Генератор квадратурного сигнала | Техника и Программы
December 26, 2011 by admin Комментировать »На рис. 12.5 приведена интересная схема генератора синусоидальных сигналов с малыми искажениями (<0,1 %), которая обеспечивает на выходе два одинаковых сигнала, сдвинутых по фазе на 90° один относительно другого. Он используется в биквадратном фильтре (аналоговом компьютере), изображенном на рис. 11.55, который имитирует резонансную систему. Основу схемы составляют два интегратора, соединенные обратной связью через инвертор с единичным усилением. При верхнем положении скользящего контакта потенциометров Rla и Ru колебания будут иметь место на частоте, при которой каждый интегратор имеет единичный коэффициент усиления, то есть на частоте, где 1/coRC = 1 (в этой схеме R3 = R5 = R и С = С = С). Потенциометры R]a и Rn
Рис. 12.5. Генератор синусоидальных сигналов с двумя квадратурными выходными сигналами одинаковой амплитуды.
ных потенциометрах с перемещением подвижного контакта по окружности путем вращения. Для изменения частоты на декаду можно переключать пары конденсаторов.
Чтобы обеспечить быстрый запуск генератора при включении схемы, применяется резистор Rj с сопротивлением 4,7 МОм, создающий небольшое «отрицательное демпфирование». Ограничение амплитуды обеспечивается стабилитронами Dj и D2 и делителем R8 — Rt), которые вносят положительное демпфирование, когда амплитуда выходного сигнала становится больше величины порядка 4 В. Оба выхода (1) и (2) дают очень устойчивый сигнал с удвоенной амплитудой 8 В. Из-за наличия интегратора между двумя выходами разность фаз между сигналами на этих выходах получается равной 90°. Если выбрать соответствующие емкости С х и С2, то схема будет хорошо работать на частотах вплоть до 0,1 Гц. Когда выходы генератора соединены со входами осциллографа Хи Y, на экране наблюдается фигура Лиссажу в виде точной окружности; это особенно эффектно проявляется на низких частотах, когда на экране хорошо видно пятно, медленно описывающее окружность. На основе этой схемы можно смоделировать экран радиолокатора.
Литература: М.Х.Джонс, Электроника — практический курс Москва: Техносфера, 2006. – 512с. ISBN 5-94836-086-5
nauchebe.net
5.16. Квадратные генераторы
Активные фильтры и генераторы
Генераторы
Время от времени возникает потребность в генераторах, которые формируют одновременно пару одинаковых по амплитуде колебаний синусоидальной формы, но сдвинутых по фазе на 90°. Эту пару сигналов можно рассматривать как синусоидальное и косинусоидальное колебания, мы же будем придерживаться термина квадратурная пара сигналов (сигналы «в квадратуре»). Наиболее важны такие сигналы в радиосвязи квадратурные смесители, схемы формирования однополосных сигналов). Кроме того, дальше будет показано, что такая квадратурная пара сигналов всегда необходима для формирования сигнала с любой произвольной фазой.
Первая мысль, которая сразу возникает, – это как подавать сигнал синусоидальной формы на интегратор (или дифференциатор), чтобы на его выходе появился сдвинутый на 90° сигнал косинусоидальной формы. При этом сигнал имеет правильный фазовый сдвиг, но его амплитуда испорчена (поймите почему). Далее предлагаются некоторые способы решения этой задачи.
Резонатор на переключаемых конденсаторах. На рис. 5.38 показан способ пользования ИС фильтра на переключаемых конденсаторах MF5 в режиме самовозбуждающегося полосового фильтра. который формирует пару квадратурных сигналов синусоидальной формы. Наиболее простой способ понять ее работу – это предположить, что на выходе уже присутствует сигнал синусоидальной формы; далее компаратор преобразует его в прямоугольное колебание с небольшой амплитудой (падение напряжения на одном диоде) – которое снова подается на вход фильтра. Фильтр обладает узкой полосой пропускания (Q = 10) так что он преобразует прямоугольное колебание в выходной синусоидальный сигнал и таким образом поддерживается генерация. Входное прямоугольное колебание тактовой частоты (такт) задает пентральную частоту полосы пропускания, следовательно, сама частота генерации в этом случае составит ƒтакт/100. Эта схема пригодна для работы в диапазоне частот от нескольких герц до приблизительно 10 кГц и формирует вадратурную пару синусоидальных сигналов с равными амплитудами. Следует отметить, что эта схема дает «ступенчатую» аппроксимацию синусоидальной формы выходного сигнала вследствие того, что переключаемый фильтр дает квантованный выходной сигнал.
Рис. 5.38. Квадратурный генератор на переключаемых конденсаторах.
Генератор колебаний специальной формы (аналоговые тригонометрические функции). Фирма Analog Devices изготовляет интересную нелинейную «функциональную ИС», которая преобразует входное напряжение в выходной сигнал, пропорциональный sin(AUвх), где коэффициент усиления А имеет фиксированное значение, равное 50°/В. Как правило, этот кристалл (AD639) может на самом деле выполнять гораздо больше функций. Он вырабатывает четыре выходных сигнала, называемые Х1, Х2
, Y1 и Y2, и формирует выходной сигнал, напряжение которого определяется следующим образом: Uвых = sin(X1 – X2)/sin(Y1 – Y2). Таким образом, если например, установить Х1 = Y1 = 90° (т.е. +1,8 В), Y2 = 0 (закоротка на «землю»), а входное напряжение подавать на вход Х2, то вырабатывается сигнал вида cos(Х2).Упражнение 5.10. Докажите последнее утверждение.
У схемы AD639 имеется также выход прецизионного опорного напряжения +1.8В, что существенно облегчает ее применение. Следовательно, если на пару ИС AD639 подать треугольное колебание с амплитудой 1,8В, то можно получить пару квадратурных сигналов синусоидальной формы, как это показано на рис. 5.39. Рабочий диапазон частот этой ИС лежит в пределах от постоянного тока до приблизительно 1 МГц.
Рис. 5.39. Генератор тригонометрических функций.
Просмотровая таблица (поиск элементов при помощи просмотра). Это цифровая методика, которую вы полностью освоите только после изучения гл. 9. Основная идея состоит в том, чтобы запрограммировать цифровую память большого объема цифровыми значениями (выборками) синуса и косинуса, аргументы которых выбираются через равноотстоящие угловые промежутки (скажем, через 1). Тогда, быстро последовательно перебирая адреса этой памяти, можно получить колебание синусоидальной формы, для этого считанные из памяти по каждому адресу цифровые значения (т е. для последовательности угловых аргументов) подаются на пару цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП).
Этот метод имеет следующие недостатаки. Как и в случае резонатора на переключаемых конденсаторах выходной сигнал имеет ступенчатую форму, поскольку он формируется из набора дискретных напряжений, по одному на содержимое каждой ячейки памяти. Можно, конечно, для сглаживания выходного сигнала поставить фильтр нижних частот, но, делая это, нельзя перекрыть широкий диапазон частот поскольку нужно выбирать такой фильтр нижних частот, чтобы он пропускал само синусоидальное колебание и в то же время подавлял более высокую частоту выборки (такая же проблема характерна и для резонатора на переключаемых конденсаторах). В этом случае помогает сокращение углового интервала между соседними значениями, но тогда соответственно снижается максимальная частота вырабатываемого выходного колебания. При использовании стандартных ЦАП с временем преобразования не более одной микросекунды, можно получить синусоидальные сигналы с частотами вплоть до нескольких десятков килогерц, полагая, что шаг углового аргумента составляет порядка одного градуса. Для самих же ЦАП характерно наличие в момент переключения больших остроконечных выбросов напряжения («кратковременная импульсная помеха»). Эти полноразрядные кратковременные импульсные помехи возникают даже, если переключение происходит между смежными (ближайшими) уровнями выходного напряжения! В гл. 9 будут предложены способы решения этой проблемы. Разрядность имеющихся в распоряжении ЦАП достигает 16 (в этом случае разрешающая способность составляет единицу из 65536 значений).
Генератор на основе метода переменных состояния. Все предложенные ранее методы требуют выполнения некоторой тяжелой работы. К счастью, сотрудники дружественной фирмы Burr-Brown провели эту работу дома и вышли на рынок с моделью 4423, которая представляет собой «прецизионный квадратурный генератор». В нем используется стандартная схема полосового фильтра на основе метода переменных состояния, выполненная на трех ОУ (рис. 5.18), где выходной сигнал через диодный ограничитель подается на вход (см. рис. 5.40). Она предназначена для работы в диапазоне частот от 0,002 Гц до 20 кГц и при этом она демонстрирует высокую стабильность фазового сдвига, амплитуды и частоты (максимально 10-4 1/°С). Схема 4432 является модульной (а не монолитной ИС) и выпускается в 14 – выводном стандартном DIP – корпусе при цене 24 долл. в малых партиях.
Рис. 5.40.
Фильтры на схеме с упорядоченными фазовыми сдвигами. Известны изощренные схемы RС-фильтров, которые обладают способностью при подаче на их вход сигнала синусоидальной формы формировать на выходе пару синусоидальных сигналов, имеющих разность фаз приблизительно 90°. В радиотехнике это называется «фазовым» методом формирования однополосного сигнала (благодаря Weaver), где предназначенный для передачи входной сигнал состоит из сигналов речевого диапазона.
К сожалению, этот метод работает удовлетворительно только в ограниченном диапазоне частот и требует точного подбора номиналов резисторов и конденсаторов. Более приемлемый способ формирования широкополосных квадратурных сигналов основан на использовании «цепи с упорядоченными фазовыми сдвигами», которая представляет собой регулярную структуру, состоящую из резисторов с равными номиналами, а номиналы конденсаторов уменьшаются в геометрической прогрессии, как это указано на рис. 5.41. На вход этой цепи подаются два сигнала, а именно прямой и сдвинутый на 180° (это легко сделать с помощью инвертора с единичным коэффициентом передачи). Выходной сигнал представляет собой набор из четырех квадратурных сигналов и при использовании 6-секционной цепи их погрешность составляет ±0,5° в диапазоне частот 100:1.
Рис. 5.41. Цепь с упорядоченными фазовыми сдвигами.
Квадратурные колебания прямоугольной формы. В некоторых случаях формирование квадратурных сигналов прямоугольной формы является несложной задачей. Основная идея заключается в том, чтобы сформировать сигнал удвоенной частоты, затем поделить его в два раза с помощью цифрового триггера (гл. 8) и декодировать на вентилях (снова гл. 8). Это наиболее совершенный способ формирования квадратурных прямоугольных колебаний в диапазоне частот от постоянного тока до по крайней мере 100 МГц.
Квадратурные сигналы диапазона радиочастот. В диапазоне радиочастот (выше нескольких мегагерц) формирование пары квадратурных сигналов синусоидальной формы снова достаточно тривиальная задача; в этом случае используются приборы, которые называются квадратурными гибридными схемами (или квадратурные расщепитель/объединитель). На низкочастотной границе радиочастотного диапазона (от нескольких мегагерц до, может бить, 1 ГГц) они принимают форму небольших трансформаторов с магнитным сердечником, в то время как на более высоких частотах нужно найти их воплощение в форме полосковых линий передачи (полоски и печатные проводники, изолированные от заземленной подложки) или световодов (полая прямоугольная трубка). Эти вопросы снова будут рассмотрены в гл. 13. Методика достаточно узкополосная, типовая ширина рабочей частоты не превышает октаву (т. е. соотношение частот 2.1).
Формирование синусоидального колебания с произвольной фазой. Поскольку у нас уже имеется пара квадратурных сигналов, достаточно просто сформировать синусоидальное колебание с произвольной фазой. В этом случае требуется просто объявить синфазный (I) и квадратурные сигналы (Q) на резистивном сумматоре, что наиболее просто реализуется с помощью потенциометра, включенного между I и Q сигналами. При вращении движка потенциометра эти сигналы (I и Q) суммируются в различных соотношениях при этом удается получить плавное изменение фазы в диапазоне от 0 до 90°. Если же рассматривать эту проблему с точки зрения векторов, то можно показать, что фаза результирующего колебания совершенно не зависит от частоты; однако его амплитуда при регулировке фазы меняется, спадая на 3 дБ при фазе 45°. Метод достаточно просто можно распространить и на случай формирования колебания, фаза которого должна лежать в диапазоне от 0 до 360°, при этом используются противоположные сигналы (фазовый сдвиг 180°) I’ и Q’ которые получаются с помощью инвертирующих усилителей с коэффициентом передачи -1.
Схемы, не требующие пояснении
skilldiagram.com
|
ТОП 10: |
Генераторы на основе сдвига фаз производят меньше искажений, чем генераторы на основе моста Вина, имея ещё и хорошую стабильность частоты. Такой генератор может быть построен с одним ОУ, как показано на рисунке 14. Три RC звена соединены последовательно, чтобы получить крутой наклон dφ/dω, необходимый для стабильной частоты колебаний, как это описано в разделе 3. Применение меньшего количества RC звеньев приводит к высокой частоте колебаний, ограниченной полосой пропускания ОУ. Рис. 14. Генератор на основе сдвига фаз с одним ОУ. Скачать LTspice модель.
Рис. 15. Выходной сигнал схемы с рисунка 14. Как правило, считается, что фазосдвигающие цепи являются независимыми друг от друга, что позволяет вывести уравнение (14). Полный сдвиг фазы петли ОС составляет –180°, при этом фазовый сдвиг, вносимый каждым звеном составляет –60°. Это происходит при ω = 2πf = 1.732/RC (tan 60° = 1.732…). Величина β в этой точке будет равна (1/2)3, так что усиление, A, должно быть равно 8, что бы общее усиление было равно единице. (14) Частота колебаний с номиналами компонентов, показанных на рисунке 14, составляет 3,767 кГц, а расчётная частота составляет 2,76 кГц. Кроме того, коэффициент усиления, требуемый для возникновения генерации, равен 27, а расчётный равен 8. Это расхождение частично возникает из-за разброса параметров компонентов, однако главным фактором является неверное предположение, что RC звенья не нагружают друг друга. Эта схема была очень популярна, когда активные компоненты были большими и дорогими. Но теперь ОУ недороги, малы, и в одном корпусе содержится 4 ОУ, поэтому генератор на основе фазосдвигающей цепи на одном операционном усилители теряет популярность. Искажения выходного сигнала составляют 0,46%, что значительно меньше, чем в схеме генератора на основе моста Вина без стабилизации амплитуды. Буферированный генератор на основе сдвига фаз Буферизованный генератор на основе сдвига фаз намного лучше небуферизованной версии, но платой за это является большее число применённых компонентов. На рисунках 16 и 17 изображён буферизированный генератор на основе сдвига фаз, и соответственно выходной сигнал. Буферы предотвращают RC цепи от нагружения друг друга, поэтому параметры буферизированного генератора на основе сдвига фаз лежат гораздо ближе к расчётным значениям частоты и коэффициенту усиления. Резистор RG, устанавливающий коэффициент усиления, нагружает третье RC звено. Если буферизировать это звено с помощью четвёртого ОУ, то параметры генератора станут идеальными. Синусоидальный сигнал с низкими искажениями может быть получен любым генератором на основе сдвига фаз, но наиболее чистый синус получается на выходе последнего RC звена генератора. Это высокоомный выход, поэтому высокое входное сопротивление нагрузки обязательно для предотвращения перегрузки и как следствия, изменения частоты генерации из-за вариаций параметров нагрузки. Частота генерации схемы составляет 2,9 кГц по сравнению с идеальной расчётной частотой 2,76 кГц, коэффициент усиления был равен 8,33, что близко к расчётному, равному 8. Искажения составляли 1,2%, что значительно больше, чем у небуферизованого фазового генератора. Эти расхождения параметров и сильные искажения возникают из-за большого номинала резистора обратной связи RF, который совместно с входной ёмкостью ОУ CIN создаёт полюс, лежащий поблизости от частоты 5 кГц. Резистор RG всё ещё нагружает последнее RC звено. Добавление буфера между последним RC звеном и выходом VOUT снизит усиление и частоту генерации до расчётных значений. Рис. 16. Буферированный генератор на основе сдвига фаз. Скачать LTspice модель.
Рис. 17. Выходной сигнал схемы с рисунка 17. Генератор Буббы Генератор Буббы, схема которого приведена на рисунке 18, является ещё одним генератором на основе сдвига фаз, но здесь используется выгода от применения счетверённого операционного усилителя, что приносит уникальные преимущества. Четыре RC звена требуют фазовый сдвиг по 45° в каждом звене, так что этот генератор имеет отличную d&phi/dt, что приводит к минимальному дрейфу частоты. Каждая из RC секций вносит фазовый сдвиг в 45°, поэтому снимая сигнал с разных звеньев можно получить низкоомный квадратурный выход. При снятии сигналов с выходов каждого из ОУ можно получить четыре синусоиды со сдвигом фаз по 45°. Уравнение (15) описывает петлю обратной связи. При ω = 1/RCs, уравнение 15 упрощается до уравнений (16) and (17). (15) (16) (17)
Рис. 18. Генератор Буббы. Скачать LTspice модель.
Рис. 19. Выходной сигнал схемы с рисунка 18. Что бы генерация возникла усиление A должно быть равно 4. Частота колебаний испытательной схемы составляла 1.76 кГц, при этом расчётное значение составляет 1.72 кГц, и соответственно усиление было равно 4.17 при расчётном значении, равном 4. Форма выходного сигнала показана на рисунке 19. Искажение составляют 1.1% для VOUTSINE и 0.1% for VOUTCOSINE. Синусоидальный сигнал с очень низкими искажениями может быть получен из точки соединения резисторов R и RG. Когда сигнал с низким уровнем искажений необходимо снимать со всех выходов, то общее усиление должно быть распределено среди всех ОУ. На неинвертирующий вход усиливающего ОУ подано напряжение смещения 2.5 вольт, что бы установить напряжение покоя равным половине напряжения питания при использовании однополярного источника, если же используется двухполярный источник питания то неинвертирующий вход следует заземлить. Распределение усиления между всеми ОУ требует применение смещения для них, но это никак не воздействует на частоту генерации. Квадратурный генератор Квадратурный генератор, изображённый на рисунке 20 является другим типом генератора на основе сдвига фаз, но три RC звена настроены так, что каждое звено вносит фазовый сдвиг по 90°. Это обеспечивает на выходе как синусоидальный, так и косинусоидальный сигнал (выходы являются квадратурными, с разностью фаз по 90°), что является явным преимуществом перед другими генераторами на основе фазовых сдвигов. Идея квадратурного генератора лежит в использовании того факта, что двойное интегрирование синусоиды даёт инвертирование сигнала, то есть происходит сдвиг сигнала по фазе на 180°. Фаза второго интегратора тогда инвертируется и используется как положительная ОС, что приводит к возникновению генрации [6]. Усиление петли обратной связи рассчитывается по уравнению (18). При R1C1 = R2C2 =R3C3 уравнение (18) упрощается до (19). Когда ω = 1/RC, уравнение (18) упрощается до 1∠–180, так что генерация возникает на частоте ω = 2πf = 1/RC. У испытательной схемы колебания возникают на частоте 1.65 кГц, что немного отличается от расчётной частоты, равной 1.59 кГц, как показано на рисунке 21. Это расхождение объясняется разбросом параметров компонент. Оба выхода имеют относительно высокие искажения, которые могут быть уменьшены при использовании АРУ. Синусоидальный выход имел коэффициент искажений 0,846%, косинусоидальный – 0,46%. Регулировка усиления может увеличить амплитуду выходного сигнала. Недостатком такого генератора является уменьшенная полоса пропускания. (18) (19)
Рис. 20. Схема квадратурного генератора. Скачать LTspice модель.
Рис. 21. Выходной сигнал схемы с рисунка 20. Заключение Генераторы на ОУ имеют ограничение по рабочей частоте, так как у них нет необходимой ширины полосы пропускания для получения малого сдвига фаз на высоких частотах. Новые операционные усилители с обратной связью по току имеют гораздо более широкую полосу пропускания, но их очень сложно использовать в схемах генераторов, так как они очень чувствительны к ёмкостям в цепи обратной связи. Операционные усилители с обратной связью по напряжению ограничены рабочим диапазоном до сотен кГц из-за низкой полосы пропускания. Пропускная способность снижается при соединении ОУ каскадно из-за умножения фазовых сдвигов. Генератор на основе моста Вина содержит немного компонентов и имеет хорошую стабильность частоты, но базовая схема имеет высокий коэффициент выходных искажений. Применение АРУ значительно снижает искажения, особенно в нижнем диапазоне частот. Нелинейная обратная связь обеспечивает наилучшие характеристики в средней и верхней частях частотного диапазона. Генератор на основе сдвига фаз имеет высокий уровень искажений, и без буферирования звеньев требует большого коэффициента усиления, что ограничивает его частотный диапазон очень низкой частотой. Снижение цен на операционные усилители и другие компоненты уменьшило популярность таких генераторов. Квадратурный генератор требует для своей работы всего два операционных усилителя, имеет приемлемый уровень нелинейных искажений и с его выходов можно получить синусоидальный и косинусоидальный сигналы. Его недостаток – низкая амплитуда выходного сигнала, которая может быть увеличена путём применения дополнительного каскада усиления, но это приведёт к существенному уменьшению полосы пропускания. Ссылки
Рон Манчини, Ричард Палмер BACK MAIN PAGE
|
infopedia.su
двухфазный lc-генератор квадратурных гармонических колебаний – патент РФ 2485667
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для генерации гармонических колебаний. Достигаемый технический результат – создание LC-генератора двух квадратурных колебаний с фиксированным сдвигом фазы /2, не изменяющимся при перестройке частоты генерируемых колебаний. Двухфазный LC-генератор квадратурных гармонических колебаний содержит параллельный колебательный LC-контур, двухкаскадный неинвертирующий активный усилительный широкополосный элемент, первый каскад которого должен иметь большое входное сопротивление, а второй каскад должен иметь большое выходное сопротивление, последовательно с катушкой индуктивности L в контуре включен резистивный элемент с малым сопротивлением или его эквивалент, к которому присоединен вход дополнительного широкополосного усилителя, на выходе которого получают гармонические колебания, квадратурные по отношению к гармоническим колебаниям на выходе первого каскада активного элемента. 1 з.п. ф-лы, 1 ил. 
Рисунки к патенту РФ 2485667
Область техники, к которой относится изобретение
Изобретение относится к радиотехнике, в частности к устройствам формирования (генерации) гармонических электрических колебаний одной частоты с различными фазами.
Уровень техники
Известны методы и устройства формирования (генерации) гармонических электрических колебаний одной частоты с различными фазами (обычно сдвинутыми по фазе на /2) [1-6], основанные на использовании фазосдвигающих RC-цепей (интегрирующих или дифференцирующих). Это, например, многофазные RC-генераторы в [1], измерительные низкочастотные генераторы квадратурных гармонических колебаний (с фазовым сдвигом /2) и колебаний сложной формы типа Г6-15, Г6-26 и др. [2]. Генератор трехфазных гармонических колебаний с тремя последовательно включенными интегрирующими RC-усилителями [3], а также RC-генератор с двумя интегрирующими цепочками, конденсаторы в которых заземлены и выполнены в виде сдвоенного переменного конденсатора, обеспечивающего плавную перестройку частоты колебаний с сохранением постоянного сдвига фазы [4]. Такой двухфазный генератор гармонических колебаний с двумя интегрирующими усилителями был запатентован в [5], а в [6] предложен образец такого генератора квадратурных синусоидальных сигналов с малыми нелинейными искажениями, с колебательным звеном на основе двух интеграторов и инвертора, работающий в диапазоне частот от 1 Гц до 200 кГц.
Известные устройства для генерации двухфазных (квадратурных) гармонических колебаний на основе RC-интеграторов, таким образом, могут работать только в диапазоне низких частот (до сотен кГц), что является их главным недостатком. Кроме того, RC-генераторы имеют, как известно, невысокую стабильность частоты.
На более высоких частотах (единицы-десятки МГц) наибольшее распространение для генерации гармонических колебаний получили LC-генераторы на полупроводниковых активных элементах [8]. В них частота генерации задается L и С элементами, образующими резонансный колебательный контур, а перестройка этой частоты осуществляется, как правило, изменением емкости контура (С) при использовании переменного конденсатора или, например, варикапов (при электронной перестройке частоты генерации). При обширном многообразии различных схем LC-генераторов [8, 9] наибольшее распространение получили так называемые «трехточечные» (ТТ) схемы, содержащие, как правило, однотранзисторный активный элемент (биполярный (БТ) или полевой (ПТ) транзистор) и три реактивных элемента (L, С), определяющих не только частоту генерации, но и величину коэффициента обратной связи (положительной, за счет которой и обеспечивается возбуждение колебаний в генераторе). При этом различают индуктивные ТТ схемы (с двумя L и одним С элементами) и емкостные ТТ схемы (с одним L и двумя С-элементами). Однако эти простые ТТ схемы обеспечивают не самую высокую стабильность частоты генерируемых колебаний, которая ограничивается величиной эквивалентной (нагруженной) добротности колебательного L, С-контура ОЭ. В ТТ схемах этот контур шунтируется как выходным, так и входным сопротивлениями активного элемента (которое мало у БТ), поэтому величина его эквивалентной добротности ОЭ оказывается не очень высокой.
Наименьшее шунтирование LC-контура и, следовательно, наибольшая величина QЭ достигаются в так называемых «двухточечных» схемах LC-генераторов [8, 9], в которых используется параллельный LC-контур (с «полным» включением) и активный элемент из двух-трех транзисторов. Так, например, в схеме генератора со стабилизатором тока ([8]. – С.104, рис.7.13) используется параллельный LC-контур, подключенный ко входу ПТ. Положительная обратная связь осуществляется через стабилизатор тока на двух ВТ, образующих «токовое зеркало», вход которого подключен к выходу ПТ, а выход подключен к контуру. Стабилизируемый ток регулируется переменным резистором (в цепях эмиттеров БТ). В этой схеме контур шунтируется входным сопротивлением ПТ (которое велико) и выходным сопротивлением генератора стабильного тока (оно тоже велико), поэтому величина ОЭ и стабильность частоты этого генератора примерно в 10 раз выше, чем у других подобных генераторов [8]. Похожая (но более простая) схема «двухточечного» LC-генератора приведена в [9] (на с.78, рис.2.31), в которой используется активный элемент на ПТ (по схеме с общим истоком с большим RВХ и на БТ (с общим эмиттером с большим Rвых). Эта схема идентична схеме высокостабильного двухточечного генератора из более раннего источника [10], в котором приводятся некоторые экспериментальные данные, подтверждающие гораздо более высокую стабильность частоты (кратковременную) этого генератора по сравнению с ТТ схемами.
Среди многочисленных вариантов схем LC-генераторов, однако, не было найдено генераторов гармонических колебаний квадратурных с двумя выходами с фиксированным сдвигом фазы /2, сохраняющимся при перестройке частоты генерируемых колебаний.
Сущность изобретения
Целью настоящего изобретения является создание LC-генератора двух квадратурных колебаний с фиксированным сдвигом фазы /2, не изменяющимся при перестройке частоты генерируемых колебаний. Способ получения таких колебаний основан на использовании известной взаимосвязи между током в катушке индуктивности L(1) (0 и напряжением на ней uL(t)=L dL/dt (см., например, [7]). При гармоническом воздействии uL(t)=Ucos t, в частности (как показано в [7] на с.54), ток L(t)=(U/ L) sin t=ILcos( t- /2) также (как и uL) имеет форму гармонического колебания, сдвинутого по фазе на /2. Поэтому, включив последовательно с катушкой индуктивности L постоянный резистор R с малым сопротивлением (RR<< L), получим при гармоническом напряжении на катушке индуктивности L uL=Ucoscot на резистивном элементе напряжение, пропорциональное току в катушке индуктивности L(t) в виде Ur(t)=R·Il cos( t- /2) гармонического напряжения, сдвинутого по фазе на /2. Для реализации этого способа получения квадратурных гармонических колебаний лучше всего подходит рассмотренная выше схема «двухточечного» LC-генератора с полным включением параллельного LC-контура (прототип) [8, 9, 10]. Схема функциональная предлагаемого устройства представлена на фиг.1. Она содержит колебательный контур 1, включающий в себя катушку индуктивности L и емкостную цепь 2, составленную (в общем случае) из конденсатора постоянной емкости Со и переменного конденсатора С П (для перестройки частоты генерируемых колебаний), а также варикапов (для электронной перестройки частоты). Активный элемент генератора 3 включает в себя последовательно соединенные широкополосные усилительные каскады (инвертирующие (оба) или неинвертирующие) 4 с большим входным сопротивлением и 5 (с большим выходным сопротивлением), при этом вход каскада 4 и выход каскада 5 соединены вместе с одним полюсом колебательного контура 1, другой вывод которого соединен с общей шиной общей для контура и усилителей (всех), как показано на фиг.1 Для осуществления положительной обратной связи и возбуждения генератора усилительные каскады 4 и 5 должны вместе обеспечивать достаточное усиление и «нулевой» суммарный фазовый сдвиг =0+2 n (где n – целое число) выходных колебаний каскада 5 относительно входных колебаний каскада 4. Имеется также (в общем случае) выходной буферный широкополосный усилительный каскад 6 (инвертирующий или неинвертирующий), вход которого соединен с выходом активного элемента 3 (например, с выходом каскада 4), а выход 7 является одним выходом устройства. Для одновременного получения квадратурных колебаний последовательно с катушкой индуктивности L в контуре включен резистивный элемент 8 R с малым сопротивлением (или его эквивалент), к которому присоединен вход дополнительного широкополосного усилителя 9, к выходу которого (в общем случае) подключен еще и буферный широкополосный выходной усилительный каскад 10 (инвертирующий или неинвертирующий), выход которого образует другой выход устройства 11, гармонический сигнал которого сдвинут по фазе на 90° ( /2) относительно сигнала на выходе 7.
Схема предложенного генератора может быть упрощена при включении в контур последовательно с катушкой индуктивности L входа дополнительного усилителя 9 с малым входным сопротивлением RВX (которое будет выполнять функцию резистивного элемента R в схеме на фиг.1), например с входным каскадом, выполненном на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общей базой. Для уменьшения изменения амплитуды колебаний на другом выходе 11 при перестройке частоты (это вытекает из зависимости от частоты амплитуды тока в катушке индуктивности IL=U/ L) дополнительный усилитель 9 следует выполнить с цепью автоматической регулировки усиления (АРУ).
ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ
1. Горошков Б.И. Радиоэлектронные устройства: Справочник. – М.: Радио и связь, 1984. – С.230-232.
2. Справочник по радиоизмерительным приборам. Под ред. В.С.Насонова. – Т.2. Измерение частоты, времени и мощности. Измерительные генераторы. – М.: Сов. радио, 1977. – С.158-165.
3. Ryder A.D.Multiphase low distortion oscillator. Wireless World, lanuary, 1981. P.59-60.
4. Pleass W. Phase – Shifting Oscillator. – Wireless World, June 1983. – P.33.
5. А.с. 1171958 (МКИ4), Н03В 27/00 СССР. Двухфазный генератор гармонических колебаний. – Институт химии твердого тела и переработки минерального сырья СО АН СССР / В.И.Кенцин и С.П.Новицкий. – Опубл. 16.12.83, БИ № 29.
6. Рыбин Ю.К., Будейкин В.П., Маслов В.А., Фахретдинов П.Р. Генератор синусоидальных сигналов с малыми нелинейными искажениями. – Приборы и техника эксперимента. – 1988. – № 6. – С.202.
7. Зернов Н.В., Карпов В.Г. Теория радиотехнических цепей. – Изд. 2-е, перераб. и доп. – Л.: Энергия, 1972. – С.54.
8. Горошков Б. И. Элементы радиоэлектронных устройств: Справочник. – М.: Радио и связь, 1988. – С.104.
9. Афонский А.А.. Дъяконов В.П. Измерительные приборы и массовые электронные измерения. Серия «Библиотека инженера». Под ред. проф. В.П.Дьяконова. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2007. – С.78.
10. Петин Г. Высокостабильный двухточечный генератор. Радиолюбитель. – 1997. – № 7. – С.34.
ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ
1. Двухфазный LC-генератор квадратурных гармонических колебаний, содержащий параллельный колебательный LC-контур, частота которого перестраивается за счет изменения емкости С, один вывод которого соединен с общей шиной, а к другому выводу которого присоединен вход двухкаскадного неинвертирующего активного усилительного широкополосного элемента, первый каскад которого должен иметь большое входное сопротивление, а второй каскад должен иметь большое выходное сопротивление, и его выход соединен с другим выводом колебательного LC-контура и с входом первого каскада, отличающийся тем, что последовательно с катушкой индуктивности колебательного контура между одним ее выводом и общей шиной включен резистивный элемент с малым сопротивлением, или его эквивалент, к которому присоединен вход дополнительного широкополосного усилителя, с выхода которого получают гармонические колебания, квадратурные, то есть сдвинутые по фазе на /2 относительно основных колебаний на колебательном контуре и на выходе первого каскада активного элемента генератора.
2. Двухфазный LC-генератор квадратурных гармонических колебаний по п.1, отличающийся тем, что последовательно с катушкой индуктивности колебательного контура включен вход дополнительного усилителя с малым входным сопротивлением, например, с входным каскадом, выполненным на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общей базой, и этот дополнительный усилитель следует выполнить с цепью автоматической регулировки усиления.
www.freepatent.ru
Управляемый генератор квадратурных сигналов
Изобретение относится к радиотехнике и связи и может быть использовано при построении управляемых генераторов.
Известен генератор [1 (с. 202 – рис. 4-16. «Электронный генератор с ограничением амплитуды колебаний»)], содержащий два интегратора, сумматор, нелинейный элемент (с релейной характеристикой) и два пассивных управляемых делителя, осуществляющих перестройку выходных колебаний по частоте. На выходе нелинейного элемента формируются биполярные импульсы прямоугольной формы с высоким содержанием высших нечетных гармоник. Биполярный прямоугольный сигнал подается по цепи обратной связи непосредственно на вход сумматора, поэтому на выходе первого интегратора будет сформирован сигнал, имеющий значительные нелинейные искажения.
Известен управляемый генератор [2 (с. 17 – рис. 1-9.)], который содержит два интегратора, два умножителя, нелинейный элемент и сумматор, к выходу которого подключен первый умножитель, управляющий вход которого соединен с управляющей шиной и управляющим входом второго умножителя, между выходом которого и первым входом сумматора включен второй интегратор, выход которого соединен со вторым выходом управляемого генератора, первый выход которого подключен к выходу первого интегратора, при этом нелинейный элемент включен между первым выходом управляемого генератора и вторым входом сумматора, а вход второго умножителя подключен к выходу первого интегратора.
Для стабилизации амплитуды используется нелинейный элемент, при этом коэффициент гармоник и стабильность амплитуды связаны обратной зависимостью, то есть уменьшение коэффициента гармоник за счет уменьшения степени нелинейности приводит к снижению стабильности амплитуды и, напротив, увеличение стабильности амплитуды ведет к увеличению гармоник в выходном сигнале. Сравнительно невысокие метрологические характеристики (стабильность амплитуды 1-2% при коэффициенте гармоник 0,5-1%) ограничивают применение таких генераторов [2 (с. 19)].
Наиболее близким устройством к заявленному изобретению по совокупности существенных признаков является, принятый за прототип, управляемый генератор [3], содержащий два интегратора, три умножителя, три квадратора, релейный элемент, ограничитель, два сумматора и инвертор, включенный между выходом третьего квадратора и третьим входом второго сумматора, выход которого соединен со вторым входом третьего умножителя, между выходом которого и первым входом первого сумматора включен ограничитель, при этом первый интегратор включен между выходом первого умножителя и первым входом второго умножителя, к выходу которого подключен вход второго интегратора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, к выходу которого подключен первый вход первого умножителя, второй вход которого соединен со вторым входом второго умножителя и первой шиной управляемого генератора, вторая шина которого соединена с входом третьего квадратора, причем выходы первого и второго интеграторов соединены с соответствующими выходами управляемого генератора, первый квадратор включен между первым выходом управляемого генератора и первым входом второго сумматора, второй квадратор включен между вторым выходом управляемого генератора и вторым входом второго сумматора, а релейный элемент включен между первым выходом управляемого генератора и первым входом третьего умножителя.
На первом выходе генератора коэффициент нелинейных искажений превышает 0,05%, что не позволяет отнести данное устройство к прецизионным генераторам по данному показателю.
Задачей, на решение которой направлено изобретение, является повышение спектральной чистоты формируемых квадратурных гармонических сигналов.
Технический результат, достигаемый при осуществлении изобретения, заключается в повышении спектральной чистоты формируемых квадратурных гармонических сигналов путем введения дополнительных элементов и организации новых функциональных связей между элементами.
Указанный технический результат при осуществлении изобретения достигается тем, что в управляемый генератор квадратурных сигналов, содержащий первый и второй умножители, первый и второй интеграторы, первый и второй квадраторы, первый и второй сумматоры и инвертор, при этом первый квадратор включен между выходом первого интегратора и первым входом второго сумматора, второй квадратор 6 включен между выходом второго интегратора и вторым входом второго сумматора, к выходу первого сумматора подключен первый вход первого умножителя, выход которого соединен с входом первого интегратора, к выходу которого подключен первый вход второго умножителя, выход которого соединен с входом второго интегратора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, при этом вторые входы первого и второго умножителей соединены с управляющей шиной, в него дополнительно введены первый и второй делители, блок извлечения квадратного корня, компаратор, и источник опорного напряжения, минусовой зажим которого соединен с общей шиной, а плюсовой – с инвертирующим входом компаратора, выход которого соединен с четвертым входом первого сумматора и третьим входом второго сумматора, между выходом которого и неинвертирующим входом компаратора включен блок извлечения квадратного корня, при этом инвертор включен между выходом первого интегратора и третьим входом первого сумматора, первый вход которого соединен выходом первого делителя и первым выходом управляемого генератора квадратурных сигналов, второй выход которого соединен с выходом второго делителя, первый вход которого подключен к выходу второго интегратора, причем выход блока извлечения квадратного корня соединен со вторыми входами первого и второго делителей, а первый вход первого делителя подключен к выходу первого интегратора.
Проведенный заявителем анализ уровня техники, включающий поиск по патентным и научно-техническим источникам информации, позволил установить, что заявитель не обнаружил аналог, характеризующийся признаками, тождественными всем существенным признакам заявленного изобретения. Следовательно, заявленное изобретение соответствует условию «новизна».
Введение в предлагаемый управляемый генератор квадратурных сигналов двух делителей, блока извлечения квадратного корня, компаратора и источника опорного напряжения, а также организация новых функциональных связей между элементами позволили повысить спектральную чистоту формируемых квадратурных гармонических сигналов.
Изобретение поясняется структурной схемой управляемого генератора квадратурных сигналов, изображенной на фиг. 1, и графиками, поясняющими принцип работы управляемого генератора квадратурных сигналов – на фиг. 2 и фиг. 3.
Управляемый генератор квадратурных сигналов содержит (фиг. 1) первый 1 и второй 2 умножители, первый 3 и второй интеграторы 4, первый 5 и второй 6 квадраторы, первый 7 и второй 8 сумматоры, инвертор 9, первый 10 и второй 11 делители, блок извлечения квадратного корня 12, компаратор 13 и источник опорного напряжения 14, минусовой зажим которого соединен с общей шиной, а плюсовой – с инвертирующим входом компаратора 13, выход которого соединен с четвертым входом первого сумматора 7 и третьим входом второго сумматора 8, между выходом которого и неинвертирующим входом компаратора 13 включен блок извлечения квадратного корня 12, при этом первый квадратор 5 включен между выходом первого интегратора 3 и первым входом второго сумматора 8, второй квадратор 6 включен между выходом второго интегратора 4 и вторым входом второго сумматора 8, а инвертор включен между выходом первого интегратора 3 и третьим входом первого сумматора 7, к выходу которого подключен первый вход первого умножителя 1, между выходом которого и первым входом второго умножителя 2 включен первый интегратор 3, причем выход блока извлечения квадратного корня 12 соединен со вторыми входами первого 10 и второго 11 делителей, шина управления соединена со вторым входом первого умножителя 1 и вторым входом второго умножителя 2, к выходу которого подключен вход второго интегратора 4, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора 7, первый вход которого соединен с выходом первого делителя и первым выходом управляемого генератора квадратурных колебаний, второй выход которого соединен с выходом второго делителя 11, первый вход которого подключен к выходу второго интегратора 4, а первый вход первого делителя соединен с выходом первого интегратора 3.
Управляемый генератор квадратурных сигналов работает следующим образом.
Первый умножитель 1 и первый интегратор 3 образуют (фиг. 1) первый управляемый интегратор с передаточной функцией
где τУ1=τ1/(m1·EУ) – постоянная времени первого управляемого интегратора; τ1 – постоянная времени первого интегратора 3; m1 – масштабный коэффициент умножителя 1; EУ – управляющее напряжение; s – комплексная переменная.
Второй умножитель 2 и второй интегратор 4 образуют второй управляемый интегратор с передаточной функцией
где τУ2=τ2/(m2·EУ) – постоянная времени второго управляемого интегратора; τ2 – постоянная времени второго интегратора 4; m2 – масштабный коэффициент умножителя 2.
При одинаковых значениях масштабных коэффициентов m1=m2=m и при равенстве постоянных времени интеграторов τ1=τ2=τ0 также будут иметь одинаковые значения и постоянные времени первого и второго управляемых интеграторов τУ1=τУ2=τУ=τ0/(m·EУ).
Следовательно, и передаточные функции управляемых интеграторов в этом случае будут иметь одинаковые выражения
Умножители 1 и 2, интеграторы 3 и 4, сумматор 7 и инвертор 9 образуют управляемый фильтр (УФ). При подаче на первый вход сумматора 7, то есть на вход УФ сигнала N1(t), на выходе управляемого фильтра формируются два сигнала S1(t) и S2(t).
Для нахождения амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик, а также определения резонансной частоты УФ, величины затухания и добротности фильтра найдем передаточные функции (ПФ) управляемого фильтра.
Найдем передаточную функцию УФ по первому W1(s) и второму W2(s) выходу при воздействии входного сигнала N1(t), для чего составим следующую систему уравнений в операторной форме:
где k1, k2 и k3 – коэффициенты первого сумматора 7 по соответствующим входам.
Используя метод исключения переменных в (4), запишем выражения для передаточной функции
и для передаточной функции
При k2=1 выражение (6) можно привести к классическому виду для колебательного звена с передаточной функцией
где ξ=k3/2 – коэффициент затухания, определяющий избирательные свойства звена.
Передаточную функцию W2(s) можно представить в виде последовательного соединения колебательного и дифференцирующего звеньев
Резонансную частоту ω0 управляемого фильтра можно найти из характеристического уравнения, для чего знаменатель в уравнениях (7) и (8) следует приравнять к нулю и найти корни этого уравнения
Для нахождения комплексно-частотных функций в выражениях (8) и (9) необходимо заменить комплексную переменную s→jω
Из (10) и (11) следует, что фазовый сдвиг между выходными сигналами S1(t) и S2(t) будет определяться только параметрами дифференцирующего звена с передаточной функцией WD(s)=τs, поскольку WD(jω)=j·ωτ.
Фазовый сдвиг
Из (12) следует, что фазовый сдвиг межу выходными сигналами S1(t) и S2(t) не зависит от частоты и во всем диапазоне рабочих частот составляет 90 электрических градусов.
Амплитудно-частотные характеристики
удобно представить в нормированном виде (фиг. 2), для чего введем в рассмотрение относительную расстройку по частоте
где ω0=1/τУ – резонансная частота.
После подстановки (15) в (13) и (14) получим
Графические зависимости коэффициентов передачи W1(ω) и W2(ω) от величины относительной расстройки δ приведены на фиг. 2. На резонансной частоте (при δ=1)
При равенстве коэффициентов k1=k3 коэффициенты передачи также будут равны W1(1)=W2(1)=1.
Спектральная чистота формируемых сигналов S1(t) и S2(t) будет зависеть как от формы сигнала N1(t), поступающего по цепи обратной связи, так и от добротности Q резонансной системы (управляемого фильтра), которая, в свою очередь, определяет (фиг. 2) полосу пропускания ППР фильтра.
Полосу пропускания ППР условно определяют по резонансной кривой (фиг. 2) на уровне 0,707 (-3 дБ) от ее максимального значения, соответствующего резонансной частоте.
Полоса пропускания управляемого фильтра
Добротность управляемого фильтра связана с коэффициентом затухания ξ следующим образом: Q=1/ξ=2/k3, следовательно, величину добротности Q, коэффициент затухания ξ и полосу пропускания ППР можно регулировать с помощью коэффициента k3, но при этом необходимо соблюдать равенство коэффициентов k1=k3.
В этом случае при любых значениях добротности на частоте резонанса амплитудные значения A1 и A2 сигналов S1(t) и S2(t) будут иметь одинаковые значения, равные единице, а фазовый сдвиг между ними составит 90 электрических градусов. Таким образом, на выходах управляемого фильтра формируются квадратурные сигналы стабильной амплитуды.
В предлагаемом решении на вход первого сумматора 7 подается квазигармонический сигнал N1(t) стабильной амплитуды A*, имеющий незначительное количество высших гармонических в своем составе.
Формирование сигнала обратной связи N1(t) происходит следующим образом.
Квадраторы 5 и 6, сумматор 8 и блок извлечения квадратного корня 12 образуют безынерционный датчик напряжения (ДН).
При подаче на вход квадратора 5 гармонического сигнала S1(t)=A1sin(ωt) на его выходе формируется сигнал
где m3 – масштабный коэффициент квадратора 5.
При подаче на вход квадратора 6 гармонического сигнала S2(t)=A2cos(ωt) на его выходе формируется сигнал
где m4 – масштабный коэффициент квадратора 6.
В результате суммирования сигналов L1(t) и L2(t) на выходе сумматора 8 образуется напряжение
На выходе блока извлечения квадратного корня 12, то есть на выходе ДН, формируется напряжение
При выполнении условий k3=k4=1, m3=m4=1 и при равенстве амплитудных значений A1=А2=A напряжение
то есть на выходе ДН напряжение будет в точности равно амплитудному значению Em=A.
На выходе делителя 10, то есть на первом выходе управляемого генератора квадратурных сигналов, формируется сигнал
где A*=1 – нормированное значение амплитуды сигнала N1(t).
Аналогично работает второй делитель 11, на выходе которого также формируется стабильный по амплитуде сигнал
Стабилизированный по амплитуде сигнал N1(t) 10 поступает на первый вход сумматора 7, замыкая цепь обратной связи и создавая условия для возбуждения гармонических колебаний.
Частота колебаний Ω0 в управляемом генераторе совпадает с резонансной частотой ω0=1/τУ и изменяется прямо пропорционально изменению управляющего напряжения EУ
Поскольку на вход управляемого фильтра с выхода первого делителя 10 подается гармонический сигнал, в котором практически нет высших гармонических составляющих, то спектральная чистота формируемых сигналов S1(t) и S2(t) намного выше, чем в прототипе.
Оценка нелинейных искажений выходных сигналов генератора проводилась на математической модели в программе PSIM-9. Нелинейные искажения на выходах управляемого генератора измерялись с помощью блока (THD – Total harmonic distortion) программы PSIM.
На первом выходе коэффициент нелинейных искажений не превысил 0,011%, что примерно в пять раз меньше по сравнению с прототипом.
На втором выходе управляемого генератора искажения сигнала N2(t) будут еще меньше из-за фильтрующего свойства второго интегратора 4. Незначительное содержание высших гармоник выходных сигналов N1(t) и N2(t) является достоинством предлагаемого генератора.
Для сокращения времени запуска генератора на четвертый вход сумматора 7 поступает корректирующий сигнал Sk(t) с формирователя одиночного импульса, который выполнен из компаратора 13 и источника опорного напряжения 14. Корректирующий сигнал Sk(t) подается также на третий вход сумматора 8, обеспечивая тем самым нормальную работу делителей 10 и 11, которые при отсутствии корректирующего сигнала формируют на своих выходах кратковременный выброс напряжения при запуске генератора и для устранения которого на выходах делителей 10 и 11 потребуются ограничители.
Введение корректирующего сигнала Sk(t) значительно улучшает динамику управляемого генератора как в пусковом режиме (фиг. 3), так и при переключении генератора с одной частоты на другую.
Длительность переходного процесса при запуске управляемого генератора квадратурных сигналов определяется (фиг. 3) длительностью ТИ корректирующего сигнала Sk(t) и значением коэффициента передачи по четвертому входу сумматора 7. Длительность TИ сигнала Sk(t) можно изменять с помощью напряжения смещения E0, поступающего на вход компаратора 13 от источника опорного напряжения 14.
Графические зависимости, поясняющие принцип уменьшения переходных процессов в генераторе, приведены на фиг. 3. На фиг. 3, а и фиг. 3, б показаны графики для случая, когда величина опорного напряжения E0=0,1 В, а коэффициент передачи сумматора по четвертому входу k4=0,1. На фиг. 3, в и фиг. 3, г показаны графики для случая, когда величина опорного напряжения E0=0,8 В, а коэффициент передачи сумматора по четвертому входу k4=1,0. На фиг. 3, д и фиг. 3, е показаны графики для случая, когда величина опорного напряжения Е0=0,9 В, а коэффициент передачи сумматора по четвертому входу k4=10,0.
Выбор наилучшего сочетания длительности TИ корректирующего сигнала Sk(t) и коэффициента передачи k4 сумматора 7 по четвертому входу позволил минимизировать длительность переходного процесса при запуске управляемого генератора квадратурных сигналов, а наличие делителей 10 и 11 позволило дополнительно стабилизировать амплитуды выходных сигналов N1(t) и N2(t). Следует отметить, что сигнал Sk(t) формируется только один раз при запуске генератора и в дальнейшей работе управляемого генератора участия не принимает.
Использование предлагаемого изобретения позволит повысить (по сравнению с аналогами и прототипом) спектральную чистоту формируемых квадратурных гармонических сигналов.
Источники информации
1. Вавилов А.А., Солодовников А.И. Экспериментальное определение частотных характеристик автоматических систем. M.-Л.: Госэнергоиздат, 1963 г. – 252 с.
2. Вавилов А.А., Солодовников А.И., Шнайдер В.В. Низкочастотные измерительные генераторы. – Л.: Энергоатомиздат, Ленингр. отделение, 1985 г. – 104 с.
3. Патент РФ №2506692, H03B 27/00. Дубровин B.C. Управляемый генератор, заявл. 31.08.2012, опубл. 10.02.2014. Бюл. №4.
Управляемый генератор квадратурных сигналов, содержащий первый и второй умножители, первый и второй интеграторы, первый и второй квадраторы, первый и второй сумматоры и инвертор, при этом первый квадратор включен между выходом первого интегратора и первым входом второго сумматора, второй квадратор включен между выходом второго интегратора и вторым входом второго сумматора, к выходу первого сумматора подключен первый вход первого умножителя, выход которого соединен с входом первого интегратора, к выходу которого подключен первый вход второго умножителя, выход которого соединен с входом второго интегратора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, при этом вторые входы первого и второго умножителей соединены с управляющей шиной, отличающийся тем, что в него дополнительно введены первый и второй делители, блок извлечения квадратного корня, компаратор и источник опорного напряжения, минусовой зажим которого соединен с общей шиной, а плюсовой – с инвертирующим входом компаратора, выход которого соединен с четвертым входом первого сумматора и третьим входом второго сумматора, между выходом которого и неинвертирующим входом компаратора включен блок извлечения квадратного корня, при этом инвертор включен между выходом первого интегратора и третьим входом первого сумматора, первый вход которого соединен с выходом первого делителя и первым выходом управляемого генератора квадратурных сигналов, второй выход которого соединен с выходом второго делителя, первый вход которого подключен к выходу второго интегратора, причем выход блока извлечения квадратного корня соединен со вторыми входами первого и второго делителей, а первый вход первого делителя подключен к выходу первого интегратора.edrid.ru
Управляемый генератор квадратурных сигналов
Изобретение относится к радиотехнике и связи и может быть использовано при построении управляемых генераторов. Техническим результатом является повышение спектральной чистоты формируемых квадратурных гармонических сигналов. Устройство содержит два умножителя, два интегратора, два квадратора, два сумматора, инвертор, два делителя, блок извлечения квадратного корня, компаратор, источник опорного напряжения. 3 ил.
Изобретение относится к радиотехнике и связи и может быть использовано при построении управляемых генераторов.
Известен генератор [1 (с. 202 – рис. 4-16. «Электронный генератор с ограничением амплитуды колебаний»)], содержащий два интегратора, сумматор, нелинейный элемент (с релейной характеристикой) и два пассивных управляемых делителя, осуществляющих перестройку выходных колебаний по частоте. На выходе нелинейного элемента формируются биполярные импульсы прямоугольной формы с высоким содержанием высших нечетных гармоник. Биполярный прямоугольный сигнал подается по цепи обратной связи непосредственно на вход сумматора, поэтому на выходе первого интегратора будет сформирован сигнал, имеющий значительные нелинейные искажения.
Известен управляемый генератор [2 (с. 17 – рис. 1-9.)], который содержит два интегратора, два умножителя, нелинейный элемент и сумматор, к выходу которого подключен первый умножитель, управляющий вход которого соединен с управляющей шиной и управляющим входом второго умножителя, между выходом которого и первым входом сумматора включен второй интегратор, выход которого соединен со вторым выходом управляемого генератора, первый выход которого подключен к выходу первого интегратора, при этом нелинейный элемент включен между первым выходом управляемого генератора и вторым входом сумматора, а вход второго умножителя подключен к выходу первого интегратора.
Для стабилизации амплитуды используется нелинейный элемент, при этом коэффициент гармоник и стабильность амплитуды связаны обратной зависимостью, то есть уменьшение коэффициента гармоник за счет уменьшения степени нелинейности приводит к снижению стабильности амплитуды и, напротив, увеличение стабильности амплитуды ведет к увеличению гармоник в выходном сигнале. Сравнительно невысокие метрологические характеристики (стабильность амплитуды 1-2% при коэффициенте гармоник 0,5-1%) ограничивают применение таких генераторов [2 (с. 19)].
Наиболее близким устройством к заявленному изобретению по совокупности существенных признаков является, принятый за прототип, управляемый генератор [3], содержащий два интегратора, три умножителя, три квадратора, релейный элемент, ограничитель, два сумматора и инвертор, включенный между выходом третьего квадратора и третьим входом второго сумматора, выход которого соединен со вторым входом третьего умножителя, между выходом которого и первым входом первого сумматора включен ограничитель, при этом первый интегратор включен между выходом первого умножителя и первым входом второго умножителя, к выходу которого подключен вход второго интегратора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, к выходу которого подключен первый вход первого умножителя, второй вход которого соединен со вторым входом второго умножителя и первой шиной управляемого генератора, вторая шина которого соединена с входом третьего квадратора, причем выходы первого и второго интеграторов соединены с соответствующими выходами управляемого генератора, первый квадратор включен между первым выходом управляемого генератора и первым входом второго сумматора, второй квадратор включен между вторым выходом управляемого генератора и вторым входом второго сумматора, а релейный элемент включен между первым выходом управляемого генератора и первым входом третьего умножителя.
На первом выходе генератора коэффициент нелинейных искажений превышает 0,05%, что не позволяет отнести данное устройство к прецизионным генераторам по данному показателю.
Задачей, на решение которой направлено изобретение, является повышение спектральной чистоты формируемых квадратурных гармонических сигналов.
Технический результат, достигаемый при осуществлении изобретения, заключается в повышении спектральной чистоты формируемых квадратурных гармонических сигналов путем введения дополнительных элементов и организации новых функциональных связей между элементами.
Указанный технический результат при осуществлении изобретения достигается тем, что в управляемый генератор квадратурных сигналов, содержащий первый и второй умножители, первый и второй интеграторы, первый и второй квадраторы, первый и второй сумматоры и инвертор, при этом первый квадратор включен между выходом первого интегратора и первым входом второго сумматора, второй квадратор 6 включен между выходом второго интегратора и вторым входом второго сумматора, к выходу первого сумматора подключен первый вход первого умножителя, выход которого соединен с входом первого интегратора, к выходу которого подключен первый вход второго умножителя, выход которого соединен с входом второго интегратора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, при этом вторые входы первого и второго умножителей соединены с управляющей шиной, в него дополнительно введены первый и второй делители, блок извлечения квадратного корня, компаратор, и источник опорного напряжения, минусовой зажим которого соединен с общей шиной, а плюсовой – с инвертирующим входом компаратора, выход которого соединен с четвертым входом первого сумматора и третьим входом второго сумматора, между выходом которого и неинвертирующим входом компаратора включен блок извлечения квадратного корня, при этом инвертор включен между выходом первого интегратора и третьим входом первого сумматора, первый вход которого соединен выходом первого делителя и первым выходом управляемого генератора квадратурных сигналов, второй выход которого соединен с выходом второго делителя, первый вход которого подключен к выходу второго интегратора, причем выход блока извлечения квадратного корня соединен со вторыми входами первого и второго делителей, а первый вход первого делителя подключен к выходу первого интегратора.
Проведенный заявителем анализ уровня техники, включающий поиск по патентным и научно-техническим источникам информации, позволил установить, что заявитель не обнаружил аналог, характеризующийся признаками, тождественными всем существенным признакам заявленного изобретения. Следовательно, заявленное изобретение соответствует условию «новизна».
Введение в предлагаемый управляемый генератор квадратурных сигналов двух делителей, блока извлечения квадратного корня, компаратора и источника опорного напряжения, а также организация новых функциональных связей между элементами позволили повысить спектральную чистоту формируемых квадратурных гармонических сигналов.
Изобретение поясняется структурной схемой управляемого генератора квадратурных сигналов, изображенной на фиг. 1, и графиками, поясняющими принцип работы управляемого генератора квадратурных сигналов – на фиг. 2 и фиг. 3.
Управляемый генератор квадратурных сигналов содержит (фиг. 1) первый 1 и второй 2 умножители, первый 3 и второй интеграторы 4, первый 5 и второй 6 квадраторы, первый 7 и второй 8 сумматоры, инвертор 9, первый 10 и второй 11 делители, блок извлечения квадратного корня 12, компаратор 13 и источник опорного напряжения 14, минусовой зажим которого соединен с общей шиной, а плюсовой – с инвертирующим входом компаратора 13, выход которого соединен с четвертым входом первого сумматора 7 и третьим входом второго сумматора 8, между выходом которого и неинвертирующим входом компаратора 13 включен блок извлечения квадратного корня 12, при этом первый квадратор 5 включен между выходом первого интегратора 3 и первым входом второго сумматора 8, второй квадратор 6 включен между выходом второго интегратора 4 и вторым входом второго сумматора 8, а инвертор включен между выходом первого интегратора 3 и третьим входом первого сумматора 7, к выходу которого подключен первый вход первого умножителя 1, между выходом которого и первым входом второго умножителя 2 включен первый интегратор 3, причем выход блока извлечения квадратного корня 12 соединен со вторыми входами первого 10 и второго 11 делителей, шина управления соединена со вторым входом первого умножителя 1 и вторым входом второго умножителя 2, к выходу которого подключен вход второго интегратора 4, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора 7, первый вход которого соединен с выходом первого делителя и первым выходом управляемого генератора квадратурных колебаний, второй выход которого соединен с выходом второго делителя 11, первый вход которого подключен к выходу второго интегратора 4, а первый вход первого делителя соединен с выходом первого интегратора 3.
Управляемый генератор квадратурных сигналов работает следующим образом.
Первый умножитель 1 и первый интегратор 3 образуют (фиг. 1) первый управляемый интегратор с передаточной функцией
где τУ1=τ1/(m1·EУ) – постоянная времени первого управляемого интегратора; τ1 – постоянная времени первого интегратора 3; m1 – масштабный коэффициент умножителя 1; EУ – управляющее напряжение; s – комплексная переменная.
Второй умножитель 2 и второй интегратор 4 образуют второй управляемый интегратор с передаточной функцией
где τУ2=τ2/(m2·EУ) – постоянная времени второго управляемого интегратора; τ2 – постоянная времени второго интегратора 4; m2 – масштабный коэффициент умножителя 2.
При одинаковых значениях масштабных коэффициентов m1=m2=m и при равенстве постоянных времени интеграторов τ1=τ2=τ0 также будут иметь одинаковые значения и постоянные времени первого и второго управляемых интеграторов τУ1=τУ2=τУ=τ0/(m·EУ).
Следовательно, и передаточные функции управляемых интеграторов в этом случае будут иметь одинаковые выражения
Умножители 1 и 2, интеграторы 3 и 4, сумматор 7 и инвертор 9 образуют управляемый фильтр (УФ). При подаче на первый вход сумматора 7, то есть на вход УФ сигнала N1(t), на выходе управляемого фильтра формируются два сигнала S1(t) и S2(t).
Для нахождения амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик, а также определения резонансной частоты УФ, величины затухания и добротности фильтра найдем передаточные функции (ПФ) управляемого фильтра.
Найдем передаточную функцию УФ по первому W1(s) и второму W2(s) выходу при воздействии входного сигнала N1(t), для чего составим следующую систему уравнений в операторной форме:
где k1, k2 и k3 – коэффициенты первого сумматора 7 по соответствующим входам.
Используя метод исключения переменных в (4), запишем выражения для передаточной функции
и для передаточной функции
При k2=1 выражение (6) можно привести к классическому виду для колебательного звена с передаточной функцией
где ξ=k3/2 – коэффициент затухания, определяющий избирательные свойства звена.
Передаточную функцию W2(s) можно представить в виде последовательного соединения колебательного и дифференцирующего звеньев
Резонансную частоту ω0 управляемого фильтра можно найти из характеристического уравнения, для чего знаменатель в уравнениях (7) и (8) следует приравнять к нулю и найти корни этого уравнения
Для нахождения комплексно-частотных функций в выражениях (8) и (9) необходимо заменить комплексную переменную s→jω
Из (10) и (11) следует, что фазовый сдвиг между выходными сигналами S1(t) и S2(t) будет определяться только параметрами дифференцирующего звена с передаточной функцией WD(s)=τs, поскольку WD(jω)=j·ωτ.
Фазовый сдвиг
Из (12) следует, что фазовый сдвиг межу выходными сигналами S1(t) и S2(t) не зависит от частоты и во всем диапазоне рабочих частот составляет 90 электрических градусов.
Амплитудно-частотные характеристики
удобно представить в нормированном виде (фиг. 2), для чего введем в рассмотрение относительную расстройку по частоте
где ω0=1/τУ – резонансная частота.
После подстановки (15) в (13) и (14) получим
Графические зависимости коэффициентов передачи W1(ω) и W2(ω) от величины относительной расстройки δ приведены на фиг. 2. На резонансной частоте (при δ=1)
При равенстве коэффициентов k1=k3 коэффициенты передачи также будут равны W1(1)=W2(1)=1.
Спектральная чистота формируемых сигналов S1(t) и S2(t) будет зависеть как от формы сигнала N1(t), поступающего по цепи обратной связи, так и от добротности Q резонансной системы (управляемого фильтра), которая, в свою очередь, определяет (фиг. 2) полосу пропускания ППР фильтра.
Полосу пропускания ППР условно определяют по резонансной кривой (фиг. 2) на уровне 0,707 (-3 дБ) от ее максимального значения, соответствующего резонансной частоте.
Полоса пропускания управляемого фильтра
Добротность управляемого фильтра связана с коэффициентом затухания ξ следующим образом: Q=1/ξ=2/k3, следовательно, величину добротности Q, коэффициент затухания ξ и полосу пропускания ППР можно регулировать с помощью коэффициента k3, но при этом необходимо соблюдать равенство коэффициентов k1=k3.
В этом случае при любых значениях добротности на частоте резонанса амплитудные значения A1 и A2 сигналов S1(t) и S2(t) будут иметь одинаковые значения, равные единице, а фазовый сдвиг между ними составит 90 электрических градусов. Таким образом, на выходах управляемого фильтра формируются квадратурные сигналы стабильной амплитуды.
В предлагаемом решении на вход первого сумматора 7 подается квазигармонический сигнал N1(t) стабильной амплитуды A*, имеющий незначительное количество высших гармонических в своем составе.
Формирование сигнала обратной связи N1(t) происходит следующим образом.
Квадраторы 5 и 6, сумматор 8 и блок извлечения квадратного корня 12 образуют безынерционный датчик напряжения (ДН).
При подаче на вход квадратора 5 гармонического сигнала S1(t)=A1sin(ωt) на его выходе формируется сигнал
где m3 – масштабный коэффициент квадратора 5.
При подаче на вход квадратора 6 гармонического сигнала S2(t)=A2cos(ωt) на его выходе формируется сигнал
где m4 – масштабный коэффициент квадратора 6.
В результате суммирования сигналов L1(t) и L2(t) на выходе сумматора 8 образуется напряжение
На выходе блока извлечения квадратного корня 12, то есть на выходе ДН, формируется напряжение
При выполнении условий k3=k4=1, m3=m4=1 и при равенстве амплитудных значений A1=А2=A напряжение
то есть на выходе ДН напряжение будет в точности равно амплитудному значению Em=A.
На выходе делителя 10, то есть на первом выходе управляемого генератора квадратурных сигналов, формируется сигнал
где A*=1 – нормированное значение амплитуды сигнала N1(t).
Аналогично работает второй делитель 11, на выходе которого также формируется стабильный по амплитуде сигнал
Стабилизированный по амплитуде сигнал N1(t) 10 поступает на первый вход сумматора 7, замыкая цепь обратной связи и создавая условия для возбуждения гармонических колебаний.
Частота колебаний Ω0 в управляемом генераторе совпадает с резонансной частотой ω0=1/τУ и изменяется прямо пропорционально изменению управляющего напряжения EУ
Поскольку на вход управляемого фильтра с выхода первого делителя 10 подается гармонический сигнал, в котором практически нет высших гармонических составляющих, то спектральная чистота формируемых сигналов S1(t) и S2(t) намного выше, чем в прототипе.
Оценка нелинейных искажений выходных сигналов генератора проводилась на математической модели в программе PSIM-9. Нелинейные искажения на выходах управляемого генератора измерялись с помощью блока (THD – Total harmonic distortion) программы PSIM.
На первом выходе коэффициент нелинейных искажений не превысил 0,011%, что примерно в пять раз меньше по сравнению с прототипом.
На втором выходе управляемого генератора искажения сигнала N2(t) будут еще меньше из-за фильтрующего свойства второго интегратора 4. Незначительное содержание высших гармоник выходных сигналов N1(t) и N2(t) является достоинством предлагаемого генератора.
Для сокращения времени запуска генератора на четвертый вход сумматора 7 поступает корректирующий сигнал Sk(t) с формирователя одиночного импульса, который выполнен из компаратора 13 и источника опорного напряжения 14. Корректирующий сигнал Sk(t) подается также на третий вход сумматора 8, обеспечивая тем самым нормальную работу делителей 10 и 11, которые при отсутствии корректирующего сигнала формируют на своих выходах кратковременный выброс напряжения при запуске генератора и для устранения которого на выходах делителей 10 и 11 потребуются ограничители.
Введение корректирующего сигнала Sk(t) значительно улучшает динамику управляемого генератора как в пусковом режиме (фиг. 3), так и при переключении генератора с одной частоты на другую.
Длительность переходного процесса при запуске управляемого генератора квадратурных сигналов определяется (фиг. 3) длительностью ТИ корректирующего сигнала Sk(t) и значением коэффициента передачи по четвертому входу сумматора 7. Длительность TИ сигнала Sk(t) можно изменять с помощью напряжения смещения E0, поступающего на вход компаратора 13 от источника опорного напряжения 14.
Графические зависимости, поясняющие принцип уменьшения переходных процессов в генераторе, приведены на фиг. 3. На фиг. 3, а и фиг. 3, б показаны графики для случая, когда величина опорного напряжения E0=0,1 В, а коэффициент передачи сумматора по четвертому входу k4=0,1. На фиг. 3, в и фиг. 3, г показаны графики для случая, когда величина опорного напряжения E0=0,8 В, а коэффициент передачи сумматора по четвертому входу k4=1,0. На фиг. 3, д и фиг. 3, е показаны графики для случая, когда величина опорного напряжения Е0=0,9 В, а коэффициент передачи сумматора по четвертому входу k4=10,0.
Выбор наилучшего сочетания длительности TИ корректирующего сигнала Sk(t) и коэффициента передачи k4 сумматора 7 по четвертому входу позволил минимизировать длительность переходного процесса при запуске управляемого генератора квадратурных сигналов, а наличие делителей 10 и 11 позволило дополнительно стабилизировать амплитуды выходных сигналов N1(t) и N2(t). Следует отметить, что сигнал Sk(t) формируется только один раз при запуске генератора и в дальнейшей работе управляемого генератора участия не принимает.
Использование предлагаемого изобретения позволит повысить (по сравнению с аналогами и прототипом) спектральную чистоту формируемых квадратурных гармонических сигналов.
Источники информации
1. Вавилов А.А., Солодовников А.И. Экспериментальное определение частотных характеристик автоматических систем. M.-Л.: Госэнергоиздат, 1963 г. – 252 с.
2. Вавилов А.А., Солодовников А.И., Шнайдер В.В. Низкочастотные измерительные генераторы. – Л.: Энергоатомиздат, Ленингр. отделение, 1985 г. – 104 с.
3. Патент РФ №2506692, H03B 27/00. Дубровин B.C. Управляемый генератор, заявл. 31.08.2012, опубл. 10.02.2014. Бюл. №4.
Управляемый генератор квадратурных сигналов, содержащий первый и второй умножители, первый и второй интеграторы, первый и второй квадраторы, первый и второй сумматоры и инвертор, при этом первый квадратор включен между выходом первого интегратора и первым входом второго сумматора, второй квадратор включен между выходом второго интегратора и вторым входом второго сумматора, к выходу первого сумматора подключен первый вход первого умножителя, выход которого соединен с входом первого интегратора, к выходу которого подключен первый вход второго умножителя, выход которого соединен с входом второго интегратора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, при этом вторые входы первого и второго умножителей соединены с управляющей шиной, отличающийся тем, что в него дополнительно введены первый и второй делители, блок извлечения квадратного корня, компаратор и источник опорного напряжения, минусовой зажим которого соединен с общей шиной, а плюсовой – с инвертирующим входом компаратора, выход которого соединен с четвертым входом первого сумматора и третьим входом второго сумматора, между выходом которого и неинвертирующим входом компаратора включен блок извлечения квадратного корня, при этом инвертор включен между выходом первого интегратора и третьим входом первого сумматора, первый вход которого соединен с выходом первого делителя и первым выходом управляемого генератора квадратурных сигналов, второй выход которого соединен с выходом второго делителя, первый вход которого подключен к выходу второго интегратора, причем выход блока извлечения квадратного корня соединен со вторыми входами первого и второго делителей, а первый вход первого делителя подключен к выходу первого интегратора.
findpatent.ru
|
ТОП 10: |
Генераторы гармонических сигналов на операционных усилителях Введение Генераторами являются такие схемы, которые производят периодические колебания различных форм, например, прямоугольные, треугольные, пилообразные и синусоидальные. В генераторах обычно применяются различные активные компоненты, лампы или кварцевые резонаторы, а так же пассивные – резисторы, конденсаторы, индуктивности. Существует два основных класса генераторов – релаксационные и гармонические. Релаксационные генераторы производят треугольные, пилообразные и другие несинусоидальные сигналы, и в этой статье они не рассматриваются. Синусоидальные генераторы состоят из усилителей со внешними компонентами, или же компоненты могут быть смонтированы на одном кристалле с усилителем. В этой статье рассматриваются генераторы гармонических сигналов, созданные на основе операционных усилителей. Генераторы гармонического сигнала применяются в качестве образцовых или испытательных генераторов во многих схемах. В чистом синусоидальном сигнале присутствует только основная частота – в идеале в нём нет никаких других гармоник. Таким образом, подавая синусоидальный сигнал на вход какого-нибудь устройства, можно измерить уровень гармоник на его выходе, определив таким образом коэффициент нелинейных искажений. В релаксационных генераторах выходной сигнал формируется из синусоидального сигнала, который суммируется для формирования колебаний специальной формы. Что такое генератор синусоидального сигнала Генераторы на операционных усилителях являются нестабильными схемами – не в том смысле, что они случайно получились нестабильными – а наоборот, их специально конструируют так, что бы они оставались в нестабильном состоянии или в состоянии генерации. Генераторы бывают полезны для генерации стандартных сигналов, используемых как образцовые для применения в областях, связанных с аудио, в качестве функциональных генераторов, в цифровых системах и в системах связи. Существуют два основных класса генераторов: синусоидальные и релаксационные. Синусоидальные состоят из усилителей с RC или LC цепями, с помощью которых можно менять частоту генерации, или кварцев с фиксированной частотой. Релаксационные генераторы генерируют колебания треугольной, пилообразной, прямоугольной, импульсной или экспоненциальной формы и здесь не рассматриваются. Генераторы синусоидального сигнала работают без подачи на них внешнего сигнала. Вместо этого применяется комбинация положительной или отрицательной обратной связи, что бы перевести усилитель в нестабильное состояние, что приводит к цикличному изменению сигнала на выходе от минимального до максимального напряжения питания с постоянным периодом. Частота и амплитуда колебаний определяется набором активных и пассивных компонентов, подключённых к операционному усилителю. Генераторы на операционных усилителях ограничены низкочастотным диапазоном частотного спектра, так как у них отсутствует широкая полоса пропускания, необходимая для достижения низкого фазового сдвига на высоких частотах. Операционные усилители с обратной связью по напряжению ограничены килогерцовым частотным диапазоном, так как доминирующий полюс при разомкнутой цепи обратной связи может находиться на достаточно низкой частоте, например 10 Гц. Новые операционные усилители с токовой связью имеют гораздо большую полосу пропускания, но их очень трудно использовать в генераторных схемах потому что они чувствительны к ёмкостям в цепях обратной связи. Генераторы с кварцевыми резонаторами используются для применения в высокочастотных схемах в диапазоне до сотен мГц. Сдвиг фаз в генераторах В уравнении Aβ =1∠-180° фазовый сдвиг, равный 180°, вносят активные и пассивные компоненты. Как и любые правильно сконструированные схемы с обратной связью, генераторы зависят от фазового сдвига, вносимого пассивными компонентами, потому что этот фазовый сдвиг точный и почти без дрейфа. Фазовый сдвиг, вносимый активными компонентами сведён к минимуму, поскольку он зависит от температуры, имеет широкий начальный допуск, и зависит от типов активных элементов. Усилители подобраны таким образом, что бы они вносили минимальный фазовый сдвиг или вообще не вносили никакого фазового сдвига на частоте колебаний. Эти факторы ограничивают рабочий диапазон генераторов на операционных усилителях относительно низкими частотами. Однозвенные RL или RC цепи вносят фазовый сдвиг величиной до 90° (но не точно 90° – их фазовый сдвиг стремится к 90°, но никогда их не достигнет) на звено, и так как для возникновения колебаний необходим фазовый сдвиг 180°, то нужно использовать хотя бы два звена в конструкции генератора (так как максимальный фазовый сдвиг будет стремиться к 180°, то необходимое дополнение фазового сдвига до точного значения 180° будет обеспечиваться входными ёмкостями и сопротивлениями активных элементов). LC цепь имеет два полюса, и может вносить фазовый сдвиг по 180° на полюс. Но LC и LR генераторы здесь не рассматриваются, так как низкочастотные индуктивности дороги, тяжелы, громоздки и сильно неидеальны. LC генераторы применяются в высокочастотных схемах, за пределами частотного диапазона операционных усилителей, там где размер, вес и цена индуктивностей менее важны. Сдвиг по фазе определяет рабочую частоту генерации, поскольку схема будет генерировать колебания на любой частоте, на которой накапливается фазовый сдвиг в 180°. Чувствительность фазы к частоте, dφ/dω, определяет стабильность частоты. Когда буферированные RC звенья (буфер на операционном усилителе обеспечивает высокое входное и низкое выходное сопротивление) включены каскадно, то фазовый сдвиг умножается на количество звеньев, n (см. Рисунок 2).
Рис. 2. Сдвиг фаз RC звеньями. В той области, где фазовый сдвиг равен 180°, частота генерации очень чувствительна к сдвигу фазы. Таким образом, из-за жёстких требований к частоте необходимо, чтобы фазовый сдвиг dφ, изменялся в чрезвычайно узких пределах, что бы изменения частоты dφ были бы незначительными при фазовом сдвиге, равном 180°. Из рисунка 2 видно, что хотя два последовательно соединённых RC звена в конечном итоге обеспечивают фазовый сдвиг почти 180°, величина dφ/dω на частоте генерации недопустимо мала. Следовательно, генератор на основе двух последовательно соединённых RC цепей будет иметь плохую стабильность частоты. Три одинаковых RC фильтра, включённых последовательно, имеют гораздо большее отношение dφ/dω (см. Рисунок 2), что даёт в результате улучшение стабильности частоты генератора. Добавление четвёртого RC звена позволяет создать генератор с превосходным отношением dφ/dω (см. Рисунок 2), таким образом, это даёт наиболее стабильную по частоте схему RC генератора. Четырёхзвенные RC цепи содержат максимальное число звеньев, которое используют, потому что в одном корпусе микросхемы содержится четыре ОУ, и четырёхкаскадный генератор даёт четыре синусоиды, сдвинутые по фазе друг относительно друга на 45°. Этот же генератор может быть использован для получения синусоидальных/косинусоидальных, а так же квадратурных (т.е. с разницей 90°) сигналов. Кварцевые или керамические резонаторы позволяют создавать гораздо более стабильные генераторы, так как у резонаторов отношение dφ/dω гораздо выше из-за их нелинейных свойств. Резонаторы применяют в высокочастотных схемах, в низкочастотных схемах резонаторы не используют из-за их больших размеров, веса и стоимости. Операционные усилители обычно не используют совместно с кварцевыми или керамическими резонаторами, так как ОУ имеют низкую полосу пропускания. Опыт показывает, что вместо использования низкочастотных резонаторов для низких частот является более экономически эффективным способ, когда используется высокочастотный кварцевый генератор, выходную частоту которого следует поделить в n раз до необходимой рабочей частоты, а затем отфильтровать выходной сигнал. Усиление генератора Усиление генератора должно быть равно единице (Aβ =1∠-180°) на рабочей частоте. При нормальных условиях схема становится устойчивой в случае, когда усиление превышает единицу, и тогда генерация прекращается. Однако если усиление превышает единицу и фазовый сдвиг составляет при этом -180°, то нелинейность активных элементов понижает усиление до единицы, и генерация продолжается. Эта нелинейность становится важной в случае, если выходное напряжение усилителя приближается по величине к одному из питающих напряжений, так как в режиме отсечки или насыщения снижается усиление активных элементов (транзисторов). Парадокс здесь в том, что для технологичности на всякий случай закладывают усиление, превышающее единицу, хотя чрезмерное усиление приводит к увеличению искажения синусоидального сигнала. Когда усиление слишком низкое, то условия ухудшаются и колебания прекращаются, а когда усиление слишком большое, то форма выходного сигнала становится больше похожа на меандр, чем на синусоиду. Искажения являются прямым результатом чрезмерного увеличения усиления, перегружающего усилитель; следовательно, усиление должно контролироваться очень тщательно в генераторах с низким коэффициентом искажениями. В генераторах на основе фазосдвигающих цепей тоже имеются искажения, но они снижаются на выходе из-за того, что последовательно соединённые RC цепи работают как RC фильтры, уменьшающие искажения. Кроме того, буферированные генераторы на фазосдвигающих цепях имеют низкий уровень искажений, поскольку усиление контролируется и распределяется между буферами. Большинство схем требуют вспомогательной цепи для регулировки усиления, если нужно получить сигнал с малыми искажениями. Во вспомогательных цепях могут использоваться нелинейные компоненты в цепях обратной связи для автоматической регулировки усиления, или ограничители на резисторах и диодах. Необходимо также уделить внимание изменению коэффициента усиления в результате изменений температуры и допусков компонент, и уровень сложности схем определяется исходя из требуемой стабильности коэффициента усиления. Чем более стабилен коэффициент усиления, тем чище будет синусоидальный сигнал на выходе. Генератор Буббы Генератор Буббы, схема которого приведена на рисунке 18, является ещё одним генератором на основе сдвига фаз, но здесь используется выгода от применения счетверённого операционного усилителя, что приносит уникальные преимущества. Четыре RC звена требуют фазовый сдвиг по 45° в каждом звене, так что этот генератор имеет отличную d&phi/dt, что приводит к минимальному дрейфу частоты. Каждая из RC секций вносит фазовый сдвиг в 45°, поэтому снимая сигнал с разных звеньев можно получить низкоомный квадратурный выход. При снятии сигналов с выходов каждого из ОУ можно получить четыре синусоиды со сдвигом фаз по 45°. Уравнение (15) описывает петлю обратной связи. При ω = 1/RCs, уравнение 15 упрощается до уравнений (16) and (17). (15) (16) (17)
Рис. 18. Генератор Буббы. Скачать LTspice модель.
Рис. 19. Выходной сигнал схемы с рисунка 18. Что бы генерация возникла усиление A должно быть равно 4. Частота колебаний испытательной схемы составляла 1.76 кГц, при этом расчётное значение составляет 1.72 кГц, и соответственно усиление было равно 4.17 при расчётном значении, равном 4. Форма выходного сигнала показана на рисунке 19. Искажение составляют 1.1% для VOUTSINE и 0.1% for VOUTCOSINE. Синусоидальный сигнал с очень низкими искажениями может быть получен из точки соединения резисторов R и RG. Когда сигнал с низким уровнем искажений необходимо снимать со всех выходов, то общее усиление должно быть распределено среди всех ОУ. На неинвертирующий вход усиливающего ОУ подано напряжение смещения 2.5 вольт, что бы установить напряжение покоя равным половине напряжения питания при использовании однополярного источника, если же используется двухполярный источник питания то неинвертирующий вход следует заземлить. Распределение усиления между всеми ОУ требует применение смещения для них, но это никак не воздействует на частоту генерации. Квадратурный генератор Квадратурный генератор, изображённый на рисунке 20 является другим типом генератора на основе сдвига фаз, но три RC звена настроены так, что каждое звено вносит фазовый сдвиг по 90°. Это обеспечивает на выходе как синусоидальный, так и косинусоидальный сигнал (выходы являются квадратурными, с разностью фаз по 90°), что является явным преимуществом перед другими генераторами на основе фазовых сдвигов. Идея квадратурного генератора лежит в использовании того факта, что двойное интегрирование синусоиды даёт инвертирование сигнала, то есть происходит сдвиг сигнала по фазе на 180°. Фаза второго интегратора тогда инвертируется и используется как положительная ОС, что приводит к возникновению генрации [6]. Усиление петли обратной связи рассчитывается по уравнению (18). При R1C1 = R2C2 =R3C3 уравнение (18) упрощается до (19). Когда ω = 1/RC, уравнение (18) упрощается до 1∠–180, так что генерация возникает на частоте ω = 2πf = 1/RC. У испытательной схемы колебания возникают на частоте 1.65 кГц, что немного отличается от расчётной частоты, равной 1.59 кГц, как показано на рисунке 21. Это расхождение объясняется разбросом параметров компонент. Оба выхода имеют относительно высокие искажения, которые могут быть уменьшены при использовании АРУ. Синусоидальный выход имел коэффициент искажений 0,846%, косинусоидальный – 0,46%. Регулировка усиления может увеличить амплитуду выходного сигнала. Недостатком такого генератора является уменьшенная полоса пропускания. (18) (19)
Рис. 20. Схема квадратурного генератора. Скачать LTspice модель.
Рис. 21. Выходной сигнал схемы с рисунка 20. Заключение Генераторы на ОУ имеют ограничение по рабочей частоте, так как у них нет необходимой ширины полосы пропускания для получения малого сдвига фаз на высоких частотах. Новые операционные усилители с обратной связью по току имеют гораздо более широкую полосу пропускания, но их очень сложно использовать в схемах генераторов, так как они очень чувствительны к ёмкостям в цепи обратной связи. Операционные усилители с обратной связью по напряжению ограничены рабочим диапазоном до сотен кГц из-за низкой полосы пропускания. Пропускная способность снижается при соединении ОУ каскадно из-за умножения фазовых сдвигов. Генератор на основе моста Вина содержит немного компонентов и имеет хорошую стабильность частоты, но базовая схема имеет высокий коэффициент выходных искажений. Применение АРУ значительно снижает искажения, особенно в нижнем диапазоне частот. Нелинейная обратная связь обеспечивает наилучшие характеристики в средней и верхней частях частотного диапазона. Генератор на основе сдвига фаз имеет высокий уровень искажений, и без буферирования звеньев требует большого коэффициента усиления, что ограничивает его частотный диапазон очень низкой частотой. Снижение цен на операционные усилители и другие компоненты уменьшило популярность таких генераторов. Квадратурный генератор требует для своей работы всего два операционных усилителя, имеет приемлемый уровень нелинейных искажений и с его выходов можно получить синусоидальный и косинусоидальный сигналы. Его недостаток – низкая амплитуда выходного сигнала, которая может быть увеличена путём применения дополнительного каскада усиления, но это приведёт к существенному уменьшению полосы пропускания. Ссылки
Рон Манчини, Ричард Палмер BACK MAIN PAGE
Генераторы электрических сигналов составляют довольно многочисленную группу устройств, входящих в состав медицинских приборов и аппаратов. Прежде всего, это генераторы стимулирующих сигналов для различных типов электрофизиологической аппаратуры, воздействующей на биологические объекты колебаниями различной формы и интенсивности. Кроме того, генераторы используются для обеспечения работы и создания требуемых режимов функционирования различных электронных схем медицинской аппаратуры. LC-генераторы На рис.1.2 показана схема LC-генератора c трансформаторной связью, которая представляет собой усилительный каскад, выполненный по схеме с общим эмиттером. В качестве коллекторной нагрузки используется резонансный LC-контур с высокой добротностью.
где – коэффициент усиления по току транзистора, число витков первичной и вторичной обмоток, соответственно. Частота генерируемых колебаний близка к резонансной частоте колебательного контура:
На рис.1.3 представлена часто используемая схема генератора Колпитца, выполненная на полевом транзисторе. Параллельный LC- контур установлен на входе и с выхода на вход через конденсатор Сос подается сигнал обратной связи. Частота синусоидальных колебаний напряжения на выходе генератора, как и в предыдущей схеме, обусловлена параметрами LC-контура.
RC – генераторы В генераторах этого типа баланс фаз достигается за счет специальной фазосдвигающей RC – цепи, устанавливаемой в цепи обратной связи. Схема простейшего RС-генератора на транзисторе приведена на рис.1.7.Трехзвенная RC-цепь на частоте квазирезонанса обеспечивает сдвиг фазы, равный 1800. Схема с общим эмиттером, на которой собран генератор, изменяет фазу сигнала на выходе по отношению ко входному также на 1800, т.е. суммарный фазовый сдвиг равен , за счет чего выполняется условие баланса фаз. При условии С1=С2=С3=С и R3=R4=RвхVT = R коэффициент передачи трехзвенной RC-цепи равен примерно 1/29, поэтому, если коэффициент усиления транзисторного каскада КU< 29 , в схеме возникают колебания с частотой
Наличие глубокой отрицательной связи в схеме обеспечивает высокую стабильность усилительного звена в RC-генераторе. Поэтому температурная нестабильность частоты генераторов определяется, в основном, зависимостью от температуры параметров элементов RC-звена обратной связи. Поэтому в практических схемах данного вида можно получить значение коэффициента нестабильности на уровне Во многих случаях при практическом применении RC- генераторов синусоидальных колебаний возникает задача регулировки частоты. При построении генераторов с регулируемой частотой следует учитывать то факт, что изменение хотя бы одного из частотозадающих элементов изменяет условие возникновения генерации, что может привести к срыву колебаний. В силу этого в схеме рис.1.7 регулировка частоты связана с определенными трудностями, так как при изменении величины резистора R3 требуется корректировка коэффициента усиления транзисторного усилителя. Однако изменение сопротивления R1 изменяет входное сопротивление транзисторного каскада, а изменение коллекторной нагрузки R2 может привести к изменению параметров рабочей точки транзистора и его переходу в нелинейный режим работы. Это ограничивает практическое использование генератора рис.1.7 в схемах с регулируемой частотой. В генераторе на основе моста Вина условие устойчивой генерации заключается в том, чтобы коэффициент усиления сигнала по цепям положительной и отрицательной обратной связи был равен единице на любой частоте. Поэтому при изменении частоты колебаний выходного напряжения в генераторах необходимо использовать сдвоенный потенциометр (или конденсатор). Однако использование сдвоенных регулирующих элементов имеет определенные неудобства. В схеме рис.1.9 потенциометр R2 является одним из элементов моста Вина и его регулировка изменяет частоту генерации в соответствии с выражением
https://books.google.com.ua/books?id=dLnqh2piIVAC&pg=PA34&lpg=PA34&dq=%D0%BF%D1%80%D0%B8%D0%BD%D1%86%D0%B8%D0%BF+%D0%B3%D0%B5%D0%BD%D0%B5%D1%80%D0%B8%D1%80%D0%BE%D0%B2%D0%B0%D0%BD%D0%B8%D1%8F+%D1%81%D0%B8%D0%BD%D1%83%D1%81%D0%BE%D0%B8%D0%B4%D0%B0%D0%BB%D1%8C%D0%BD%D0%BE%D0%B3%D0%BE+%D1%81%D0%B8%D0%B3%D0%BD%D0%B0%D0%BB%D0%B0&source=bl&ots=DWcA5sGsD3&sig=ophlXjLMEXjknTsJKDnTWWe0Wv8&hl=uk&sa=X&ved=0CEAQ6AEwBWoVChMIxY7xvaCDyQIVhoRyCh32kwnI#v=onepage&q=%D0%BF%D1%80%D0%B8%D0%BD%D1%86%D0%B8%D0%BF%20%D0%B3%D0%B5%D0%BD%D0%B5%D1%80%D0%B8%D1%80%D0%BE%D0%B2%D0%B0%D0%BD%D0%B8%D1%8F%20%D1%81%D0%B8%D0%BD%D1%83%D1%81%D0%BE%D0%B8%D0%B4%D0%B0%D0%BB%D1%8C%D0%BD%D0%BE%D0%B3%D0%BE%20%D1%81%D0%B8%D0%B3%D0%BD%D0%B0%D0%BB%D0%B0&f=false
Генераторы гармонических сигналов на операционных усилителях Введение Генераторами являются такие схемы, которые производят периодические колебания различных форм, например, прямоугольные, треугольные, пилообразные и синусоидальные. В генераторах обычно применяются различные активные компоненты, лампы или кварцевые резонаторы, а так же пассивные – резисторы, конденсаторы, индуктивности. Существует два основных класса генераторов – релаксационные и гармонические. Релаксационные генераторы производят треугольные, пилообразные и другие несинусоидальные сигналы, и в этой статье они не рассматриваются. Синусоидальные генераторы состоят из усилителей со внешними компонентами, или же компоненты могут быть смонтированы на одном кристалле с усилителем. В этой статье рассматриваются генераторы гармонических сигналов, созданные на основе операционных усилителей. Генераторы гармонического сигнала применяются в качестве образцовых или испытательных генераторов во многих схемах. В чистом синусоидальном сигнале присутствует только основная частота – в идеале в нём нет никаких других гармоник. Таким образом, подавая синусоидальный сигнал на вход какого-нибудь устройства, можно измерить уровень гармоник на его выходе, определив таким образом коэффициент нелинейных искажений. В релаксационных генераторах выходной сигнал формируется из синусоидального сигнала, который суммируется для формирования колебаний специальной формы. |
infopedia.su
