Низковольтный преобразователь напряжения схема: Низковольтные преобразователи напряжения для светодиодов

Низковольтные преобразователи напряжения для светодиодов

Светодиоды, как источники оптического излучения, имеют неоспоримые достоинства: малые габариты, высокую яркость свечения при минимальном (единицы мА) токе, экономичность.

Но в силу технологических особенностей они не могут светиться при напряжении ниже 1,6… 1,8 В. Это обстоятельство резко ограничивает возможность применения светодиодных излучателей в широком классе устройств, имеющих низковольтное питание, обычно от одного гальванического элемента.

Несмотря на очевидную актуальность проблемы низковольтного питания светодиодных источников оптического излучения, известно весьма ограниченное число схемных решений, в которых авторы пытались решить эту задачу.

В этой связи ниже приведен обзор схем питания светодиодов от источника низкого (0,25…1,6 В) напряжения. Многообразие схем, приведенных в этой главе, можно свести к двум основным разновидностям преобразования напряжения низкого уровня в высокое. Это схемы с емкостными и индуктивными накопителями энергии [Рк 5/00-23].

Удвоитель напряжения

На рисунке 1 показана схема питания светодиода с использованием принципа удвоения напряжения питания. Генератор низкочастотных импульсов выполнен на транзисторах разной структуры: КТ361 и КТ315.

Частота следования импульсов определяется постоянной времени R1C1, а продолжительность импульсов — постоянной времени R2C1. С выхода генератора короткие импульсы через резистор R4 подаются на базу транзистора VT3, в коллекторную цепь которого включен светодиод HL1 (АЛ307КМ) красного цвета свечения и германиевый диод VD1 типа Д9.

Между выходом генератора импульсов и точкой соединения светодиода с германиевым диодом подключен электролитический конденсатор С2 большой емкости.

В период продолжительной паузы между импульсами (транзистор VT2 закрыт и не проводит ток) этот конденсатор заряжается через диод VD1 и резистор R3 до напряжения источника питания. При генерации короткого импульса транзистор VT2

открывается. Отрицательно заряженная обкладка конденсатора С2 оказывается соединенной с положительной шиной питания. Диод VD1 запирается. Заряженный конденсатор С2 оказывается подключенным последовательно с источником питания.

Суммарное напряжение приложено к цепи светодиод — переход эмиттер — коллектор транзистора VT3. Поскольку тем же импульсом транзистор VT3 отпирается, его сопротивление эмиттер — коллектор становится малым.

Таким образом, практически удвоенное напряжение питания (исключая незначительные потери) оказывается кратковременно приложенным к светодиоду: следует его яркая вспышка. После этого процесс заряда — разряда конденсатора С2 периодически повторяется.

Рис. 1. Принципиальная схема удвоителя напряжения для питания светодиода.

Поскольку светодиоды допускают работу при кратковременном токе в импульсе, в десятки раз превосходящем номинальные значения, повреждения светодиода не происходит.

Если необходимо повысить надежность работы светодиодных излучателей с низковольтным питанием и расширить диапазон напряжения питания в сторону увеличения, последовательно со светодиодом следует включить токоограничи-вающий резистор сопротивлением десятки, сотни Ом.

При использовании светодиода типа АЛ307КМ с напряжением начала едва заметного свечения 1,35… 1,4 В и напряжением, при котором без ограничительного сопротивления ток через светодиод составляет 20 мА, 1,6… 1,7 В, рабочее напряжение генератора, представленного на рисунке 1, составляет 0,8… 1,6 В.

Границы диапазона определены экспериментально тем же образом: нижняя указывает напряжение начала свечения светодиода, верхняя — напряжение, при котором ток, потребляемый всем устройством, составляет примерно 20 мА, т.е. не превышает в самых неблагоприятных условиях эксплуатации предельный ток через светодиод и, одновременно, сам преобразователь.

Как уже отмечалось ранее, генератор (рисунок 1) работает в импульсном режиме, что является с одной стороны недостатком схемы, с другой стороны — достоинством, поскольку позволяет генерировать яркие вспышки света, привлекающие внимание.

Генератор достаточно экономичен, поскольку средний ток, потребляемый устройством, невелик. В то же время в схеме необходимо использовать хотя и низковольтный, но довольно громоздкий электролитический конденсатор большой емкости (С2).

Упрощенный вариант преобразователя напряжения

На рисунке 2 показан упрощенный вариант генератора, работающего аналогично изложенному выше. Генератор, используя малогабаритный электролитический конденсатор, работает при напряжении питания от 0,9 до 1,6 В.

Средний ток, потребляемый устройством, не превышает 3 мА при частоте следования импульсов около 2 Гц. Яркость генерируемых вспышек света несколько ниже, чем в предыдущей схеме.

Рис. 2. Схема простого низковольтного преобразователя напряжения на двух транзисторах из 0,9В в 2В.

