ли, К. Чо, Дж. Дж. Ким, Adv. Матер. 2019, 31, 1808265.
      • 84С. Х. Ким, Р. Хаякава, Ю. Вакаяма, Adv. Электрон. Матер. 2020, 6, 10.
      • 85D. Паниграхи, Р. Хаякава, К. Фучии, Ю.Ямада, Ю. Вакаяма, Adv. Электрон. Матер. 2020, 6, 2000 940.
      • 86J. Чон, М. Дж. Ким, Г. Шин, М. Ли, Ю. Дж. Ким, Б. Ким, Ю. Ли, Дж. Х. Чо, С. Ли, ACS Appl. Матер. Интерфейсы 2020, 12, 6119.
      • 87М. Мандал, Б. С. Саркар, Indian J. Pure Appl. Phys. 2010, 48, 136.
      • 88М.Алиото, Г. Палумбо, IEEE Trans. Circuits Syst. I. Фундамент. Теория Appl. 2001, 48, 210.
      • 89М. Кондо, Т. Кадзитани, Т. Уэмура, Ю. Нода, Ф. Исивари, Ю. Сёдзи, Т. Араки, С. Йошимото, Т. Фукусима, Т. Сэкитани, Sci. Отчетность 2019, 9, 9200.
      • 90л. Ким, А. Чортос, В. Сюй, Ю. Лю, Дж. Й. О, Д. Сон, Дж.Канг, А. М. Фудех, К. Чжу, Ю. Ли, Science 2018, 360, 998.
      • 91J. Квон, Ю. Такеда, Р. Шиваку, С. Токито, К. Чо, С. Юнг, Nat. Commun. 2019, 10, 54.
      • 92С. Цзян, Х. В. Чой, Х. Ченг, Х. Б. Ма, Д. Хаско, А. Натан, Science 2019, 363, 719.
      • 93Т.Секин, А. Гайтис, Дж. Сато, К. Миядзава, К. Мураки, Р. Шиваку, Ю. Такеда, Х. Мацуи, Д. Кумаки, Ф. Д. Дос Сантос, А. Миябо, М. Шарбонно, С. Токито, ACS Appl. Электрон. Матер. 2019, 1, 246.
      • 94S. Наир, Р. Б. Радж, Т. Мукундан, SN Appl. Sci. 2019, 1, 767.
      • 95М. Сейфаэй, Д. Де Дориго, Д.I. Fleig, M. Kuhl, U. Zschieschang, H. Klauk, Y. Manoli, in Proc. IEEE Asian Solid-State Circuits Conference 2018, pp. 119.
      • 96Н. Мацуи, К. Хаясака, Ю. Такеда, Р. Шиваку, Дж. Квон, С. Токито, Sci. Отчетность 2018, 8, 8980.
      • 97К. Чжан, Ч.-М. Чен, С. Анастасова, Б. Гил, Б. Ло, Х. Ассендер, in Proc. 16-я Международная конференция IEEE-EMBS Body Sensor Networks, IEEE, Нью-Йорк, Нью-Йорк 2019
      • 98С.Т. Аша Уайз, Г. Р. Суреш, М. Паланивелен, С. Сарасвати, J. Circuits, Syst. Comput. 2020, 29, 2050181.
      • 99М. Ли, Дж. Ван, Х. Цай, Ф. Лю, Х. Ли, Л. Ван, Л. Ляо, К. Цзян, Adv. Электрон. Матер. 2018, 4, 1800211.
      • 100А. Ямамура, С. Ватанабэ, М. Уно, М. Митани, К. Мицуи, Дж. Цуруми, Н.Исахая, Ю. Канаока, Т. Окамото, Дж. Дж. С. А. Такея, Sci. Adv. 2018, 4, eaao5758.
      • 101М. Кондо, М. Мельцер, Д. Карнаушенко, Т. Уэмура, С. Йошимото, М. Акияма, Ю. Нода, Т. Араки, О. Шмидт, Т. Дж. С. А. Секитани, Sci. Adv. 2020, 6, eaay6094.
      • 102J. Квон, Ю. Ли, Ю. Джо, С. Юнг, Org.Электрон. 2018, 62, 77.
      • 103Вт. Ван, С. Ван, Р. Растак, Ю. Очиай, С. Ню, Ю. Цзян, П. К. Аруначала, Ю. Чжэн, Дж. Сюй, Н. Мацухиса, X. Ян, С.-К. Квон, М. Миякава, З. Чжан, Р. Нинг, А. М. Фудех, Ю. Юн, К. Линдер, Дж. Б. Х. Ток, З. Бао, Nat. Электрон. 2021, 4, 143.
      • 104C.-H. Ким, Ю. Боннасьё, Г.Горовиц, IEEE Trans. Электронные устройства 2014, 61, 278.
      • 105J. Fan, J. Zhao, X. Guo, IEEE Electron Device Lett. 2018, 39, 1191.
      • 106G. Horowitz, M. E. Hajlaoui, R. Hajlaoui, J. Appl. Phys. 2000, 87, 4456.
      • 107S.Jung, J. W. Jin, V. Mosser, Y. Bonnassieux, G. Horowitz, IEEE Trans. Электронные устройства 2019, 66, 4894.
      • 108A. Валлетта, А. С. Демиркол, Г. Майра, М. Фраска, В. Винчигерра, Л. Г. Окчипинти, Л. Фортуна, Л. Мариуччи, Г. Фортунато, IEEE Trans. Nanotechnol. 2016, 15, 754.
      • 109S. А. Грегори, Р.Ханус, А. Атасси, Дж. М. Райнхарт, Дж. П. Вудинг, А. К. Менон, М. Д. Лосего, Г. Дж. Снайдер, С. К. Йи, Nat. Матер. 2021. https://doi.org/10.1038/s41563-021-01008-0

