Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Режимы работы транзистора: схемы, стабилизация, формулы, классы

Перед тем как подавать на вход усилителя на транзисторе сигнал, подлежащий усилению, необходимо обеспечить начальный режим работы (статический режим, режим по постоянному току, режим покоя). Начальный режим работы характеризуется постоянными токами электродов транзистора и напряжениями между этими электродами. Используют термин «начальный режим работы транзистора» и фактически равноценный ему термин «начальный режим работы усилителя».

Для определенности обратимся к схеме с общим эмиттером и соответствующим выходным характеристикам транзистора. Тогда начальный режим работы характеризуется положением так называемой начальной рабочей точки (НРТ) с координатами (Uкэн, Iкн), где Uкэн и Iкн — начальное напряжение между коллектором и эмиттером и начальный ток коллектора. Для стабильной работы усилителя стремятся не допускать изменения положения начальной рабочей точки.

Для характеристики проблемы обеспечения начального режима традиционно и вполне оправданно рассматривают следующие три схемы:

  • с фиксированным током базы;
  • с коллекторной стабилизацией;
  • с эмиттерной стабилизацией.

Орлов Анатолий Владимирович

Начальник службы РЗиА Новгородских электрических сетей

Задать вопрос

На практике первую из этих схем почти никогда не используют. Из остальных двух схем предпочтение часто отдают схеме с эмиттерной стабилизацией. Рассмотрим каждую из этих схем.

Схема с фиксированным током базы

(рис. 2.14). На подобных схемах источник напряжения Ек обычно не изображают.

В соответствии со вторым законом Кирхгофа iк· Rк + uкэ− Ек = 0
Отсюда находим ток коллектора iк: iк= − ( 1 / Rк ) · uкэ+ ( 1 / Rк ) · Ек что соответствует линейной зависимости вида у = а · х + b. Это уравнение описывает так называемую линию нагрузки (как и для схемы с диодом).

Изобразим выходные характеристики транзистора и линию нагрузки (рис. 2.15).

В соответствии со вторым законом Кирхгофа iб · Rб + uбэ − Ек = 0

Отсюда находим ток базы iб:
iб = − u

бэ / Rб + Ек / Rб

Будем пренебрегать напряжением uбэ так как обычно uбэ << Ек. Тогда iб = Ек / Rб

Таким образом, в рассматриваемой схеме ток iб задается величинами Ек и Rб (ток «фиксирован»). При этом iк= βст · iб + Íко

Пусть iб = iб2. Тогда HPT займет то положение, которое указано на рис. 2.15. Легко заметить, что самое нижнее возможное положение начальной рабочей точки соответствует точке Y (режим отсечки, iб = 0), а самое верхнее положение — точке Z (режим насыщения, iб > iб4).

Схему с фиксированным током базы используют редко по следующим причинам:

  • при воздействии дестабилизирующих факторов (например, температуры) изменяются величины βст и Íко, что изменяет ток Iкн и положение начальной рабочей точки.
  • для каждого значения βст необходимо подбирать соответствующее значение Rб, что нежелательно при использовании как дискретных приборов (т. е. приборов, изготовленных не по интегральной технологии), так и интегральных схем.

Схема с коллекторной стабилизацией

(рис. 2.16).

Васильев Дмитрий Петрович

Профессор электротехники СПбГПУ

Задать вопрос

Эта схема обеспечивает лучшую стабильность начального режима. В схеме имеет место отрицательная обратная связь по напряжению (выход схемы — коллектор транзистора соединен со входом схемы — базой транзистора с помощью сопротивления Rб.). Рассмотрим ее проявление на следующем примере.

Пусть по каким-либо причинам (например, из-за повышения температуры) ток iк начал увеличиваться. Это приведет к увеличению напряжения u, уменьшению напряжения uкэ и уменьшению тока iб ( iб = uкэ/ Rб), что будет препятствовать значительному увеличению тока iк, т. е. будет осуществляться стабилизация тока коллектора.

Схема с эмиттерной стабилизацией


В зарубежной литературе такую схему называют схемой с Н-смещением (конфигурация схемы соответствует букве Н). Основная идея, реализованная в схеме, состоит в том, чтобы зафиксировать ток i

э и через это ток iк ( iк = iэ ). С указанной целью в цепь эмиттера включают резистор Rэ и создают на нем практически постоянное напряжение u. При этом оказывается, что iэ= uRэ/ Rэ= const. Для создания требуемого напряжения uиспользуют делитель напряжения на резисторах R1 и R2. Сопротивления R1и R2 выбирают настолько малыми, что величина тока iб практически не влияет на величину напряжения uR2. При этом uR2= Eк · [ R2/ ( R1+ R2)] В соответствии со вторым законом Кирхгофа uRэ= uR2– uб

При воздействии дестабилизирующих факторов величина uбэ изменяется мало, поэтому мало изменяется и величина uRэ. На практике обычно напряжение uRэ составляет небольшую долю напряжения Ек.

Различают следующие режимы работы транзистора (классы работы): А, АВ, В, С и D.

Рассматриваемые RС-усилители обычно работают в режиме А.

  1. В режиме «А» ток коллектора всегда больше нуля (iк > 0). При этом он увеличивается или уменьшается в зависимости от входного сигнала.
  2. В режиме «В» Iкн = 0, поэтому ток коллектора может только увеличиваться. При синусоидальном входном сигнале в цепи коллектора протекают положительные полуволны тока.
  3. Режим «АВ» является промежуточным между режимами А и В.
  4. В режиме «С» на вход транзистора подается начальное запирающее напряжение, поэтому в цепи коллектора в каждый период входного сигнала ток протекает в течение времени меньшего, чем половина периода.
  5. Режимом «D» называют ключевой режим работы (транзистор находится или в режиме насыщения, или в режиме отсечки).

Стабилизация - режим - работа - транзистор

Стабилизация - режим - работа - транзистор

Cтраница 2

Обязательным условием обеспечения постоянства коэффициента усиления каскада в широком диапазоне температур является стабилизация режима работы транзистора. Однако выполнения только этого условия не достаточно вследствие сильной непосредственной зависимости параметров транзистора от температуры. Для примера сначала оценим изменение коэффициента усиления при изменении тока (3.47), а затем только при изменении параметров транзистора.  [16]

Рефлексные приемники наладить труднее, чем обычные, нерефлексные, в том случае, если не приняты специальные меры по стабилизации режима работы транзисторов. Дело в том, что транзисторы даже одного и того же типа могут отличаться друг от друга своими параметрами. Кроме того, параметры транзисторов могут сильно изменяться при колебаниях температуры окружающей среды. Применение стабилизирующих элементов несколько увеличивает количество деталей, ко зато делает приемник малочувствительным к смене транзисторов и колебаниям температуры.  [17]

Например, если / Кмакс1 а, а [ / доп1 в, то, используя ф-лу (5.50) и полагая q / kT40 1 / в, найдем, что стабилизация эффективна, если / кн - 0 125 а. При уменьшении / кн стабилизация режима работы транзистора в схеме рис. 5.7 может оказаться недостаточной. Это объясняется тем, что резистор Кэ, сопротивление которого определяет глубину отрицательной обратной связи, включен в выходную цепь каскада. Его сопротивление нельзя сильно увеличить без значительного снижения выходной мощности усилителя.  [18]

На рис. 2.9 приведена схема стабилизации режима работы транзистора с отрицательной обратной связью по постоянному току, которая широко используется на практике.  [19]

Постоянное напряжение на базе регулируемых транзисторов ( в отсутствие сигнала с большим уровнем на входе радиоприемника) устанавливается соотношением сопротивлений в базовых делителях. Это соотношение выбрано не только для стабилизации режима работы регулируемых транзисторов, но и для обеспечения достаточной эффективности АРУ.  [20]

При такой связи ослабляется влияние входа и выхода транзисторов на колебательный контур. Используется стабилизация режима работы транзисторов методом эмиттерной стабилизации, подробно расмотренным в § 3.2. Плавная настройка колебательного контура осуществляется конденсатором переменной емкости С.  [21]

Транзисторные усилители уступают ламповым в отношении стабильности работы. Это объясняется сложностью технологического процесса изготовления транзисторов, в связи с чем имеет место разброс параметров среди транзисторов даже одного и того же типа, а также сильной зависимостью параметров транзисторов от температуры. Поэтому в усилительных схемах необходимо принимать меры для стабилизации режима работы транзисторов.  [22]

Ухудшением эффективности действия схемы стабилизации режима работы, что обусловлено уменьшением стабильности потенциала базы транзистора. В результате того, что при малых коллекторных токах уменьшается входная проводимость транзистора, для устранения влияния цепи смещения на показатели усилителя приходится увеличивать ее приведенное сопротивление и базовый делитель становится высокоомным. При этом фиксация потенциала базы ухудшается и эффективность стабилизации режима работы транзистора падает.  [23]

Достоинство потому, что он содержит относительно небольшое количество недорогих и распространенных деталей, мало катушек. Недостаток в том, что он имеет один обзорный диапазон, не очень высокую чувствительность и избирательность. Кроме того,

стабилизация режимов работы транзисторов по схеме трех резисторов хотя и устраняет влияние разброса параметров и изменения температуры на работу приемника, но не позволяет сохранить работоспособность приемника при снижении питания ниже 5 - 6 в. От всех указанных недостатков в значительной степени свободен более сложный переносный супергетеродин, описание которого приводится в следующей главе.  [24]

Чтобы расширить амплитудную характеристику усилителя на транзисторах, и в первую очередь его предоко-нечных каскадов, нужно повысить напряжение источника питания. За счет подзарядки емкости С6 напряжение в этой точке относительно заземленного провода при номинальной мощности превышает напряжение источника питания. Одновременно благодаря соединению резистора Я6 с сопротивлением нагрузки в цепь базы транзистора Т2 вводится отрицательная обратная связь, что снижает нелинейные искажения. Стабилизация режима работы транзисторов оконечного каскада

по постоянному току ( вместе с транзисторами предокОНечного каскада) осуществляется с помощью делителя напряжения Ri iRn, где диод Д также улучшает температурную стабилизацию тока покоя транзисторов оконечного каскада.  [25]

Схема переключателя одного канала показана на рис. П-29, б, Переключатель состоит из клапана и транзисторного ключа. Ключ выполнен на транзисторах Т z и Т3 типа П106, включенных по схеме-с общим коллектором. Клапан состоит из модулятора, усилителя и диодного детектора. Модулированное напряжение несущей частоты усиливается транзистором 7 и с выхода обмотки Wz трансформатора Тр поступает через детектор ( Дг, Се) на вход ключа. Для стабилизации режима работы транзистора Т в его эмиттерной цепи включено сопротивление - R3 создающее отрицательную обратную связь. Клапаны управляются дешифраторами Дш и Дш2, выполненными в виде диодных матриц.  [26]

В транзисторной усилительной технике широко используются схемы с непосредственной связью между каскадами. Отличительной особенностью их является сравнительная простота и небольшое количество деталей, используемых для стабилизации рабочей точки. Кроме того, в усилителях с непосредственной связью можно значительно улучшить частотные характеристики в области низких частот. Однако отсутствие в схеме разделительных конденсаторов создает опасность воздействия изменения коллекторного тока транзистора первого каскада на все последующие. Поэтому в усилителях предъявляются особые требования к

стабилизации режима работы транзисторов.  [27]

Страницы:      1    2

Способы стабилизации рабочей точки транзисторного каскада

Стабильность рабочей точки является одним из основных условий получения стабильных характеристик усилительного каскада . Поэтому при проектировании усилителя используют различные схемные решения, позволяющие снизить зависимость усилителя от колебаний обратного тока коллекторного перехода транзистора. Наиболее широко используется схема рис. 1.17.

С точки зрения стабильности рабочей точки желательно, чтобы изменение тока IБП (рис. 1.15 ) слабо отражалось на напряжении UБП. С этой целью в цепи базы устанавливается специальный делитель R1 - R2 , через который протекает ток делителя IД , величина которого выбирается из условия IД > IБП. Чтобы исключить шунтирующее действие делителя на работу усилителя обычно выбирают IД (2 - 5) IБП. Резисторы делителя рассчитываются как:



Рисунок 1.17 – Каскад с делителем в цепи базы
Сопротивление в цепи эмиттера RЭ обеспечивает отрицательную обратную связь по постоянному току, оказывая стабилизирующее действие на работу каскада. Увеличение падения напряжения на эмиттерном сопротивлении UЭП = IЭП RЭ IКП RЭ приводит к увеличению напряжения обратной связи , а значит и к стабилизации каскада. Обычно оптимальным считается UЭП (0,1 - 0,3) ЕК, откуда:
Повысить стабильность рабочей точки можно получить за счет введения дополнительной цепи отрицательной обратной связи по напряжению, которая обеспечивается за счет связи коллектора с базой через резистор R1 ( рис. 1.18). Коэффициент нестабильности зависит от соотношения R1 + R2 / RК, причем S возрастает при увеличении этого соотношения. Оптимальным с точки зрения стабильности каскада можно считать его величину, равную единице. Однако при этом за счет низкоомного делителя снижается входное сопротивление усилителя.
Рисунок 1.18 – Каскад с дополнительной обратной связью

Рисунок 1.19 – Стабилизация каскада при помощи диода
Если в схеме рис. 1.19 падение напряжения на диоде UVD примерно равно падению напряжения на смещенном в прямом направлении эмиттерном переходе UБЭ, то за счет свойств р-n перехода диода при увеличении температуры потенциал базы будет снижаться 2 мВ/ оС. Ток эмиттера может быть найден как:
Если коэффициент усиления транзистора достаточно велик, то можно считать IК IЭ. Тогда с учетом UVD UБЭ
т.е. при изменении температуры ток коллектора практически остается неизменным.

Несколько лучшие результаты можно получить при использовании схемы рис.1.20, где в цепи делителя транзистора VT1 установлен транзистор VT2 в диодном включении.

Транзистор VT2 работает в линейном режиме и UКЭ2 = UБЭ2, в то же время базы обеих транзисторов находятся по одинаковым потенциалом, т.е. UБЭ1 = UБЭ2. Если транзисторы хорошо подобраны, то IБ1 = IБ2 = IБ и IK1 = IK2 = IБ. Ток делителя может быть найден как

ID = IK2 + IБ2 + IБ1 = IБ + 2IБ
откуда:

Рисунок 1.20 – Стабилизация каскада при помощи транзистора
С учетом IK = IБ :
Для транзисторов с достаточно большим коэффициентом усиления ( >> 2) можно считать IK ID, т.е. изменение коллекторного тока транзистора VT1 зависит только от изменения тока делителя и может считаться равным нулю.

Выбор способа стабилизации рабочей точки определяется конкретными требованиями, предъявляемыми к схеме усилителя.

6.5.2.   Стабилизация режима покоя каскада с ОЭ

Ранее было показано, что изменение температуры вызывает изменение параметров транзистора, в результате чего изменяются его характеристики. Таким образом, при изменении температуры изменяется положение рабочей точки покоя относительно ее первоначального положения, а следовательно, изменяется режим работы транзистора.

Большие изменения тока коллектора покоя могут привести к существенным нелинейным искажениям. Поэтому в практических схемах применяются меры для стабилизации режима покоя.

Наиболее широко применяются ООС по постоянному току или напряжению. Схема с ООС по напряжению или схема с коллекторной температурной стабилизацией (рис. 6.22) отличается от схемы с фиксированным током базы тем, что резистор Rб подключен к коллектору транзистора с напряжением Uкэ = Uкэп, а не к источнику питания. Поэтому сопротивление Rб определяется по формуле:

Rб.

Стабилизация режима покоя происходит следующим образом: при повышении температуры увеличиваются токи Iбп и Iкп, что приводит к изменению потенциала коллектора

Uкэп = Ек – (Iбп + Iкп) Rк,

а следовательно, и тока базы, и тока коллектора:

Iбп = ;                 Iкп = β Iбп.

Схема коллекторной температурной стабилизации проста, но имеет ограниченное применение из-за следующего недостатка. Наличие нежелательной ООС по переменному току через резистор Rб, уменьшает входное сопротивление и коэффициент усиления, поэтому эффективность стабилизации будет тем выше, чем больше сопротивление Rк, а это требует увеличения напряжения источника питания (Ек).

Более эффективной является схема усилительного каскада с ООС по постоянному току (схема с эмиттерной температурной стабилизацией), которая сохраняет работоспособность при колебаниях температуры на (70…100) С (рис. 6.23).

Стабилизация режима по току происходит следующим образом. При увеличении температуры, постоянная составляющая коллекторного тока возрастает. Так как Iэ = Iк / α, то увеличение тока Ikприведет к увеличению тока эмиттера (Iэ) и падения напряжения на резисторе (Rэ). В результате, напряжение Uбэ уменьшится, что приведет к уменьшению тока базы (Iб), а следовательно, и тока коллектора (Iк). Для устранения ООС по переменному току резистор Rэ шунтирует конденсатором Сэ, сопротивление которого на частоте сигнала должно быть много меньше сопротивления Rэ.

Сопротивление резисторов R1, R2 и Rэ обычно рассчитывают в следующей последовательности:

1) определяют сопротивление резистора

Rэ = (0,1…0,3);

2) затем, задаваясь значением тока делителя Iд = (2…5) Iбп, определяют сопротивления резисторов:

;            .

Уравнение нагрузочной прямой в этом случае имеет вид:

.

При жестких требованиях к температурной стабильности каскадов усиления применяют ООС как по напряжению, так и по току (комбинированную ОС).

6. Стабилизация режима работы транзистора в схеме усилительного каскада оэ.

Тр-ры, как и любые другие п/п приборы изменяют свои ВАХ с изменением температуры окр среды. При этом режим работы, установленный для одной температуры может быть нарушен для другой температуры. С ростом температуры увеличивается обратный ток коллекторного перехода. Сущ-ет 2 основных способа температурной стабилизации режима работы данного каскада: 1) способ эмиттерной температурной стабилизации.

Допустим, температура окр среды увеличилась. При этом ток коллектора увеличился на величинуIк благодаря увеличению теплового тока (обратный ток коллектора), т.к. ток базы Iб<<Iк; IкIэ; поэтому приращение тока коллектора вызовет такое же приращение тока эмиттера. Падение напряжения на Rэ увеличится, а величина Uбэ, т.к. URб2=Uбэ+URэ. Ток базы также уменьшится и ток коллектора тоже. Т.о. наличию сопротивление Rэ вызвало температурную компенсацию тока Iк. Меньше 100%, но весьма ощутимо. Наличие Rэ вносит отрицательную ОС по напряжению для режима переменного тока. Чтобы этого не произошло, резистор Rэ шунтируют конденсатором Сэ, емкость которого рассчитывают такой, чтобы сопротивление переменному току для низкой частоты рабочего диапазона частот была как минимум на прядок меньше сопротивления Rэ. Поэтому можно считать, что сопротивление RэСэ для переменного тока равно нулю. Сопротивление резисторов Rб1, Rб2(входной делитель кк правило выбирают таким, чтобы ток делителя был Iдел=(2…5)Iб – для обеспечения достаточной термостабильности). Величина сопротивления Rэ рассчитывается из условия: падение напряжения на нем принимают равным (0,1…0,15)*Uип. Т.о. для обеспечения одного и того же коэфф усиления по напряжению требуется повысить напряжение источника питания на 10-15 %. Для количественной оценки температурной нестабильности используют коэффициент температурной нестабильности, кот показывает, во сколько раз температура изменения тока в схеме каскада больше, чем в схеме с идеальной температурной стабилизацией. S= Iкп/I*кп, Iкп – приращение тока коллектора в реальной схеме, I*кп – для идеального каскада, когда Rэ, S= h21э /[1+h21э*(Rэ/Rэ+Rб)]. Если S и задана, то можно определить Rэ/Rб= (h21э-S) /[h21э*(S-1)+S]; h21э >>S; S=3…5 для Ge; S=4…6 для Si; Rэ/Rб  1/(S-1).2) способ коллекторной температурной компенсации. Способ менее эффективен, но в сравнение с предыдущим он не требует повышенного напряжения Uип.

С помощью резисторов Rб1, Rб2 обеспечивается определенная обратная связь по постоянному току, пользуя частично компенсирует температура изменения тока коллектора. Для ослабления отрицательной обратной связи по переменному току, кот вызовет уменьшение по напряжению, используя Т-образный фильтр. Cф=(10…20)/(2fнRб). В базовых цепях усиления может быть использован нелинейные п/п элементы (диоды, стабилитроны), для компенсации температурных измерений тока базы.

Методы задания начального режима работы транзистора

При построении усилительных устройств наибольшее распространение получили каскады на биполярных и полевых транзисторах, использующие соответственно схемы включения транзистора с общим эмиттером и общим истоком. Схемы с общим коллектором и общим стоком используются в основном для усиления сигнала по току.         Перед тем, как подавать сигнал на вход транзисторного усилителя, необходимо обеспечить начальный режим работы (режим покоя). В схеме на рис. 7.3 этот режим задается с помощью дополнительного источника напряжения Е1. В реальных схемах для обеспечения начального режима используют резистивные делители.         Начальный режим работы характеризуется постоянными значениями токов и напряжений в транзисторе. Для схемы с общим эмиттером начальный режим работы характеризуется положением точки покоя – напряжениями база – эмиттер и коллектор – эмиттер, токами базы и эмиттера. Для стабильной работы усилителя стремятся не допускать изменения положения точки покоя. 

Рис.10.10. Частотная характеристика усилителя на основе ОУ К140УД7 при введении ООС

          Для задания точки покоя используют три схемы: с фиксированным током базы, с коллекторной и эмиттерной стабилизацией.

         Схема с фиксированным током базы представлена на рис.11.1. Начальный ток базы задается с помощью резистора RБ.

         В соответствии со вторым законом Кирхгофа IКRК + UКЭ – ЕПИТ = 0.                 Отсюда находим ток коллектора:  К = ЕПИТ/RК – UКЭ/RК,     что соответствует линейной зависимости вида у = ах + b.

Рис.11.1. Схема с фиксированным током базы 

         Это уравнение описывает так называемую линию нагрузки. Изобразим выходные характеристик транзистора и линию нагрузки (рис.11.2).         В соответствии со вторым законом Кирхгофа, IБRБ + UБЭ – ЕПИТ = 0.            Отсюда находим ток базы IБ: тIБ = ЕПИТ/RБ – UБЭ/RБ.            Так как обычно ЕПИТ>>UБЭ, опустим UБЭ, тогда IБ ≈ ЕПИТ/RБ.

Рис.11.2. Линия нагрузки транзистора 

          Таким образом, в рассматриваемой схеме ток IБ задается величинами ЕПИТ и RБ (ток фиксирован). При этом IК ≈ βIБ.         При заданном токе покоя IБ3 точка покоя ТП займет то положение, которое указано на рис.11.2. Следует отметь, что самое нижнее возможное положение ТП соответствует точке В (режим отсечки, IБ ≈ 0), а самое верхнее положение – точке А (режим насыщения, IБ≥IБ5).         Схему с фиксированным током базы используют достаточно редко, так как при изменении β (при смене транзистора или изменении температуры) будет изменяться ток коллектора и положение рабочей точки.         Схема с коллекторной стабилизацией (рис.11.3) обеспечивает лучшую стабильность начального режима.  Рис.11.3. Схема с коллекторной стабилизацией        

   В схеме имеет место отрицательная обратная связь по напряжению (выход схемы – коллектор транзистора соединен со входом схемы – базой транзистора с помощью сопротивления RБ). Рассмотрим ее проявление на следующем примере. Пусть по каким либо причинам (например, при изменении температуры) ток IК начал увеличиваться. Это приведет к увеличению падения напряжения на коллекторном сопротивлении URк и куменьшению напряжения UКЭи уменьшению тока IБ (IБ ≈ UКЭ/RБ), что вызовет подзапирание транзистора и будет препятствовать значительному увеличению тока IК, т.е. будет осуществляться стабилизация тока коллектора.         Схема с эмиттерной стабилизацией представлена на рис. 11.4.

Рис.11.4. Схема с эмиттерной стабилизацией 

         Основная идея, реализованная в схеме, состоит в том, чтобы зафиксировать ток IЭ и, соответственно, ток коллектора (IK≈IЭ). Для этого в цепь эмиттера включают резистор RЭ и создают на нем практически постоянное напряжение URэ. При этом оказывается, что IЭ = URэ / RЭ = const.     

         Для создания требуемого напряжения используют делитель напряжения на резисторах R1 и R2. Сопротивления R1 и R2выбирают таким образом, чтобы величина тока IБ практически не влияла на величину напряжения UR2. При этом UR2 = ЕКR2 / (R1 + R2).         В соответствии со вторым законом Кирхгофа  URЭ = UR2 – UБЭ.           При воздействии дестабилизирующих факторов величина UБЭ изменяется мало, поэтому мало изменяется и величина URЭ. На практике обычно напряжение URЭ составляет небольшую долю напряжения ЕПИТ.

В этой схеме реализована обратная связь по току, подробнее она будет рассмотрена позже.

 

Как работает усилительный каскад на транзисторе, начинающим

Что такое транзисторный усилительный каскад и как он работает, примеры схем усилительных каскадов на транзисторе. В любой аналоговой электронной технике применяются усилительные каскады на транзисторах, как самостоятельные, так и в составе микросхем. И так, из школьного курса физики, мы знаем что биполярные транзисторы бывают структур P-N-P и N-P-N.

Вдаваться в подробности строения кристалла мы здесь не будем. Лучше разберемся что это нам дает. Так вот, питание биполярного транзистора P-N-P подается плюсом на его эмиттер, а минусом на его коллектор. И некоторое отрицательное, относительно эмиттера, напряжение смещения подается на его базу.

А вот питание биполярного транзистора N-P-N, совсем наоборот, - подается минусом на его эмиттер, а плюсом на его коллектор, и некоторое положительные, относительно эмиттера, напряжение смещение на его базу. Здесь будем рассматривать усилительные каскады на транзисторах структуры N-P-N.

Потому что такие каскады сейчас наиболее распространены, - почти вся современная аппаратура имеет общий минус, а питается положительным напряжением относительно общего минуса. Все что здесь будет сказано в отношении транзистора N-P-N применимо и к транзистору P-N-P, только все напряжения будут в обратной полярности.

Простейшие схемы усилительных каскадов на транзисторах

На рисунках 1 и 2 показаны простейшие схемы резистивных усилительных каскадов на транзисторах, включенных по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Схема с общим эмиттером позволяет усиливать как ток, так и напряжение сигнала.

Рис. 1. Простейшая схема резистивного усилительного каскада на транзисторе с общим эмиттером (ОЭ).

Рис. 2. Еще одна схема резистивного усилительного каскада на транзисторе с общим эмиттером (ОЭ).

Есть два основных способа подачи напряжения смещения на базу транзистора в схеме с ОЭ. В схеме на рисунке 1 напряжение на базу подается через резистор R6, при этом само напряжение на базе зависит от делителя, состоящего из R6 и внутреннего сопротивления база-эмиттер транзистора.

В такой схеме для получения нужного напряжения смещения R6 имеет обычно большое сопротивление. Такой тип смещения называют смещением, фиксированным током базы.

На рисунке 2 напряжение базового смещения создается делителем из резисторов Rб1 и Rб2. В такой схеме сопротивление базовых резисторов может быть значительно меньше.

Это интересно тем, что изменение сопротивления эмиттер-база под действием изменения температуры в меньшей степени влияет на напряжение на базе транзистора. Такой каскад более термостабилен.

Кроме того меньше влияния на рабочую точку транзистора изменений в кристалле транзистора от старения, или при замене неисправного транзистора другим. Такой тип смещения называется фиксированным напряжением база-эмиттер.

Недостаток схемы на рис.2 в том, что входное сопротивление такого каскада значительно ниже, чем в схеме по рис.1. Но это важно, только если нужно большое входное сопротивление.

Разные экземпляры даже однотипных транзисторов могут существенно отличаться своими статическими параметрами, кроме того, есть и зависимость от температуры, поэтому желательно чтобы в усилительном каскаде была стабилизация режима работы транзистора.

Проще всего это сделать введением в каскад отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному току, так, чтобы изменения входного тока или напряжения, к которым приводит работа ООС, противодействовали влиянию дестабилизирующих факторов.

Коллекторная стабилизация режима работы транзистора

На рисунке 3 показана схема коллекторной стабилизации режима работы транзистора. Обратите внимание, - каскад очень похож на схему на рис.1, но базовый резистор R6 подключен не к плюсу источника питания (+Uп), а к коллектору транзистора. Теперь получается, что напряжение смещения на базе транзистора зависит от напряжения на его коллекторе.

Которое, в свою очередь, зависит от напряжения на базе. И если по какой-то причине напряжение на коллекторе изменится, то и напряжение на базе изменится таким образом, что необходимая рабочая точка каскада будет восстановлена.

Рис. 3. Схема коллекторной стабилизации режима работы транзистора.

Эмиттерная стабилизация режима работы транзистора

Более высокой стабильности можно достигнуть применив эмиттерную стабилизацию режима работы транзистора (рис.4). Здесь стабильность повышается при увеличении сопротивления Rэ и уменьшении сопротивлений Rб1 и Rб2.

Однако и слишком большим сопротивление Rэ выбирать не следует, потому что при этом напряжение коллектор-эмиттер может оказаться слишком малым.

Не стоит увлекаться и сильным уменьшением сопротивлений R61 и R62, потому что при очень малых их величинах не только увеличивается ток потребления, но и, что гораздо важнее, очень сильно снижается входное сопротивление.

Рис. 4. Эмиттерная стабилизация режима работы транзистора.

Чтобы снизить влияние ООС на переменный ток вводится конденсатор Сэ. Как известно, конденсатор имеет реактивное сопротивление, и постоянный ток через него не проходит, но проходит переменный. В результате переменный ток «обтекает» резистор Rэ через реактивное сопротивление Сэ.

И результирующее сопротивление в цепи эмиттера по переменному току оказывается значительно ниже, чем по постоянному. Поэтому ООС по переменному току значительно меньше, чем по постоянному.

Каскад с общим коллектором

Схема каскада с общим коллектором (рис.5.) обеспечивает усиление входного сигнала только по току.

Такие каскады называются эмиттерными повторителями, потому что по напряжению они не усиливают сигнал, а только повторяют его (было на входе 0,5V, и на выходе тоже будет 0,5V).

Но сила тока на выходе через нагрузку будет больше.

Они применяются тогда, когда нужно получить большое входное сопротивление. Отличие каскада с ОК (общим коллектором) от каскада ОЭ (общим эмиттером) в том, что в схеме с ОК выходной сигнал снимается с эмиттера. При этом сигнал не усиливается по напряжению и не инвертируется.

Рис. 5. Схема каскада с общим коллектором.

В схеме же с ОЭ сигнал инвертируется. Это демонстрируется на рисунках изображениями синусоид у входа и выхода каскадов. В схеме с ОЭ выходная синусоида противофазна входной. В схеме с ОК - они синфазны.

РК-02-18.

Смещение биполярного транзистора в конфигурации с общим эмиттером

Представление усилителя с общим эмиттером

В этой статье рассказывается, как добиться правильного смещения биполярных транзисторов. Мы возьмем в качестве примера усилитель с общим эмиттером (CEA) в качестве конфигурации для изучения. CEA - одна из трех простейших конфигураций биполярных транзисторов для реализации усилителя сигнала. Упрощенная электронная схема CEA с двумя независимыми источниками питания V supply1 и V supply2 приведена на следующем рисунке:

рис.1: электрическая схема CEA

Конфигурация CEA всегда представляет сопротивление, связанное с коллектором, откуда извлекаются выходной ток и напряжение.

Общие характеристики биполярных транзисторов

Биполярный транзистор имеет три электрода, представленных на рис. 1 буквами B, C и E , соответственно для базы , коллектора и эмиттера . База действует как кран: она контролирует поток электронов через ток I на выходе между коллекторным и эмиттерным электродами.

рис 2: Аналог водопроводной воды для биполярных транзисторов


Для биполярных транзисторов можно выделить три различных рабочих области:

  • Область отсечки: В этой области «кран» закрыт, поэтому токи эмиттера, коллектора и базы равны нулю I E = I C = I B = 0.Транзистор действует как закрытый переключатель.
  • Активная область: Это «нормальная» рабочая область, в которой «кран» не полностью закрыт и не открыт. В этой области транзистор ведет себя линейно, а выходной ток усиливается коэффициентом усиления базового тока β, который очень зависит от внешней температуры:

  • Область насыщения: «Кран» полностью открыт. Увеличение базового тока I B больше не влияет на выходной ток.Транзистор действует как разомкнутый переключатель.

Смещение конфигурации транзистора с общим эмиттером


Название « Common Emitter » происходит от того факта, что в этой конфигурации эмиттерный электрод связан с землей и, таким образом, вход V в , I в и выход V из , I из измеряются между эмиттером и синей точкой с упоминанием V из , представленного на Рис. 1 .Прежде всего, мы считаем, что на усилитель не поступает входной сигнал переменного тока, поэтому мы изучаем только поведение CEA в режиме постоянного тока.

Если рассматривать только базу / эмиттер и коллектор / эмиттер, мы можем четко установить следующие петли:

Рис. 3: Петли напряжения в конфигурации CEA

Из Рис. 3 и используя закон потенциала Кирхгофа, мы можем легко записать, что:

уравнение 1: Соотношение статической нагрузки

В усилителях CEA обычно используется только один источник питания, который подает напряжение как на базу, так и на коллектор, так что Equations 1 можно упростить с помощью только одного источника V .Это упрощает схему и снижает стоимость.

Этот процесс подачи постоянного напряжения на базу широко известен как смещение и очень важен для принудительной работы транзистора в его активной области.

Для усилителя с общим эмиттером существует множество различных методов смещения , но некоторые из них обладают плохой температурной стабильностью: рабочая точка и параметры транзисторов слишком сильно меняются в зависимости от температуры.

Первый метод, известный как метод базового резистора , в точности совпадает с представленным на рис. 1 , только тот же источник питания используется совместно, так что В источник1 = В источник2 = В источник питания .В архитектуре смещения базового резистора сопротивление базы R B очень велико и выбирается таким, как R B = V supply / I out . Этот метод очень прост в реализации, поскольку он включает в себя очень мало компонентов. Однако он используется редко, поскольку стабилизация температуры рабочей точки и параметры транзистора не могут контролироваться.

Очень небольшая модификация предыдущего метода приводит к большей стабильности и известна как метод от коллектора до базы.

рис 4: Метод смещения коллектора к основанию

Мы действительно можем понять без какой-либо формулы, что если I out увеличивается из-за колебаний температуры, напряжение на сопротивлении R C увеличивается, так что V out уменьшается. Следствием этого является то, что входной ток I в уменьшается, что «закрывает кран» и заставляет ток I out уменьшаться. Таким образом, любое изменение выходного тока контролируется отрицательной обратной связью на входе, которая уравновешивает колебания I out .

Самая популярная и лучшая архитектура смещения с точки зрения стабильности - это метод смещения делителя напряжения.

рис. 5: Метод смещения делителя напряжения

Чтобы понять, почему повышается стабильность, здесь требуется несколько строк базовой математики. Прежде всего, поскольку входной ток I в до усиления очень низкий, мы предполагаем, что I 1 = I 2 . Рассматривая цепь база-эмиттер напряжения, мы можем записать напряжение V 2 на сопротивлении R 2 , например: V 2 = R E .I E + V BE , с V BE напряжение между базой и эмиттером транзистора. При выделении I E и, поскольку I E ~ I из , мы можем написать:

уравнение 2: Выходной ток с методом смещения делителя напряжения

Из Уравнение 2 , мы видим, что I out не зависит от β и, следовательно, не зависит от параметров транзистора и температуры. Тогда выходной ток I out будет очень стабильным.

Выходные характеристики усилителя с общим эмиттером


При изучении конфигурации CEA нужно определить, как выход V out связан со входом V in. Один из методов состоит в нахождении математического выражения, связывающего эти два значения. Однако в более сложных конфигурациях этот метод может занять много времени и часто приводит к ошибкам. Другой метод заключается в нахождении рабочей точки усилителя с его выходными характеристиками и может быть измерен с помощью соответствующих приборов.Этот метод более нагляден и прост в реализации.

На следующем рисунке 6 представлены выходные характеристики (голубым цветом) V out , I out для различных входов I in , 1 in , 2 in , 3 а также линия нагрузки постоянного тока (выделена красным), определенная в Уравнение 1 . Для упрощения предполагается, что не используется какой-либо конкретный метод смещения, поэтому мы можем обратиться к конфигурации, представленной на рис. 1 с одним напряжением питания V supply .

Форма этой фигуры и следующие характеристики на фигурах 5 и 6 здесь не обсуждаются, их математическое выражение основано на электронных свойствах полупроводников.

Рис. 6: Выходные характеристики (синий) и линия нагрузки постоянного тока (красный) в соответствии с конфигурацией CEA на рисунке 1.

Линия нагрузки здесь определяется формулой V out = V supply -R C .I out и имеет упоминание «DC», потому что мы придерживаемся гипотезы, что на усилитель не подается входной сигнал переменного тока качания.Чтобы усилитель работал, выходное напряжение V на выходе должно соответствовать характеристикам транзистора и линии нагрузки. Это совпадение хорошо видно на рис. 4 , где линия нагрузки пересекает синие характеристики так называемых рабочих точек. Вход также должен соответствовать условию, аналогичному приведенному в примере , рис. 5, , где линия нагрузки постоянного тока задается как V в = V supply -R B .I в .

Рис. 7: Входная характеристика в конфигурации CEA

Характеристики входа, выхода и нагрузки постоянного тока, а также характеристика I out = f (I в ) могут быть представлены в едином графике, известном как характеристическое сетевое представление. Из входной рабочей точки (V in, o , I in, o ) мы можем легко определить выходную рабочую точку (V out, o , I out, o ), как показано на рис.6.

Рис. 8: Характеристическая сеть конфигурации CEA

Рабочая точка усилителя с общим эмиттером


Выбор подходящей архитектуры смещения с соответствующими значениями сопротивления чрезвычайно важен для реализации усиления без искажений, обычно называемого усилением точного усиления .В этом разделе мы графически покажем на всех кривых выходных характеристик, насколько важно выбрать подходящую рабочую точку и метод смещения.

Давайте рассмотрим усилитель CEA, который принимает входной переменный ток со значением постоянного тока 10 мкА, 20 мкА, 30 мкА ,… и размахом переменного тока 40 мкА . На следующих рисунках рабочая точка представлена ​​зеленой точкой, а текущие пиковые значения - фиолетовыми точками.

рис. 9: Соответствующая рабочая точка, приводящая к точному усилению

На рис. 7 , на рис. 7 , дано точное усиление.Действительно, показано, что выходной ток и напряжение сохраняют симметрию входного сигнала и усиливаются без искажений. Таким образом, рабочая точка адаптирована для входного тока со значением постоянного тока 30 мкА и размахом до 40 мкА (от 10 мкА до 50 мкА).

Однако, если архитектура смещения не выбрана должным образом, искажение сигнала может появиться, как показано на следующем Рис. 8 .

Рис. 10: Искажение выходного сигнала из-за несоответствующей линии нагрузки постоянного тока

В этом примере линия нагрузки постоянного тока пересекается в одной точке на входной кривой 50 мкА , в области насыщения транзистора.Поскольку в этой области линейность не соблюдается, это приводит к искажению выходных сигналов напряжения и тока. Мы действительно можем видеть, что выходные сигналы не распределены симметрично относительно среднего значения (средняя серая пунктирная линия).

Последний пример неправильного усиления происходит, когда рабочая точка находится в области насыщения транзистора. В этом случае выходные сигналы более или менее насыщены (фиолетовая область) в зависимости от того, как далеко рабочий процесс находится от активной области.То же явление появляется симметрично, когда рабочая точка находится рядом с точкой отсечки.

рис. 11: Насыщение выходных сигналов из-за выбора неправильной рабочей точки

В заключение мы рассмотрели в этом руководстве, как и почему нужно смещать усилитель с общим эмиттером. Архитектура делителя напряжения (, рис. 5, ) благодаря своей стабильности является наиболее популярным методом смещения. Анализируя характеристики конфигурации CEA и используя концепцию рабочей точки, мы увидели, как неправильное смещение может привести к насыщению или искажению выходного сигнала.

Усилитель класса A смещения

  • Изучив этот раздел, вы сможете описать:
  • Причины смещения постоянного тока в усилителях.
  • Преимущества и недостатки Смещение класса А.
  • Простой общий эмиттер с фиксированным смещением постоянного тока.
  • • Использование входных характеристик.
  • • Условия покоя.
  • • Предотвращение искажений с помощью правильного смещения.
  • • Выходные характеристики.
  • • Грузовая марка.
  • • Основные расчеты фиксированного смещения.
  • Стабилизация смещения.
  • • Смещение коллектора.
  • • Базовые сети смещения.
  • • Стабилизация излучателя.
  • • Использование эмиттерных байпасных конденсаторов.
  • Смещение полевого транзистора.

Общее соединение усилителя

Транзисторы в усилителях обычно используют один из трех основных режимов подключения. Транзистор имеет три соединения (коллектор, база и эмиттер), в то время как для входа и выхода схемы усилителя требуется по два соединения, всего четыре, поэтому одно из трех соединений транзистора должно быть общим для входа и выхода. Выбор коллектора, базы или эмиттера как общего для входа и выхода оказывает заметное влияние на работу транзисторного усилителя.В этом разделе описывается смещение транзистора в режиме общего эмиттера, наиболее часто используемом из трех режимов подключения усилителей напряжения.

Смещение класса A

Усилители

класса A смещены постоянным напряжением, приложенным к переходу база-эмиттер транзистора, так что их рабочая точка покоя (или отсутствия сигнала) находится на линейной части характеристик транзистора. Кроме того, форма сигнала, подаваемого на базу, не должна приводить транзистор к насыщению или отключению.Если бы это произошло, это привело бы к сглаживанию пиков формы волны, вызывая искажения. При смещении класса A напряжение коллектора поддерживается примерно на уровне половины напряжения питания, однако это означает, что транзистор постоянно пропускает ток коллектора, даже когда сигнал не подается, поэтому мощность тратится впустую, и хотя класс A обеспечивает очень низкий искажения, он также относительно неэффективен в использовании мощности.

Теоретический максимальный КПД усилителя класса A составляет 50%, но на практике этот показатель будет ближе к 25%.Основное применение смещения класса A - это маломощные усилители аудио и радиочастотного напряжения, где количество потерянной мощности менее значимо, чем основное преимущество усилителя - низкий уровень искажений. Однако класс A может также использоваться для усилителей мощности с низким уровнем искажений в аудиосистемах Hi-Fi с питанием от сети (от сети), где эффективность менее важна.

Фиксированное смещение общего эмиттера

Рис. 1.2.1 Простое смещение общего эмиттера.

Усилители необходимы в большинстве единиц электронного оборудования не только для воспроизведения звука и изображения, но также в системах управления и связи.Конструкция усилителей направлена ​​на создание схемы, которая имеет прогнозируемый коэффициент усиления в определенной полосе частот с минимальными искажениями. Усилитель также должен быть устойчивым и не подверженным колебаниям. Биполярные транзисторы PNP или NPN или полевые транзисторы могут использоваться в самых разных конструкциях в зависимости от их предполагаемого назначения.

Рассмотрим простой биполярный усилитель с общим эмиттером NPN, показанный на рис. 1.2.1, состоящий из транзистора и двух резисторов. Для правильной работы усилитель должен выдавать на своем выходе усиленную версию сигнала на входе без искажений.Для этого сначала должны быть правильными его условия покоя или отсутствия сигнала (DC). Его выход может быть неискаженным, только если его вход неискажен.

Использование входных характеристик.

Рис. 1.2.2 Входные характеристики.

На рис. 1.2.2 показана типичная кривая входных характеристик для транзистора усилителя небольшого сигнала, где изменения базового напряжения V b нанесены на график в зависимости от результирующих изменений базового тока I b .

Если изменения в сигнальном напряжении переменного тока (изменения в b В), приложенные к базе, должны произвести пропорциональные изменения в базовом переменном токе I b , тогда необходимо использовать некоторое значение постоянного тока B , чтобы положительное и отрицательные отклонения напряжения сигнала возникают только на линейной части входной кривой (форма сигнала b на рис.1.2.2). Это постоянное напряжение (0,7 В на рис. 1.2.2), приложенное к базе, называется напряжением смещения базы. Из рисунка 1.2.2 видно, что при недостаточном напряжении смещения только положительные выводы формы волны входного напряжения будут производить базовый ток, и, следовательно, в форме волны базового тока a будут возникать серьезные искажения.

Также можно увидеть, что для этого транзистора постоянное напряжение смещения базы (R B ) 0,7 В создает ток покоя (постоянный ток) в 40 мкА. Эти значения устанавливаются правильным выбором значения сопротивления для R B (рис.1.2.1).

Установка выходных условий покоя

Необходимо также учитывать условия покоя на выходе , так как базовый ток покоя I b будет производить ток покоя коллектора I c , который будет зависеть от значения I b и коэффициента усиления по току h fe транзистора. Кроме того, поскольку I c протекает через нагрузочный резистор (R L ), он создает разность потенциалов на R L , которая при вычитании из напряжения питания (V cc ) дает значение коллектора транзистора / напряжение эмиттера ( В, В).

Рис. 1.2.3 Неправильные условия смещения.

На рис. 1.2.3 показаны два экстремальных условия для значений I c и V ce . В первом случае (рис. 1.2.3a) видно, что если ток коллектора I C равен нулю, из-за того, что базовое напряжение достаточно низкое, чтобы отсечь базовый ток, на R L возникает напряжение. будет равно нулю, и все V cc будет развиваться через транзистор, поэтому V ce повысится до напряжения питания V cc .

Если сигнал подается в этих условиях (рис. 1.2.3a), положительные полупериоды выходного сигнала (который находится в противофазе к форме волны напряжения на базе) не могут заставить V ce подняться больше, чем V cc , поэтому положительные полупериоды напряжения коллектора не будут воспроизводиться, вызывая серьезные искажения.

В качестве альтернативы, если I c очень высокое (рис. 1.2.3b) из-за чрезмерного смещения базы, транзистор будет в состоянии насыщения, и V ce упадет почти до нуля.Поскольку напряжение коллектора не может упасть ниже 0 В, отрицательные полупериоды выходного сигнала будут потеряны. Отсюда следует, что для воспроизведения полной формы волны на коллекторе идеальное значение покоя для V ce будет примерно посередине между V cc и нулевым вольт. Это позволит воспроизводить максимальные амплитуды как положительных, так и отрицательных полупериодов выходной волны без искажений.

Использование выходных характеристик

Рис.1.2.4 Выходные характеристики и нагрузка.

В выходных характеристиках, показанных на рис. 1.2.4, изменения I c показаны в зависимости от изменений V ce для различных постоянных базовых токов I b .

«Линия нагрузки» проведена на рис. 1.2.4 между двумя крайними точками, описанными на рис. 1.2.3.

Точка P - это где V CE = V cc (что в данном случае равно 10 В) и I c = ноль, и поскольку токосъемник не течет, транзистор называется «отключенным».

Точка R - это максимальное значение I c (где I c = V cc ÷ R L ), а V ce равно нулю (потому что практически весь V cc развивается через R л ). Это называется «насыщением», поскольку дальнейшего увеличения тока коллектора не произойдет.

Если линия нагрузки проведена от P к R, можно увидеть, что значение V ce может быть выбрано на полпути вдоль линии нагрузки в точке Q, которая в этом случае совпадает с кривой для I B .

Вертикальная линия, проецируемая вниз от Q, затем пересекает ось V CE на полпути между V cc и нулем, а горизонтальная линия, проецируемая из Q, пересекает ось I C , давая значение покоя 8 мА.

Из указанных значений V Cce и IC теперь можно рассчитать значение для R L , используя:

R L = (V cc - V ce ) ÷ I c

Итак, используя линию нагрузки в точке Q (или любой другой точке с другими парами значений):

R L = (10-5) ÷ 8 x10 −3 = 625 Ом

Смещение усилителя так, чтобы рабочая точка находилась в центре линейной части характеристических кривых транзистора, называется «смещением класса А».

Пример:

Разработайте условия фиксированного смещения постоянного тока для простого усилителя с общим эмиттером класса A, показанного на рис. 1.2.1, при напряжении питания ( куб.см ) 10 В с использованием транзистора с общим коэффициентом усиления по току эмиттера (h fe ) из 200.

Исходя из входных характеристик (рис. 1.2.3) I b должен быть 40 мкА, что означает, что значение V составляет 0,7 В.

Следовательно:

R b = (V cc - V be ) ÷ I b

= (10-0.7) ÷ 40 мкА = 232,5 кОм

Потому что в практической схеме будет выбрано ближайшее предпочтительное значение для базового резистора R b , чтобы R b = 220 кОм.

Поскольку выбран базовый ток 40 мкА, а транзистор h fe равен 200:

I C = I b x h fe = 40 мкА x 200 = 8 мА

Если ток коллектора (I c ) 8 мА достаточен для падения V ce до 5 В (половина от V cc ), то 16 мА приведет к падению напряжения V ce практически до нуля и насыщению транзистора.Следовательно, 16 мА будет точкой R на линии нагрузки.

Поскольку напряжение покоя коллектора должно составлять 5 В (половина от куб. См В), а напряжение на R L также составляет 5 В, можно рассчитать значение R L , чтобы получить правильные условия в точке. Вопрос:

R L = V RL ÷ I c = 5 В ÷ 8 мА = 625 Ом

или приблизительно 680 Ом (следующее более высокое предпочтительное значение резистора).

Проблемы с конструкцией с фиксированным смещением.

Хотя конструкция, описанная на рис. 1.2.1, проста и требует минимума компонентов, существуют некоторые проблемы, которые необходимо преодолеть для практического использования.

Если по какой-либо причине изменится напряжение питания или температура транзистора, изменится и напряжение смещения. Если напряжение смещения увеличивается, то будет протекать больший базовый ток, что приведет к увеличению тока коллектора. Это, в свою очередь, вызовет повышение температуры перехода внутри транзистора и, следовательно, дальнейшее увеличение тока.Тогда транзистор будет пропускать еще больший ток, вызывая дальнейшее повышение температуры и так далее.

Конечным результатом этого процесса, называемого «тепловым разгоном», является то, что транзистор будет становиться все горячее и горячее, пока не будет разрушен. Несмотря на то, что для современных силовых транзисторов тепловой разгон представляет собой гораздо меньшую проблему, для слабых сигналов он все же представляет собой возможную опасность, которую следует избегать, встроив в конструкцию усилителя некоторую форму стабилизации смещения.

Стабилизация постоянного тока

Рис.1.2.5 Смещение коллектора.

Рис. 1.2.6 Стабилизация излучателя

На рис. 1.2.5 показан простой метод улучшения температурной стабилизации усилителя с общим эмиттером. Вместо подачи тока смещения от V cc он подается с конца коллектора R L .

При таком расположении любое увеличение тока коллектора вызовет увеличение разности потенциалов на R L , и, поскольку верхняя часть R L поддерживается стабильным за счет V cc , напряжение коллектора V cc при низ R L должен упасть.Это, в свою очередь, приведет к падению V на и, таким образом, уменьшит ток коллектора. Условия смещения в значительной степени регулируются автоматически и, как говорят, стабилизируются с помощью обратной связи по постоянному току.

Стабилизированное смещение эмиттера

Альтернативная и гораздо более распространенная схема смещения, используемая в большинстве коммерческих схем, использует делитель потенциала, состоящий из двух резисторов (R 1 и R 2 на рис. 1.2.6), чтобы обеспечить постоянное значение V = и эмиттерный резистор R e для обеспечения стабилизации с помощью обратной связи по постоянному току.

Если ток коллектора в этой цепи увеличивается, то увеличивается и ток эмиттера, что вызывает повышение напряжения эмиттера V e . Это повышение по сравнению с установившимся базовым напряжением приводит к уменьшению напряжения база-эмиттер V до и последующему падению тока коллектора. Обратная связь по постоянному току с использованием стабилизирующего резистора эмиттера поддерживает стабильные условия схемы, когда другие условия (например, температура или температура транзистора h fe ) могут измениться.

Однако резистор эмиттера также вызовет нежелательную обратную связь по переменному току, потому что в условиях сигнала форма волны переменного тока, появляющаяся на эмиттере, будет синфазна с формой волны базы, и две формы волны, изменяющиеся вместе, будут иметь тенденцию уменьшать вариации напряжения база-эмиттер, вызывая существенное снижение прироста.Чтобы избежать этой проблемы, обычно резистор стабилизации эмиттера R e обходится (обычно) конденсатором большой емкости, подключенным к R E , который формирует путь с очень низким импедансом для любого присутствующего сигнала переменного тока, предотвращая любой переменный ток. появляется на эмиттере, но без изменения каких-либо условий постоянного тока.

Смещение полевого транзистора

Рис. 1.2.7 Смещение полевого транзистора.

Смещение полевых транзисторов проще, чем в биполярных схемах, поскольку ток затвора (входной) не течет.На рис. 1.2.7 показана типичная схема смещения полевого транзистора. (МОП-транзисторы также используют аналогичную схему смещения).

При использовании в режиме истощения затвор полевого транзистора должен быть более отрицательным, чем источник. Это достигается поддержанием нулевого напряжения на затворе, в то время как ток стока / истока через резистор R 3 делает вывод истока положительным. Поскольку ток затвора в полевых транзисторах не протекает, напряжение на R 1 не может развиваться, и затвор остается при нулевом вольт. Использование очень высокого значения для R 1 поддерживает очень высокий входной импеданс, который является полезным свойством усилителей на полевых транзисторах.

Сигнал переменного тока, приложенный к затвору, вызовет небольшие изменения напряжения затвора выше и ниже нуля, что вызовет изменения переменного тока в токе сток-исток, и, как в биполярном усилителе, они преобразуются в изменения напряжения с помощью R 2 . Истоковый резистор R 3 выполняет стабилизацию постоянного тока таким же образом, как и эмиттерный резистор в биполярном усилителе, и также обычно шунтируется, чтобы предотвратить отрицательную обратную связь по переменному току.

Верх страницы

Решенных проблем с смещением транзисторов

Q1.Кремниевый npn-транзистор имеет V

CC = 6 В и нагрузку коллектора R C = 2,5 кОм. Найдите: (i) Максимальный ток коллектора, который может быть разрешен во время подачи сигнала для точного усиления. (ii) Минимальный требуемый ток коллектора нулевого сигнала.

Решение:

Рис.1

Напряжение питания коллектора, В CC = 6 В
Нагрузка коллектора, R C = 2,5 кОм
(i) Мы знаем, что для точного усиления V CE не должно быть меньше 1 В для кремниевого транзистора.
∴ Макс. допустимое напряжение на R C = 6 - 1 = 5 В
∴ Макс. допустимый ток коллектора = 5 В / R C = 5 В / 2,5 кОм = 2 мА

Таким образом, максимально допустимый ток коллектора во время любой части сигнала составляет 2 мА. Если ток коллектора может подняться выше этого значения, V CE упадет ниже 1 В. Следовательно, значение β упадет, что приведет к неверному усилению.

(ii) Во время отрицательного пика сигнала ток коллектора может, самое большее, стать нулевым.Поскольку отрицательная и положительная полупериоды сигнала равны, следовательно, изменение тока коллектора из-за них также будет одинаковым, но в противоположном направлении.

∴ Минимальный требуемый ток коллектора нулевого сигнала = 2 мА / 2 = 1 мА

Во время положительного пика сигнала [точка A на рис. 1 (ii)], i C = 1 + 1 = 2 мА

А во время отрицательного пика (точка B), i C = 1 - 1 = 0 мА

Q2. Транзистор использует нагрузку 4 кОм и V

CC = 13 В.Каков максимальный входной сигнал, если β = 100? При изгибе V = 1 В и изменении на 1 В в V BE вызывает изменение тока коллектора на 5 мА.

Решение:

Напряжение питания коллектора, В CC = 13 В
Напряжение колена, В колено = 1 В
Нагрузка коллектора, R C = 4 кОм
∴ Макс. допустимое напряжение на R C = 13 - 1 = 12 В
∴ Макс. допустимый ток коллектора, i C = 12 В / R C = 12 В / 4 кОм = 3 мА

Максимальный базовый ток, i B = i C / β = 3 мА / 100 = 30 мкА

Now Ток коллектора / напряжение базы (напряжение сигнала) = 5 мА / В

∴ Базовое напряжение (напряжение сигнала) = ток коллектора / (5 мА / В) = 3 мА / (5 мА / В) = 600 мВ

Q3.На рис. 2 (i) показано смещение с помощью базового резистора. (i) Определите ток коллектора I

C и напряжение коллектор-эмиттер V CE . Пренебрегайте малым напряжением база-эмиттер. Учитывая, что β = 50. (ii) Если R B в этой цепи изменяется на 50 кОм, найдите новую рабочую точку.

Решение:

Фиг.2

В схеме, показанной на рис. 2 (i), смещение обеспечивается батареей V BB (= 2 В) в базовой цепи, которая отделена от батареи V CC (= 9 В), используемой в выходной цепи. .

Эта же схема в упрощенном виде показана на рис. 2 (ii). Здесь нам нужно показать только напряжения питания + 2В и + 9В. Можно отметить, что отрицательные клеммы источников питания заземлены, чтобы обеспечить полный путь тока.

(i) Ссылаясь на рисунок 2 (ii) и применяя закон напряжения Кирхгофа к цепи ABEN, мы получаем,

(ii) Если R B сделать равным 50 кОм, то легко увидеть, что ток базы удваивается, т.е. I B = 40 мкА.

Q4. На рис. 3 (i) показано, что кремниевый транзистор с β = 100 смещен методом базового резистора. Нарисуйте постоянный ток. Линия нагрузки и определите рабочую точку. Что такое фактор стабильности?

Решение:

Фиг.3

Здесь V CC = 6 В, R B = 530 кОм, R C = 2 кОм

Линия нагрузки постоянного тока

Ссылаясь на рис. 3 (i), V CE = V CC - I C R C

Когда I C = 0, V CE = V CC = 6 В.Это определяет местонахождение первой точки B (OB = 6 В) линии нагрузки на оси напряжения коллектор-эмиттер, как показано на рис. 3 (ii).

Когда V CE = 0, I C = V CC / R C = 6 В / 2 кОм = 3 мА.

Обнаруживает вторую точку A (OA = 3 мА) линии нагрузки на оси тока коллектора. Соединив точки A и B, пост. Линия нагрузки AB построена, как показано на рис. 3 (ii).

Рабочая точка Q

Так как это кремниевый транзистор, поэтому V BE = 0.7В. Из Рис. 3 (i) видно, что:

На рис. 3 (ii) показана рабочая точка Q на постоянном токе. линия нагрузки. Его координаты: I C = 1 мА и V CE = 4 В.

Q5. (i) Германиевый транзистор должен работать при нулевом сигнале I

C = 1 мА. Если напряжение коллектора
V CC = 12 В, каково значение R B в методе базового резистора? Возьмите β = 100.
(ii) Если используется другой транзистор из той же партии с β = 50, каким будет новое значение нулевого сигнала I C для того же R B ?

Решение:

Дано, В CC = 12 В, β = 100

Так как это транзистор Ge, поэтому V BE = 0.3 В

(i) Нулевой сигнал I C = 1 мА

(ii) Теперь β = 50

Q6. Рассчитайте значения трех токов в цепи, показанной на рис. 4.

Фиг.4

Решение:

Применяя закон Кирхгофа по напряжению к стороне базы и взяв сопротивления в кОм и токи в мА, мы имеем,

Q7. Разработайте схему смещения базового резистора для усилителя CE так, чтобы рабочая точка была V

CE = 8 В и I C = 2 мА.Вы снабжены фиксированным напряжением 15 В постоянного тока. питания и кремниевый транзистор с β = 100. Возьмем напряжение база-эмиттер ВЕ = 0,6В. Вычислите также значение сопротивления нагрузки, которое будет использоваться.

Решение:

На рис. 5 показан усилитель CE, использующий метод смещения базового резистора.

Фиг.5

Q8. Схема смещения базы на рис. 6 подвергается повышению температуры с 25 ° C


до 75 ° C. Если β = 100 при 25 ° C и 150 при 75 ° C, определите процентное изменение значений точки Q (V CE и I C ) в этом диапазоне температур.Не обращайте внимания на любые изменения V BE и влияние любого тока утечки.

Рис 6

Решение:

При 25 ° C:

при 75 ° C:

Q9. В методе базового смещения, как на точку Q влияют изменения в V

BE и I CBO .

Решение:

Помимо изменения β, на точку Q также влияют изменения в V BE и I CBO в методе базового смещения.

(i) Эффект V BE :

Напряжение база-эмиттер V BE уменьшается с увеличением температуры (и наоборот). Выражение для I B в методе базового смещения равно;

Понятно, что уменьшение V BE увеличивает I B . Это сместит точку Q (I C = βI B и V CE = V CC - I C R C ).Влияние изменения V BE незначительно, если V CC >> V BE (V CC как минимум в 10 раз больше, чем V BE ).

(ii) Эффект I CBO :

Обратный ток утечки I CBO снижает чистый базовый ток и, таким образом, увеличивает базовое напряжение. Это связано с тем, что поток I CBO создает падение напряжения на R B , которое добавляется к базовому напряжению, как показано на рис.7. Таким образом, изменение I CBO приводит к сдвигу точки Q цепи базового смещения.

Фиг.7

Однако в современных транзисторах I CBO обычно меньше 100 нА, и его влияние на смещение незначительно, если V BB >> I CBO R B .

Q10. На рис. 8 (i) показана схема транзистора базового резистора. Устройство (то есть транзистор)


имеет характеристики, показанные на рис. 8 (ii). Определите V CC , R C и R B .

Фиг.8

Решение:

От линии нагрузки постоянного тока V CC = 20 В.

Q11. Какая неисправность обозначена на (i) рис. 9 (i) и (ii) рис. 9 (ii)?

Фиг.9

Решение:

(i) Очевидная ошибка на рис. 9 (i) заключается в том, что основание открыто изнутри. Это потому, что 3 В на базе и 9 В на коллекторе означают, что транзистор находится в отключенном состоянии.
(ii) Очевидная ошибка на рис.9 (ii) состоит в том, что коллектор открыт изнутри. Напряжение на базе правильное. Напряжение 9 В появляется на коллекторе, потому что «открытый» предотвращает ток коллектора.

Q12. Для схемы смещения эмиттера, показанной на рисунке 10, найдите I

E , I C , VC и V C и V CE для β = 85 и V BE = 0,7 В.

Фиг.10

Решение:

Q13. Определите, насколько сильно Q-точка на рис.11 будет изменяться в диапазоне температур, где β увеличивается с 85 до 100, а V

BE, уменьшается с 0,7 В до 0,6 В.

Фиг.11

Решение:

Для β = 85 и V BE = 0,7 В

Согласно расчетам в вопросе 12 выше, IC = 1,73 мА и VCE = 14,6 В.

Для β = 100 и VBE = 0,6 В

Q14. На рис. 12 показан кремниевый транзистор, смещенный методом резистора обратной связи коллектора.


Определите рабочую точку.Учитывая, что β = 100.

Фиг.12

Решение:

В CC = 20 В, R B = 100 кОм, R C = 1 кОм

Поскольку это кремниевый транзистор, V BE = 0,7 В.

Предполагая, что I B в мА и используя соотношение,

Q15. (i) Требуется установить рабочую точку путем смещения резистора


обратной связи коллектора при I C = 1 мА, В CE = 8 В.Если β = 100, V CC = 12 В, V BE = 0,3 В, как вы это сделаете?
(ii) Какой будет новая рабочая точка, если β = 50, все остальные значения схемы останутся такими же?

Решение:

Дано, В CC = 12 В, В CE = 8 В, I C = 1 мА, β = 100, VBE = 0,3 В

(i) Чтобы получить требуемую рабочую точку, мы должны найти значение R B .

Теперь нагрузка коллектора

(ii) Теперь β = 50, а другие значения схемы остаются прежними.

Q16. Желательно установить рабочую точку на 2 В, 1 мА, смещая кремниевый транзистор с резистором обратной связи коллектора R

B . Если β = 100, найдите значение R B .

Решение:

Фиг.13

Q17. Найдите значения Q-точки (I

C и V CE ) для цепи смещения обратной связи коллектора, показанной на рис. 14.

Фиг.14

Решение:

Рис.14 показаны токи в трех резисторах (R C , R B и R E ) в цепи. Следуя по пути через V CC , R C , R B , V BE и R E и применяя закон Кирхгофа по напряжению, мы имеем

Q18. Найдите постоянный ток. значения смещения для схемы смещения обратной связи коллектора, показанной на рис. 15. Как схема поддерживает стабильную точку Q при изменении температуры?

Рис.15

Решение:

Коллекторный ток

Стабильность Q-точки:

Мы знаем, что β изменяется напрямую с температурой, а V BE изменяется обратно пропорционально температуре. При повышении температуры
β увеличивается, а V BE понижается. Увеличение β увеличивает I C (= βI B ). Уменьшение V BE увеличивает I B , что, в свою очередь, увеличивает I C . Когда I C пытается увеличиться, падение напряжения на R C (= I C R C ) также пытается увеличиться.Это приводит к снижению напряжения коллектора V C и, следовательно, напряжения на R B . Пониженное напряжение на R B снижает I B и компенсирует попытку увеличения I C и попытку уменьшения V C . В результате цепь обратной связи коллектора поддерживает стабильную точку Q. Обратное действие происходит при понижении температуры.

Q19. На рис. 16 показан метод смещения делителя напряжения. Нарисуйте постоянный ток. Линия нагрузки и определите рабочую точку.Предположим, что транзистор изготовлен из кремния.

Рис.16

Решение:

постоянного тока грузовая марка:

Напряжение коллектор-эмиттер В CE определяется по формуле:

Обнаруживает вторую точку A (OA = 5 мА) линии нагрузки на оси тока коллектора. Соединяя точки A и B, постоянный ток Линия нагрузки AB построена, как показано на рис. 17.

Фиг.17

Рабочая точка:

Для кремниевого транзистора, В BE = 0.7 В

На рис.17 показана рабочая точка Q на линии нагрузки. Его координаты: I C = 2,15 мА, В CE = 8,55 В.

Q20. Рассчитайте ток эмиттера в цепи делителя напряжения, показанной на рис. 18.


Также найдите значение V CE и потенциал коллектора V C .

Фиг.18

Решение:

Q21. Для схемы, показанной на рис. 19, найдите рабочую точку.Каков коэффициент устойчивости схемы? Учитывая, что β = 50 и V

BE = 0,7 В.

Фиг.19

Решение:

На рис. 19 показана схема смещения делителя потенциала, а на рис. 20 - с замененной схемой делителя потенциала эквивалентной схемой Тевенина.

Фиг.20

Q22. В схеме, показанной на рис. 21, используется кремниевый транзистор с β = 100. Найдите рабочую точку и коэффициент стабильности.

Рис.21

Решение:

На рис. 21 показана схема смещения делителя потенциала, а на рис. 22 - с замененной схемой делителя потенциала эквивалентной схемой Тевенина.

Фиг.22

Q23. В схеме, показанной на рис. 23, рабочая точка выбрана так, что I

C = 2 мА, V CE = 3 В. Если R C = 2,2 кОм, V CC = 9 В и β = 50, определите значения R1, R2 и R E .Возьмем V BE = 0,3 В и I1 = 10I B .

Фиг.23

Решение:

Дано, R C = 2,2 кОм, В CC = 9 В и β = 50, В BE = 0,3 В и I1 = 10I B .

Поскольку I B очень мал по сравнению с I1, мы можем предположить с разумной точностью, что I1, протекающий через R1, также протекает через R2.

Применяя закон Кирхгофа к коллекторной стороне цепи, получаем,

Q24.Схема npn-транзистора, показанная на рис. 24, имеет α = 0,985 и V

BE = 0,3 В. Если V CC = 16 В, рассчитайте R1 и R C , чтобы поместить точку Q на I C = 2 мА, V CE = 6 вольт.

Рис.24

Решение:

Дано, α = 0,985, V BE = 0,3 В и V CC = 16 В

техник смещения (BJT) | Биполярные переходные транзисторы

В разделе, посвященном общему эмиттеру этой главы, мы видели анализ SPICE, в котором форма выходного сигнала напоминала форму полуволнового выпрямленного сигнала: воспроизводилась только половина формы входного сигнала, а другая половина была полностью обрезана.Поскольку в то время нашей целью было воспроизвести всю форму волны, это составляло проблему. Решением этой проблемы было добавление небольшого напряжения смещения на вход усилителя, чтобы транзистор оставался в активном режиме на протяжении всего волнового цикла. Это добавление было названо напряжением смещения .

Полуволновой выход не является проблемой для некоторых приложений. Для некоторых приложений может потребоваться именно такого типа усиления, потому что усилитель можно использовать в режимах, отличных от полноволнового воспроизведения, а для конкретных приложений требуются разные диапазоны воспроизведения, поэтому полезно описать степень, в которой усилитель воспроизводит входной сигнал, обозначив его в соответствии с классом .Класс работы усилителя обозначается буквами алфавита: A, B, C и AB.

Для работы класса A полностью воспроизводится форма входного сигнала.

Класс усилителя

Класс A

Работа может быть достигнута только тогда, когда транзистор все время находится в активном режиме, никогда не достигая ни отсечки, ни насыщения. Для этого обычно устанавливается достаточное напряжение смещения постоянного тока на уровне, необходимом для управления транзистором точно на полпути между отсечкой и насыщением.Таким образом, входной сигнал переменного тока будет идеально «центрирован» между верхним и нижним предельными уровнями сигнала усилителя.

Class A: Выход усилителя является точным воспроизведением входного.

Класс B

Работа - это то, что мы имели в первый раз, когда сигнал переменного тока подавался на усилитель с общим эмиттером без напряжения смещения постоянного тока. Половину времени транзистор находился в активном режиме, а другую половину - в режиме отсечки при слишком низком входном напряжении (или даже неправильной полярности!) Для прямого смещения перехода база-эмиттер.

Класс B: смещение таково, что воспроизводится половина (180 °) формы волны.

Сам по себе усилитель, работающий в режиме класса B, не очень полезен. В большинстве случаев серьезные искажения, вносимые в форму волны за счет устранения ее половины, были бы неприемлемыми. Однако работа класса B является полезным режимом смещения, если два усилителя работают как двухтактная пара , причем каждый усилитель обрабатывает только половину сигнала за раз:

Двухтактный усилитель класса B: каждый транзистор воспроизводит половину формы волны.Объединение половинок дает точное воспроизведение всей волны.

Транзистор Q1 «подталкивает» (перемещает выходное напряжение в положительном направлении относительно земли), в то время как транзистор Q2 «подтягивает» выходное напряжение (в отрицательном направлении, в сторону 0 вольт относительно земли). По отдельности каждый из этих транзисторов работает в режиме класса B, активном только в течение половины периода входного сигнала. Вместе, однако, оба функционируют как одна команда, создавая выходной сигнал, идентичный по форме входному сигналу.

Несомненным преимуществом конструкции усилителя класса B (двухтактного) над конструкцией класса A является большая выходная мощность. Благодаря конструкции класса A транзистор рассеивает значительную энергию в виде тепла, поскольку он никогда не прекращает проводить ток. Во всех точках волнового цикла он находится в активном (проводящем) режиме, проводя значительный ток и значительно снижая напряжение. В течение всего цикла транзистор рассеивает значительную мощность. В конструкции класса B каждый транзистор половину времени проводит в режиме отсечки, где он рассеивает нулевую мощность (нулевой ток = нулевое рассеивание мощности).Это дает каждому транзистору время «отдохнуть» и остыть, в то время как другой транзистор несет нагрузку. Усилители класса A имеют более простую конструкцию, но, как правило, ограничиваются приложениями для передачи сигналов с низким энергопотреблением по простой причине рассеивания тепла транзисторами.

Класс AB

Другой класс работы усилителя, известный как класс AB. находится где-то между классом A и классом B: транзистор проводит более 50%, но менее 100% времени, проводя ток.

Если смещение входного сигнала для усилителя немного отрицательное (противоположно полярности смещения для работы класса A), форма выходного сигнала будет более «обрезана», чем при смещении класса B, в результате чего транзистор потребляет больше всего энергии. времени в режиме отсечки:

Класс C

Класс C: Электропроводность менее половины цикла (<180 °).

На первый взгляд эта схема может показаться совершенно бессмысленной. В конце концов, чем может быть полезен усилитель, если он так сильно отсекает форму волны? Если вывод используется напрямую без какого-либо кондиционирования, его полезность действительно сомнительна.Однако при применении к выходу резервуарного контура (параллельная резонансная комбинация индуктора и конденсатора) случайный выброс на выходе, создаваемый усилителем, может привести в движение высокочастотные колебания, поддерживаемые контуром резервуара. Это можно сравнить с машиной, в которой тяжелый маховик время от времени «пинают», чтобы он продолжал вращаться:

Усилитель класса C, управляющий резонансным контуром.

Эта схема, получившая название class C , также обладает высокой энергоэффективностью, поскольку транзисторы проводят большую часть времени в режиме отсечки, где они рассеивают нулевую мощность.Скорость затухания формы выходного сигнала (уменьшение амплитуды колебаний между «толчками» от усилителя) здесь преувеличена для удобства иллюстрации. Из-за настроенного контура резервуара на выходе эта схема может использоваться только для усиления сигналов определенной фиксированной амплитуды. Усилитель класса C может использоваться в радиопередатчике FM (частотная модуляция). Однако усилитель класса C не может напрямую усиливать AM (амплитудно-модулированный) сигнал из-за искажений.

Класс D

Другой тип работы усилителя, существенно отличающийся от классов A, B, AB или C, называется Class D .Это не достигается путем применения определенной меры напряжения смещения, как в других классах работы, но требует радикального изменения конструкции самой схемы усилителя. В этой главе еще слишком рано исследовать, как именно устроен усилитель класса D, но не слишком рано обсуждать его основной принцип работы.

Усилитель класса D воспроизводит профиль формы волны входного напряжения, генерируя быстро пульсирующий прямоугольный сигнал на выходе .Рабочий цикл выходного сигнала (время включения по сравнению с общим временем цикла) зависит от мгновенной амплитуды входного сигнала. Графики в (Рисунок ниже демонстрируют этот принцип.

Усилитель класса D: входной сигнал и нефильтрованный выход.

Чем больше мгновенное напряжение входного сигнала, тем больше скважность выходного прямоугольного импульса. Если и может быть заявлена ​​какая-либо цель конструкции класса D, то она состоит в том, чтобы избежать работы транзистора в активном режиме.Поскольку выходной транзистор усилителя класса D никогда не находится в активном режиме, а только отсечен или насыщен, он будет рассеивать небольшую тепловую энергию. Это приводит к очень высокой энергоэффективности усилителя. Конечно, недостатком этой стратегии является подавляющее присутствие гармоник на выходе. К счастью, поскольку эти гармонические частоты обычно намного превышают частоту входного сигнала, они могут быть относительно легко отфильтрованы фильтром нижних частот, в результате чего выходной сигнал более близок к исходной форме волны входного сигнала.Технология класса D обычно встречается там, где встречаются чрезвычайно высокие уровни мощности и относительно низкие частоты, например, в промышленных инверторах (устройствах, преобразующих постоянный ток в переменный ток для работы двигателей и других крупных устройств) и высокопроизводительных усилителях звука.

Термин, с которым вы, вероятно, столкнетесь при изучении электроники, называется quiescent , который является модификатором, обозначающим состояние нулевого входа схемы. Например, ток покоя - это величина тока в цепи с нулевым напряжением входного сигнала.Напряжение смещения в схеме транзистора заставляет транзистор работать с другим уровнем тока коллектора с нулевым напряжением входного сигнала, чем без этого напряжения смещения. Следовательно, величина смещения в цепи усилителя определяет его значения в состоянии покоя.

Ток покоя усилителей

В усилителе класса A ток покоя должен быть ровно половиной его значения насыщения (на полпути между насыщением и отсечкой, отсечка по определению равна нулю).Усилители классов B и C имеют нулевые значения тока покоя, поскольку они должны быть отключены без подачи сигнала. Усилители класса AB имеют очень низкие значения тока покоя, чуть выше отсечки. Чтобы проиллюстрировать это графически, «линия нагрузки» иногда наносится на характеристические кривые транзистора, чтобы проиллюстрировать диапазон его работы при подключении к сопротивлению нагрузки определенного значения, показанного на рисунке ниже.

Пример линии нагрузки, проведенной по характеристическим кривым транзистора от Vпитания до тока насыщения.

Линия нагрузки - это график напряжения коллектор-эмиттер в диапазоне коллекторных токов. В правом нижнем углу линии нагрузки напряжение максимальное, а ток нулевой, что соответствует состоянию отключения. В верхнем левом углу линии напряжение равно нулю, а ток максимален, что соответствует состоянию насыщения. Точки, отмеченные в местах пересечения линией нагрузки различных кривых транзисторов, представляют реальные условия работы для указанных базовых токов.

Спокойные рабочие условия могут быть показаны на этом графике в виде единственной точки вдоль линии нагрузки. Для усилителя класса A точка покоя будет в середине линии нагрузки, как показано на (Рисунок ниже).

Точка покоя (точка) для класса A.

На этом рисунке точка покоя попадает на кривую, представляющую базовый ток 40 мкА. Если бы мы изменили сопротивление нагрузки в этой цепи на большее значение, это повлияло бы на наклон линии нагрузки, поскольку большее сопротивление нагрузки ограничило бы максимальный ток коллектора при насыщении, но не изменило бы напряжение коллектор-эмиттер при отрезать.Графически результат представляет собой линию нагрузки с другой верхней левой точкой и той же нижней правой точкой, что и в

.

Линия нагрузки в результате повышенного сопротивления нагрузки.

Обратите внимание на то, что новая линия нагрузки не пересекает кривую 75 мкА вдоль своей плоской части, как раньше. Это очень важно знать, потому что негоризонтальный участок характеристической кривой представляет состояние насыщения. Если линия нагрузки пересекает кривую 75 мкА за пределами горизонтального диапазона кривой, это означает, что усилитель будет насыщен при этой величине базового тока.Увеличение значения резистора нагрузки - это то, что заставило линию нагрузки пересечь кривую 75 мкА в этой новой точке, и это указывает на то, что насыщение произойдет при меньшем значении базового тока, чем раньше.

Со старым нагрузочным резистором меньшего номинала в цепи базовый ток 75 мкА даст пропорциональный ток коллектора (базовый ток, умноженный на β). На первом графике линии нагрузки базовый ток 75 мкА дает ток коллектора почти вдвое больше, чем было получено при 40 мкА, как и предсказывает коэффициент β.Однако ток коллектора незначительно увеличивается между токами базы 75 мкА и 40 мкА, потому что транзистор начинает терять достаточное напряжение коллектор-эмиттер, чтобы продолжать регулировать ток коллектора.

Для поддержания линейной работы (без искажений) транзисторные усилители не должны работать в точках насыщения транзистора; то есть там, где линия нагрузки потенциально не попадет на горизонтальный участок кривой тока коллектора. Нам нужно было бы добавить еще несколько кривых к графику на рисунке ниже, прежде чем мы сможем сказать, насколько далеко мы можем «протолкнуть» этот транзистор с увеличенными базовыми токами до его насыщения.

Дополнительные кривые базового тока показывают детали насыщения.

На этом графике видно, что точка с наибольшим током на линии нагрузки, приходящаяся на прямой участок кривой, является точкой на кривой 50 мкА. Эту новую точку следует рассматривать как максимально допустимый уровень входного сигнала для работы класса А. Также для работы класса A смещение должно быть установлено так, чтобы точка покоя находилась на полпути между этой новой максимальной точкой и отсечкой, показанной на рисунке ниже.

Новая точка покоя избегает области насыщения.

Теперь, когда мы знаем немного больше о последствиях различных уровней напряжения смещения постоянного тока, пора исследовать практические методы смещения. Источник постоянного напряжения (батарея), подключенный последовательно к входному сигналу переменного тока, смещает усилитель для любого желаемого класса работы. В реальной жизни подключать точно откалиброванный аккумулятор ко входу усилителя просто нецелесообразно. Даже если бы можно было настроить батарею так, чтобы она вырабатывала нужное количество напряжения для любого заданного требования смещения, эта батарея не оставалась бы на своем произведенном напряжении бесконечно.Как только он начнет разряжаться и его выходное напряжение упадет, усилитель начнет переходить в режим работы класса B.

Возьмите эту схему, показанную в разделе с общим эмиттером для моделирования SPICE, например, на рисунке ниже.

Непрактичное смещение базовой батареи.

Эту 2,3-вольтовую батарею «Vbias» было бы непрактично включать в настоящую схему усилителя. Гораздо более практичным методом получения напряжения смещения для этого усилителя было бы создание необходимых 2.3 вольта с использованием сети делителя напряжения, подключенной к 15-вольтовой батарее. В конце концов, 15-вольтовая батарея уже есть по необходимости, а схемы делителя напряжения легко спроектировать и построить. Давайте посмотрим, как это может выглядеть на рисунке ниже.

Смещение делителя напряжения.

Если мы выберем пару номиналов резисторов для R2 и R3, которые будут давать 2,3 В на R3 из 15 вольт (например, 8466 Ом для R2 и 1533 Ом для R3), у нас должно получиться желаемое значение 2.3 вольта между базой и эмиттером для смещения без входного сигнала. Единственная проблема заключается в том, что эта конфигурация схемы размещает источник входного сигнала переменного тока непосредственно параллельно с R3 нашего делителя напряжения. Это неприемлемо, поскольку источник переменного тока будет иметь тенденцию превосходить любое напряжение постоянного тока, падающее на R3. Параллельные компоненты должны иметь одинаковое напряжение, поэтому, если источник переменного напряжения напрямую подключен к одному резистору делителя постоянного напряжения, источник переменного тока «выиграет», и к сигналу не будет добавляться напряжение смещения постоянного тока.

Один из способов заставить эту схему работать, хотя это может быть неочевидно , почему она будет работать, - это разместить конденсатор связи между источником переменного напряжения и делителем напряжения, как показано на рисунке ниже.

Конденсатор связи предотвращает попадание смещения делителя напряжения на генератор сигналов.

Конденсатор образует фильтр верхних частот между источником переменного тока и делителем напряжения постоянного тока, пропуская почти все напряжение сигнала переменного тока на транзистор, блокируя при этом все напряжение постоянного тока от короткого замыкания через источник сигнала переменного тока.Это будет иметь больше смысла, если вы поймете теорему суперпозиции и то, как она работает. В соответствии с суперпозицией любую линейную двустороннюю схему можно анализировать по частям, рассматривая только один источник питания за раз, а затем алгебраически складывая эффекты всех источников питания, чтобы найти окончательный результат. Если бы мы отделили конденсатор и схему делителя напряжения R2-R3 от остальной части усилителя, было бы легче понять, как будет работать эта суперпозиция переменного и постоянного тока.

При действии только источника сигнала переменного тока и конденсатора с произвольно низким импедансом на частоте сигнала почти все напряжение переменного тока появляется на R3:

Из-за очень низкого импеданса конденсатора связи на частоте сигнала он ведет себя как кусок провода, поэтому его можно не использовать на этом этапе анализа суперпозиции.

Когда действует только источник постоянного тока, конденсатор выглядит как разомкнутая цепь, и поэтому ни он, ни закороченный источник сигнала переменного тока не окажут никакого влияния на работу делителя напряжения R2-R3, показанного на рисунке ниже.

Конденсатор выглядит как разомкнутая цепь, что касается анализа постоянного тока.

Комбинируя эти два отдельных анализа на рисунке ниже, мы получаем суперпозицию (почти) 1,5 В переменного тока и 2,3 В постоянного тока, готовую к подключению к базе транзистора.

Комбинированная цепь переменного и постоянного тока.

Хватит разговоров - пора провести SPICE-симуляцию всей схемы усилителя, показанной на рисунке ниже. Мы будем использовать емкость конденсатора 100 мкФ, чтобы получить произвольно низкое значение (0.796 Ом) полное сопротивление при 2000 Гц:

SPICE моделирование смещения делителя напряжения.

смещение делителя напряжения
винпут 1 0 грех (0 1,5 2000 0 0)
c1 1 5 100u
r1 5 2 1k
г2 4 5 8466
г3 5 0 1533
q1 3 2 0 mod1
рспкр 3 4 8
v1 4 0 постоянного тока 15
.model mod1 npn
.tran 0,02 м 0,78 м
.plot tran v (1,0) i (v1)
.конец
 

Обратите внимание на существенное искажение формы выходного сигнала на рисунке выше. Синусоидальная волна ограничивается в течение большей части отрицательного полупериода входного сигнала. Это говорит нам, что транзистор входит в режим отсечки, хотя этого не должно быть (я предполагаю, что цель работы класса A, как и раньше).Почему это? Этот новый метод смещения должен давать нам точно такое же напряжение смещения постоянного тока, как и раньше, верно?

Если конденсатор и цепь резистора R2-R3 не нагружены, он будет обеспечивать смещение постоянного тока равным 2,3 В. Однако, как только мы подключим эту сеть к транзистору, она больше не будет разгружена. Ток, протекающий через базу транзистора, нагружает делитель напряжения, тем самым уменьшая напряжение смещения постоянного тока, доступное для транзистора. Используя модель транзистора с диодным источником тока на рисунке ниже для иллюстрации, проблема смещения становится очевидной.

Модель диодного транзистора показывает нагрузку делителя напряжения.

Выход делителя напряжения зависит не только от размера составляющих его резисторов, но и от того, какой ток отводится от него через нагрузку. PN-переход база-эмиттер транзистора представляет собой нагрузку, которая снижает напряжение постоянного тока, падающее на R3, из-за того, что и ток смещения, и IR3 проходят через резистор R2, нарушая коэффициент делителя, ранее установленный значениями сопротивления R2 и R3.Чтобы получить напряжение смещения постоянного тока 2,3 В, значения R2 и / или R3 должны быть скорректированы, чтобы компенсировать влияние нагрузки по току базы. Для увеличьте напряжение постоянного тока, упавшее на R3, уменьшите значение R2, увеличьте значение R3 или и то, и другое.

Нет искажений на выходе после регулировки R2 и R3.

смещение делителя напряжения
винпут 1 0 грех (0 1,5 2000 0 0)
c1 1 5 100u
r1 5 2 1k
r2 4 5 6k <--- R2 уменьшилось до 6 k
r3 5 0 4k <--- R3 увеличено до 4 k
q1 3 2 0 mod1
рспкр 3 4 8
v1 4 0 постоянного тока 15
.модель mod1 npn
.tran 0,02 м 0,78 м
.plot tran v (1,0) i (v1)
.конец
 

Новые значения резисторов 6 кОм и 4 кОм (R2 и R3, соответственно) на рисунке выше приводят к воспроизведению формы сигнала класса A именно так, как мы хотели.

ОБЗОР:

  • Класс A - это усилитель, смещенный в активный режим на протяжении всего цикла формы сигнала, таким образом точно воспроизводя всю форму сигнала.
  • Класс B - это усилитель, смещенный таким образом, что воспроизводится только половина формы входного сигнала: либо положительная, либо отрицательная половина.Половину времени транзистор находится в активном режиме и половину времени отсечки. Дополнительные пары транзисторов, работающие в режиме работы класса B, часто используются для обеспечения усиления высокой мощности в системах аудиосигнала, причем каждый транзистор пары обрабатывает отдельную половину цикла формы волны. Работа класса B обеспечивает лучшую энергоэффективность, чем усилитель класса A с аналогичной выходной мощностью.
  • Класс AB - это усилитель, смещенный в точке где-то между классом A и классом B.
  • Class C - это усилитель, смещенный для усиления лишь небольшой части сигнала. Большую часть времени транзистор находится в режиме отсечки. Чтобы на выходе была полная форма волны, резонансный контур резервуара часто используется в качестве «маховика» для поддержания колебаний в течение нескольких циклов после каждого «толчка» от усилителя. Поскольку транзистор большую часть времени не проводит ток, КПД усилителя класса C.
  • Работа класса D требует усовершенствованной схемы и работает по принципу представления мгновенной амплитуды входного сигнала скважностью высокочастотной прямоугольной волны.Выходные транзисторы никогда не работают в активном режиме, только с отсечкой и насыщением. Небольшая рассеиваемая тепловая энергия повышает энергоэффективность.
  • Напряжение смещения постоянного тока на входном сигнале, необходимое для определенных классов работы (особенно для классов A и C), может быть получено с помощью делителя напряжения и конденсатора связи , а не батареи, подключенной последовательно с сигналом переменного тока. источник.

СВЯЗАННЫЕ РАБОЧИЕ ЛИСТЫ:

Конфигурации схем на транзисторах

и Spice

В недавней публикации мы рассмотрели основы симуляторов схем Spice.В большинстве схемотехнических моделей используются транзисторы либо в виде дискретных компонентов, либо внутри интегральной схемы. Поэтому полезно понять некоторые основы того, как Spice моделирует транзисторы.

Транзисторы могут иметь несколько состояний, обычно насыщение, отсечку, активное и обратное. А у транзисторов есть рабочая точка или точка покоя, которая определяется смещением постоянного тока. Пока рабочая точка находится в определенной рабочей области, транзистор будет работать, как определено в этом конкретном состоянии.Но если рабочая точка переходит в другую область, работа транзистора меняется.

Модели транзисторов

разработаны для определения диапазонов для этих регионов и выбора наилучшей или оптимальной рабочей точки или точки покоя (Q), около которой может поддерживаться работа.

Обычно существует два класса моделей транзисторов. Модели с большим сигналом используются для определения смещения постоянного тока транзистора в зависимости от его конфигурации. Например, биполярные переходные транзисторы (BJT) имеют три синфазных конфигурации:

В с общим эмиттером постоянный ток течет от коллектора к эмиттеру и от базы к эмиттеру.На базу подается сигнал переменного тока, а выходной сигнал снимается с коллектора. В схемах с общей базой постоянный ток течет от коллектора к эмиттеру и от коллектора к базе. Входной сигнал переменного тока подается на эмиттер, а выходной сигнал снимается с коллектора. В схемах с общим коллектором постоянный ток течет от базы к коллектору и от коллектора к эмиттеру. Входной сигнал переменного тока подается на базу, а выходной сигнал снимается с эмиттера.

Обычный эмиттер - наиболее часто используемая из трех элементарных конфигураций.Важной характеристикой является то, что он инвертирует выход по отношению к входу, эффект, который устраняется, если имеется четное количество инвертирующих каскадов.

Цепи

с общим эмиттером имеют две общие проблемы, обе из которых могут быть устранены правильным проектированием схемы. Одна из трудностей заключается в том, что в конфигурации с общим эмиттером усилитель может иметь высокий коэффициент усиления, который может быть непредсказуемым из-за производственных изменений, температуры и тока смещения. Автоматическое усиление может позаботиться об изменениях, но вместе с ними транзистор в конфигурации с общим эмиттером может перейти в режим отсечки или колебания, а на выходе может наблюдаться ограничение.

Дополнительные трудности включают низкий динамический диапазон входного сигнала и высокие искажения. Однако с этими проблемами можно столкнуться посредством вырождения эмиттера, намеренно реализованного путем размещения резистора между эмиттером и общим источником сигнала, который часто привязан к земле или к одной из шин питания. (Обычной практикой является повышение стабильности за счет уменьшения усиления.)

Усилитель с общим эмиттером часто имеет низкую полосу пропускания из-за эффекта Миллера, который применим в инвертирующих усилителях.Любая паразитная емкость база-коллектор проявляется как более высокая емкость между базой и землей. Эффект Миллера также можно минимизировать, используя вырождение эмиттера. Еще одна хитрость - уменьшить выходное сопротивление источника сигнала, подключенного к базе.

Обычные излучатели часто используются в качестве малошумящих усилителей в радиосвязи, например, спутниковые антенны для телевидения и доступа в Интернет, медицинские приборы и испытательное оборудование для электроники, которые часто должны работать близко к минимальному уровню шума.

Конфигурация с общим коллектором также называется эмиттерным повторителем. Его часто используют в качестве буфера напряжения. Здесь база подключена к входу, а эмиттер подключен к выходу, будучи привязанным к земле или к одной из шин питания.

Этикетка эмиттерного повторителя связана с тем фактом, что на выходе схемы находится эмиттерный резистор. Следовательно, это устройство часто применяется в качестве схемы согласования импеданса, поскольку его входное сопротивление выше, чем его выходное сопротивление.Вместе с логическими вентилями он широко используется в цифровых схемах.

Поскольку коэффициент усиления по напряжению эмиттерного повторителя примерно на 0,6 В ниже базы, транзистор с общим коллектором считается эмиттерным повторителем. Он используется для согласования усиления по току и импеданса, а не для обычного усиления по напряжению. Как и в схеме с общим эмиттером, входное сопротивление значительно превышает выходное сопротивление.

Конфигурация с общей базой часто используется в качестве буфера тока или усилителя напряжения.Вход схемы подается на вывод эмиттера, а коллектор является выходом. Поскольку база подключается к земле, она является общей для входа и выхода. Конфигурация с общей базой используется реже по сравнению с двумя другими конфигурациями из-за ее низкого входного сопротивления и высокого выходного сопротивления, которые обычно нежелательны. Однако это наблюдается в высокочастотных приложениях, потому что основание разделяет вход и выход, сводя к минимуму колебания.

В конфигурации с общей базой отсутствует инверсия фазы между эмиттером и коллектором, поэтому формы входных и выходных сигналов совпадают по фазе, а усилитель не инвертирует.Одной из причин ограниченного применения усилителя с общей базой является его низкий входной импеданс. Выход с общей базой может быть высоким, поэтому его называют токовым буфером или токовым повторителем. Обычно усилитель с общей базой имеет коэффициент усиления по току (альфа), близкий к единице. Однако коэффициент усиления по напряжению может составлять от 100 до 2000. Все зависит от резисторов смещения.

Модели малого сигнала используются после определения модели большого сигнала. Когда на транзистор подается слабый сигнал, он перемещает рабочую точку от точки смещения вдоль кривой ВАХ в зависимости от амплитуды приложенного сигнала.Схема обычно настраивается таким образом, чтобы это отклонение от рабочей точки постоянного тока заставляло транзистор изменять свой рабочий режим, например, переходить из активной области в режим отсечки.

Модели слабого сигнала обычно представляют собой двухпортовые конструкции и обычно содержат либо H-параметры, либо гибридную модель pi, либо T-модель. Параметры H (или гибридные) используют параметры Z (или импеданса / разомкнутой цепи), параметры Y (проводимость / короткое замыкание), соотношение напряжений и коэффициентов тока для представления отношения между напряжением и током в двухпортовой сети.Параметры H помогают описать характеристики ввода-вывода схем, в которых трудно измерить параметры Z или Y (например, в транзисторе). Модель Hybrid-pi (также называемая Giacoletto) представляет собой BJT, использующий напряжение база-эмиттер слабого сигнала и напряжение коллектор-эмиттер в качестве независимых переменных, а базовый ток слабого сигнала и ток коллектора в качестве зависимых переменных. В моделях T или передачи используются отношения, аналогичные таковым в гибридных моделях с числом Пи, но обычно они устроены иначе.Преобразование одного параметра типа в другой, как правило, просто с помощью манипуляций с матричной алгеброй.

Типичная модель силового полевого МОП-транзистора, содержащего паразитные элементы. Индуктивности обычно возникают от проводов к корпусу. Паразитные емкости обычно возникают из-за геометрических особенностей самого полупроводника. Анализ транзисторов как с большими, так и с малыми сигналами требует выбора модели, определения известных или фиксированных значений и математического решения уравнений для неизвестных параметров.Однако современные схемы обычно работают на достаточно высоких скоростях, чтобы требовать поправок на паразитные элементы схемы. Правильная программа Spice может повысить точность моделей транзисторов, включая внутренние емкости, сопротивления, вариации усиления и т. Д.

Проблема, однако, в том, что паразитные элементы могут быть плохо определены, особенно для современных транзисторов, таких как силовые устройства на основе GaN или SiC, и даже более конкретно при переключении на высоких скоростях. Паразитные индуктивности в силовых устройствах, например, часто возникают в основном из-за проводных соединений между самим полупроводником и его корпусом.Производители устройств продолжают экспериментировать с вариантами упаковки, чтобы уменьшить такие паразитные эффекты, но поскольку эти усилия продолжаются, паразитные модели в Spice могут не отражать значения, наблюдаемые в реальных устройствах. Следовательно, может потребоваться значительное количество экспериментов, чтобы точно охарактеризовать паразитные свойства современных полупроводников.

(PDF) Управление режимом работы органических транзисторов с помощью проектирования боковых цепей

Обратите внимание, что простого синтеза π-сопряженных полимеров с

боковыми цепями гликоля недостаточно для получения высокоэффективных

OECT.IP сопряженного полимера должен находиться в пределах рабочего окна

, разрешенного выбранным электролитом, и в пределах

окна стабильности полимера в этой среде (т.е. стабильное образование полярона

). Кроме того, известно, что модификация боковой цепи

изменяет технологичность и морфологию получаемых пленок

, что наблюдается при рассеянии рентгеновских лучей и изменяющейся растворимости

полимеров, указанных в настоящем документе. Таким образом,

- это не только локальная среда, предлагаемая гликолизированными боковыми цепями

, которая влияет на проникновение ионов, но также и относительная модификация

конформации и энергетики основной цепи полимера, межцепочечного

π-стэкинга и мезоструктуры, которые влияют на дрейф ионов, C *, стабильность

и подвижность электронов.

Выводы

Принимая во внимание, что существует ряд маршрутов для управления режимом работы транзистора с электролитным затвором

, модификация боковой цепи может быть плодотворным методом

, особенно для приложений биодатчика, где

вариантов выбора электролита и окна смещения скованы. Эта концепция

явно продемонстрирована на алкоксилированных и гликолизированных аналогах

полупроводникового полимера с основной цепью 2T-TT.

В то время как алкоксилированный полимер демонстрирует сочетание межфазного и объемного легирования

в зависимости от времени и величины смещения,

гликолизированная версия действует как OECT на протяжении всего рабочего окна

.p (g2T-TT) обеспечивает высокие токи на субмиллисекундных временных масштабах

, высокую крутизну и крутое переключение подпороговых значений

. Устройства на основе этого материала стабильны при непрерывной работе в водной среде и имеют небольшой гистерезис.

В дополнение к этим преимуществам, материал

можно перерабатывать из органических растворителей и получать стабильные, высокопроизводительные де-

тиски без необходимости использования добавок или сшивающих агентов. Эта работа

предполагает, что для надлежащим образом выбранных органических полупроводниковых цепей

тщательный выбор боковой цепи может полностью преобразовать материал

полевого транзистора в материал, который работает по принципу объемного легирования

(электрохимический транзистор).Дальнейшая модификация

характеристик боковой цепи (длина, разветвление и плотность) может позволить

обеспечить беспрецедентный контроль переноса ионов. Поскольку боковые цепи

могут в конечном итоге влиять как на инжекцию ионов в пленку

, так и на их эффективность в легировании конъюгированных хромо-

форов, инженерия боковых цепей занимает центральное место в молекулярном дизайне

материалов со смешанными проводниками для высокопроизводительных транзисторов. .

Методы

Синтез и характеристика.Материалы и методы, связанные с синтезом

p (a2T-TT) и p (g2T-TT), полностью включены в Приложение SI.

Изготовление устройств. Транзисторы и электроды для электрических и электрохимических испытаний

были изготовлены, как сообщалось ранее (16, 21). Вкратце, очищенные стеклянные подложки

имели фотолитографический узор с межсоединениями Cr / Au, электродами

и контактами исток / сток. Полупроводниковый полимер и изолирующий слой парилена С

затем одновременно формировали рисунок на втором этапе фотолитографии-

с последующим жертвенным процессом отслаивания.Парилен C изолирует межсоединения

Au, оставляя только поверхность полупроводящего полимера открытой для

электролита. Полупроводниковые полимеры отливаются центрифугированием из органических растворителей

(как указано) в концентрации 5 мг / мл без использования добавок к растворам. Приготовление раствора

и литье пленки проводили в условиях окружающей среды.

Дополнительные методы, включая полное электрохимическое, структурное и аппаратное определение

, можно найти в Приложении SI.

БЛАГОДАРНОСТИ. Благодарим И. Угуза (CMP-EMSE) за плодотворное обсуждение

и помощь в изготовлении. Эта работа была выполнена при финансовой поддержке

Европейской комиссии (EC) FP7 Project SC2 (610115), EC FP7 Project

ArtESun (604397), EC FP7 Project PolyMed (612538) и Engineering and

Physical Sciences Research Council (EPSRC) Проект EP / G037515 / 1. Э. благодарит

Министерство экономики и конкурентоспособности Испании за его предварительный контракт

.РС. благодарит за поддержку первого выпуска грантов Фонда BBVA

для исследователей и создателей культуры.

1. Yuan H, et al. (2009) Накопление носителей высокой плотности в полевых транзисторах ZnO

, управляемых двойными электрическими слоями ионных жидкостей. Adv Funct Mater 19 (7): 1046–1053.

2. Rosenblatt S, et al. (2002) высокоэффективные транзисторы с углеродными нанотрубками с электролитическим затвором

. Nano Lett 2 (8): 869–872.

3. Hess LH, et al.(2011) Полевой эффект с высокой крутизной графена, управляемый растворами

транзисторов. Appl Phys Lett 99 (3): 033503.

4. Kim SH, et al. (2013) Транзисторы с электролитным затвором для органической и печатной электроники.

Adv Mater 25 (13): 1822–1846.

5. Понсе Ортиз Р., Факкетти А., Маркс Т.Дж. (2010) Органические, неорганические и гибридные диэлектрики высокого напряжения

для низковольтных органических полевых транзисторов. Chem Rev 110 (1): 205–239.

6. Braga D, Erickson NC, Renn MJ, Holmes RJ, Frisbie CD (2012) High-transconductance

Органические тонкопленочные электрохимические транзисторы

для управления низковольтными красно-зелено-синими

с активной матрицей, излучающими органический свет устройств.Adv Funct Mater 22 (8): 1623–1631.

7. Андерссон П., Форчхаймер Р., Теграни П., Берггрен М. (2007) Полностью органические для печати

электрохромных дисплеев с активной матрицей. Adv Funct Mater 17 (16): 3074–3082.

8. Hong K, et al. (2014) Комплементарные схемы с аэрозольной печатью, напряжение до 2 В, построенные

из транзисторов с электролитным затвором P- и N-типа. Adv Mater 26 (41): 7032–7037.

9. Kergoat L, Piro B, Berggren M, Horowitz G, Pham M-C (2012) Достижения в биосенсорах на органических транзисторах

: от органических электрохимических транзисторов до электролитных

Органические полевые транзисторы с закрытием

.Anal Bioanal Chem 402 (5): 1813–1826.

10. Strakosas X, Bongo M, Owens RM (2015) Органический электрохимический транзистор для

биологических приложений. J Appl Polym Sci 132 (15): 41735.

11. Торси Л., Маглиуло М., Маноли К., Палаццо Дж. (2013) Датчики на органических полевых транзисторах:

Учебный обзор. Chem Soc Rev 42 (22): 8612–8628.

12. Ходаголы Д. и др. (2013) Регистрация мозговой активности in vivo с использованием органических транс-

систоров. Нац Коммуна 4: 1575.

13. Ривнай Дж., Оуэнс Р.М., Маллиарас Г.Г. (2014) Рост органической биоэлектроники. Chem

Mater 26 (1): 679–685.

14. Kergoat L, et al. (2010) Органический полевой транзистор с водяным затвором. Adv Mater 22 (23):

2565–2569.

15. Проктор К.М., Ривнай Дж., Маллиарас Г.Г. (2016) Понимание объемной емкости в проводящих полимерах

. J. Polym Sci, Часть B: Polym Phys. 54 (15): 1433–1436.

16. Rivnay J, et al. (2015) Высокопроизводительные транзисторы для биоэлектроники за счет настройки

толщины канала.Научные исследования 1 (4): e1400251.

17. Лайхо А., Херлогссон Л., Форчхаймер Р., Криспин Х, Берггрен М. (2011) Управление размерностью

переноса заряда в органических тонкопленочных транзисторах. Proc Natl Acad Sci

USA 108 (37): 15069–15073.

18. Yuen JD, et al. (2007) Электрохимическое легирование в полимерных транзисторах с электролитным затвором.

J Am Chem Soc 129 (46): 14367–14371.

19. Lee J, et al. (2009) Ионно-гелевые полимерные тонкопленочные транзисторы: рабочий механизм

и характеристики диэлектрической емкости затвора, скорости переключения и стабильности.

J. Phys Chem. C 113 (20): 8972–8981.

20. Ларссон О., Лайхо А., Шмиклер В., Берггрен М., Криспин Х (2011) Управление ди-

мерностью переноса заряда в органическом электрохимическом транзисторе с помощью емкостной связи. Adv Mater 23 (41): 4764–4769.

21. Ходаголы Д. и др. (2013) Органический электрохимический транзистор с высокой крутизной -

торс. Нац Коммуна 4: 2133.

22. Nilsson D, et al. (2002) Бистабильная и динамическая модуляция тока в электрохимических

органических транзисторах.Adv Mater 14 (1): 51–54.

23. Inal S, et al. (2014) Электрохимический транзистор

с режимом накопления высокой крутизны. Adv Mater 26 (44): 7450–7455.

24. Toss H, et al. (2014) О режиме работы электролитно-управляемых тонкопленочных транс-

систоров на основе различных замещенных политиофенов. Org Electron 15 (10): 2420–2427.

25. Zeglio E, et al. (2015) Смеси конъюгированных полиэлектролитов для электрохромных и

электрохимических транзисторных устройств.Chem Mater 27 (18): 6385–6393.

26. Мэй Дж., Бао З. (2014) Разработка боковой цепи в обрабатываемых в растворе сопряженных поли-

мерах. Chem Mater 26 (1): 604-615.

27. McCulloch I, et al. (2006) Жидкокристаллические полупроводниковые полимеры с высокой подвижностью носителей заряда

. Nat Mater 5 (4): 328–333.

28. Guo X, et al. (2013) Диалкоксибитиазол: новый строительный блок для совместных полимерных полупроводников

. J Am Chem Soc 135 (5): 1986–1996.

29.Бард А.Дж., Фолкнер Л.Р., Ледди Дж., Зоски К.Г. (1980) Электрохимические методы: основы

и приложения (Wiley New York).

30. Бернардс Д.А., Маллиарас Г.Г. (2007) Стационарное и переходное поведение органических электрохимических транзисторов

. Adv Funct Mater 17 (17): 3538–3544.

31. Rivnay J, et al. (2015) Органические электрохимические транзисторы для измерения импеданса на основе ячеек

. Appl Phys Lett 106 (4): 043301.

32. Zschieschang U, et al. (2012) Гибкие низковольтные органические тонкопленочные транзисторы и схемы

на основе C10-DNTT.J Mater Chem 22 (10): 4273–4277.

33. Rivnay J, et al. (2013) Органические электрохимические транзисторы с максимальной транс-

проводимостью при нулевом смещении затвора. Adv Mater 25 (48): 7010–7014.

34. Kergoat L, et al. (2012) Настройка порогового напряжения в органических полевых транзисторах

с электролитным затвором. Proc Natl Acad Sci USA 109 (22): 8394–8399.

35. Inal S, et al. (2016) Органические электрохимические транзисторы на основе ПЭДОТ с различными анионными полиэлектролитными легирующими добавками

.J. Polym Sci, B, Polym Phys 54 (2): 147–151.

36. Stavrinidou E, et al. (2013) Прямое измерение подвижности ионов в проводящем полимере

. Adv Mater 25 (32): 4488–4493.

12022

|

www.pnas.org/cgi/doi/10.1073/pnas.1608780113 Giovannitti et al.

Метод смещения делителя напряжения | Недвижимость | Примеры

Что такое метод смещения делителя напряжения

Смещение делителя напряжения - это наиболее широко используемый метод смещения и стабилизации транзистора.В этом методе два сопротивления R1 и R2 подключены к напряжению питания VCC (см. Рис. 9.24) и обеспечивают смещение. Сопротивление эмиттера RE обеспечивает стабилизацию. Название « делитель напряжения » происходит от делителя напряжения, образованного R1 и R2. Падение напряжения на R2 смещает в прямом направлении переход база-эмиттер. Это вызывает ток базы и, следовательно, ток коллектора в условиях нулевого сигнала.

Анализ цепи смещения делителя напряжения

Предположим, что через сопротивление R1 протекает ток I1.Поскольку базовый ток IB очень мал, можно с достаточной точностью предположить, что ток, протекающий через R2, также равен I1
.
(i) Ток коллектора IC:

Это видно из эксп. (i) выше, что IC вообще не зависит от β. Хотя IC зависит от VBE, но на практике V2 >> VBE, так что IC практически не зависит от VBE. Таким образом, IC в этой схеме практически не зависит от параметров транзистора и, следовательно, обеспечивается хорошая стабилизация.Именно по этой причине смещение делителя напряжения стало универсальным методом обеспечения смещения транзистора.


(ii) Напряжение коллектор-эмиттер VCE.

Применение закона Кирхгофа по напряжению на стороне коллектора,


VCC = IC RC + VCE + IE RE

Стабилизация.

В этой схеме отличную стабилизацию обеспечивает RE. Рассмотрение ур. (I) показывает этот факт.

V2 = VBE + IC RE


Предположим, ток коллектора IC увеличивается из-за повышения температуры.Это приведет к увеличению падения напряжения на сопротивлении эмиттера RE. Поскольку падение напряжения на R2 (то есть V2) * не зависит от
IC, следовательно, VBE уменьшается. Это, в свою очередь, приводит к снижению IB. Уменьшенное значение IB имеет тенденцию восстанавливать IC до исходного значения.


Коэффициент устойчивости.

Можно математически показать (см. Ст. 9.13) , что коэффициент устойчивости схемы равен

.

Это наименьшее возможное значение S, обеспечивающее максимально возможную термическую стабильность.Из-за конструктивных особенностей
** R0 / RE имеет значение, которым нельзя пренебрегать по сравнению с 1. На практике
схема может иметь коэффициент стабильности около 10.


Пример 9.19 . На рис. 9.25 (i) показан метод смещения делителя напряжения. Нарисуйте постоянный ток. Линия нагрузки и определите рабочую точку. Предположим, что транзистор изготовлен из кремния.
Решение. постоянного тока линия нагрузки. Напряжение коллектор-эмиттер VCE определяется по формуле:

.

Обнаруживает вторую точку A (OA = 5 мА) линии нагрузки на оси тока коллектора.К
соединению точек A и B, постоянный ток Линия нагрузки AB построена, как показано на рис. 9.25 (ii).

Пример 9.20. Определите рабочую точку схемы, показанной в предыдущей задаче, по
, используя теорему Тевенина.


Решение. Схема перерисована и показана на рис. 9.26 (i) для справки. Постоянный ток цепь слева от базовой клеммы B может быть заменена эквивалентной схемой Тевенина, показанной на рис.9.26 (ii). Если смотреть налево от клеммы B базы [см. Рис. 9.26 (i)], Эквивалентное напряжение Тевенина E0 определяется по формуле:

Пример 9.21. Транзистор A использует метод смещения делителя напряжения. R1 = 50 кОм, R2 = 10 кОм и RE = 1 кОм. Если VCC = 12 В, найдите:
(i) значение IC; при VBE = 0,1 В (ii) значение IC; при VBE = 0,3 В. Прокомментируйте результат.

Комментарии. Из приведенного выше примера ясно, что, хотя VBE изменяется на 300%, значение
IC изменяется только почти на 10%. Это объясняет, что в этом методе IC практически не зависит от изменений параметров транзистора.


Пример 9.22. Рассчитайте ток эмиттера в цепи делителя напряжения, показанной на Рис. 9.27. Также найдите значение VCE и потенциал коллектора VC.

Коэффициент устойчивости для смещения потенциального делителя

Мы уже видели (см. Пример 9.20) как заменить схему делителя напряжения смещения делителя потенциала
эквивалентной схемой Тевенина. Результирующая схема смещения делителя напряжения перерисовывается в
рис. 9.28 , чтобы найти коэффициент стабильности S для этой схемы смещения. Ссылаясь на рис. 9.28 и
, применяя закон напряжения Кирхгофа к базовой цепи, мы имеем,

Ур. (ii) дает формулу для коэффициента устойчивости S цепи смещения делителя потенциала.Следует внимательно отметить
следующие пункты:


(i) Для большей термостойкости значение S должно быть небольшим. Это может быть достигнуто за счет уменьшения размера
R0 / RE. Если R0 / RE сделать очень маленьким, им можно пренебречь по сравнению с 1.

Это идеальное значение S, обеспечивающее максимальную термическую стабильность.


(ii) Отношение * R0 / RE можно сделать очень маленьким, уменьшив R0 и увеличив RE.Низкое значение R0 можно получить, сделав R2 очень маленьким. Но при низком значении R2 ток, потребляемый от VCC, будет большим. Это накладывает ограничение на выбор R0. Увеличение значения RE требует большего VCC, чтобы поддерживать тот же нулевой ток коллектора сигнала. Из-за этих ограничений
был сделан компромисс при выборе значений R0 и RE. Обычно эти значения выбираются так, чтобы S j 10.


Пример 9.23. Для схемы, показанной на рис.9.29 (i) , найдите рабочую точку. Каков коэффициент устойчивости схемы? Учитывая, что β = 50 и VBE = 0,7 В

Решение. Рис. 9.29 (i) показывает схему смещения потенциального делителя, тогда как Рис. 9.29 (ii) показывает
с замененной схемой делителя потенциала эквивалентной схемой Тевенина.

Однако, заменив схему делителя потенциала эквивалентной схемой Тевенина, выражение для IC можно найти более точно.Если не упомянуто в проблеме, любой из двух методов
может быть использован для получения решения.


Пример 9.24. Схема, показанная на рис. 9.30 (i) использует кремниевый транзистор с β = 100. Найдите
рабочую точку и коэффициент стабильности

Решение. Рис. 9.30 (i) показывает схему смещения делителя потенциала, тогда как Рис. 9.30 (ii) показывает его
с замененной схемой делителя потенциала эквивалентной схемой Тевенина.

Конструкция схем смещения транзисторов

(для маломощных транзисторов) На практике для проектирования схем смещения и стабилизации транзисторов предпринимаются следующие шаги:

Шаг 1. Обычно принимают RE = 500 - 1000 Ом. Чем выше значение RE, тем лучше стабилизация
. Однако, если RE очень велико, более высокое падение напряжения на нем приводит к уменьшению падения напряжения на нагрузке коллектора. Следовательно, производительность снижается.Следовательно, при выборе значения RE
необходимо идти на компромисс.
Шаг 2. Ток нулевого сигнала IC выбирается в соответствии с размахом сигнала. Однако на начальных этапах большинства транзисторных усилителей достаточно нулевого сигнала IC = 1 мА. Основные преимущества выбора этого значения:


(i) Выходное сопротивление транзистора очень велико при 1 мА. Это увеличивает коэффициент усиления по напряжению.
(ii) Существует небольшая опасность перегрева, поскольку 1 мА - это довольно небольшой ток коллектора.Здесь можно отметить, что работа транзистора с сигналом ниже нуля IC = 1 мА не рекомендуется из-за сильно нелинейных характеристик транзистора.


Шаг 3. Значения сопротивлений R1 и R2 выбраны таким образом, чтобы ток I1, протекающий через R1 и
R2, был как минимум в 10 раз больше IB, т.е. I1 ≥ 10 IB. Когда это условие выполняется, достигается хорошая стабилизация.


Шаг 4. Нулевой сигнал IC должен быть немного больше (скажем, 20%), чем максимальный размах тока коллектора
из-за сигнала.Например, если ожидается изменение тока коллектора на 3 мА из-за сигнала,
выберите нулевой сигнал IC ~ 3,5 мА. Важно отметить этот момент. Выбор нулевого сигнала IC ниже этого значения может отсечь часть отрицательного полупериода сигнала. С другой стороны, выбор значения, намного превышающего это значение (скажем, 15 мА), может излишне перегреть транзистор, что приведет к потере заряда батареи. Более того, более высокий нулевой сигнал IC уменьшит значение RC (для того же VCC), что приведет к уменьшению усиления по напряжению.


Пример 9.25. В схеме, показанной на рис. 9.31, рабочая точка выбрана так, что IC = 2 мА, VCE = 3 В. Если RC = 2,2 кОм, VCC = 9 В и β = 50, определите значения R1, R2 и RE. Возьмем VBE = 0,3V и I1 = 10IB

Пример 9.26. Схема npn-транзистора ( См. Рис. 9.32) имеет α = 0,985 и VBE = 0,3 В. Если VCC = 16 В, рассчитайте R1 и RC, чтобы поместить точку Q на IC = 2 мА, VCE = 6 вольт.

Пример 9.27. Рассчитайте точное значение тока эмиттера в цепи, показанной на Рис. 9.33 (i).
Предположим, что транзистор из кремния и β = 100.


Решение. Чтобы получить точное значение тока эмиттера IE, мы заменим участок смещения
схемы, показанной на рис. 9.33 (i) , его эквивалентом Тевенина. Рис. 9.33 (ii) показывает желаемую схему. Если смотреть от клеммы B базы слева, напряжение E0 Тевенина определяется выражением:

Если снова посмотреть с клеммы B на базу слева, сопротивление Тевенина R0 равно;


Пример 9.28. Схема делителя потенциала, показанная на рис. 9.34 имеет следующие значения:

IE = 2 мА, IB = 50 мкА, VBE = 0,2 В, RE = 1 кОм, R2 = 10 кОм и VCC = 10 В. Найдите значение R1.


Решение. В этой задаче мы будем учитывать, что токи через R1 и R2 различны, хотя на практике эта разница очень мала.

Пример 9.29. На рис. 9.35 показан метод смещения делителя потенциала.Что произойдет, если
(i) сопротивление R2 закорочено (ii) сопротивление R2 разомкнуто
(iii) сопротивление R1 закорочено (iv) сопротивление R1 разомкнуто?


Решение.

(i) Если сопротивление R2 замкнуто, база будет заземлена. Он останется без прямого смещения и транзистор будет отключен, т. Е. Выход будет нулевым.
(ii) Если сопротивление R2 открыто, смещение вперед будет очень высоким.Коллекторный ток будет очень высоким, а напряжение коллектор-эмиттер будет очень низким.
(iii) Если сопротивление R1 закорочено, транзистор будет в насыщении из-за чрезмерного прямого смещения. База будет на VCC, а эмиттер будет только немного ниже VCC.
(iv) Если R1 открыт, транзистор будет без прямого смещения. Следовательно, транзистор будет отключен, т.е. выход будет нулевым.

Нажмите здесь, чтобы загрузить приложение WhatsWho

История проблемы смещения делителя напряжения из истории искусственного интеллекта (AI)

Смещение базового резистора | Методы смещения транзистора. Пример задачи смещения делителя напряжения

.

Смещение транзистора | Пример проблемы смещения делителя напряжения достоверного усиления

Что такое ИИ? Пример проблемы смещения делителя напряжения

Тестирование транзисторов | Пример проблемы смещения делителя напряжения для идентификации выводов транзистора

точки отсечки и насыщения | Пример проблемы с номинальной мощностью транзисторного делителя напряжения смещения

1) НАЖМИТЕ ЗДЕСЬ, ЧТОБЫ ПРОЧИТАТЬ СВЯЗАННЫЕ СТАТЬИ.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *