Пример расчета однофазного однотактного однополупериодного выпрямителя: Выпрямители: Однофазный однополупериодный выпрямитель – Club155.ru

где \( \theta = \operatorname{arctg} \left( \cfrac{\omega L}{R_н} \right) \)

Временная диаграмма, отражающая эту зависимость приведена на рис. 3.4-7(б). По ней хорошо виден физический смысл константы \(\theta\). Она представляет собой угол, на который запаздывает основной всплеск тока в нагрузке относительно инициирующего его всплеска напряжения на входе выпрямителя.

Если проанализировать зависимость тока нагрузки \(I_н(t)\), можно заметить, что его амплитуда с увеличением индуктивности катушки падает (соответственно падает и его среднее значение). Т.е. среднее значение напряжения на нагрузке оказывается меньшим, чем в случае отсутствия индуктивности, уменьшаются также пульсации выходного напряжения. Сами колебания тока оказываются сдвинутыми относительно колебаний входного напряжения на угол \(\theta\). Это является причиной скачкообразного приложения к диоду в момент его запирания отрицательного обратного напряжения величиною до \(U_{обр} = U_{вх max}\).

Описанный режим работы вентилей (затягивание тока, уменьшение его амплитуды, скачкообразное приложение обратного напряжения) при наличии индуктивного фильтра характерен для всех схем выпрямителей. Индуктивный фильтр обычно применяют в схемах мощных выпрямителей, поскольку в этом случае требуемая для существенного изменения параметров выходного напряжения индуктивность оказывается незначительной.

Наиболее эффективно сглаживание пульсаций выпрямленного напряжения осуществляется с помощью сложных многозвенных фильтров, в состав которых входят и катушки индуктивности и конденсаторы (основой таких фильтров являются т.н. Г- или П-образные звенья).

Работа выпрямителя на нагрузку | Полупроводниковые выпрямители

Страница 9 из 14

5. РАБОТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ НА НАГРУЗКУ РАЗЛИЧНОГО ХАРАКТЕРА
Выше была рассмотрена работа различных схем выпрямления с неуправляемыми и управляемыми вентилями на нагрузку с чисто активным сопротивлением. Однако в практике наряду с чисто активной нагрузкой для силовых выпрямителей часто встречается смешанная активно-индуктивная нагрузка и нагрузка на встречную ЭДС. Примерами таких нагрузок являются обмотки возбуждения электрических машин и втягивающие катушки электроаппаратов, а также любые другие электроприемники, питаемые от выпрямителя через фильтр, входным элементом которого служит индуктивная катушка. Случаям нагрузки на встречную ЭДС соответствует работа выпрямителя на якорь двигателя постоянного тока, а также при зарядке от выпрямителя аккумуляторных батарей или питании электролизных ванн.

В большинстве случаев в цепь нагрузки выпрямителей средней и большой мощности входят встречная ЭДС и активное сопротивление (якорь двигателя, сопротивление обмоток силового трансформатора и др.), которые сочетаются с последовательным включением индуктивности, присущей самой нагрузке или дополнительно включаемой для лучшего сглаживания потребляемого тока.
Работа выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку. Работа выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку (рис. 26,а) отличается от работы на чисто активную нагрузку тем, что ток в цепи выпрямления, возникнув в момент открывания вентиля, нарастает медленнее, чем происходит увеличение напряжения Это связано с наличием индуктивности Ld в цепи нагрузки, которая является в электрической цепи инерционным элементом, препятствующим резкому изменению тока id. Когда напряжение вторичной обмотки трансформатора начнет снижаться, ток в нагрузке будет некоторое время продолжать расти и далее постепенно спадать за счет энергии, запасенной в индуктивности (рис. 26,6).
Протекание тока через вентиль будет происходить и в течение некоторой части отрицательного полупериода вторичного напряжения за счет положительной ЭДС самоиндукции, возникающей в индуктивности Ld при уменьшении тока нагрузки, которая компенсирует отрицательное напряжение t/2 и падение напряжения Див в цепи выпрямления.

Рис. 26. Однопопупериодное    выпрямление при активно-индуктивной нагрузке:
а – схема включения; б    и в – кривые напряжений и токов на элементах  
Общая продолжительность X протекания тока через вентиль VD зависит от значения индуктивности L,j. с увеличением которой возрастает длительность протекания тока id. Среднее значение выпрямленного напряжения на активно-индуктивной нагрузке Ud однополупериодного выпрямителя будет меньше, чем напряжение UdR при активной нагрузке, так как при o>f > it напряжение ud отрицательно (рис. 26,в).
Пульсации тока id в нагрузке не уменьшаются даже при значительном увеличении индуктивности Ld, так как ток /„ всегда меняется от нуля до 1агпах. Вследствие этого в однополупериодных выпрямителях индуктивность не применяется в качестве фильтра (см. § 6).
При двухпопупериодном выпрямлении (рис. 27,а) в отличие от чисто активной нагрузки ток id в цепи Ld, R  становится более сглаженным (рис. 27,6). Действительно, ток /В1 в вентиле VI к концу положительного полупериода под воздействием индуктивности не спадет до нуля, а в момент cot = v ток нагрузки переходит к вентилю V2, так как потенциал анода V2 становится выше потенциала анода VI (см. рис. 16,6).

Рис. 27. Двухпопупериодное выпрямление при активно-индуктивной нагрузке:
а — схема включения; б и в — кривые напряжений и токов в элементах  
Указанный переход тока происходит мгновенно, так как в анодных цепях вентилей V1 и V2 нет индуктивностей. В следующий попупериод, когда и2а будет опять положительно, ток id снова переходит к вентилю VI (рис. 27,в).

Выпрямленное напряжение ud на выходе выпрямителя, т.е. напряжение на зажимах всей цепи RL нагрузки, и обратное напряжение на вентиле будут иметь такую же форму, как при работе схемы на активную нагрузку. Это объясняется тем, что переход тока с одного вентиля на другой происходит в та же моменты, что и в случае работы схемы без индуктивности Ld.
Влияние индуктивности в цепи нагрузки сказывается на действующих значениях токов, протекающих в вентилях и обмотках (/в, /2 и /,), а также на типовой мощности трансформатора ST. Количественные соотношения между токами и напряжениями в элементах выпрямителя, а также типовая мощность трансформатора для различных схем выпрямления с неуправляемыми вентилями при Ld – 00 приведены в табл. 1.
Процессы в схеме управляемого выпрямителя при работе его на активно-индуктивную нагрузку отличаются от процессов при работе схемы на активную нагрузку. Пусть однофазная мостовая схема (рис. 28,з) работает с идеально сглаженным током id(Ld – = 00), тогда тиристоры VC1 и VC3, вступив в работу в момент времени 11 (рис. 28,6). не закроются в момент прохождения фазного напряжения и2 через нуль (момент t2 ), как это было при чисто активной нагрузке, а будут проводить ток при отрицательном напряжении вторичной обмотки до тех пор, пока не будут поданы управляющие импульсы на тиристоры VC2, VC4 (момент Г3). Тогда эта пара тиристоров вступит в работу, а тиристоры VC1, VC3 выключаются. Вентили VC3, VC4 будут проводить ток, пока снова не будут поданы управляющие импульсы на вентили VC1, VC3 (момент ts), и т.д.
Длительность протекания тока через каждую пару тиристоров остается равной 180°. При wLd = 00 ток id в цепи нагрузки идеально сглажен, а токи вентилей имеют форму прямоугольных импульсов с амплитудой, равной ld.
В кривой выпрямленного напряжения ud в интервалах времени О — f,, f2 — и т.д. появляются участки отрицательного напряжения, когда ток через тиристор и нагрузку проходит под действием ЭДС самоиндукции, возникающей в индуктивности Ld.

Рис. 28. Работа управляемого однофазного мостового выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку
Это вызывает снижение среднего значения выпрямленного напряжения Ud. Очевидно, что с ростом угла а площадь отрицательных участков увеличивается, а значение Ud будет уменьшаться. Среднее значение выпрямленного напряжения в этом случае может быть определено для всего диапазона изменения угла а по следующей формуле:
(42)
Выражение (42) справедливо для всех управляемых схем при работе выпрямителя со сглаженным (непрерывным) током. Предельным углом регулирования, при котором в выпрямленном напряжении иу положительные и отрицательные участки равны между собой и постоянная составляющая отсутствует, т.е. Ud = 0, является угол а = я/2.
Регулировочные характеристики однофазных выпрямителей для активно-индуктивной нагрузки зависит от соотношения сoLdlRfj и показаны на рис. 25.
Если отношение   < 5, то энергии, запасенной в индуктивности Lfj на интервале, когда ud > 0, оказывается недостаточно для обеспечения протекания тока id в течение половины периода, и вентиль, проводящий этот ток, выключится раньше, чем будет подан отпирающий импульс на следующий по порядку работы вентиль, т.е. раньше момента, определяемого углом а. Такой режим работы схемы при активно-индуктивной нагрузке называется режимом с прерывистым выпрямленным током (рис. 2В,г).

Среднее значение выпрямленного напряжения в режиме с прерывистым током будет больше, чем в режиме с непрерывным током при одинаковых значениях угла а, благодаря уменьшению отрицательных участков в кривой ud. но меньше, чем при работе управляемого выпрямителя на активную нагрузку, когда отрицательных участков нет. Поэтому в режимах с прерывистым током регулировочные характеристики двухполупериодного выпрямителя будут находиться между кривыми / и 2 в заштрихованной области, указанной на рис. 22.
Очевидно, что чем больше угол а, тем больше должна быть индуктивность Lfj, чтобы обеспечить режим работы схемы с непрерывным током id. При прерывистом токе трансформатор и вентили схемы работают в более тяжелом режиме, так как при одном и том же среднем значении выпрямленного тока, определяемом нагрузкой, действующее значение токов в элементах схемы увеличивается. Поэтому в мощных выпрямителях, работающих с широким диапазоном изменения угла а, индуктивность Ld обычно выбирается из условия обеспечения непрерывности выпрямленного тока при угле регулирования а = атдх.
Работа выпрямителя на нагрузку с противо-ЭДС. Такой вид нагрузки встречается при питании от выпрямителей аккумуляторов, электродвигателей, мощных конденсаторов и др. Особенность работы выпрямителя в этом случае состоит в том, что такого рода потребители имеют собственную ЭДС Еа, которая направлена навстречу напряжению Ufj выпрямителя.
На рис. 29,а представлена схема однофазного двухполупериодного выпрямителя, который нагружен на якорь двигателя постоянного тока с противо-ЭДС Ед. Рассмотрим работу схемы без индуктивности L(ключ К замкнут). Ток через вентили схемы может проходить лишь в те положительные части периодов, когда выпрямленное напряжение ud будет больше Ед. Например, вентиль VI откроется в момент fi и закроется в момент г2 (рис. 29,6), вентиль V2 вступит в работу в следующий полупериод и будет проводить ток в интервале времени        Кривая выпрямленного тока id имеет прерывистый (импульсный) характер, а значение его можно выразить следующей формулой, приняв за начало отсчета максимум выпрямленного напряжения:
(43)
где сопротивление Rj в данном случае равно сумме сопротивлений гдв и Ят.
Очевидно, что интервал проводимости вентилей X будет зависеть от соотношения амплитуды напряжения вторичной обмотки трансформатора U2m = \/2U2 и значения Ед.
С ростом Ед пульсации тока /в вырастают, так как уменьшается длительность X работы вентилей в течение каждого полупериода (рис. 29,г). Это приводит к тому, что при равных средних значениях токов /в ср, протекающих через вентиль, отношения lamaxlld и         возрастают, что свидетельствует об ухудшении использования вентилей по току и увеличении тепловых потерь в обмотках трансформатора с ростом Ед.
Чтобы выпрямленный ток был непрерывным, необходимо включать в цепь нагрузки индуктивность L (ключ К на рис. 29,э разомкнут), которая соответствует неравенству coLd > 5Rd, и среднее значение выпрямленного напряжения Ufj должно быть больше противо-ЭДС Еа.
При выполнении первого условия мгновенное и среднее значения выпрямленного тока совпадают Ud= td), а переменная составляющая выпрямленного напряжения выделяется в виде падения напряжения на дросселе Ld. Если не выполнить второго условия, то ток id станет прерывистым даже при большой индуктивности дросселя Lfj. так как тиристоры будут проводить ток только при условии и2 > Еа. 
Таким образом, при включении в цепь нагрузки индуктивности Ld пульсация выпрямленного тока уменьшается и при          > 5Rd становится равной нулю (вся пульсация напряжения Ud оказывается приложенной к индуктивности Ld). В этом случае среднее значение выпрямленного тока определяется соотношением

Рис. 29. Работа неуправляемого однофазного выпрямителя на противо-ЭДС:
а – схема включения; б-г – кривые напряжений и токов на элементах
 

При известных средних значениях выпрямленного тока и напряжения параметры вентилей /В|Ср. ‘в,д и UDбртах, трансформатора /2, U2, 11 и ST для различных схем выпрямителей, работающих на нагрузку с противо-ЭДС при непрерывном токе, определяются такими же соотношениями, как и в ранее разобранных случаях работы выпрямителей на активно-индуктивную нагрузку (см. табл. 1).
Коммутация тока в силовых схемах выпрямления. При рассмотрении работы маломощных выпрямителей обычно учитывают только активные сопротивления обмоток трансформатора, а индуктивными сопротивлениями, создаваемыми потоками рассеяния в магнитной системе, обычно пренебрегают. Такое допущение давало возможность считать, что выпрямленный ток переходит с одного вентиля на другой мгновенно. Этот процесс переключения вентилей многофазного выпрямителя называется коммутацией тока.
В мощных выпрямителях индуктивности рассеяния обмоток трансформатора оказывают значительное влияние на работу схемы, изменяя значение и форму кривой выпрямленного напряжения, токов вентиля и обмоток трансформатора. Процесс нарастания тока во вступающем в работу и спад тока в выходящем из работы вентилях в этом случае происходит за конечный интервал времени. В то же время влиянием активных сопротивлений обмоток трансформатора и падением напряжения в вентилях нередко можно пренебречь, так как обмотки и их соединения выполняются проводом большого сечения. 2ном _ коэффициент трансформации трансформатора.
Рассмотрим процесс коммутации и его влияние на работу выпрямителя на примере трехфазной схемы с нулевым выводом. Нагрузка принимается активно-индуктивная (рис. 30,а). Приведенные индуктивности Lal, i/,2 и Lc3 обмоток трансформатора включены в анодные цепи тиристоров VC1 — VC3, а в цепи нагрузки имеется значительная индуктивность L и выпрямленный ток id можно считать идеально сглаженным.

Рис. 30. Работа трехфазного управляемого выпрямителя с учетом коммутации тока в вентилях:
а — схема включения элементов; б и в — временные диаграммы напряжений и токов
Наличие в фазах вторичной обмотки трансформатора индуктивности La приводит к тому, что переход гока ld от одного вентиля к другому происходит не мгновенно, а в течение некоторого промежутка времени, который называется углом коммутации и обозначается буквой у.

Таким образом, коммутация тока вентилей уменьшает выпрямленное напряжение, увеличивает его пульсацию и время работы вентиля (фазы). Увеличение длительности работы фазы несколько уменьшает действующее значение тока фазы и вентиля, поэтому при расчете токов в элементах выпрямителя (напри мер, /в, /2, li) перекрытие фаз можно не учитывать и пользоваться соотношениями табл. 1.
Инвертирование тока. Инвертированием называется процесс преобразования энергии постоянного тока в энергию переменного тока, т.е. процесс, обратный выпрямлению. При выпрямлении тока электрическая энергия передается из сети переменного тока к потребителю постоянного тока, а при инвертировании поток энергии направлен от источника постоянного тока в сеть переменного тока.
Инвертирование тока применяется для преобразования энергии постоянного тока в энергию переменного тока в линиях электропередачи постоянного тока, рекуперативного торможения двигателей постоянного тока, питаемых от управляемых выпрямителей, преобразования промышленной частоты и в других случаях.
Выходным звеном инвертора, работающего на сеть переменного тока, является трансформатор, параметры которого (число витков и количество обмоток) определяют значение и число фаз получаемого переменного напряжения (тока). 0 cos а, > Еа. Схема работает выпрямителем на батарею, ЭДС Еа которой играет роль противодействующего напряжения, так как направлена против проводимости тиристоров, т.е. имеет отрицательный знак (— Ед) и для удобства графического сравнения с выпрямленным напряжением UdB на рис. 31,6 отложена над осью абсцисс. В этом случае имеет место процесс выпрямления, т.е. передачи мощности от сети переменного тока в аккумуляторную батарею, так как когда и2 > 0 и угол Oj = 60°, напряжение UdB превышает противо-ЭДС Еа.

Рис. 31. Работа однофазного управляемого преобразователя в выпрямительном и инверторном режимах:
а – схема включения элементов; 6—д — временные диаграммы, иллюстрирующие переход от выпрямления тока к инвертированию
коммутации у на угол 5 не меньше, чем это необходимо для полного восстановления закрытого состояния тиристора. Следовательно, для надежной работы тиристорного преобразователя в инверторном режиме требуется соблюдать условие /3тт > >1+8.

Рис. 32. Трехфазный реверсивный преобразователь, работающий на двигатель постоянного тока:
а — схеме включения элементов; б—д — кривые напряжений при выпрямлении и инвертировании тока

Таким образом, для перевода схемы из режима выпрямления в режим инвертирования необходимо: 1) подключить источник постоянного тока с полярностью, обратной режиму выпрямления; 2) обеспечить протекание тока через тиристоры преимущественно при отрицательной полярности вторичных напряжений и2, проводя их открывание с углом опережения —0.

Выпрямители

1. Общие сведения о выпрямителях

Выпрямителями называют устройства, в которых с по­мощью электрических вентилей происходит выпрямление переменного тока.

Электрическим вентилем называют прибор, электри­ческое сопротивление которого в большой мере зависит от направления тока.

На рис. 1. показана вольтамперная характеристика идеального вентиля (кривая 1), у которого при прохожде­нии тока в прямом направлении внутреннее сопротивление равно нулю, а при прохождении тока в обратном направле­нии — бесконечности. Кривая 2 является вольтамперной характеристикой ионного прибора (газотрона или ртут­ного вентиля), у которого сопротивление в прямом направ­лении мало, а в обратном направлении приближается к бес­конечности. Вольтамперная характеристика полупроводни­кового вентиля (кривая 3) показывает, что сопротивление вентиля в прямом направлении во много раз меньше сопро­тивления в обратном направлении. Из вольтамперной ха­рактеристики электронного вентиля (кривая 4) видно, что его внутреннее сопротивление в прямом направлении боль­ше, чем у полупроводниковых и ионных вентилей, а в об­ратном направлении равно бесконечности.

Сопротивление вентиля в прямом направлении

(1)

Электрические вентили, предназначенные для работы в выпрямителях, должны обладать по возможности малым сопротивлением R_пр, минимальным обратным током I_обр и достаточно большим обратным напряжением U_обр. Кроме того, вентиль должен потреблять минимальное количество энергии.

Рис. 1. Вольтамперные характеристики идеаль­ного (кривая 1), ионного (кривая 2), полупровод­никового (кривая 3) и электронного (кривая 4) вентилей

Основными элементами, входящими в схему выпрями­теля, являются: один или несколько венти­лей, пропускающих ток в одном направлении, сило вой трансформатор, согласующий величину вы­прямленного напряжения U_o с напряжением, действующим в сети переменного тока U₁ и сглаживающий фильтр, уменьшающий пульсации выпрямленного тока. Кроме того, в схему выпрямителя могут входить вспомога­тельные трансформаторы для питания цепей накала ламп, стабилизаторы напряжения и другие вспомогательные эле­менты.

Обязательным для каждого выпрямителя является на­личие вентилей; некоторые выпрямители работают без сглаживающих фильтров, некоторые — без силового транс­форматора, если выпрямленное напряжение согласуется с напряжением сети переменного тока.

По количеству фаз различают однофазные и многофаз­ные выпрямители: по прохождению тока через вторичную обмотку трансформатора — однотактные выпрямители, у которых ток через вторичную обмотку трансформатора проходит только в одном направлении, и двухтактные вы­прямители, у которых ток во вторичной обмотке трансфор­матора проходит в обоих направлениях.

2. Однотактные выпрямители

Однофазный однотактный однополупериодный выпрямитель. Простейший однофазный однотактный выпрямитель (рис. 2, а) состоит из силового трансформатора Тр и вен­тиля В. Рассмотрим в этом параграфе работу выпрямитель­ных схем без сглаживающих фильтров. Процесс выпрям­ления переменного тока показан графически на рис. 2, б в предположении, что вентиль является идеальным.

Рис. 2. Однофазный однотактный однополупериодный выпрямитель и графическое пояснение его работы

Замена реального вентиля идеальным не вызывает больших погреш­ностей при технических расчетах выпрямителей, но сильно упрощает изучение процессов, происходящих в выпрями­теле. Максимальное значение тока, проходящего через вентиль,

(2)

Полусинусоидальный ток, показанный на рис. 2. б, можно разложить в гармонический ряд

Первое слагаемое этого ряда

(4)

не зависит от частоты и называется постоянной составляю­щей выпрямленного тока.

Второе слагаемое

(5)

называется переменной составляющей выпрямленного тока и имеет частоту питающей сети . Следующие члены ряда называются высшими гармониками выпрямленного тока. Амплитуды высших гармоник значительно меньше ампли­туды I_max поэтому при расчете однополупериодного вы­прямителя ими обычно пренебрегают.

Коэффициентом пульсаций выпрямленного тока назы­вают отношение амплитуды наиболее ярко выраженной гармоники выпрямленного тока или напряжения к постоян­ной составляющей выпрямленного тока или напряжения Для однополупериодного выпрямителя

(6)

Постоянная составляющая выпрямленного напря­жения

U₀ = I₀R_H. (7)

Для однополупериодного выпрямителя, пользуясь соот­ношениями (2) и (7), найдем:

(8)

т. е. постоянная составляющая выпрямленного напряже­ния составляет 0,45 от действующего значения напряже­ния вторичной обмотки трансформатора.

Соотношение (8) дает возможность найти вторичное напряжение трансформатора по заданному значению U₀ .

Пример 1. Однополупериодный выпрямитель должен иметь по­стоянную составляющую выпрямленного напряжения U_o = 2500В. Пренебрегая внутренним сопротивлением вентиля, определить необходимое напряжение вторичной обмотки трансформатора.

Решение. Для определения U₂ воспользуемся формулой (8)

Обратным напряжением выпрямителя называют мак­симальное значение отрицательного напряжения, появляю­щегося на аноде вентиля во время отрицательных полупе­риодов вторичного напряжения силового трансформатора. Для однополупериодного выпрямителя с фильтром обрат­ное напряжение максимально в режиме холостого хода, т. е. при токе нагрузки, равном нулю,

U_обр =6,28U₀ (9)

Двухполупериодный однотактный выпрямитель. Двухполупериодный выпрямитель (рис. 3, а) представляет со­бой два однополупериодных выпрямителя, работающих на

Рис. 3. Двухполупериодный однотактный выпрямитель и графи­ческое пояснение его работы

общую нагрузку. Напряжения, питающие вентили B₁ и В₂, должны быть одинаковы по величине и сдвинуты между собой по фазе на 180°. Для этого вторичную обмотку транс­форматора выполняют с выведенной средней точкой, а вто­ричные напряжения получают между средней точкой обмотки и ее концами. Графически процесс выпрям­ления показан на рис. 3, б. Во время первых полуперио­дов ток i_a1 проходит через вентиль В₁, а во время вторых полупериодов ток i_а2 проходит через вентиль В₂. Через сопротивление нагрузки R_нтоки i_a1 и i_a2 проходят в одном направлении. При двухполупериодном выпрямлении по­стоянная составляющая выпрямленного тока в два раза больше, чем в однополупериодном выпрямителе

(10)

Следовательно, выпрямленное напряжение на выходе двухполупериодного выпрямителя

U_o = 0,9U₂. (11)

Величина обратного напряжения в двухполупериод­ном выпрямителе

U_обр = 3,14U₀. (12)

Коэффициент пульсаций q₁= 0,667.

При вычислении коэффициента пульсаций двухполупе­риодный выпрямитель рассматривают как двухфазный вы­прямитель, напряжения обеих фаз которого сдвинуты между собой на 180°. Коэффициент пульсаций связан с числом фаз т выпрямителя простым соотношением:

(13)

Этой формулой нельзя пользоваться для вычисления коэф­фициента пульсаций однополупериодного выпрямителя, так как при т = 1 знаменатель дроби в формуле (13) обра­щается в нуль. Частота пульсаций в многофазном выпря­мителе в т раз больше частоты сети. Двухполупериодные выпрямители применяются для питания приемно-усилительных ламп в электронных усилителях и генераторах малой мощности, а также для питания ламп в радиоприем­никах и телевизорах.

Трехфазный однотактный выпрямитель. Принципиаль­ная схема выпрямителя трехфазного переменного тока пока­зана на рис. 4, а. Как видно из рис. 4, б, пульсация тока в этом выпрямителе значительно меньше, чем в однофазном двухполупериодном, поэтому такой выпрямитель может ра­ботать даже без фильтра. В этой схеме могут применяться как полупроводниковые, так и электронные и ионные вен­тили.

Ток через любой вентиль и связанную с ним фазу вто­ричной обмотки трансформатора проходит в течение одной трети периода, т. е. тогда, когда напряжение соответствующей фазы выше, чем напряжение в двух других фазах. Ток через два других вентиля в эту треть периода проходить не может, так как потенциалы анодов этих вентилей будут

Рис. 4. Трехфазный однотактный выпрямитель и графиче­ское пояснение его работы

ниже потенциалов их катодов. Переход тока от одного вен­тиля к другому происходит в точках пересечения положи­тельных полупериодов напряжения (рис. 4, б). Выпрямленное напряжение

(14)

т. е.

U₀=1,17U₂.

Среднее значение тока, протекающего через вентиль,

(15)

Обратное напряжение

U_o6p = 2,09U_2. (16)

Действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора

(17)

Коэффициент пульсаций

(18)

Трехфазные однотактные выпрямители применяются для питания анодов мощных радиоламп и питания маломощных двигателей постоянного тока.

ExecuteReader: Свойство CommandText не инициализировано

Сведения об исключении: System.InvalidOperationException: ExecuteReader: Свойство CommandText не инициализировано

Ошибка источника:

[InvalidOperationException: ExecuteReader: Свойство CommandText не инициализировано]
   System.Data.SqlClient.SqlCommand.ValidateCommand(String method, Boolean async) +814
   System.Data.SqlClient.SqlCommand.RunExecuteReader(CommandBehavior cmdBehavior, RunBehavior runBehavior, Boolean returnStream, String method, TaskCompletionSource`1 completion, Int32 timeout, Task& task, Boolean& usedCache, Boolean asyncWrite, Boolean inRetry) +155
   System.Data.SqlClient.SqlCommand.RunExecuteReader(CommandBehavior cmdBehavior, RunBehavior runBehavior, Boolean returnStream, String method) +83
   System.Data.SqlClient.SqlCommand.ExecuteReader(CommandBehavior behavior, String method) +198
   System.Data.SqlClient.SqlCommand.ExecuteReader() +137
   TextbookService.DistanceEducation.ProcessRequest(HttpContext context) +781
   System. Web.CallHandlerExecutionStep.System.Web.HttpApplication.IExecutionStep.Execute() +790
   System.Web.HttpApplication.ExecuteStepImpl(IExecutionStep step) +195
   System.Web.HttpApplication.ExecuteStep(IExecutionStep step, Boolean& completedSynchronously) +88

Расчет неуправляемого выпрямителя – DOKUMEN.PUB

ТОМСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР) Кафедра промышленной электроники (ПрЭ) Основы преобразовательной техники

Расчет неуправляемого выпрямителя Руководство к выполнению индивидуального задания №1

2017

Федеральное агентство по образованию Кафедра промышленной электроники (ПрЭ)

УТВЕРЖДАЮ Зав. Кафедрой ПрЭ ______________ С. Г. Михайличенко

РАСЧЕТ НЕУПРАВЛЯЕМОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ ПРИ РАЗНЫХ ТИПАХ НАГРУЗКИ

Руководство к выполнению индивидуальной работы №1

РАЗРАБОТЧИК: Доцент каф.ПрЭ _____________А.Г.Зубакин

2017 2

Оглавление 1. введение ……………………………………………………………………………………………………..4 2. Многофазные выпрямители …………………………………………………………………………5 3. Расчет m2-фазных неидеальных выпрямителей. …………………………………………..9 4. Однотактный m2-фазный выпрямитель при работе на емкостную нагрузку или противоэдс ………………………………………………………………………………………………..14 5. Последовательность расчета выпрямителя при выполнении индивидуальной работы …………………………………………………………………………………………………………….26 6. Пример расчета выпрямителя с емкостной нагрузкой . ……………………………….30 7. Пример расчета выпрямителя с индуктивной нагрузкой …………………………….39 8. Моделирование схемы выпрямителя в LT Spiсe. Cвич кад ……………………………..44 9. Рекомендуемая литература ………………………………………………………………………..48 10. Список дополнительной литературы ………………………………………………………….48 Приложение 1. …………………………………………………………………………………………………50 Приложение 2. …………………………………………………………………………………………………53

3

1. ВВЕДЕНИЕ Устройство преобразования переменного напряжения, тока в постоянное напряжение, ток называется выпрямителем. Для подобного преобразования применяется нелинейный элемент — диод (вентиль), имеющий разную проводимость в прямом и обратном направлении протекания тока через него. Вольтамперные характеристики идеального и реального диода представлены на рис. 1.1

Рис. 1.1 Прямая и обратная ветвь идеального вентиля совпадает с осями ординат (прямая ветвь) и осью абсцисс (обратная ветвь). Прямая ветвь реального диода содержит два характерных участка. На первом участке диод имеет сравнительно большое сопротивление и с ростом прямого напряжения ток растет незначительно. При дальнейшем увеличении напряжения, на втором участке, сопротивление диода резко уменьшается, и прямой ток будет определяться только нагрузкой. На участке проводимости напряжение на диоде существенно меньше, чем в обратном направлении. На обратной ветви проводимость диода невелика, существенно меньше проводимости диода в прямом направлении. Ток через диод при обратном включении минимален. При значительном увеличении обратного напряжения достигается насыщения и наступает пробой перехода. Эквивалентная схема диода, используемая для расчета потерь мощности на диоде, показана на рис. 1.1, б. В ней диод представлен идеальным диодом (вентилем) — ИВ, динамическим сопротивлением –Rvd и встречно включенным источником напряжения E0 –напряжение смещения. Динамическое сопротивление диода определяется величинами изменения напряжения и тока на участке проводимости диода в рабочей точке — Rvd = ∆U/∆I. Напряжение смещения – E0 соответствует точке пересечения касательной с осью ординат.

4

2. МНОГОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ 2.1. Нулевые схемы выпрямителя В нулевых схемах выпрямителя общая точка трансформатора соединяется с нагрузкой. К ним отностся в первую очередь двухполупериодная схема выпрямителя, схема Микевича, Скотта, шестифазная нулевая. Схема Миткевича (звезда-звезда)

Рис. 2.1 — Схема Миткевича Схема Миткевича -трехфазная однополупериодная с нулевой точкой вторичных обмоток трансформатора (трехфазная нулевая) со схемой соединения первичных обмоток трансформатора «звезда-звезда» (рис. 2.1). Диоды поочередно подключают к нагрузке фазное напряжение вторичных обмоток. Сердечник трансформатора имеет постоянное подмагничивание. Схема выпрямления «зиг-заг» Однотактные схемы выпрямителей, в которых число вторичных обмоток трансформатора нечетно, имеют существенный недостаток — подмагничивание стержня магнитопровода. По этой причине увеличиваются габариты и масса трансформатора.

5

Рис. 2.2 – Схема выпрямления «зиг – заг» Схема выпрямления с зиг-заг образным соединением обмоток трансформатора применяется для получения необходимого сдвига фаз, для уменьшения подмагничивания трансформатора. В этой схеме вторичные полуобмотки включены встречно. При равенстве витков и тока в полубмотке постоянное подмагничивание стержней трансформатора будет устранено. Четырех и шестифазные нулевые схемы Для получения четырехфазного напряжения используется свойство перпендикулярности векторов фазного и линейного напряжения. Например, напряжение фазы В и линейное напряжение между фазами А и С (рис.2.3)

Рис. 2.3 — Схема выпрямления Скотта

6

Вторичные полуобмотки трансформатора включены встречно, сердечник трансформатора не имеет постоянного подмагничивания.

Рис. 2.4 — Шестифазная схема выпрямления Шестифазное напряжение в схеме шестифазного выпрямителя с нулем вторичных обмоток трансформатора получается с помощью двух последовательно соединенных вторичных обмоток на одном стержне трехфазного транформатора рис. 2.4. Шесть вентилей в схеме выпрямителя включаются поочередно в течение одной шестой части периода.

2.2. Составные схемы выпрямителя

Рис. 2.5 – Схема выпрямления Вологдина В схеме Вологдина два нулевых трехфазных выпрямителя соединены последовательно. Напряжение на нагрузке по сравнению с шестифазной схемой в два раза больше. В схеме Кюблера два нулевых трехфазных выпрямителя соединены параллельно. В отличие от шестифазной нулевой схемы благодаря уравнительному реактору выпрямители работают автономно, независимо друг от друга. Рис. 2.6 Схема Кюблера с уравнительным реактором 7

В схеме Вологдина и Кюблера: угол проводимости вентилей одна треть периода, частота пульсаций в шесть раз больше частоты сети. Мостовая схема Ларионова. В схеме Ларионова соединяются две трехфазных схемы выпрямления с нулем вторичной обмотки трансформатора. Частота пульсаций в шесть раз больше частоты сети. Постоянного подмагничивания стержней магнитопровода нет. Диоды включаются на одну треть периода. При тех же параметрах трансформатора выпрямленное напряжение в два раза больше, чем в схеме Миткевича.

Рис. 2.7

8

3. РАСЧЕТ M2-ФАЗНЫХ НЕИДЕАЛЬНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ. В многофазных выпрямителях без потерь процесс переключения с одной фазы на другую происходит мгновенно. В реальном выпрямителе из-за наличия активного сопротивления потерь в обмотках трансформатора и индуктивности рассеивания этот процесс затягивается. При расчете выпрямителей малой мощности можно учитывать только активное сопротивление потерь, для мощных только индуктивности рассеивания, для выпрямителей средней мощности учитываются оба параметра.

3.1. Расчет выпрямителя с учетом активного сопротивления фаз В выпрямителях малой мощности индуктивность рассеивания в меньшей мере влияет на процесс коммутации, чем активное сопротивление в фазе. При расчете учитывается кроме активного сопротивления обмоток трансформатора и динамическое сопротивление диодов выпрямителя

r = rтр + rдин = r1 + r2’ + rдин’ = r1+(r2 +rдин) /kтр2.

Пересчет сопротивления вторичной обмотки в первичную обмотку проводим, исходя из равенства потерь мощности на этих сопротивлениях. Принимаем, что нагрузка имеет индуктивный характер с бесконечно большой индуктивностью.

Рис. 3.1 Наличие активного сопротивления потерь в фазе перед вентилем изменяет его режим работы, уменьшает фазное напряжение на величину r ∙ Id. По этой причине второй вентиль несколько раньше вступит в работу. В течение определенного промежутка времени, соответствующему углу коммутации, будут включены оба вентиля, ток в нагрузку будет протекать через оба вентиля

9

одновременно. Явление, когда ток протекает одновременно в двух фазах, называется явлением перекрытия фаз. Из рис.3.1 видно, что вентиль фазы включается раньше точки естественной коммутации и позже отключается, чем когда не учитывались потери в фазе выпрямителя. Длительность проводимости вентиля в фазе увеличилась на величину угла коммутации -.

Определение угла коммутации При допущении Ld   ток нагрузки будет постоянным и на участке перекрытия фаз определяется суммой токов в фазах i2a+i2b = Id. Дифференцируя выражение, получим di2a / dt = – di2b / dt, что означает равную скорость изменения тока в фазах (ток в вентилях изменяется линейно). В одной фазе, ток убывает а в другой прибывает. На интервале коммутации справедливо: Udr = e2a – i2a · r, Udr = e2b – i2b · r, так как i2a+ i2b = Id Udr = e2b – (Id – i2a )· r.

ния.

Вычитая из одного выражения другое, получится 0= e2a – i2a · r – (e2b+i2a · r – Id · r) i2a = Id /2 – (e2b – e2a) / (2r). e2b – e2a = U2m ∙ cos (υ–/m2) – U2m∙ cos (υ) = U2m ∙(cos (υ–/m2) – cos (υ)) e2b – e2a = 2U2m∙ sin (υ–/m2) ∙ sin(/m2) — мгновенное значение напряже-

i2a = Id /2 – 2U2m∙ sin(υ–/m2) ∙ sin(/m2)/(2r) — мгновенное значение тока. До коммутации при υ =  / m2 – r /2 i2a = Id. Подставляем в выражение

для i2a

Id ∙ r/2 = U2m∙ sin(/m2)∙ sin (r/2) sin (r/2) = Id ∙ r/ (2U2m∙ sin(/m2)) = Id∙r / |U2m лин| При r → 0 sin (r) → r

 r = 2 ∙arcsin(Id ∙r/ (2U2m∙ sin(/m2))

(3. 1)

Расчет потерь на интервале перекрытия фаз На интервале перекрытия

Udr = e2a – i2a∙r Udr = e2b – (Id – i2a) ∙r

сложим эти выражения получим

2Udr = e2a + e2b – Id ∙r

Вне интервала перекрытия

Ud =Ud0 – Id ∙r,

где Ud0 — значение выпрямленного напряжения выпрямителя без потерь. 10

Усредняя на всем периоде повторения, получаем для малых r

Ud = Ud0 – Id ∙r ∙ (1 – m2 ∙r /(8)) или Ud = Ud0 – Id ∙ra , где ra = 1 – m2 ∙r /(8).

Второе слагаемое существенно меньше первого, т.е. r = ra и потери, обусловленные активным сопротивлением обмоток трансформатора, будут определяться только величиной r ∆Ur = Id ∙ r. (3.2)

3.2. Расчет выпрямителя с учетом индуктивности рассеивания

Рис. 3.2

Для мощных выпрямителей можно пренебречь достаточно малой величиной активного сопротивления потерь обмоток трансформатора. В этом случае приобретает большее значение индуктивности рассеяния обмоток. При достаточно большой индуктивности в нагрузке можно принять неизменным ток в нагрузке. Тогда напряжение на индуктивности рассеяния между моментами коммутации будет равно нулю

𝐿𝑠

𝑑𝑖2𝑎

= 0.

𝑑𝑡 НагрузкаК тиристорам

В момент, когда должна произойти естественная коммутация тока с одного вентиля на другой, из-за индуктивности рассеяния ток в фазе не может мгновенно упасть до нуля. В течение определенного времени, соответствующему углу коммутации, будет уменьшаться ток закрывающегося вентиля и увеличиваться в следующем.

НагрузкаК тиристорам 11

Определение угла коммутации В момент коммутации выходное напряжение выпрямителя определяется суммой напряжений вторичной обмотки и напряжения на индуктивности рассеяния:

e2a – Ls∙di2a/dt = udx e2b – Ls∙di2b/dt = udx

Ток нагрузки в этот момент определяется суммой токов в фазах А и В

Id = i2a + i2b,

подставляя значение i2b = Id – i2a получаем

e2a – Ls ∙di2a /dt = udx, e2в + Ls ∙di2a /dt = udx.

Суммируя выражения, находим

udx = (e2a+ e2b) /2, –Ls∙di2a/dt = (e2b – e2a)/2, ω ∙ Ls ∙di2a /dω = –U2m∙sin(/m2)∙sin(υ–/m2), где ω ∙ Ls =Xs. Интегрируя, выражение для тока в фазе, получаем

i2a= U2m sin(/m2)/Xs ∙cos(υ–/m2)+C,

где С — постоянная интегрирования. Постоянная интегрирования находится из граничного условия до момента коммутации фаз i2a = 0 при υ = /m2+x. Таким образом

0 = U2m∙sin(/m2) / Xs ∙ cos(/m2+x – /m2)+C , откуда С = – U2m∙sin(/m2) / Xs ∙ cos(x) Следовательно закон спада тока

i2a = U2m∙sin(/m2) / Xs ∙cos(υ–/m2) – U2m∙sin(/m2) / Xs∙cos(x) или i2a = U2m∙sin(/m2) /Xs∙(cos(υ–/m2) – cos(x), как следует из выражения, косинусоидальный. Закон нарастания тока определим из условия

i2a + i2b = Id i2a = Id – U2m ∙sin(/m2 )/Xs ∙(cos(υ–/m2) – cos(x)) Из другого граничного условия i2a = Id при υ = 2 ∙/m2

(3.3)

Id = U2m ∙ sin(/m2)/Xs ∙ (cos(/m2 – /m2) – cos(x)) Id = U2m ∙ sin(/m2)/Xs ∙ (1 – cos(x)) – cos(x) = Id ∙ Xs / U2m ∙ sin(/m2) Помножим числитель и знаменатель на m2/(2∙)

– cos(x) = Id ∙Xs ∙ m2/(2) / (U2m∙sin(/m2)∙ m2/(2∙)) 1 – cos(x) = Id ∙Xs ∙ m2/(2)/(Ud0 /2) = (Id /Ud0) ∙ Xs ∙ (m2/) cos(x) = 1 – (Id /Ud0) ∙ Xs ∙ (m2/). 12

Угол коммутации:

x = arccos(1–(Id / Ud0) ∙ Xs ∙ (m2/))

(3.4)

Подставим в (3.3) выражение для cos(x)

i2a = Id – U2m ∙sin(/m2) / Xs ∙ (cos(υ–/m2) – cos(x)) i2a = Id – Ud0 / Xs ∙(/m2) ∙ (1–cos(υ–/m2)).

Закон нарастания тока в момент коммутации соответствует обратной косинусоиде.

3.3. Нагрузочная характеристика С учетом явления перекрытия фаз, обусловленное индуктивностью рассеяния, выпрямленное напряжение уменьшится на величину коммутационных потерь ∆Ux (зачерненный участок рис. 3.2)

Ux 

Ux 

m2 



(e2b  Ux)  d  

 m2

Ud0  (1  cos  ), 2

1- cos(  ) = Ux 

  m2

m2   sin( )  (1  cos  )  m2

  arccos(1 

2Ux ) Ud0

Id  Xs m 2  Ud 0 

U d 0  d  Xs m2 m2     d  Xs    d  Xэ 2 Ud0  2

 3.5 

Угол наклона нагрузочной характеристики — δ достаточно небольшой tg(δ) = ∆Ux/Id. В этом случае tg(δ) = δ и можно определить δ, как внутреннее сопротивление выпрямителя r = ∆Ux/Id = Xs∙m2/(2) = ω ∙Ls∙m2/(2) = f ∙ Lsm2 Нагрузочная характеристика выпрямителя средней мощности будет иметь падающий характер, определяемый током нагрузки и величинами активных сопротивлений фазы, индуктивностью рассеяния

U  Ur  Ux   d  (r  Xэ )

(3.6 )

Погрешность подобного представления будет достаточно небольшой.

13

4. ОДНОТАКТНЫЙ M2-ФАЗНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ПРИ РАБОТЕ НА ЕМКОСТНУЮ НАГРУЗКУ ИЛИ ПРОТИВОЭДС В выпрямителе с индуктивным характером нагрузки уменьшаются амплитуда тока в диодах, переменная составляющая тока в нагрузке и, соответственно, пульсации напряжения на активной части нагрузки. Подключение параллельно нагрузке конденсатора также уменьшает пульсации выпрямленного напряжения за счет перераспределения переменной составляющей выпрямленного тока с активной части нагрузки в емкостную.

Рис. 4.1 Выпрямленный ток будет иметь прерывистый характер, что является отличительным признаком выпрямителя, работающего на емкостную нагрузку. Для выпрямителя, работающего на емкостную нагрузку угол проводимости 

Включение диода (рис.4.1) произойдет, когда фазное, положительное напряжение на аноде будет больше положительного напряжения на его катоде u2(t) > Ud, а выключение при u2(t)

4.1. Выпрямленное напряжение U d U 2m  cos U d  2 U 2  cos  U2 1  Ud 2 cos 

B

U2 1  Ud 2 cos 

(4.1)

где В — коэффициент формы фазной э.д.с.

4.2. Ток вторичной обмотки на интервале проводимости В отсутствие токоограничивающего сопротивления, для идеальных диодов и трансформатора токи в диодах будут бесконечно большими. Поэтому расчет выпрямителя проводится для случая, когда будет введено токоограничивающее сопротивление — r. Форма тока и напряжения на активном сопротивлении –r совпадают. Когда диод открыт

i2() 

U 2m  cos Ud U 2m(cos  cos ) r



r

Тогда среднее значение выпрямленного тока

Id 

1 2 1  U 2m(cos cos ) i2 (  ) d  d   r 2 0  

Id 

m2 U 2m m2 Ud (sin    cos )  (sin    cos )  r  r cos 

r  tg     A m2 Rd Обозначим величину tg(θ)– θ параметром А и найдем решение трансцендентного уравнения в виде графика функции θ(A), представленного на рис. 4.2 и В(А) — рис. 4.3. С уменьшением тока нагрузки (уменьшении А) уменьшается угол проводимости диодов до нуля, растет выходное напряжение выпрямителя. 15

При А = 0 B = U2/Ud = 0.707, т.е. когда ток нагрузки равен нулю, выходное напряжение выпрямителя равно амплитудному значению напряжения вторичной обмотки.

Рис. 4.2

Рис. 4.3

Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора

U 1  2 I2  i2 ()d   2m  2  r

1 (cos()  cos()) 2 d   0

Ud 1 I2  (cos()  cos()) 2 d   r  cos()  0 I d Rd 1 НагрузкаК I 2  тиристорам  (cos()  cos()) 2 d  r  cos()  0 Умножим числитель и знаменатель на π/ m2, получим

I2  m2Rd 1     (cos()  cos()) 2 d   I d m2 cos() r 0 НагрузкаК тиристорам

Подставим A 

r m2  Rd

I2  1   (cos()  cos()) 2 d   I d m2 A cos()  0 НагрузкаК тиристорам

16

I2  1   (cos()  cos()) 2 d   I d m2(tg   )cos()  0 I2    1   3      1  cos 2   sin 2  I d m2(sin    cos()) 2  4    D

I2 I 2ср



I2 Id

m2

С учетом решения трансцендентного уравнения

А ()  ( tg   )

можно записать

1 3  [  ( A )( 1  cos 2  ( A ))  sin 2( A)] I 2  m2 2 4 D( A)   Id (sin ( A)  ( A)cos ( A))

(4.2)

Решение уравнения на графике (рис. 4.4.)

Рис. 4.4 Для однотактных m2-фазных схем

I2 ‘ 

Id D( A) m2

Для мостовых (двухтактных) схем (m2 = mп)

I 2 ”  2  I 2 ‘  2

Id D( A) m2

где m2 — число фаз соответствующего выпрямителя. Например, для однофазного мостового выпрямителя m2 = 2, для трехфазного мостового выпрямителя m2 = 6 и т.д.

17

4.3. Ток в первичной обмотке трансформатора Действующее значение переменной составляющей тока вторичной обмотки трансформатора 2 2 2 I 2   I 2 2  I 2ср  I 2ср D     I 2ср  I 2ср D     1 2

I2 

Id 2  D     1, m2

2

I2  K тр I1

(4. 3)

Для однотактных нулевых схем выпрямления с одной вторичной обмоткой на стержне трансформатора и соединении первичных обмоток треугольником, где D(θ) = D(A) выбирается из графика рис.4.4.4.

I / K тр Id



1 D()2  1 m2

Для двухполупериодных схем выпрямления с двумя обмотками на стержне трансформатора (без подмагничивания) и соединении первичных обмоток треугольником

I1II K тр Id



1 2 D( A) m2

Последнее выражение справедливо и для мостовых схем, при числе фаз по вторичной обмотке, равном числу фаз m2 соответствующего нулевого выпрямителя (для однофазного моста m2 = 2, трехфазного m2 = 6 и т.д). При соединении первичных обмоток звездой требуется решать еще и уравнения магнитной цепи магнитопровода, как было рассмотрено раньше. Габаритная мощность вторичной обмотки трансформатора Для однотактных однополупериодных выпрямителей

P2 I  m2  U 2  I 2 I  m2  B ()  U d P2  B()  D()  Pd , I

1 D() m2

P2 I  B()  D() Pd

(4.4)

Для двухтактных выпрямителей (мостовых)

m2 1  B ()  U d Id 2 m2 2  B ()  D() 2

P2 II  P2 II Pd

2D () (4.5)

18

При равных значениях выпрямленного напряжения напряжение на обмотке мостовой схемы в два раза меньше, чем при нулевой схеме. Дважды за период в мостовой схеме выпрямления через обмотку протекает ток, соответственно, и действующее значение тока вторичной обмотки в корень из двух раз больше. Габаритная мощность первичных обмоток трансформатора Для однополупериодных выпрямителей

P1I  m1  U1  I1I  m1  U 2  K тр  B() 

P1I 

Id D()2  1 m2  Kтр

m1  B()  U d  I d D() 2  1 m2

P1I m1   B()  D() 2  1 Pd m2

(4.6)

Для двухполупериодных выпрямителей

P1II m1 2   B()  2  D()  B()  D() Pd 2m1 2

(4.7)

У мостовых схем габаритные мощности первичных и вторичных обмоток равны между собой, соответственно, равны и габаритные мощности трансформаторов Ртр. (мост.) = (Р1+Р2)/2 = 2 Р1/2 = Р1 = Р2

4.4. Параметры вентильного комплекта Обратное напряжение на вентиле соответствует амплитудному значению линейного напряжения вторичных обмоток, как при активной или индуктивной нагрузке Uобрmax = U2лин max Действующее значение тока вентиля для однотактных схем IV = I2I = Id D(A)/m2, для двухтактных схем IV = I2 мост. / 2 = I2II /2 = Id D(A)/m2 Среднее значение тока вентиля IV ср = Id/m2 Максимальное значение тока вентиля

I v max 

U 2m  U d 1  cos()  U 2m , r r

2 U d U2 1  , U 2m  Ud 2  cos() 2  cos()

19

I v max  U d 

1  cos() 1  cos()  I d  Rd  , r  cos() r  cos()

Rd   , r m2  A

I v max  M ( A), I v ср

I v max  1  cos()   (1  cos())    I v ср tn()   cos() sin()    cos() На рис. 4.5 показана зависимость коэффициента М(А)- амплитудной составляющей в среднем токе.

4.5. Параметры напряжения и тока нагрузки

U d  2 U 2 cos  m2 U d m2  2 U 2 cos  (tg () )  (tg () ) r r m2  2 U 2 Id  (sin()  cos ) r Id 

4.6. Определение коэффициента пульсаций При известном выпрямленном токе

id () 

U 2m  cos()  U d U 2m  cos()cos()  U d  cos()  r r  cos()

id () 

Ud U cos() (cos()  cos())  d  (  1) r  cos() r cos()

Для четной функции (f(x) = -f(x)) амплитуда n-ой гармоники

I mn

2T m2    id () cos(n  )d   id () cos(n  m2  )d   T0  

I mn

m2  U d cos()   r ( cos()  1)  cos(n  m2  )d    20

Для первой гармоники тока

m2  U d  I m1   [cos()  cos()]cos(m2  ))d    r  cos() 

I m1

 m2  sin(m2  1)   sin(m2  1)         cos()   m2  1 m2  1   Ud     r  2 sin(m2 )       

Если умножить обе части уравнения на 1/(m2ωС) то получим первую гармонику напряжения

Ud  m2  sin(m2  1)   sin(m2  1)    sin(m2 )  U m1      22 m2  r  f  C  2 2  cos()  m2  1 m2  1  

Рис. 4.6

Кп 

U m1 H (, m2)  Ud r  f C

(4.8)

На рис. 4.6 графики изменения коэффициента Н(А) для разных величин фазности выпрямителя.

НагрузкаК тиристорам 21

4.7. Внешняя, нагрузочная характеристика Нагрузочная характеристика показывает изменение напряжения на нагрузке при увеличении тока нагрузки. При построении нагрузочной характеристики следует задавать значения угла отсечки и по нему найти соответствующие значения cos θ и γ = (sin θ – θ cos θ)/π. Напряжение на нагрузке Ud= √2 U2 cosθ, а ток Id=√2 U2 γ m2/r Как следует из рис. 4.7, при токе нагрузки равном нулю выходное напряжение выпрямителя равно амплитудному напряжению вторичной обмотки. При максимальном токе (короткое замыкание) угол проводимости вентилей равен 2π/m2.

4.8. Определение типа модели, используемой для расчета выпрямителя с емкостной нагрузкой В [2] рассматриваются две модели выпрямителя с емкостной нагрузкой. В первой ток заряда конденсатора фильтра ограничивается активным и индуктивным сопротивлением фазы трансформатора, сопротивлением диодов. Форма тока определена автором симметричной. Для второй модели с безтрансформаторным выпрямителем “…ток ограничивается емкостным сопротивлением, поскольку сопротивление фазы и динамическое сопротивление диодов малы…”. Форма тока в диодах имеет ассиметричный характер с резким нарастанием тока на начальном этапе –рис. 4.8.

Рис. 4.8 – Схема безтрансформаторного выпрямителя – а, форма напряжения и тока для первой модели – б, для второй модели – в

22

C целью определения границ существования первой модели было проведено исследование. Особенность расчета выпрямителя с емкостной нагрузкой в том, что при расчете необходимо учитывать нелинейные элементы – диоды в силовой цепи, что формирование напряжения на нагрузке происходит в два этапа – заряда и разряда конденсатора фильтра. Системы дифференциальных уравнений, описывающие эти этапы, будут отличаться:

При заряде

ir  uС  u (t )   duС uС i  C   dt R

при разряде

и

duС uС  0  C   dt R 

В этих выражениях R, r –сопротивления нагрузки и фазы выпрямителя, С – емкость конденсатора в нагрузке. Решая эти системы уравнений, получим описание переходного процесса при включении выпрямителя с емкостной нагрузкой – рис. 4.9.

Рис. 4.9 – Напряжение на нагрузке – Uc, ток через диоды при мягком включении выпрямителя в сеть На этом рисунке видно, что на этапе включения выпрямителя в сеть амплитуда тока через диоды больше тока в установившемся режиме. В двадцать, тридцать раз амплитудное значение тока в диоде – Iv превышает его среднее значение – Id. При этом на рис. 4.9 показано мягкое включение, когда в момент включения напряжение в сети равно нулю. С той же вероятностью возможно и то, что в момент включения напряжение сети имеет амплитудное

23

значение. Для этого случая амплитуда тока через диоды увеличивается еще больше (рис. 4.10а)[3].

Рис. 4.10. Максимальная перегрузка по току для случая, когда в момент включения выпрямителя в сеть напряжение в сети имеет амплитудное значение – а, коэффициент пульсаций – б На рис. 4.10 заштрихованная область соответствует второму режиму, на котором наибольшая асимметрия импульса тока, высокая скорость нарастания тока начального участка. Как видно из графиков, для этой области характерно большая перегрузка диодов по току и повышенное значение пульсаций. По графикам, изображённым на рис. 4.10 можно определить токоограничивающее сопротивление и емкость конденсатора фильтра, задавшись значениями кпд и коэффициента пульсаций. Выбор диодов определяется средним значением тока. Для выпрямителей с емкостной нагрузкой необходимо учитывать и амплитудное значение тока с учетом его перегрузки при включении в сеть. Существующие диоды допускают десяти, сорокократное превышение амплитуды броска тока над его средним значением. Таким образом, можно говорить об аварийном режиме работы выпрямителя, который нельзя представлять допустимым при расчете выпрямителя режимом. Введение токоограничивающих элементов определяет существование только первого режима. Границу существования первой модели в [2] определяется без особенных пояснений выражением r

𝑅

>

10

( R ω C)2

(4.9)

24

При выполнении этого условия можно пренебречь влиянием конденсатора фильтра на значение выпрямленного напряжения и тем самым существенно упростить, облегчить процедуру расчета. Выпрямленное напряжение в этом идеализированном случае Ucидеал=U2m cos θ, где угол отсечки -θ находится из решения трансцендентного уравнения (tgθ-θ)=π r/(m R).

Рис. 4.11 Рис. 4.12 Результат решения системы уравнений представлен на рис. 4.11. На рисунке показано изменение нагрузочной характеристики выпрямителя в зависимости от емкости Uc=f(С,Id). Из графика видно, что нагрузочная характеристика почти не зависит от емкости конденсатора и только при существенном уменьшении ее величины становится заметным ее влияние на нагрузочную характеристику. На рис. 4.12 отражено различие реальной и идеализированной поверхностей Δ=(Uc- Ucидеал)/ Ucидеал.

Рис. 4.13

Рис. 4.14 25

На рис. 4.13 белым цветом определена область существования идеализированной модели выпрямителя по критерию (4.9) при погрешности отображения меньше пяти процентов. На рисунке заметна область, в которой погрешность отображения меньше пяти процентов, но которая не входит в область существования модели. В данной работе предлагается использовать другой критерий для определения области существования первой модели[3]:

rωC>1.

(4.10) Он определяется отношением активного сопротивления потерь выпрямителя к емкостному сопротивлению нагрузки, имеет достаточно понятный физический смысл, определяет коэффициент сглаживания RC фильтра. В отличие от первого условия этот критерий не зависит от нагрузки выпрямителя (как и в критерии [1]). При той же погрешности отображения, меньше пяти процентов, по критерию (4.10) область существования модели увеличивается – рис. 4.14, что позволяет сделать вывод о предпочтительности его использования. 4.9. Примечания к расчету выпрямителя с емкостной нагрузкой по схеме Ларионова По числу пульсаций схема Ларионова соответствует шестифазной схеме выпрямителя m2=mп=6. При определении В=U2/Ud, U2 соответствует линейному напряжению Значение D соответствует одному импульсу тока в обмотке трансформатора шестифазной схемы выпрямителя. Для схемы Ларионова таких импульсов четыре. Действующее значение тока в диоде в √2 раз меньше тока обмотки. Среднее значение тока в обмотке равно нулю. Амплитудное значение тока в диоде определяется по отношению к среднему значению тока через диод M=Ivm/Ivср. Среднее значение тока через диод равно Id/3 Тока подмагничивания в обмотке нет, поэтому Ктр=I2/I1. Коэффициент пульсаций определяется при m2=6, т.к. mп=6.

5. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬ РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ ПРИ ВЫПОЛНЕНИИ ИНДИВИДУАЛЬНОЙ РАБОТЫ 5.1. Исходные данные к расчету выпрямителя По заданным значениям тока и напряжения нагрузки рассчитать выпрямитель, сглаживающий фильтр. По полученным значениям выбрать элементы выпрямителя и фильтра. В отчете привести структурную схему выпрямителя, его аналог на однофазных трансформаторах. Пояснить выбор схемы, ее достоинства и недостатки. Отобразить

26

диаграммы напряжений и токов в выпрямителе: выходное напряжение и ток, ток в обмотках трансформатора и диодах, обратное напряжение на диоде. Исходные данные: Udном — номинальные выходное напряжение; Idном — номинальный выходной ток; U1 — номинальное напряжение сети; F — частота сети; Idmin — в нашем случае Idmin = 0.1Idном; тип сглаживающего фильтра. Требуется определить: -габаритную мощность трансформатора — Sгаб; -коэффициент трансформации — Kтр; -параметры фильтра (коэффициент сглаживания, потери, элементы фильтра). Выбрать комплектующие элементы выпрямителя: диоды, дроссели, конденсаторы. Варианты исходных данных: Ud,B 5 15 30 60 200 300 400 1000 2000 5000 Id,A 400 100 50 20 10 5 3 1 0,5 0,25 U1,B 220 127 115 Idmax Id Idmin 0,1Id F,Гц 50 400 Кп,% 0,1 0,5 1 2 5 Фильтр L RC LC Схема Греца, Миткевича, Скотта, Шестифазная, Ларионова, Вологдина, Кюблера

5.2. Расчет трансформатора Для того чтобы определить габаритную мощность трансформатора нужно знать параметры трансформатора. А чтобы определить параметры трансформатора, надо знать его габаритную мощность. Методом последовательного приближения это противоречие можно разрешить. На первом этапе предлагается задать усреднённое значение потерь напряжения (U  (0.02 – 0.1) ·Udном). Исходя из этого ориентировочного значения, определяется габаритная мощность трансформатора и соответствующие ей параметры трансформатора (r1, r2, Ls1, Ls2). По этим данным проводится расчет выпрямителя и выбор его элементов. Если выходное напряжение не совпадает с заданным значением, необходимо скорректировать значение потерь напряжения. Процесс расчета повторяется до допустимого расхождения (в пределах пяти процентов) от заданного выходного напряжения. В зависимости от схемы выпрямителя и типа нагрузки известно соотношение Sгаб/Pd (Приложение 1. При емкостной нагрузке принимаем соотношение, соответствующее активной нагрузке.). 27

Для заданных значений напряжения и тока в нагрузке Pd = (Udном+U) · Idном, определяется габаритная мощность трансформатора Sтр = (Pdном+U∙Idном)·(Sгаб/Pd). Расчет параметров эквивалентной схемы Для трехфазных и сложных схем выпрямителя представить их аналог на однофазных трансформаторах. По найденной габаритной мощности трансформатора рассчитываются параметры однофазного двухобмоточного трансформатора Sтр Sгаб= . m2 Из эмпирических соотношений находим: мощность потерь холостого хода

Pxx  0,144  4

Sгаб Sгаб

ток холостого хода I1н I xx  0, 281 4 Sгаб мощность потерь короткого замыкания Sгаб Pкз  0,169  4 Sгаб напряжение короткого замыкания

Uкз  0,0107 U1  3  4 Sгаб Из опытов холостого хода и короткого замыкания для однофазного трансформатора известны эмпирические соотношения:

Iхх 0.3 Рхх 0.15 4 ; 4 I1н Sгаб Sгаб Sгаб Uкз Ркз 0.17  0.014 Sгаб ; 4 U 1н Sгаб Sгаб Из этих выражений определяются полная мощность потерь на холостом ходу и ток холостого хода, эквивалентные сопротивление потерь в магнитопроводе –r0 и индуктивное сопротивление намагничивания –L0 (рис. 5.1):

28

Sхх  U1Iхх, r 0  Pxx x0  r 0 tg (arccos Pxx

Ixx

2

, cos  xx  Pxx

Sxx

,

Sxx

Рис. 5.1. Эквивалентная схема однофазного трансформатора Из опыта короткого замыкания можно найти полное активное сопротивление потерь в первичной и вторичной обмотках –r1+r2’, индуктивность рассеивания Ls=Ls1+Ls2’, приведенных к первичной обмотке:

, cos  кз  Pкз , Sкз I1кз 2 xs1  xs 2′  (r1  r 2′) tg (arccos Pкз ). Sкз

Sкз  Uкз Iном, r1  r 2′  Pкз

Полное активное сопротивление обмоток, приведенное к вторичной обмотке r  r ‘   r2  r ‘1   1 22 Kтр Сопротивление индуктивностей рассеивания трансформатора, приведенное к вторичной обмотке X  X ‘   X 2  X ‘1   1 2 2 Kтр

5.3. Расчет выпрямителя Расчет выпрямителя определяется фазностью схемы выпрямителя (m2), типом нагрузки, отношением к нулевой или мостовой схеме выпрямления. Значения напряжений и токов для идеального выпрямителя при выборе элементов можно найти для активной или активно –индуктивной нагрузки по таблицам один и два приложения 1. При емкостной нагрузке расчет ведется графо аналитическим методом. При расчете реального выпрямителя учитываются потери напряжения на обмотках трансформатора, диодах и активном сопротивлении дросселя фильтра Ud=Ud0-Id(r2+r1’+Rдр+Rд +Xэ), где Ud0=U2m m2/π sin (π/m2) –напряжение на холостом ходе. В процессе расчета определяются значения напряжений и тока, необходимые для выбора трансформатора (U1, I1, S1, U2, I2, S2, Sтр, Ktr), диодов ( Iv,Ivsr, 29

Uvmax), фильтра (L, C, Ks), характеристики выпрямителя (Км, КПД, нагрузочная характеристика).

5.4. Расчет сглаживающего фильтра Коэффициент сглаживания индуктивного фильтра Кс=wп L/Rн, для LC-фильтра Кс=wп2 LС -1.

Idкр 

U 1m 2 Ud Ud 2 Rdкр  2   Ld  2 wп Ld mп  1 wп Ld Rdкр mп  1 wп

Для емкостного фильтра расчет ведется графо аналитическим методом.

5.5. КПД выпрямителя 5.5.1. Потери в трансформаторе

Pтр   Pxx  Pкз   m2  10,02   6  60,12 Вт 5.5.2. Потери в фильтре

Pф  Id 2  r 5.5.3. Потери в диоде

PV  Iv 2  r  Ivsr  E 0 Где r – динамическое сопротивление диода, E0-напряжение смещения (см. рис.1). КПД выпрямителя:



Pd 100% Pd  Pò ð  Pv  Pô

5.6. Коэффициент мощности Км 

Pd  Pтр  Pv  Pф m1 U 1 I1

5.7. Нагрузочная характеристика выпрямителя Внешняя (нагрузочная) характеристика выпрямителя – зависимость выходного напряжения выпрямителя Ud от тока нагрузки –Id.

6. ПРИМЕР РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ С ЕМКОСТНОЙ НАГРУЗКОЙ Исходные данные к расчету: Схема – шестифазная нулевая при соединении первичных обмоток треугольником с ёмкостным фильтром.

30

Среднее значение выпрямленного напряжения: Ud = 400 Среднее значение выпрямленного тока: Id = 3 Напряжение сети: U1=115В Частота сети: F=400Гц Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения на нагрузке: k ‘ï  1 %

Рис. 6.1 – Схема шестифазного выпрямителя

6.1. Расчет габаритной мощности и параметров эквивалентной схемы трансформатора. На рис. 6.1 изображена шестифазная нулевая схема выпрямителя с ёмкостным фильтром при соединении первичных обмоток треугольником и диаграммы напряжений и токов. Мощность выпрямленного напряжения:

Pd  U d  I d  400  3  1200 Вт Габаритная мощность трансформатора в первом приближении определяется для выпрямителя с активной нагрузкой из таблицы 1 приложения

Sтр  1,55  Pd  1,55 1200  1860 ВА Габаритная мощность на одну фазу S 1860 Sф  тр   310 ВА m2 6 31

Активное сопротивление нагрузки

Rd 

U d 400   133,33 Ом Id 3

Номинальный ток Sгаб 310 I1н    1,56 A U1 3 115 3 Из эмпирических соотношений находим: мощность потерь холостого хода

Pхх  0,144  4

Sгаб 310  0,144  4  10, 64 Вт Sгаб 310

ток холостого хода I1н 1,56 I хх  0, 281 4  0, 281 4  0,104 A Sгаб 310 мощность потерь короткого замыкания Sгаб 310 Pкз  0,169  4  0,169  4  12, 49 Вт Sгаб 310 напряжение короткого замыкания

Uкз  0,0107 U1  3  4 Sгаб  0,0107 115  3  4 310  8,9 В Полное фазное напряжение

U 2  0,74 U d  0,74  400  296 В Коэффициент трансформации U 115 3 Kò ð  1   0, 67 U2 296 На первичную обмотку включено линейное напряжение U1=200B. Опыт холостого хода Полная мощность потерь холостого хода Sxx  U1  I xx  200  0,104  21 ВА Эквивалентное сопротивление потерь в стали

r0 

Pxx 10, 64   977 Ом 2 I xx 0,1042

Угол сдвига тока относительно напряжения для режима холостого хода

 Pxx   10, 64    arccos    59, 07 S 20, 7    xx 

 xx  arccos 

Индуктивное сопротивление намагничивания

X 0  r0  tg  xx   977  tg  59,07   1640 Ом

Опыт короткого замыкания Полная мощность потерь короткого замыкания 32

Sкз  Uкз  I1н  5,16  2,7  13,93 ВА Полное активное сопротивление обмоток, приведенное к первичной обмотке Pкз 12, 49  5,15 Ом  r1  r ‘2   2  I1н 1,562 Угол сдвига тока относительно напряжения для режима короткого замыкания

 12, 49   Pкз    arccos    26, 28 13,93  Sкз   

 кз  arccos 

Сопротивление индуктивности рассеивания, приведенное к первичной обмотке

 X1  X ‘2    r1  r ‘2   tg xx   5,15  tg  26, 28   2,53 Ом

Приведем полученные сопротивления к вторичной обмотке Полное активное сопротивление обмоток, приведенное к вторичной обмотке

 r2  r ‘1  

 r1  r ‘2   K тр

2

5,15  11, 7 Ом 0, 672

Сопротивление индуктивности рассеивания, приведенное к вторичной обмотке  X  X ‘  2,53  5, 76 Ом  X 2  X ‘1   1 2 2  Kтр 0, 672

6.2. Расчет выпрямителя Активное и индуктивное сопротивление фазы трансформатора

r  11,7 Ом X s  5,76 Ом

Рассчитаем параметр А

A

 r

m  Rd



Рис.6.2

3,14 11, 7  0, 046 6 133,33

Рис.6.3

33

По кривой рис.6.2 определяем угол отсечки Θ = 28 Определяем угол проводимости вентиля

  2   2  28  56 Проверяем условие, чтобы угол проводимости вентиля не превышал периодичности кривой выпрямленного напряжения  360 360      60  6  m2  Условие выполняется Определяем коэффициент х  L X s 5, 76 x    0, 493 r r 11, 7 По кривой рис.6.3 определяем коэффициент фазной ЭДС U B  2  0,8 Ud

Ud 

U 2 296   380 B B 0,8

Напряжение на нагрузке – меньше заданного (не учтено падение напряжение на активном сопротивлении обмоток и индуктивности рассеивания), поэтому необходимо увеличить напряжение вторичной обмотки. При определении нового значения напряжения вторичной обмотки используется программа в Mathcad (приложение 2). После пересчета получим новые значения Ктр; r; х; А; Ud. U 115 3 U 2  320 B; Kтр  1   0,62; r 13,3 Ом; x  0,49; Ud  400 В; M 8 U2 320

Рис.6.4

Рис.6.5 34

По кривой рис.6.4 определяем коэффициент формы фазного тока для шестифазного выпрямителя m I D  2 2  2,8 Id Ток вторичной обмотки D  Id 2,8  3 I2    1, 4 А m2 6 Действующее значение тока вентиля

I v  I 2  1, 4 À По кривой рис.6.5 определяем коэффициент М постоянной составляющей тока вентиля для шестифазного выпрямителя

M

m2  I v max 8 Id

Амплитудное значение тока диода

I v max 

M  Id 8  3  4А m2 6

Если перегрузка по току (рис. 6.5) для диода будет велика, необходимо включить дополнительно токоограничивающее сопротивление. Коэффициент трансформации U1 115 3 Kтр    0, 62 U2 320

6.3. Расчет параметров вентильного комплекта Среднее значение тока через вентиль Ivср=Id/m2=0,5A. Действующее значение Iv=I2=1.4A. Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к вентилю Umaxобр=2.09 400=836 В. Выбираем из справочника [7] диод типа 2Д220Г предназначенный для электротехнических и радиоэлектронных устройств в цепях постоянного и переменного тока частотой до 50 кГц.

Рис.6.6 35

Параметры и характеристики диода: Повторяющееся импульсное обратное напряжение Umaxобр=1000В Максимально допустимый средний прямой ток Imaxср=3А. Из ВАХ рис. 6.6 прямое напряжение U0=0.8 B, динамическое сопротивление Rдин=0.2/0.8=0.25Ом.

6.4. Ток первичной обмотки I2 I1 В первичной обмотке шестифазной схемы (первичные обмотки соединены треугольником) ток определяется током двух вторичных обмоток: Kтр 

I1 

I 2 2 1, 4 2   3,18 А Kтр 0, 62

Габаритная мощность первичной и вторичной обмоток соответственно

S1  m1U1 I1  3 115  2  3,18  1,9 103 ВА

S 2  3 U 2  I 2  2  6  320 1, 4  2  1,9 103 ВА Габаритная мощность трансформатора

Sтр1 

S1  S 2 1,9  1,9 3  10 =1,9 103 ВА 2 2

Коэффициент завышения мощности трансформатора

Sтр1 1,9 103   1, 6 Pd 1, 2 103

6.5. Расчет фильтра

Рис.6.7

Рис.6.8

Коэффициент для расчета коэффициента пульсаций напряжения на нагрузке из рис.6.7 H=800. Коэффициент пульсаций напряжения на нагрузке

36

H r  f C Определяем емкость С H 800 C   15 мкФ r  f  k ‘п 5,15  400  0, 01 k ‘ï 

Постоянная составляющая напряжения равна напряжению на нагрузке

Ud  400 B

Амплитуда переменной составляющей напряжения

U

2  U 1m Ud Ud Uп  k ‘п Ud  0,01 400  4 B k ‘п 

Частота переменной составляющей f1  mп  f  6  400  2400 Гц Выбираем из справочника [6] оксидно-электролитический алюминиевый конденсатор К50-7, предназначенный для работы в цепях постоянного и пульсирующего напряжений, а также в импульсных режимах. Параметры конденсатора: номинальная емкость: C  20 мкФ номинальное напряжение : Uс ном  450 В

6.6. Расчет потерь мощности в вентилях Потери мощности на одном вентиле Pv1=U0 Ivср+Rдин Iv2 =0.8 0.5+0.25 1.42=0.8 Вт Потери мощности на вентилях всех фаз Pv=m2 Pv1=4.8 Вт.

6.7. Внешняя характеристика выпрямителя Внешнюю характеристику выпрямителя с емкостным фильтром можно построить по рис.6.8 . Выбираем кривую, соответствующую рассчитанному параметру x. Задавшись несколькими значениями угла отсечки (θ 1 следующие значения: r = 13.3 Ом; ω = m2πf = 15072; C = 20мкФ, тогда: 13,3*15072*20*10-6 = 4 > 1. Условие выполняется, значит, рассматриваемая модель выпрямителя соответствует области существования первой модели. Допустимая погрешность отображения меньше 5 %.

38

7. ПРИМЕР РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ С ИНДУКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ Исходные данные к расчету: Схема – трехфазная нулевая при соединении первичных обмоток треугольником с индуктивным фильтром. Среднее значение выпрямленного напряжения: Ud = 60В Среднее значение выпрямленного тока: Id = 100А Напряжение сети: U1=115В Частота сети:50Гц. Коэффициент пульсаций: 0.01. 7.1. Выпрямленное напряжение Падение выпрямленного напряжения на активных сопротивлениях U r  I d  (rтр  rдин  rф )  100  (0,025  0,004  0,132)  100  0,058  5,8 В

Угол коммутации определяемый активными сопротивлениями фазы трансформатора



 180          2  2 U2sin     m  Id r

r  2 asin

r  2.047

Падение напряжения от коммутации при учете индуктивнсти рассеивания

U X 

Id  X S





I d  X S m2 100  0,00672  3   0.318В 2 2

Величину угла перекрытия фаз (угла коммутации) найдем из выражения



 X  arccos 1  

Ud  U 2m

2U X Ud 0X

  2  0,318   arccos  1  66,383   7,937   

 Xs m sin( )  Id (r   rдин  Rdr )  E 0  m 2

m2

Ud=61,3В Перерасчета можно не делать. Расчет потерь мощности в вентилях Для расчета потерь мощности в вентилях находим (приложение 2) действующее значение тока вентиля IB  0,45  I B  0,45  100  45 А Id А Среднее значение тока вентиля 39

I Bсс Id



I B  0,333,  I Bсс  0,333  I d  0,333 100  33,3 Id А

Потери мощности на одном вентиле PB1  UO  I Bср  rдин  I B2  0,86  33,3  0,004  (45)2  28,7  8,1  36,8Вт

Вт

Потери мощности на вентилях всех фаз PB  PB1  m2  3  36,8  110,4Вт Вт Расчет падений выпрямленного напряжения

7.2. Выбор вентилей Среднее значение тока через вентиль, согласно приложению 2 I Bсс  0,333; откуда Id I Bсс  0,333  I d  33,3 А Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к вентилю U mооб  2,3 ,откуда Ud U mооб  2,3 U d  2,3 100  230 В Выбираем предварительно [10] вентиль типа В50-3, который имеет следующие предельно допустимые параметры: Повторяющееся импульсное обратное напряжение Uобр m доб=300 В Максимально допустимый средний прямой ток IВ ср доп=50 А Вольтамперная характеристика диода [10] представлена на рис.3. Аппроксимируем ВАХ линейной функцией

U  U 0  rдин  i где

rдин 

U max  U min U max  U min 1,5  0,9 0.6     0,004 Ом I max  I min 1,5I СРдоп  0,5I СРдин 236  79 157

40

Рис. 3. 1 – при температуре 25С, 2 – при t=Tmax Аппроксимирующее выражение примет вид

U  0,86  0,004  i

Первый, предварительный этап расчета На этом этапе задаемся потерями напряжения на уровне (0.05-0.10)Ud Действующее значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора на холостом ходу Выпрямленное напряжение холостого хода найдем из выражения

U dO  U dHOM  U r  U X  U O U dO  (1.05 – 1.10)Ud  Id * Rdr  66В После предварительного этапа расчета принимаемUd0=70В из приложения 2

U2  0,86 U dO U 2  0,86 U dO  0,86  66  57В 60В Уточненный коэффициент трансформации для полуобмотки U 200 KТР  1Л’   3.5 3.3 U2 57 Действующее значение тока вторичных обмоток -приложение2. I2  0,58,  I 2  0,58  I d  0,58 100  58 А ID Действующее значение тока первичных обмоток 41

I1n 0,47  I d 47  0,47  I1    13.5 A 14.35 А Id n 3.5 Габаритная мощность первичных обмоток трансформатора S1  m1  U1  I1  3  200  13.5  8910BA 8572 Габаритная мощность вторичных обмоток трансформатора S2  m2  U 2  I 2  3  60  58  9876BA 10470 Габаритная мощность трансформатора S  S2 8910  9876 SТР  1   8979 Вт 9523 2 2 Полученные величины близки к взятым ориентировочно SТР  8910BA 9450,

7.3. Расчет фильтра Для расчета индуктивности дросселя фильтра известно (из прил.2), что в реальной схеме коэффициент пульсаций на входе фильтра КП=0,25. По заданию нужно получить, коэффициент пульсаций на нагрузке К’П=0,01, откуда необходимый коэффициент сглаживания K 0,25 KСГЛ  П’   25 K П 0,01

42

Для L- фильтра [ 6] K r 25  0,6 L  СГЛ d   2  10 3 Гн mn  c 3  8  314 Действующее эффективное значение тока протекающего по обмотке дросселя

I LЭЭ  I d2  I ~2 , где

I d – среднее значение выпрямленного тока;

I ~ – действующее значение переменной составляющей тока нагрузки; Вспомним, что коэффициент пульсаций на нагрузке U m’ ~ I m’ ~  rd I m’ ~ I ~’  2 ‘ KП  ‘  ‘  ‘  , откуда получаем Id Ud I d  rd Id I ~’ 

I d  K П’ 2



100  0,01 1   0,7 А 2 2

Таким образом I LЭЭ  100 2  0,7 2  100 А

Теперь, по известным L, U, ILЭФ необходимо подобрать по приложениям 3 и 9 – стандартный дроссель, у которого

LНОМ  L;

I НОМ  I LЭЭ Rдр=0.012

или выполнить дроссель из последовательно и параллельно соединенных стандартных дросселей. Выбираем дроссели Д268:0.0006Гн, 25А, 0.0048Ом, 110*4=56 шт. четыре параллельно соединенных ветви из 14 последовательно соединенных дросселей. Общая индуктивность 0.021Гн СС допустимым значением тока 100А, сопротивлнием 0.0168 Ом.

7.4. Расчет КПД Коэффициент полезного действия выпрямителя найдем по выражению



Pd , Pd  PТР  PB  PФ

где PТР  ( PXX  PКЗ )  m2  2

PТР  (58  68)  3  384Вт Вт – потери в трансформаторе; PB  110Вт Вт – потери в вентилях; PФ  I d2  rФ  (100)2  0,012  120Вт ,откуда 6000   0,91 6000  384  110  120

43

8. МОДЕЛИРОВАНИЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЯ В LT SPIСE. CВИЧ КАД

Рис.8.1 Трехфазная схема выпрямителя с LC фильтром с учетом индуктивности рассеивания -а, активного сопротивления потерь –б, идеального –с. В эквивалентной схеме выпрямителя трансформатор не отображается, иначе существенно увеличивается степень дифференциальных уравнений, описывающих схему выпрямителя и время на расчет. Директивы .step param a 1 1.2 0.2 Параметр а изменяется от 1 до 1.2 через 0.2 .param Rn=100/a Сопротивление нагрузки .param Tk=980m Задается момент отсчета .meas tran res3 RMS V(n008) from Tk RMS -действ. значение определяется за последний период от Tk до .meas tran res4 RMS V(n019) from Tk Stop Time .meas tran res5 AVG V(n021) from Tk AVG -cреднее значение .meas tran res6 RMS I(V1) from Tk Ток от источника V1 .meas tran res7 res6*RMS V(n009)*3 Полная мощность ???? .meas tran res8 ( res6*res6*Rs*3+ res4* Коэффициент мощности res4/Rn)/res7 Результаты расчета в View/Spice Error Log Литература

44

Валентин Володин. Краткое руководство по симулятору LTspice. [email protected] Калинин М.П. Полупроводниковые ключи в ЭС.pdf. http://ie.tusur.ru/docs/svd/ppk.rar

Рис.8.2 Выходное напряжение выпрямителя –ud с учетом: индуктивности рассеивания -а, активного сопротивления потерь –б, идеального –с. Зеленым выделено потери напряжения.

Рис.8.3 Ток в диодах с учетом: индуктивности рассеивания -а, активного сопротивления потерь –б, идеального –с. Фронты: по косинусоиде –а, линейные –б, мгновенное переключение –с. Угол коммутации относительно ТЕК: со смещением –а, симметричный –б, нулевой –с. ТЕК –точки естественной коммутации. Выпрямитель с LC фильтром на рабочем участке нагрузочной характеристики имеет индуктивный характер нагрузки. До критического значения тока нагрузки напряжение линейно увеличивается с уменьшением тока нагрузки. При меньшем значении тока нагрузки: характер нагрузки изменяется на емкостной. Напряжение в этом случае нелинейно растет до амплитудного значения входного напряжения фильтра. 45

Критическое значение тока нагрузки:

Idкр 

U 1m 2 Ud Ud 2 Rdкр  2   Ld  2 wп Ld mп  1 wп Ld Rdкр mп  1 wп

Ls r идеальный

Рис.8.4 Нагрузочная характеристика

Рис.8.5 Нагрузочная характеристика

Рис.8.6 Коэффициент мощно-

сти Из диаграммы рис. 8.5 и 8.6 хорошо видно области с индуктивным характером нагрузки (плоская часть) и емкостным. С уменьшением тока нагрузки, при емкостной реакции резко увеличивается напряжение и уменьшается коэффициент мощности. Диаграммы рис. 8.5 и 8.6 построены в Exel. Данные к построению взяты в View/Spice Error Log. Время для их получения достаточно велико ( десятки минут). То же самое в маткаде получено быстрее на порядок с выводом в графическом виде – рис.8.7, но при этом существенно труднее написать и отладить программу расчета.

46

Рис.8.7

47

9. РЕКОМЕНДУЕМАЯ ЛИТЕРАТУРА 9.1. Обрусник В.П., Шадрин Г.А. Стабилизированные источники питания радиоэлектронных устройств. –Томск: Томск. гос. ун-т систем упр. и радиоэлектроники, 2011.-280с.

10. СПИСОК ДОПОЛНИТЕЛЬНОЙ ЛИТЕРАТУРЫ 10.1. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник/ Г.С. Найвельт, К.Б. Мазель, Ч.И. Хусаинов и др.: Под ред. Г.С. Найвельта. – М.: Радио и связь, 1986. – 576 с.; ил. 10.2. Чебовский О.Г., Моисеев Л.Г., Недошивин Р.П. Силовые полупроводниковые приборы: Справочник. – 2-е изд., перераб. и доп. – М.: Энергоатомиздат, 1985. – 400 с.; ил. 10.3. Сидоров И.Н., Мукосеев В.В., Христинин А.А. Малогабаритные трансформаторы и дроссели: Справочник. – М.: Радио и связь, 1985. – 416 с. 10.4. Справочник по электрическим конденсаторам/ М.Н. Дьяконов, В.И. Коробанов, В.И. Присняков и др.; Под общ ред. И.И. Четвертокова и В.Ф. Смирнова. – М.: Радио и связь, 1983. – 576 с. 10.5. Мощные полупроводниковые приборы. Диоды: Справочник/ Б.А. Бородин, В.М. Ломакин, В.В. Мокряков и др.; Под ред. А.В. Голомедова. – М.: Радио и связь, 1985. 10.6. Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, коммуникационные устройства РЭА: Справочник/ Н.Н. Акимов, Е.П. Ващуков, В.А. Прохоренко, Ю.П. Ходоренок. – Минск, Беларусь, 1994. – 591 с.; ил. 10.7. Электрические конденсаторы и конденсаторные установки: Справочник/ В.П. Берзан, Б.Ю. Геликман, М.Н. Гураевский и др.; Под ред. Г.С. Кучинского. – М.: Энергоатомиздат, 1987. –656 с.: илл. 10.8. Справочные данные по элементной базе преобразовательной техники. На компакт-диске с программным обеспечением в разделе ОПТ. 10.9. Иванов-Цыганов А.И. Электропреобразовательные устройства РЭС: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника». 4-е изд., перераб. и доп.-М.: Высш.шк., 1991.-272 с.:ил. 10.10. К.М. Акулич, С.С. Лехан, А.Г. Зубакин. Аварийный режим выпрямителя с емкостной нагрузкой. XIII Всероссийская конференция студентов, аспирантов и молодых ученых «Наука и образование», (20—24 апреля 2009г.): материалы конференции: в 6 т. –Том I: Естественные и точные науки; ГОУ ВПО «Томский государственный педагогический университет». –Томск: Издательство ТГПУ, 2009. -412 с. 10.11. Иноземцев В.А., Кондаков Н.Н., Овчаренко А.А. Уточненный расчет выпрямителя с емкостной нагрузкой. XVI Международная конференция студентов, аспирантов и молодых ученых «Наука иобразование», посвященная 110-летию ТГПУ(23—27 апреля 2012г.): материалы конференции: в 5т. –Том Ш: Естественные и точные науки; ФГБОУ ВПО «Томский государственный педагогический университет». –Томск: Издательство ТГПУ, 2012. -416 с. 48

Семенов В.Д. Преобразовательная техника: Руководство к организации самостоятельной работы. – Томск: Томский центр дистанционного образования, 2006. – 97 с. 10.13. Электрические конденсаторы и конденсаторные установки: Справочник/ В.П. Берзан, Б.Ю. Геликман, М.Н. Гураевский и др.; Под ред. Г.С. Кучинского. – М.: Энергоатомиздат, 1987. –656 с.: илл. 10.14. Полупроводниковые приборы: диоды, тиристоры, оптоэлектронные приборы: Справочник / А.В. Боноков, А.Б. Гитцевич, А.А. Зайцев и др.; Под общ. ред. Н.Н. Горюнова. – 3-е изд., перераб. – М.: Энергоатомиздат, 1987. – 744 с.: илл.

10.12.

10.15. Технические характеристики силовых низкочастотных диодов В50. http://www.eandc.ru/catalog/detail.php?ID=4717 10.16. Зубакин А.Г. Расчет управляемого выпрямителя в режиме стабилизации выходного напряжения.: Руководство к организации самостоятельной работы.– Томск: Томск. гос. ун-т систем упр. и радиоэлектроники, 2010.-24с.

49

ПРИЛОЖЕНИЕ 1. Таблица 1. Расчетные соотношения для многофазного идеального выпрямителя при активной нагрузке. Нулевые схемы выпрямления Мостовые Гр Лариеца онова m2 1 2 3 4 6 1 3 U2/Ud 2,22 1,11 0,86 0,79 0,74 1,11 0,43 I2/Id 1,57 0,79 0,59 0,50 0,41 1,11 0,83 I2ср/Id 1,00 0,50 0,33 0,25 0,17 0,50 0,33 I2/I2ср 1,57 1,57 1,76 2,01 2,45 0,00 0,00 I1*n/Id 1,21 1,11 0,48 0,71 0,58 1,11 0,83 Р2/Pd 3,49 1,74 1,51 1,58 1,82 1,23 1,06 Р1/Pd 2,69 1,23 1,24 1,23 1,28 1,23 1,06 Рг/Pd 3,09 1,49 1,37 1,41 1,55 1,23 1,06 Umобр/Ud 3,14 3,14 2,09 2,22 2,09 1,57 1,05 Iv/I2 1,11 1,11 0,77 0,64 0,51 0,79 0,54 Iv/Id 1,74 0,87 0,45 0,32 0,21 0,87 0,45 Imv/Id 3,14 1,57 1,21 1,11 1,05 1,57 1,21 Ivср/Id 1,00 0,50 0,33 0,25 0,17 0,50 0,33 mп 1,00 2,00 3,00 4,00 6,00 2,00 6,00 Кп 1,57 0,67 0,25 0,13 0,06 0,67 0,06 Таблица 2. Расчетные соотношения для многофазного идеального выпрямителя при активно -индуктивной нагрузке. m2 1 U2/Ud I2/Id I2ср/Id I2/I2ср I1*n/Id Р2/Pd Р1/Pd Рг/Pd Umобр/Ud Iv/I2 Iv/Id Imv/Id Ivср/Id mп Кп

Нулевые схемы выпрямления 2 3 4 2,22 1,11 0,86 1,57 0,71 0,58 1,00 0,50 0,33 1,57 1,41 1,73 1,21 1,00 0,47 3,49 1,57 1,48 2,69 1,11 1,21 3,09 1,34 1,35 3,14 3,14 2,09 1,11 1,11 0,77 1,74 0,79 0,44 1 1 1 1,00 0,50 0,33 1,00 2,00 3,00

0,79 0,50 0,25 2,00 0,71 1,57 1,11 1,34 2,22 0,64 0,32 1 0,25 4,00

0,74 0,41 0,17 2,45 0,58 1,81 1,28 1,55 2,09 0,51 0,21 1 0,17 6,00

Мостовые Греца Ларионова 1,11 0,43 1,00 0,82 0,50 0,33 0,00 0,00 1,00 0,82 1,11 1,05 1,11 1,05 1,11 1,05 1,57 1,05 0,79 0,54 0,79 0,44 1 1 0,50 0,33 2,00 6,00

1,57

0,13

0,06

0,67

0,67

0,25

6

0,06

50

Расчет многофазного выпрямителя по схеме с нулем вторичной обмотки при емкостной нагрузке

51

Построение нагрузочной характеристики

θ Cos θ (Sinθ –θ cosθ)/π

0 1 0

π/18 0,984 0,00056

π/6 0,866 0,0148

π/4 0,707 0,0483

π/3 0,5 0,128

π/2 0 0,318

52

ПРИЛОЖЕНИЕ 2.

53

54

Методические указания к решению задачи 1 — FINDOUT.SU

Задача относится к расчету выпрямителей переменного тока, собранных на полупроводниковых диодах. При решении задачи следует помнить, что основными параметрами полупроводниковых диодов являются допустимый ток I _доп , на который рассчитан данный диод, и обратное напряжение U _обр, которое выдерживает диод без пробоя в непроводящий полупериод.

Обычно при составлении реальной схемы выпрямителя задаются значения мощности потребителя P_d (Вт), получающего питание от данного выпрямителя, и выпрямленное напряжение U_d (В), при котором работает потребитель постоянного тока.

Сравнивая ток потребителя с допустимым током диода I _доп, выбирают диоды для схем выпрямителя.

Напряжение, действующее на диод в непроводящий полупериод U_b, также зависит от схемы выпрямления.

Таким образом, условия выбора диодов для конкретных схем выпрямления имеют вид:

1. Для однофазной однополупериодной схемы

2. Для двухфазной двухполупериодной схемы трансформатора

3. Для однофазной мостовой схемы

4. Для трехфазной однотактной схемы

5. Для трехфазной мостовой схемы

Пример 1. Для питания постоянным током потребителя мощностью P_d = 250 Вт при напряжении U_d = 100 В необходимо собрать схему двухфазного двухполупериодного выпрямителя, использовав стандартные диода типа Д243Б.

Решение

1. Выписываем из 3 таблицы параметры диода Д243Б:

2. Определяем ток потребителя:

Таблица 3. Технические данные полупроводниковых диодов

3. Определяем напряжение, действующее на диод в непроводящий полупериод:

4. Проверяем диод по параметрам I _доп и U _обр. Для данной схемы диод должен удовлетворять условиям

В данном случае первое условие не выполняется, т.к. 200 < 314 U _обр < U _в. Второе условие выполняется, т.к. 0,5Id = 0,5 * 2,5 = 1,25A. 1,25A < 2A

5. Составляем схему выпрямителя чтобы выполнялось условие U _обр < U _в , необходимо два диода соединить последовательно, тогда U _обр = 200•2 = 400 В. 400 > 314 В.

Полная схема выпрямителя представлена на рас. 8.

Пример 2. Составить схему однофазного мостового выпрямителя, использовав один из трех диодов Д222, КД202Н, Д215Б. Мощность потребителя P_d = 300 Вт, напряжение потребителя U_d= 200 В.

Решение

1. Выписываем из 3 таблицы параметры указанных диодов:

2. Определяем ток потребителя:

3. Определяем напряжение, действующее на диод в непроводящий полупериод для мостовой схемы выпрямителя:

4. Выбираем диод из условий

Этим условиям удовлетворяет диод КД202Н:

Диод Д222 подходит по напряжению (600 В > 314 В), но не подходит по току (0,4 А< 0,75 А).

Диод Д215Б подходит по току (2 А > 0,75 А), но не подходит по напряжению (200 В < 314 В).

5. Составляем схему мостового выпрямителя (рис.9). В этой схеме каждый из диодов имеет параметры диодов КД202Н:

Пример 3. Для питания постоянным током потребителя мощностью P_d = 40 Вт при напряжении U_d = 80 В собрать схему трехфазного однотактного выпрямителя на диодах Д207.

Решение

1. Выписываем из табл. 3 параметры диода Д207:

2. Определяем ток потребителя:

3. Определяем напряжение, действующее на диод в непроводящую часть периода:

Проверяем диод по параметрам I _доп и U _обр. Для данной схемы диоды должны удовлетворять условиям:

В данном случае условие по допустимому току не выполняется, т.к. 0,1<0,5/3; 0,1< 0,16, чтобы выполнить это условие следует в каждую фазу включить 2 диода параллельно, тогда 2 • 0,1>0,16;

условие по обратному напряжению выполняется. Схема трехфазного выпрямителя на диодах Д207 представлена на рис. 10

Пример 4. Начертить схему трехфазного мостового выпрямителя для питания постоянным током потребителя мощностью Р _d = 40 Вт при напряжении U_d = 14 В, выбран стандартные диоды из таблицы №3 Методуказаний. Пояснить принцип действия выпрямителя, используя временные графики напряжений.

Решение

1. Определяем ток потребителя:

2. Определяем напряжение, действующее на диод в непроводящую часть периода:

3. Для трехфазной мостовой схемы диоды должны удовлетворять по параметрам условию по допустимому прямому току I _доп и обратному напряжению U _обр.:

Из табл.3 выбираем диод Д224Б, удовлетворяющий этим условиям. Его параметры: I _доп. = 2 А, U _обр. = 50 В.

 2 А > 0,97 А; 50 В > 15 В.

Схема трехфазного мостового выпрямителя приведена на рис.11.

В этой схеме три диода VD 2, VD 4, VD 6 объединены в катодную группу, а три диода VD 1, VD 3, VD 5 – в анодную группу. При работе схемы ток всегда проводят два диода: один в катодной группе, а другой в анодной. В любой момент времени в катодной группе открыт тот диод, потенциал анода которого выше потенциалов анодов других диодов в группе, а в анодной группе открыт диод, потенциал катода которого ниже потенциалов катодов других диодов группы.

На рис. 11-а построены кривые фазных напряжений. Как видно из этого рисунка, диоды схемы проводят ток в течении 1/З периода. Например: в моменты времени t=t₁/t₂ ток проходит по цепи ma – VD 2 – R_H – VD З – mb. В результате потенциал общих катодов схемы (положительного полюса выпрямителя) изменяется по верхней огибающей кривых фазных напряжений, а потенциал общих анодов (отрицательного полюса выпрямителя) – по нижней огибающей.

На рис. 11-в построена кривая выпрямленного напряжения U_d. Кратность пульсаций выпрямленного напряжения по отношению к частоте сети равна шести.

Схема усилителя низкой частоты

со схемой

Простой полуволновой выпрямитель – это не что иное, как диод с одним pn переходом, подключенный последовательно к нагрузочному резистору. Как вы знаете, диод относится к электрическому току, как односторонний клапан – к воде, он позволяет электрическому току течь только в одном направлении. Это свойство диода очень полезно при создании простых выпрямителей, которые используются для преобразования переменного тока в постоянный.

Если вы посмотрите на диаграмму выше, мы подаем переменный ток в качестве входа.Входное напряжение подается на понижающий трансформатор, а результирующее уменьшенное выходное напряжение трансформатора передается на диод «D» и нагрузочный резистор RL. Выходное напряжение измеряется на нагрузочном резисторе RL.

В рамках серии «Учебное пособие по базовой электронике» мы увидели, что выпрямление является наиболее важным применением диода с PN переходом. Процесс выпрямления – это преобразование переменного тока (AC) в постоянный (DC).

Работа полуволнового выпрямителя

Проще говоря, полуволновой выпрямитель удаляет отрицательный полупериод переменного тока на входе и позволяет проходить только положительным циклам, создавая поток постоянного тока.