      Схемы полевых транзисторов, май 1967 г. Electronics World

      Май 1967 Мир электроники

      Стол содержания

      Воск, ностальгирующий по истории ранней электроники и извлеченный из нее.См. Статьи из Electronics World , опубликовано в мае 1959 г. – Декабрь 1971 г. Все авторские права подтверждаются.

      Если вы только вводите области электроники, концепции, представленные в этой статье полувековой давности для основные полевые транзисторы по-прежнему актуальны. Значительные улучшения есть было сделано с тех пор, но основы остаются в силе. Один из самых полезных предметов в Эта статья представляет собой Таблицу 1, в которой сравниваются и противопоставляются вакуумные лампы, биполярный переход транзисторы и полевые транзисторы.Рассматриваемые темы включают общие свойства полевых транзисторов, повторителей источников (а-ля повторителей эмиттеров в BJT), усилителей с общим истоком (как усилители с общим эмиттером в биполярных транзисторах), генератор Миллера, комбинации Полевые транзисторы и биполярные транзисторы, а также стробируемый амплитудный модулятор.

      Схемы на полевых транзисторах

      Джозеф Х. Вуджек-младший и Макс Э. МакГи

      Группа из шести простых и недорогих схем, которые иллюстрируют многие принципы. работы полевого транзистора.

      Рис. 1 – Табличное сравнение ламп, транзисторов и полевых транзисторов.

      Рис. 2 – Схема исток-повторитель вместе с частотной характеристикой.

      Рис. 3 – Схема усилителя на полевом транзисторе с общим истоком и характеристика.

      Рис. 4 – Схема генератора Миллера.

      Рис. 5 – Пара полевой транзистор / транзистор имеет усиление и высокое входное сопротивление.

      Рис. 6 – Схема расширителя импульсов с полевым транзистором и транзисторами.

      Одним из важнейших новых полупроводниковых устройств является полевой транзистор. (FET). В этой статье описываются шесть недорогих схем, которые могут быть построены для демонстрации важные свойства полевых транзисторов. Используются полевые транзисторы с р-каналом U-110 и / или U-112. в обсуждаемых схемах и относительно невысокая цена. Siliconix предлагает U-110 и U-112 вместе в пакете по 2 доллара.75. У-110 можно оставить в одиночестве для 1 доллар США по этому предложению. Полевые транзисторы промышленного типа, U-146 и U-147, немного выше в цене. В качестве биполярных транзисторов используются эпоксидные устройства General Electric. которые продаются по цене от 0,50 до 1 доллара за штуку.

      Общие свойства полевого транзистора

      Для удобства сходства среди электронных ламп, транзисторов и полевых транзисторов показаны на рис. 1. Мы должны признать внутренние различия, которые существуют между электронными лампами, транзисторами и полевыми транзисторами и таблица служит только для помощи в указании полярностей предубеждений.

      Полевой транзистор похож на вакуумную лампу тем, что сопротивление, смотрящее на затвор очень высока и может составлять порядка сотен МОм. Кроме того, полевой транзистор – это устройство с низким уровнем шума, лучше, чем биполярные транзисторы, и конкурирует с электронными лампами. С другой стороны, полевые транзисторы похожи на транзисторы по токам утечки, которые протекают между их электродами, когда устройство отключено.

      Последователь Источника

      Схема истокового повторителя аналогична катодному повторителю на электронных лампах. или транзисторный эмиттер-повторитель.Мы можем ожидать аналогичного поведения от этих схем. так оно и есть. Таким образом, у нас высокий входной импеданс, относительно низкий выходной импеданс, и коэффициент усиления по напряжению, который можно сделать очень близким к единице.

      На рис.2 показана простая схема истокового повторителя и характеристики полосы пропускания. получается с двумя разными полевыми транзисторами. Резистор 2 МОм устанавливает затвор. смещения и аналогичен резистору утечки сетки, используемому в ламповой работе. Однако этот резистор должен быть достаточно маленьким, чтобы увеличился ток утечки между затвором и источник не изменит кардинально предвзятость.Для У-110 и У-112 утечка между затвором и истоком при комнатной температуре порядка 5 наноампер (5 x 10 -9 amp), поэтому резистор на 1 или 2 МОм будет достаточным.

      При повышенных температурах увеличение тока утечки приведет к тому, что резистор меньшего размера должен использоваться, чтобы уменьшить изменения смещения с током утечки. Это можно смещать полевые транзисторы так, чтобы получился очень небольшой температурный дрейф.

      Усилитель с общим источником

      Схема с общим истоком аналогична транзистору с общим эмиттером и общим катодом. ламповые схемы.Опять же, свойства этой схемы аналогичны транзистору. и ламповые аналоги. Входное и выходное сопротивление имеют промежуточное значение и может быть реализовано усиление по напряжению больше единицы.

      На рис.3 показаны схема с общим источником и диаграмма полосы пропускания, полученная с использованием либо полевой транзистор U-110, либо U-112.

      Генератор Миллера

      Очень высокий входной импеданс полевого транзистора позволяет нам построить простую схему Миллера. осциллятор рис.4. Высокое сопротивление схемы затвора приводит к небольшой нагрузке. кристалла. Комбинация LC в контуре стока настроена так, чтобы слегка резонировать ниже параллельного резонанса кристалла. Для рассматриваемого типа устройств В этой статье верхний предел работы по частоте составляет всего несколько мегагерц. Для кристаллов, отличных от показанного блока 512 кГц, необходимо изменить комбинацию LC. соответственно.

      Выход генератора не выдержит большой нагрузки, но источник-повторитель Схема может использоваться в качестве драйвера для обеспечения низкого выходного сопротивления без нагрузки ступень генератора чрезмерно.Учитывая различия в типах полевых транзисторов и деталях компоновки, также может потребоваться некоторая модификация сети LC. Для тестируемой схемы «чистые» колебания наблюдались для четырех типов полевых транзисторов, указанных на рисунке. без перенастройки схемы и при напряжении питания от 6 до 22 вольт.

      Пара полевых транзисторов / транзисторов

      Схема, которая работает как улучшенный повторитель-исток или повторитель-эмиттер. показан на рис.5. Полевой транзистор снова обеспечивает очень высокое входное сопротивление, в то время как транзисторный выход обеспечивает низкий выходной импеданс. В отличие от последователя-источника или ведомого-эмиттера, эта схема может быть построена так, чтобы коэффициент усиления по напряжению был больше единицы. Это выполнено резистором в цепи обратной связи, как показано на рис. 5A (внизу справа).

      На рис. 5В приведены характеристики полосы пропускания при использовании с коэффициентом усиления по напряжению, равным единице. и с усилением по напряжению больше единицы. Полоса пропускания зависит от импеданса. источника движения.При возбуждении испытательным генератором на 600 Ом верхние 3 дБ точка составляет 2 МГц. Полоса пропускания уменьшается по мере увеличения импеданса источника возбуждения. В на низких частотах входное сопротивление усилителя составляет около 100 МОм, а выходное сопротивление менее 2000 Ом.

      На рис. 6 показан стретчер, который измеряет пиковую амплитуду импульса и удерживает этот уровень напряжения на время, намного превышающее ширину импульса. Диаграмма включает кнопку для подачи импульса, но, конечно, импульс может быть связан из подходящего внешнего источника.

      Транзисторы Q1 и Q3 обеспечивают преобразование импеданса и изолируют полевой транзистор от как источник, так и нагрузка. При появлении входного импульса конденсатор заряжается через Q1 и диод. По окончании входного импульса Q1 отключается, и диод с обратным смещением. Входное сопротивление Q2 очень велико, так что заряд утекает из конденсатора в основном за счет тока утечки через диод и конденсатор. Затем полевой транзистор (Q2) представляет постоянный ток. уровень до Q3, который действует как выходной драйвер.На рис. 6 также показана длительность выходного сигнала, полученного с четырьмя различными полевыми транзисторами. (Обратите внимание, что полевой транзистор подключен в обратном порядке, чтобы сделать сток отрицательным.)

      Постоянная времени может быть увеличена за счет использования полевого транзистора с очень низкой утечкой затвора. и выбрав диод и конденсатор с очень низкой утечкой. Используя эти больше дорогие компоненты, схемы стретчера на полевых транзисторах с длительностью выходных импульсов до Построено 30 часов. Схема может использоваться как детектор пиковой амплитуды или для получения необходимой выдержки времени.Сброс осуществляется путем разрешения выхода на распад или замыканием конденсатора на массу.

      Полевой транзистор также можно использовать в качестве линейного затвора или электронного переключателя, как показано на рис. 7.

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *