Параллельное соединение транзисторов: Параллельное соединение биполярных и полевых транзисторов

Содержание

Параллельное соединение биполярных и полевых транзисторов

Методы предварительного подбора биполярных и МОСФЕТ-транзисторов для их последующего параллельного соединения в выходных каскадах усилителей мощ- ности, линейных стабилизаторов и прочих устройств

Параллельное соединение транзисторов, будь то усилитель мощности, линейный стабилизатор или какое-либо иное силовое устройство, применяется в тех случаях, когда один полупроводник не в состоянии (в силу своих электрических характеристик) передать в нагрузку требуемую величину тока, а соответственно, и мощности. Именно для увеличения предельного суммарного тока транзисторов и служит их параллельное соединение.

Однако простое соединение одноименных выводов транзисторов не даёт положительных результатов из-за неравномерного распределения тока между полупроводниками, связанного с относительно большим разбросом их характеристик. При повышении рабочей температуры неравномерное распределение тока между транзисторами становится ещё большим до тех пор, пока практически весь ток нагрузки не потечет через один из транзисторов (с наибольшим коэффициентом усиления), что неизбежно приведёт к его пробою.

А далее выход из строя одного из транзисторов неизбежно приведёт к выходу из строя и других транзисторов в цепочке.

Для выравнивания распределения токов через несколько параллельно соединённых полупроводников необходимо выполнить два действия:
1. Подобрать транзисторы с максимально близкими характеристиками;
2. Включить в их эмиттерные (или истоковые) цепи дополнительные выравнивающие резисторы небольшого сопротивления (Рис.1).

Рис.1 Параллельное соединение биполярных и полевых транзисторов

Величину сопротивлений выравнивающих резисторов следует выбирать одного номинала, исходя из падения напряжения на них при максимальном рабочем токе – около 0,7 вольта.

Теперь, что касается подбора транзисторов с максимально близкими характеристиками.

Для биполярных транзисторов нужно стремиться использовать приборы с близкими параметрами коэффициента усиления по току h31э.
Измерять h31э транзисторов желательно при токах коллектора, не сильно отличающихся от рабочих. Если это выходные транзисторы усилителя мощности – то хотя бы при токах, близких к току покоя транзисторов выходного каскада.
Поскольку мультиметры с возможностью измерения параметров транзисторов предназначены в основном для работы с маломощными полупроводниками, то для корректного результата имеет смысл воспользоваться схемой измерения, приведённой на Рис.2.

Рис.2 Измерение параметра h31э мощных биполярных транзисторов

В приведённой схеме h31

э = I_к/I_б = I_к/[(5v – 0,7v)/R1] ≈ I_к/0,52.
Производить проверку транзистора надо как можно быстрее, потому что уже при токах коллектора свыше 100 мА он начинает нагреваться и тем самым вносить погрешности в результаты измерений.

Параллельно соединённые полевые MOSFET транзисторы необходимо предварительно подобрать по идентичности величины напряжения Uзи при заданном токе стока. Без особых затрат это можно сделать, соорудив схему, приведённую на Рис.3.

Рис.3 Предварительный подбор МОСФЕТ-транзисторов для параллельного включения

Ток истока, при котором производиться измерение напряжения Uзи, задаётся резистором R1 и при номинале 200 Ом составляет:
I_c = (12v – U_зи)/R1 ≈ 9v/0,2k ≈ 45mA

.
Резистор R1 должен быть рассчитан на мощность 0,5…1 Вт.

Устранение паразитных колебаний, возникающих при параллельном соединении транзисторов MOSFET

Основная проблема при параллельном включении MOSFET транзисторов это возникновение паразитных колебаний. В статье рассмотрены причины возникновения паразитных колебаний в MOSFET транзисторах компании Advanced Power Technology (APT), исследованы методы их устранения и доказано, что добавление к базе транзистора индуктивности типа ферритового цилиндра (ferrite bead) является наиболее оптимальным решением. Полученные результаты также справедливы и для транзисторов типа IGBT.

Природа паразитных колебаний

Колебания возникают при скачке напряжения стока в момент переключения транзисторов. Рисунок 1 показывает колебания, возникающие у двух параллельно соединенных MOSFET транзисторов APT5024BLL (номинальные напряжение 500В и ток 22А). Каждый транзистор в своем составе имеет резистор, сопротивлением 10Ом. Он располагается между затвором и драйвером управления затвором. Результаты эксперимента получены при напряжении сток-исток 333В, при токе 44А и температуре среды 25С. Напряжение драйвера управления затвором составляло 15В.

В качестве драйвера использовалось устройство Micrel MIC4452 с симметричной разводкой контактов затвора. Как видно из рисунка 1, на затворе возникают колебания достаточно высокой частоты. Диапазон частот колебаний лежит в пределах от 50МГц до 250МГц. Такие высокочастотные колебания недопустимы, т. к. это может стать причиной скачков напряжения на затворе, излучения радиочастотных помех, высоких потерь на переключение, способным вывести из строя конечное изделие.

Добавление индуктивности типа Ferrite bead

Данный тип индуктивности представляет собой ферритовый цилиндр с отверстием в оси для проводника. Находит широкое применение для подавления радиочастотных помех. Добавление индуктивного элемента Ferrite bead с резистором на затворе MOSFET транзистора устранило паразитные колебания при минимизировании потерь на переключение.

Фактически, добавление индуктивности более эффективно, чем использование резистора на затворе, т.к. ее импеданс прямопропорционален частоте. Ширина полосы пропускания сигнала, поступающего с драйвера управления затвором, около 2МГц, тогда как частота, на которой возникают паразитные колебания, составляет 50 – 250Мгц. Поэтому, импеданс индуктивного элемента по отношению к частоте шумовых колебаний в 25-125 раз выше, чем по отношению к сигналу с драйвера.

Высокое сопротивление индуктивности достаточно эффективно блокирует помехи, вызванные протеканием тока от истока к затвору.

Более надежно, паразитные колебания могут быть устранены при использовании индуктивности достаточной величины и, наравне с ней, проводить демпфирование резистором затвора. Для подавления помех элементы Ferrite не только на параллельно установленных MOSFET транзисторах. При этом будет достигаться тот же эффект: высокочастотные шумы на затворе будут блокироваться, устраняя любые попытки к возникновению колебаний.

На рис.3 показаны переходные процессы в момент выключения двух параллельно соединенных транзисторов MOSFET – APT5024BLL. В эту серию были последовательно добавлены индуктивные элементы с резисторами сопротивлением 4.3Ом на каждом затворе. Включение параллельно соединенных транзисторов происходит с теми же колебаниями, что и выключение.

На рис.4 изображены осциллограммы при включении двух параллельных транзисторов APT50M65LLL, на затворе каждого из которых размещен резистор сопротивлением 4. 3Ом. Характеристики этих же устройств изображены на рис.5, но только уже с затворными резисторами сопротивлением 1Ом и индуктивными элементами Ferrite bead маленькой величины на каждом затворе. Колебание устранено, но при этом пришлось пожертвовать 8-ми процентным увеличением энергии, затрачиваемой на включение и незначительным увеличением задержки при включении.

Рис.6 показывает возникновение колебаний при выключении MOSFET транзисторов с одним сопротивлением на затворе без индуктивного элемента, а на рис.7 (при добавлении индуктивности к затвору) генерация исчезает. Как и на рис.4 и рис.5 использовались резисторы сопротивлениями 4.3Ом и 1Ом в комбинации с индуктивностями Ferrite bead. В этот раз индуктивные элементы меньшего сопротивления привели к уменьшению энергии, затрачиваемой на выключение, несмотря на то, что задержка на выключение возросла. Заметим, что затворы на рис.7 на грани генерации, поэтому для оптимального результата необходимо немного повысить сопротивление на затворе.

Если для устранения колебаний использовалось бы только резисторы, (рис.1 и 4), энергии, затрачиваемые на переключение транзисторов, были бы больше, чем при использовании индуктивностей Ferrite bead на каждом затворе.

Добавление индуктивных элементов – достаточно привлекательное решение. Они недороги, малы и просты при использовании. На сегодня доступен широкий ассортимент индуктивностей Ferrite bead с различными параметрами. Энергия, затрачиваемая на переключение, может быть оптимизирована экспериментальным путем различными комбинациями сопротивлений и индуктивностей. Некоторые индуктивности имеют достаточно гибкое сопротивление с монотонной частотной характеристикой. Если индуктивности достаточно большие и не имеют потерь, затворные резисторы могут не использоваться.

Альтернативные решения устранения паразитных колебаний

Контурные площадки

Может показаться лишним добавление индуктивности Ferrite bead к цепи управления затворами, решающей проблему паразитных колебаний. Лучшие решения, реализованные на практике, велят проводить уменьшение индуктивности драйвера управления затвором путем использования плотной компоновки схемы. Однако ключ с компоновкой драйвера управления затвором обладает не достаточной индуктивностью. Поэтому предпочтительным решением выглядит контурная площадка. Проблема возникает из-за ее большой площади и заключается в том, что контур выступает как антенна, которая принимает высокочастотные шумы. Длинный вывод драйвера управления затвором фактически устраняет колебание благодаря повышению паразитной индуктивности самого драйвера.

Применение стабилитронов

Установка стабилитронов между выводами затвора и истока эффективна при подавлении шумов, возникающих на низких частотах переключения, и наличии длинного вывода драйвера управления затвором. Однако, стабилитроны неэффективны при подавлении шумов на частоте в десятки мегагерц.

На рис.8 показана частотная характеристика стабилитрона (номинальное напряжение 15В, корпус DO-41). Выводы диода были обрезаны до длины 5мм, необходимой для установки диода на поверхность печатной платы. На частоте вплоть до 250МГц импеданс корпуса стабилитрона является чисто емкостным, на высших частотах преобладает индуктивное сопротивление корпуса, что позволяет диоду выступать как катушка индуктивности. Также как и у обычных диодов, емкостное сопротивление стабилитрона уменьшается с повышением напряжения обратного смещения.

Наличие стабилитрона, приложенного к затвору, повышает зависимое от напряжения и частоты емкостное сопротивление колебательного RLC – контура, где могут возникнуть паразитные колебания. Добавленное сопротивление не играет никакой роли, т.к. емкостное сопротивление стабилитрона по сравнению с входным емкостным сопротивлением MOSFET транзистора не значительно.

С тех пор, как помещение стабилитрона между затвором и истоком не стало приносить значительных результатов (при подавлении высокочастотных шумов и паразитных колебаний) стало лучшим обходиться без них. Однако они могут быть полезны для подавления низкочастотных шумов, таких, которые возникают, например, при управлении двигателем драйвером управления затворами с длинными выводами.

Заключение

Мощные MOSFET транзиторы имеют много преимуществ. При правильном применении они улучшают всю конструкцию системы, которая часто содержит меньше компонентов, легче, компактнее и имеет лучшие характеристики, чем те, которые могут быть достигнуты на приборах другого типа.

Так же, как и все мощные полупроводниковые приборы, мощные MOSFET транзисторы имеют свои собственные маленькие технические тонкости, которые необходимо соблюдать при использовании транзисторов в процессе работы:

Паразитные колебания между двумя параллельно установленными транзисторами недопустимы, т.к. значительно уменьшается надежность, эффективность устройства.
Индуктивности Ferrite bead очень эффективны в устранении паразитных колебаний до тех пор, пока уменьшаются потери на переключения, т. к. они действуют как частотнозависимый затворный резистор.
Установка стабилитрона между затвором и истоком не контролирует высокочастотные паразитные колебания.

Если эти тонкости правильно понять и соблюдать, потенциальные ловушки могут быть легко преодолены при минимальных затратах. Это повышает возможности устройства и его эффективность на высоких частотах.

Литература:

1. AN APT-0402 Rev A “Eliminating parasitic oscillations between parallel MOSFETs”, Jonathan Dodge, P.E.

Скачать в PDF

Транзисторы в параллельном режиме — Электротехника Stack Exchange

Для приложения, в котором вам необходимо запараллелить транзисторы и управлять током линейным образом (без полного включения и выключения транзисторов), BJT — лучший выбор. Как говорит Олин Латроп, в цепи должны быть резисторы, включенные последовательно с эмиттерами BJT, чтобы помочь сбалансировать ток.

Вот начальный пример схемы, показывающий размещение эмиттерного резистора.

Re1 и Re2 помогут сбалансировать ток между BJT. Проблема в том, что Vbe имеет температурный коэффициент (\$\gamma\$) около -1,6 мВ/C. По мере того как детали нагреваются, Vbe будет уменьшаться, позволяя увеличить мощность базы транзистора по сравнению с фиксированным значением Vc. В модели первого порядка изменения Vbe в зависимости от температуры простое уравнение для тока в Re1 выглядит следующим образом:

IRe1 = \$\frac{(\beta +1) (\text{Vc}-\text{Vbeo} (1-\gamma \text{$\Delta $T1}))}{\text{Rb1} +\text{Re1} (\beta +1)}\$

Конечно, \$\beta\$ также зависит от температуры, но это не так важно.

Тщательный выбор Re1 и Rb1 позволит снизить тепловое воздействие на ток. Мы говорим о цифрах вроде 20%. Например, если Vc=2В, Vbeo=0,7В, \$\beta\$=50, Rb1=10 Ом, Re1=1 Ом и \$\text{$\Delta $T1}\$ увеличилось на 100C за окружающий; ток через Re1 должен выглядеть примерно так:

Таким образом, при Re1, равном 1 Ом, изменение температуры составляет около 10% при повышении температуры на 100 градусов. Эмиттерные резисторы в этом примере будут иметь мощность до 1,5 Вт. Можно использовать более низкие значения, но тогда вариация будет больше. Работа Q1 и Q2 будет в основном независимой, за исключением Vc и напряжения на Rload.

Для реального управления током потребуется петля обратной связи для регулирования Vc. И, чтобы действительно заставить ток в каждом транзисторе совпадать, потребуется петля обратной связи для каждого транзистора.

Не пытайтесь использовать МОП-транзисторы. По крайней мере, не ожидайте, что МОП-транзисторы будут волшебным образом распределять ток.

Хотя полевые МОП-транзисторы очень хороши для параллельного подключения в коммутируемом режиме работы, они не будут распределять ток в линейном режиме. Это связано с тем, что пороговое напряжение затвор-исток (\$V_{\text{th}}\$) имеет отрицательный температурный коэффициент. По мере повышения температуры устройства \$V_{\text{th}}\$ становится меньше, поэтому чем теплее деталь, тем раньше она начнет проводить ток (у Micro Semi есть примечание об этом в приложении). Вот график передаточной характеристики для иллюстрации.

Вы можете видеть, как \$V_{\text{th}}\$ уменьшается по мере роста \$T_j\$. Это также означает, что при низких токах стока (около 5 ампер или около того на графике) крутизна (\$g_f\$) будет фактически выше для более горячей части. Параллельные устройства не начнут распределять ток, пока не пройдет точка пересечения, показанная на диаграмме, около 15 ампер. Полевые транзисторы, работающие в линейном режиме, редко достигают точки кроссовера.

Это проблема даже для одного MOSFET. Горячие пятна на кристалле MOSFET — хорошо известное явление. Если вы откроете верхнюю часть полевого МОП-транзистора и поднимите микроскоп, вы увидите тысячи ячеек на кристалле, которые представляют собой параллельные микро-МОП-транзисторы. Каждый микрополевой транзистор имеет свой собственный \$V_{\text{th}}\$. Так, при фиксированной \$V_{\text{gs}}\$ и линейной работе ячейка с меньшим \$V_{\text{th}}\$ начнет проводить первой и нагреваться. \$V_{\text{th}}\$ упадет, и эта ячейка (и окружающие ее) будут проводить больше. Возникнет горячая точка. Таким образом, возможно повреждение устройства. On-Semi описывает это в примечании к приложению AND819.9 (Наконечник шляпы Филу Фросту).

Если совместное использование между ячейками на кристалле плохое, представьте, насколько плохим будет совместное использование между отдельными устройствами с плохо согласованными \$V_{\text{th}}\$. Помните, как Vbe биполярного транзистора изменился на -1,6 мВ/Кл? Ну, \$V_{\text{th}}\$ полевого транзистора изменяется примерно на -3 мВ/Кл, что примерно в два раза больше, чем у биполярного транзистора. Таким образом, дисбаланс тока между параллельно включенными полевыми транзисторами в линейном режиме будет намного хуже, чем у биполярных транзисторов (и они достаточно плохи).

Для линейного управления током с помощью MOSFET, \$V_{\text{gs}}\$ необходимо активно контролировать с помощью контура обратной связи. Вот недавний пример того, что происходит, когда MOSFET не управляется петлей обратной связи.

Параллельное подключение полевых МОП-транзисторов с линейным управлением для разделения тока означает наличие контура обратной связи для каждого устройства.

источник питания — параллельные транзисторы с разделением тока

Оцените изменчивость \$V_\text{BE}\$

Если вы вытащите и протестируете 100 соседних биполярных транзисторов с одной катушки при достаточно низких токах, чтобы омическая база и эмиттер сопротивление не было большой проблемой, вы можете увидеть разброс в \$20\:\text{мВ}\$ (или \$\pm 10\:\text{мВ}\$) для \$V_\text {BE}\$ по всей группе. И это исключительная ситуация. Если вы посмотрите на запчасти от разных производителей и в разное время, это будет в два раза больше или больше.

Вы также указываете ситуацию для BJT, несущих \$I_\text{C}\приблизительно 1\:\text{A}\$. Такие устройства часто имеют существенное (и переменное) омическое сопротивление базы и некоторое омическое сопротивление эмиттера, что может составлять почти половину \$V_\text{BE}\$! Например, я не был бы шокирован, обнаружив \$V_\text{BE}\ge 1\:\text{V}\$, при этом почти половина этого значения приходится на внутренние паразитные омические сопротивления между базой и эмиттером.

Таким образом, принимая во внимание и другие факторы, я думаю, было бы разумно запланировать спред в размере \$100\:\text{мВ}\$ (или \$\pm 50\:\text{мВ}\$) на ваших устройствах.

Последствия для \$I_\text{C}\$

В общем, если вы увеличите \$V_\text{BE}\$ примерно на \$60\:\text{мВ}\$, то ток коллектора для будет в \$10\раз\$ больше, чем раньше. Таким образом, вы уже можете видеть, что приведенное выше \$\pm 50\:\text{мВ}\$ подразумевает что-либо от 10% до 1000% для тока коллектора между устройствами. (До 100:1 между ними.) Если бы это было реализовано на практике, вы можете себе представить, что текущее разделение было бы ужасным.

Это даже не принимает во внимание тот факт, что если только один из биполярных транзисторов берет на себя большую часть общего тока, он резко нагревается и в процессе потребляет еще больше тока и нагревается еще больше. Если вы ничего не предприняли для решения этой ситуации, вам, вероятно, было бы лучше просто использовать один BJT, способный справиться со всеми текущими требованиями, и забыть о «текущем совместном использовании».

Эмиттерные резисторы для каждого биполярного транзистора

Чтобы разделение тока работало хорошо (и это работает лучше, если вы используете составной биполярный транзистор, такой как Darlington или Sziklai), к каждому биполярному транзистору часто добавляется эмиттерный резистор.

Вы должны запланировать падение напряжения на эмиттерном резисторе, возможно, в 4-5 раз превышающее ожидаемый разброс. В вашем случае при запланированном \$I_\text{C}\приблизительно 1\:\text{A}\$ это означает \$R\приблизительно 470\:\text{m}\Omega\$. Вы могли бы обойтись меньшим (или большим, если вы можете позволить себе тратить энергию впустую). Но не намного меньше.

Рассмотрим наихудший возможный случай: два биполярных транзистора, отстоящие друг от друга на \$100\:\text{мВ}\$ в \$V_\text{BE}\$, если их коллекторные токи равны. Без эмиттерных резисторов один из биполярных транзисторов потреблял бы 98% запланированного тока \$2\:\text{A}\$, оставляя только 2% для другого биполярного транзистора. В этом случае перегруженный биполярный транзистор перегреется и, вероятно, будет потреблять 99% или более общего тока. Не очень хорошая ситуация.

Но с \$R\приблизительно 470\:\text{m}\Omega\$ в их эмиттерах этого бы не произошло. Вместо этого, говоря очень упрощенно, напряжение на одном из эмиттерных резисторов будет на \$100\:\text{мВ}\$ больше, чем на другом. Но это означает только разницу токов в эмиттерных резисторах \$\frac{100\:\text{мВ}}{470\:\text{м}\Omega}\примерно 200\:\text{мА}\ $ разница. Таким образом, у одного из них может быть \$I_\text{C}\приблизительно 1.1\:\text{A}\$, а у другого – \$I_\text{C}\приблизительно 900\:\текст{мА}\$. Спред 20%. Это означает, что вы должны ожидать около \$\pm 10\%\$ через токи коллектора. Гораздо лучше ситуация.

Если вы можете допустить большую разницу между токами коллектора, вы можете уменьшить значение \$R\$. Если вам нужно подтянуть его сильнее, вы можете увеличить \$R\$. (Конечно, я использовал вариацию \$\pm 50\:\text{mV}\$ между BJT в качестве грубого, но полезного руководства, когда у вас нет лучшей информации. означает использовать его.)

Грубо говоря, \$R=\frac{\Delta V_\text{BE}=V _{\text{BE}_\text{MAX}}-V_{\text{BE}_\text{MIN }}}{\Дельта I_\text{C}=I_{\text{C}_\text{MAX}}-I_{\text{C}_\text{MIN}}}\$. \$\Delta V_\text{BE}\$ – это наихудший случай, когда \$V_\text{BE}\$ спред, с которым вам нужно иметь дело, Разброс тока коллектора в наихудшем случае, который вы хотите разрешить. Или \$R=\frac{\Delta V_\text{BE}}{2\cdot I_\text{C}\cdot \%}\$, где \$I_\text{C}\$ — ваш целевой коллектор тока, а \$\%\$ – процентное отклонение тока коллектора, которое вы можете допустить (где 0,1 – 10 %). Проще говоря, сохраняя \$\Delta V_\text{BE}=100\:\text {mV}\$ расчетный разброс для BJT, это приводит к резервированию \$500\:\text{mV}\$ для \$R\$, если вы готовы терпеть ток коллектора \$\pm 10\%\$ вариация.

Реальность, конечно, сложнее. Вышеприведенное, по общему признанию, сильно упрощено. Но он обеспечивает приближение первого уровня, которое вы можете разумно использовать.

Ваше значение \$R=100\:\text{m}\Omega\$ будет означать (из приведенного выше), что вы готовы принять \$\pm 50\%\$ вариации токов коллектора.