Генератор с применением телефонного капсюля

Генератор, показанный на рис. 9.3, использует в качестве нагрузки телефонный капсюль ТК-67. Это позволяет повысить амплитуду генерируемых импульсов и понизить тем самым на 200 мВ нижнюю границу начала работы генератора.

За счет перехода на более высокую частоту генерации удается осуществить непрерывную «перекачку» (преобразование) энергии и ощутимо снизить емкости конденсаторов.

Рис. 3. Схема низковольтного генератора преобразователя напряжения с использованием катушки телефона.

Генератор с удвоением напряжения на выоде

На рисунке 4 показан генератор с выходным каскадом, в котором осуществляется удвоение выходного напряжения. При закрытом транзисторе VT3 к светодиоду приложено только небольшое по величине напряжение питания.

Электрическое сопротивление светодиода велико в силу ярко выраженной нелинейности ВАХ и намного превышает сопротивление резистора R6. Поэтому конденсатор С2 оказывается подключенным к источнику питания через резисторы R5 и R6.

Рис. 4. Схема низковольтного преобразователя с удвоением выходного напряжения.

Хотя вместо германиевого диода использован резистор R6, принцип работы удвоителя напряжения остается тем же: заряд конденсатора С2 при закрытом транзисторе VT3 через резисторы R5 и R6 с последующим подключением заряженного конденсатора последовательно с источником питания.

При приложении удвоенного таким образом напряжения динамическое сопротивление светодиода на более крутом участке ВАХ становится на время разряда конденсатора порядка 100 Ом и менее, что намного ниже сопротивления шунтирующего конденсатор резистора R6.

Расширить рабочий диапазон питающих напряжений (от 0,8 до 6 В) позволяет использование резистора R6 вместо германиевого диода. Если бы в схеме стоял германиевый диод, напряжение питания устройства было бы ограничено величиной 1,6…1,8 В.

При дальнейшем увеличении напряжения питания ток через светодиод и германиевый диод вырос бы до неприемлемо высокой величины и произошло бы их необратимое повреждение.

Преобразователь на основе генератора ЗЧ

В генераторе, представленном на рисунке 5 одновременно со световыми вырабатываются звонкие импульсы звуковой частоты. Частота звуковых сигналов определяется параметрами колебательного контура, образованного обмоткой телефонного капсюля и конденсатора С2.

Рис. 5. Принципиальная схема преобразователя напряжения для светодиода на основе генератора ЗЧ.

Преобразователи напряжения на основе мультивибраторов

Источники питания светодиодов на основе мультивибраторов изображены на рисунках 6 и 7. Первая схема выполнена на основе асимметричного мультивибратора, вырабатывающего, как и устройства (рис. 1 — 5), короткие импульсы с протяженной междуимпульсной паузой.

Рис. 6. Низковольтный преобразователь напряжения на основе асимметричного мультивибратора.

Накопитель энергии — электролитический конденсатор C3 периодически заряжается от источника питания и разряжается на светодиод, суммируя свое напряжение с напряжением питания.

В отличие от предыдущей схемы генератор (рис. 7) обеспечивает непрерывный характер свечения светодиода. Устройство выполнено на основе симметричного мультивибратора и работает на повышенных частотах.

Рис. 7. Преобразователь для питания светодиода от низковольтного источника 0,8 – 1,6В.

В этой связи емкости конденсаторов в этой схеме на 3…4 порядка ниже. В то же время яркость свечения заметно понижена, а средний ток, потребляемый генератором при напряжении источника питания 1,5 6 не превышает 3 мА.

Преобразователи напряжения с последовательным соединением транзисторов

Рис. 8. Преобразователь напряжения с последовательным соединением транзисторов разного типа проводимости.

В генераторах, показанных далее на рисунках 8 — 13, в качестве активного элемента используется несколько необычное последовательное соединение транзисторов разного типа проводимости, к тому же, охваченных положительной обратной связью.

Рис. 9. Двухтранзисторный преобразователь напряжения для светодиода с применением катушки от телефона.

Конденсатор положительной обратной связи (рисунок 8) одновременно выполняет роль накопителя энергии для получения напряжения, достаточного для питания светодиода.

Параллельно переходу база — коллектор транзистора VT2 (типа КТ361) включен германиевый диод (либо заменяющее его сопротивление, рис. 12).

В генераторе с RC-цепочкой (рис. 8) за счет существенных потерь напряжения на полупроводниковых переходах рабочее напряжение устройства составляет 1,1… 1,6 В.

Заметно понизить нижнюю границу напряжения питания стало возможным за счет перехода на LC-вариант схемы генераторов, использующих индуктивные накопители энергии (рис. 9 — 13).

Рис. 10. Схема простого низковольтного преобразователя напряжения 0,75В -1,5В в 2В на основе LC-генератора.

В качестве индуктивного накопителя энергии в первой из схем использован телефонный капсюль (рис. 9). Одновременно со световыми вспышками генератор вырабатывает акустические сигналы.

При увеличении емкости конденсатора до 200 мкФ генератор переходит в импульсный экономичный режим работы, вырабатывая прерывистые световые и звуковые сигналы.

Переход на более высокие рабочие частоты возможен за счет использования малогабаритной катушки индуктивности с большой добротностью. В связи с этим появляется возможность заметно уменьшить объем устройства и понизить нижнюю границу питающего напряжения (рис. 10 — 13).

В качестве индуктивности использована катушка контура промежуточной частоты от радиоприемника «ВЭФ» индуктивностью 260 мкГн. На рис. 11, 12 показаны разновидности таких генераторов.

Рис. 11. Схема низковольтного преобразователя напряжения для светодиода с катушкой от ПЧ-контура приемника.

Рис. 12. Схема простого преобразователя напряжения для светодиода с катушкой от ПЧ-контура приемника.

Наконец, на рисунке 13 показан наиболее упрощенный вариант устройства, в котором вместо конденсатора колебательного контура использован светодиод.

Преобразователи напряжения конденсаторного типа (с удвоением напряжения), используемые для питания светодиодных излучателей, теоретически могут обеспечить снижение рабочего напряжения питания только до 60% (предельное, идеальное значение — 50%).

Рис. 13. Очень простой низковольтный преобразователь напряжения с включенным светодиодом вместо конденсатора.

Использование в этих целях многокаскадных умножителей напряжения неперспективно в связи с прогрессивно возрастающими потерями и падением КПД преобразователя.

Преобразователи с индуктивными накопителями энергии более перспективны при дальнейшем снижении рабочего напряжения генераторов, обеспечивающих работу светодиодов. При этом сохраняются высокий КПД и простота схемы преобразователя.

Преобразователи напряжения индуктивного и индуктивно-емкостного типа

На рисунках 14 — 18 показаны преобразователи для питания светодиодов индуктивного и индуктивно-емкостного типа, выполненные на основе генераторов с использованием в качестве активного элемента аналогов инжекционно-полевого транзистора [Рк 5/00-23].

Рис. 14. Схема низковольтного преобразователя напряжения 1-6В в 2В индуктивно-емкостного типа.

Преобразователь, изображенный на рисунке 14, является устройством индуктивно-емкостного типа. Генератор импульсов выполнен на аналоге инжекционно-полевого транзистора (транзисторы VT1 и VT2).

Элементами, определяющими рабочую частоту генерации в диапазоне звуковых частот, являются телефонный капсюль BF1 (типа ТК-67), конденсатор С1 и резистор R1. Короткие импульсы, вырабатываемые генератором, поступают на базу транзистора VT3, открывая его.

Одновременно происходит заряд/разряд емкостного накопи 1еля энергии (конденсатор С2). При поступлении импульса положительно заряженная обкладка конденсатора С2 оказывается соединенной с общей шиной через открытый на время действия импульса транзистор VT2. Диод VD1 закрывается, транзистор VT3 — открыт.

Таким образом, к цепи нагрузки (светодиоду HL1) оказываются присоединены последовательно включенные источник питания и заряженный конденсатор С2, в результате чего следует яркая вспышка светодиода.

Расширить диапазон рабочих напряжений преобразователя позволяет транзистор VT3. Устройство работоспособно при напряжениях от 1,0 до 6,0 В. Напомним, что нижняя граница соответствует едва заметному свечению светодиода, а верхняя — потреблению устройством тока в 20 мА.

В области малых напряжений (до 1,45 В) звуковая генерация не слышна, хотя по мере последующего увеличения напряжения питания устройство начинает вырабатывать и звуковые сигналы, частота которых довольно быстро понижается.

Переход на более высокие рабочие частоты (рис. 15) за счет использования высокочастотной катушки позволяет уменьшить емкость конденсатора, «перекачивающего» энергию (конденсатор С1).

Рис. 15. Принципиальная схема низковольтного преобразователя напряжения с ВЧ-генератором.

В качестве ключевого элемента, подключающего светодиод к «плюсовой» шине питания на период следования импульса, использован полевой транзистор VT3 (КП103Г). В результате диапазон рабочих напряжений этого преобразователя расширен до 0,7… 10 В.

Заметно упрощенные, но работающие в ограниченном интервале питающих напряжений устройства показаны на рисунках 16 и 17. Они обеспечивают свечение светодиодов в диапазоне 0,7…1,5 В (при R1=680 Ом) и 0,69…1,2 В (при R1=0 Ом), а также от 0,68 до 0,82 В (рис. 17).

Рис. 16. Принципиальная схема упрощенного низковольтного преобразователя напряжения с ВЧ-генератором.

Рис. 17. Упрощенный низковольтный преобразователь напряжения с ВЧ-генератором и телефонным капсюлем в качестве катушки.

Наиболее прост генератор на аналоге инжекционно-полевого транзистора (рис. 18), где светодиод одновременно выполняет роль конденсатора и является нагрузкой генератора. Устройство работает в довольно узком диапазоне питающих напряжений, однако яркость свечения светодиода достаточно высока, поскольку преобразователь (рис. 18) является чисто индуктивным и имеет высокий КПД.

Рис. 18. Низковольтный преобразователь напряжения с генератором на аналоге инжекционно-полевого транзистора.

Следующий вид преобразователей достаточно хорошо известен и является более традиционным. Это преобразователи трансформаторного и автотрансформаторного типа.

На рис. 19 показан генератор трансформаторного типа для питания светодиодов низковольтным напряжением. Генератор содержит лишь три элемента, одним из которых является светоизлучающий диод.

Без светодиода устройство является простейшим блокинг-генератором, причем на выходе трансформатора может быть получено довольно высокое напряжение. Если в качестве нагрузки генератора использовать светодиод, он начинает ярко светиться даже при низком значении питающего напряжения (0,6…0,75 В).

Рис. 19. Схема преобразователя трансформаторного типа для питания светодиодов низковольтным напряжением.

В этой схеме (рис. 19) обмотки трансформатора имеют по 20 витков провода ПЭВ 0.23. В качестве сердечника трансформатора использовано ферритовое кольцо М1000 (1000НМ) К 10x6x2,5. В случае отсутствия генерации выводы одной из обмоток трансформатора следуе! поменять местами.
   
Преобразователь, показанный на рисунке 20, имеет самое низкое напряжение питания из всех рассмотренных устройств. Существенного понижения нижней границы рабочего напряжения удалось достичь за счет оптимизации выбора числа (соотношения) витков обмоток и способа их включения. При использовании высокочастотных германиевых транзисторов типа 1Т311, 1Т313 (ГТ311, ГТ313) подобные преобразователи начинают работать пои напояжении питания выше 125 мВ.

Рис. 20. Низковольтный преобразователь напряжения из 0,25В – 0,6В в 2В.

Рис. 21. Экспериментально измеренные характеристики генератора.

В качестве сердечника трансформатора, как и в предыдущей схеме, использовано ферритовое кольцо М1000 (1000НМ) К10x6x2,5. Первичная обмотка выполнена проводом ПЭВ 0,23 мм, вторичная — ПЭВ 0,33. Довольно яркое свечение светодиода наблюдается уже при напряжении 0,3 В.

На рисунке 21 представлены экспериментально измеренные характеристики генератора (рис. 20) при варьировании числа витков обмоток. Из анализа полученных зависимостей следует, что существует область оптимального соотношения числа витков первичной и вторичной обмоток, причем, с увеличением числа витков первичной обмотки минимальное рабочее напряжение преобразователя плавно снижается, причем одновременно сужается и диапазон рабочих напряжений преобразователя.

Для решения обратной задачи — расширения диапазона рабочих напряжений преобразователя — последовательно с ним может быть подключена RC-цепочка (рис. 22).

Рис. 22. Схема низковольтного преобразователя напряжения с применением RC-цепочки.

Схемы преобразователей по типу индуктивной или емкостной трех-точки

Еще один вид преобразователей представлен на рисунки 23 — 29. Их особенность — использование индуктивных накопителей энергии и схем, выполненных по типу «индуктивной» или «емкостной трех-точки» с барьерным режимом включения транзистора.
   
Генератор (рис. 23) работоспособен в диапазоне напряжений от 0,66 до 1,55 В. Для оптимизации режима работы требуется подбор номинала резистора R1. В качестве катушки индуктивности, как и во многих предыдущих схемах. использована катушка контура фильтра ПЧ индуктивностью 260 мкГн.

Рис. 23. Преобразователь напряжения для светодиода на одном транзисторе КТ315.

Так, при числе витков первичной обмотки п(1) равном 50…60 и числе витков вторичной л(II) — 12, устройство работоспособно в диапазоне питающих напряжений 260…440 мВ (соотношение числа витков 50 к 12), а при соотношении числа витков 60 к 12 — 260…415 мВ.

При использовании ферритового сердечника другого типа или размера это соотношение может нарушиться и быть иным. Полезно самостоятельно выполнить подобное исследование, а результаты для наглядности представить в виде графика.

Весьма интересным представляется использование туннельного диода в рассматриваемых генераторах (аналогичного приведенному на рис. 20), включенного вместо перехода эмиттер — база транзистора VT1.

Генератор (рис. 24) немногим отличается от предыдущего (рис. 23). Интересной его особенностью является то, что яркость свечения светодиода меняется с ростом напряжения питания (рис. 25).

Рис. 24. Преобразователь напряжения с меняющейся яркостью свечения светодиода.

Рис. 25. График зависимости яркости свечения светодиода от питающего генератор напряжения (для рисунка 24).

Причем максимум яркости достигается при 940 мВ. Преобразователь, показанный на рисунке 26, можно отнести к генераторам, выполненным по схеме «трехточки», причем светодиод выполняет роль одного из конденсаторов.

Трансформатор устройства выполнен на ферритовом кольце (1000HM) К10x6x2,5, причем его обмотки содержат приблизительно по 15…20 витков провода ПЭЛШО 0,18.

Рис. 26. Низковольтный преобразователь напряжения с генератором выполненном на основе трехточки.

Преобразователь (рис. 27) отличается от предыдущего точкой подключения светодиода. Зависимость яркости свечения светодиода от напряжения питания показана на рисунке 28: при повышении напряжения питания яркость вначале нарастает, затем резко снижается, после чего снова растет.

Рис. 27. Простой преобразователь напряжения для низковольтного питания светодиода АЛ307.

Рис. 28. Зависимость яркости свечения светодиода от напряжения питания.

Наиболее простой схемой преобразователей этого типа является схема, представленная на рисунке 29. Установление рабочей точки достигается подбором резистора R1.

Светодиод, как и в ряде предшествующих схем, одновременно играет роль конден сатора. В порядке эксперимента рекомендуется подключить па раллельно светодиоду конденсатор и подобрать его емкость.

Рис. 29. Очень простая схема низковольтного преобразователя напряжения на одном транзисторе.

В заключение

В качестве общего замечания по налаживанию схем, представленных выше, следует отметить, что напряжение питания всех рассмотренных устройств во избежание повреждения светодиодов не должно (за редким исключением) превышать значения 1.6…1.7 В.

Литература: Шустов М.А. Практическая схемотехника (Книга 1).

НИЗКОВОЛЬТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

   Во многих случаях бывает необходимо иметь напряжение 5 вольт — стандартное напряжение USB гнёзд и зарядок мобильных устройств (плееров, смартфонов и т.д.), именно автономное напряжение, для заряда вышеуказанных устройств на улице. А в качестве источника питания желательно иметь чего подешевле и поудобнее, в идеале одна пальчиковая батарейка АА. Для этого прекрасно подходит небольшая схема, способная преобразовать 1,5 до 5В. Для этого существуют специальные микросхемы, как например MAX1674 или MAX7176 — повышающие DC-DC конвертеры, которые могут преобразовывать напряжения в диапазоне от 0,7 в до любой в пределах от 2 в до 5,5 в. У MAX1676 уже предустановлены выходы для 3.3В и 5В, что делает создание преобразователя делом пары часов.

Принципиальная эл. схема низковольтного инвертора

Упрощённая схема MAX1674

   Резистор рассчитывается по следующей формуле: R2 = R1/(VLBI/Vref — 1)

   Где: VLBI –напряжение батареи, при котором должен сработать сигнал разряда батареи, R1 – сопротивление резистора, R1 = 470 кОм, Vref = 1.25 В.

   Микросхема рекомендуется для использования в первую очередь из-за высокого КПД 95%, миниатюрных габаритов, и минимума дополнительных радиоэлементов. Микросхема выдает на выходе 3.3 или 5В. Питается напряжением от 0.7 до 6В. То есть на одной пальчиковой батарейке 1.5 вольта, работает отлично.

Фото готового преобразователя

   Номинальный выходной ток и индуктивность дросселя (в мкГн), связаны так: 300мА — 47, 120мА — 22, 70мА — 10. То есть от него и будет зависеть предельная выходная мощность преобразователя, которая ограничена лишь мощностью рассеивания самой микросхемы — около полуватта. Подробнее о предельных режимах читайте в даташите на MAX1674.

Низковольтный преобразователь напряжения 2В в 5В

В устройствах на цифровых микросхемах и микропроцессорах с автономным питанием батареи гальванических элементов должны обеспечить стабилизированное напряжение 5 В. Достигнуть этого простейшим способом — использованием шести элементов по 1,5 В и интегрального стабилизатора КР142ЕН5А — невыгодно как энергетически, так и экономически. Для подобных нужд целесообразно использовать . Предлагаемый несложный стабилизированный преобразователь позволяет получить напряжение 5 В при токе нагрузки до 120 мА. Его входное напряжение может находиться в пределах 2…3,5 В (два гальванических элемента). КПД при входном напряжении 3 В и максимальном токе нагрузки — приблизительно 75%. Схема преобразователя показана на рис. 4.2.

На транзисторе VT2 собран блокинг-генератор. Обмотка 1 трансформатора Т1 выполняет также функцию накопительного дросселя, а с обмотки II на базу транзистора VT2 поступает сигнал положительной обратной связи. Импульсы, возникающие на коллекторе этого транзистора, через диод VD1 заряжают конденсаторы С4, С5, напряжение на которых и является выходным. Оно зависит от частоты повторения и скважности импульсов блокинг-генератора, которые, в свою очередь, зависят от коллекторного тока транзистора VT1, перезаряжающего конденсатор СЗ в интервалах между импульсами.

После того, как на блокинг-генератор подано напряжение питания, и по мере зарядки конденсатора С2 через резистор R1, увеличиваются коллекторный ток транзистора VT1, частота генерируемых импульсов и .выходное напряжение преобразователя. Но как только последнее превысит сумму напряжений стабилизации стабилитрона VD2 и открывания транзистора VT3, часть тока, протекающего через резистор R1 и базу транзистора VT1, ответвится в коллекторную цепь открывшегося транзистора VT3. Это приведет к уменьшению частоты импульсов. Таким образом, выходное напряжение будет стабилизировано.

Подстроечный резистор R3 позволяет установить его равным 5 В. Транзистор VT2 — КТ819 с любым буквенным индексом, КТ805А или КТ817 также с любым индексом. В последнем случае выходная мощность преобразователя будет немного меньше. КПД устройства повысится, если в качестве VD1 применить германиевый диод Д310. Трансформатор Т1 изготовлен из дросселя ДПМ-1,0 индуктивностью 51 мкГн. Имеющаяся на нем обмотка использована в качестве первичной. Поверх нее намотана обмотка обрат

ной связи (II) из 14 витков провода диаметром 0,31 мм в эмалевой изоляции. Конденсатор СЗ должен быть металлопленочным серий К71, К78. Керамический конденсатор здесь нежелателен из-за низкой температурной стабильности. К типам остальных деталей устройство некритично. Преобразователь смонтирован на плате из двухстороннего фольгированного стеклотекстолита. Фольга на одной из сторон платы оставлена нетронутой и служит общим проводом.

К вопросу построения мощных DC-DC преобразователей напряжения, питающихся от низковольтных сетей

Мощный DC-DC преобразователь напряжения, работающий от низковольтного (10-50 В) источника питания (аккумуляторные батареи, водородные источники питания и т. д.), преобразует энергию постоянного тока с уровнем в сотни ампер. Не трудно убедиться, что в таких случаях статические потери энергии в полупроводниковых элементах преобразователя напряжения существенно, часто на порядок, превышают динамические. Таким образом, силовая схема преобразователя напряжения должна содержать минимальное количество последовательно включенных в цепь потребляемого тока силовых полупроводниковых приборов. Как правило, это однотактные схемы либо двухтактная схема с выводом нулевой точки первичной обмотки силового трансформатора.

Схема DC-DC преобразователя напряжения, построенного на базе известного инвертора со средней точкой первичной обмотки силового трансформатора, представлена на рис. 1. В схеме для наглядности выделены индуктивности рассеивания обмоток силового трансформатора. Особенностью данной схемы, а также преобразователей напряжения, построенных на базе однотакт-ных схем, является необходимость вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора на этапах проводимости силовых транзисторов.

Рис. 1. Схема DC-DC преобразователя  напряжения

Для вывода энергии индуктивностей рассеивания в схеме необходимы дополнительные элементы. Если такой вывод энергии не обеспечивается, то ЭДС самоиндукции индуктивности рассеивания трансформатора при запирании силового транзистора схемы может вызвать на нем бросок напряжения, что приведет данный прибор к выходу из строя.

Простейшие устройства, обеспечивающие ограничение напряжения на силовых транзисторах, — это RCD-цепочки, показанные на рис. 1. Помимо ограничения напряжения на силовых транзисторах они снижают потери энергии в транзисторах на этапе выключения, что при низковольтном питании не столь актуально.

Энергия, выводимая из индуктивностей рассеивания в силовые конденсаторы C1, C2, при очередном включении силовых транзисторов VS1, VS2 рассеивается в токоограничивающих резисторах R1, R2, что существенно (как будет показано ниже) снижает КПД устройства.

Режим работы RCD-цепочек, а соответственно, и уровень напряжения на силовых конденсаторах C1, C2 и силовых транзисторах VS1, VS2, в немалой степени зависит от режима работы инвертора, в частности, от коэффициента заполнения ключей, тока нагрузки и т. д. Не вдаваясь в подробности, укажем, что в зависимости от режима работы схемы наибольшее значение напряжения на силовых транзисторах схемы может значительно превышать удвоенную величину напряжения питания. Последнее заставляет использовать в схеме силовые транзисторы с повышенным допустимым напряжением и, как следствие, с увеличенным падением напряжения на силовом транзисторе в проводящем состоянии, что снижает КПД схемы.

Не проводя детального анализа работы схемы, можно оценить соответствующую мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках. Соответственно, эта мощность в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов, может быть приближенно оценена как

где введены следующие обозначения: I_н‘ — ток нагрузки, пересчитанный в первичную обмотку (принимается, что Z_Н имеет индуктивный характер, ток нагрузки хорошо сглажен и может быть принят постоянным на периоде работы схемы), L_S1 — индуктивность рассеивания первичной обмотки, L_S3‘ — пересчитанная к первичной обмотке индуктивность рассеивания вторичной обмотки, f— частота работы преобразователя, K_пр— коэффициент, характеризующий максимальное напряжение на силовые конденсаторах C1, C2 (или, что то же самое, на транзисторах преобразователя напряжения) при максимальном токе нагрузки преобразователя напряжения, и равный

(1а)

где U_{C MAX}— максимальное напряжение на силовых конденсаторах C1 и C2, E— величина напряжения питания.

Для оценки потерь в RCD-цепочках в соответствии с уровнем тока, частотой и индуктивностями рассеивания силового трансформатора (то есть конструкции трансформатора) необходимо получить зависимость величины индуктивностей рассеивания силового трансформатора от параметров схемы (в упрощенном варианте это могут быть частота, установленная мощность силового трансформатора, величина тока или величина напряжения).

С помощью известных методик расчета силового трансформатора [1, 2], выбрав материал для сердечника и обмоток, можно приближенно оценить величину индуктивности рассеивания обмоток. С учетом материала сердечника (феррит 2000 НМ) и обмоток (медь), конструкции силового трансформатора (броневой) были построены зависимости суммарной индуктивности рассеивания обмоток трансформатора L_{S 1}+L_S3‘ = L_sσ, пересчитанной к первичной обмотке (предполагается, что обмотки несекционированные) от установленной мощности силового трансформатора (S) для трех рабочих частот трансформатора (10, 20 и 30 кГц) для напряжений питания 24 и 12 В (рис. 2).

Рис. 2. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания силового трансформатора от его установленной мощности: а) E = 24 В, б) E = 12 В

Имея зависимости рис. 2, можно оценить мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках (P_rcd), через установленную мощность силового трансформатора (S). Далее полагаем, что мощность, передаваемая в нагрузку преобразователем напряжения (P), и установленная мощность силового трансформатора связаны известным соотношением

S = Pxk_схемы (2)

где k_схемы— коэффициент, зависящий от схемы и режима работы преобразователя напряжения [3, 4]. КПД преобразователя напряжения (определяемый в предположении, что единственными потерями являются потери, рассеиваемые в RCD-цепочках) равен:

(3)

Можно считать, что расчетная максимальная индукция в сердечнике B(S, f), определяемая рабочей частотой и установленной мощностью силового трансформатора (при принятых для силового трансформатора конструкции и геометрических соотношениях), задает число витков первичной обмотки ω₁ через напряжение на первичной обмотке. Предположим, что режимом с максимальной вольт-секундной площадью будет режим с напряжением на первичных обмотках в форме меандра с периодом, равным T (где T— период работы схемы), и амплитудой, которую можно считать равной напряжению питания E. Тогда можно записать:

(4)

где S_с(S, f) — площадь сечения сердечника, B(S, f) — максимальная индукция в сердечнике. Таким образом, в силу известной приближенной формулы расчета индуктивностей рассеивания [1,2], для суммарной индуктивности рассеивания, пересчитанной к первичной обмотке,

(5)

где k — коэффициент пропорциональности, l_об (S, f) — средняя длина витка обмотки.

Приняв, что КПД преобразователя напряжения определяется только потерями в RCD-цепочках, считая коммутации пренебрежимо малыми, токи обмоток и напряжения на обмотках имеющими прямоугольную форму, ток вторичной обмотки и напряжения на обмотках не имеющими пауз, можно считать, что приведенный к первичной обмотке ток нагрузки преобразователя напряжения равен

(6)

Тогда, пользуясь оценкой мощности, проходящей через индуктивности рассеивания, приведенной выше, можно оценить мощность, выделяющуюся в резисторах R1, R2, подставляя вместо (L_S1+L_S3‘) суммарную индуктивность рассеивания силового трансформатора L_Sσ:

Таким образом, в пределах сделанных предположений, P_RCD не зависит от E.

На рис. 3а приведены полученные зависимости мощности P_RCD для частот 10, 20 и 30 кГц от установленной мощности силового трансформатора. На рис. 3б показаны соответствующие оценки для КПД преобразователя η_RCD.

Рис. 3. Зависимость PRCD (а) и ηRCD (б) от установленной мощности силового трансформатора

Зависимости, приведенные на рис. 3, позволяют сделать вывод о неперспективности применения защитных RCD-цепей в мощных преобразователях напряжения с низковольтным питанием. На практике преобразователи напряжения, выполненные по схеме рис. 1, мощностью более нескольких сотен ватт не применяются.

Естественным решением, расширяющим области применения аналогичных преобразователей напряжения, является вывод энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, в питающую сеть либо в нагрузку. Вывод энергии индуктивностей рассеивания в источник питания имеет то преимущество, что передаваемая таким путем мощность может варьироваться в широких пределах независимо от величины нагрузки преобразователя напряжения. Кроме того, вывод этой энергии в питающую сеть обеспечивается гораздо более простым схемным решением. На рис. 4 показана схема, реализующая указанный принцип. Энергия, накапливаемая в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором во всех режимах работы близко к двойному напряжению питания, всегда оставаясь несколько больше его. При этом максимальные напряжения на силовых транзисторах жестко ограничены напряжением на силовом конденсаторе C1.

Рис. 4. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания

Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 на требуемом уровне обеспечивается за счет работы регулятора первого рода, выполненного на силовом транзисторе VS3, диоде VD3 и дросселе L1. Установленная мощность регулятора первого рода, естественно, меньше установленной мощности основного преобразователя напряжения и определяется энергией, выводимой из индуктивностей рассеивания силового трансформатора.

Оценим мощность, на которую должен быть рассчитан регулятор первого рода, при допущении, что все полупроводниковые элементы схемы — идеальные ключи, потери энергии в элементах схемы отсутствуют.

Эквивалентная схема для этапа вывода энергии из индуктивностей рассеивания в силовой конденсатор C1 изображена на рис. 5. Эта схема справедлива при условии малых пульсаций напряжения на силовом конденсаторе C1. Тогда напряжение на силовом конденсаторе U_C может быть принято постоянным, а конденсатор C1 эквивалентно заменен источником напряжения, равным U_C. Кроме того, предполагаем, что выходной выпрямитель за счет индуктивности в нагрузке стягивается в точку на всем интервале вывода энергии. При этом выводимая энергия будет наибольшей.

Рис. 5. Эквивалентная схема на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания

Энергию, выводимую в силовой конденсатор, можно представить как сумму энергии, накопленной к этому времени в индуктивностях рассеивания, и энергии, потребленной от источника питания на этапе вывода энергии в силовой конденсатор. Пренебрегая током индуктивности намагничивания, можно считать, что ток индуктивностей рассеивания спадает от величины I_н‘ до нуля линейно. Обозначая время спада тока как t_сп, можно записать:

(8)

Мощность, потребляемая от источника питания, за время вывода энергии из индуктивностей рассеивания равна:

(9)

Накопленная к моменту запирания силового транзистора в индуктивностях рассеивания энергия может быть оценена следующим образом:

(10)

С учетом выражений (9) и (10) мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, равна:

(11)

где f— частота работы преобразователя напряжения.

При U_C= 2xE мощность P_вспом= 2xfxL_Sσx (I_н‘)², при большем U_C мощность P_вспомменьше.

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 за один цикл вывода энергии из индуктивностей рассеивания может быть оценено из условия, что вся выводимая энергия накапливается в конденсаторе и на интервале вывода передача энергии вспомогательным преобразователем пренебрежимо мала.

Приращение энергии в силовом конденсаторе δ W_Cравно

где AU_C — приращение напряжения на силовом конденсаторе С1. Тогда

(13)

На рис. 6 показаны зависимости мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при U_C ≈2xE.

Рис. 6. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем напряжения, от установленной мощности силового трансформатора (при UC ≈ 2xE)

Для проверки эффективности приведенной выше схемы со вспомогательным преобразователем было проведено моделирование ее работы в системе моделирования MicroCap.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В модели силового трансформатора, рассчитанного по указанной выше методике, учтены индуктивности рассеивания и индуктивность намагничивания. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преобразователь напряжения построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). По результатам моделирования КПД схемы — 96%. Полученный КПД, в отличие от η_RCD (3), учитывает также потери в полупроводниковых элементах схемы.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 285 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 324 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

На рис. 7 показаны полученные при моделировании осциллограммы. Преобразователь напряжения работает в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов основного преобразователя напряжения (коэффициент заполнения равен 0,87).

Рис. 7. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем

Моделирование показало, что включение ключа в одном из плеч схемы в то время, как в противоположном плече ток еще не спал, существенно замедляет спад этого тока, а также нарастание тока во включившейся обмотке. Это объясняется трансформацией напряжения на включившейся обмотке в противоположное плечо и трансформацией тока в обмотку включившегося плеча из обмотки противоположного. Поэтому предпочтительно включать ключевой прибор в одном из плеч не раньше, чем в противоположном плече ток спадет до достаточно малой величины.

Очевидно, что при уменьшении индуктивности рассеивания трансформатора снижается мощность вспомогательного источника питания, уменьшается длительность коммутации, что повышает КПД схемы и позволяет реализовать ее работу на более высокой частоте. Широко известным методом снижения индуктивности рассеивания является применение в силовом трансформаторе секционированных обмоток. На рис. 8 показаны зависимости суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности трансформатора при Е = 24 В для силового трансформатора с несекциониро-ванной обмоткой (аналогично рассматриваемому выше), рассчитанного на рабочую частоту 30 кГц, и для трансформаторов с секционированной обмоткой при числе элементов обмоток, равном двум [2], которые рассчитаны на частоты 30 и 50 кГц.

Рис. 8. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности силового трансформатора при E = 24 В для трансформатора с несекционированной обмоткой и для силового трансформатора с секционированной обмоткой (число элементов обмоток равно двум)

Следует заметить, что конструктивно выполнение мощного высокочастотного силового трансформатора с низковольтными (сильноточными) обмотками достаточно сложная задача.

Обычно сильноточные обмотки такого трансформатора выполняются в виде пластин с эффективной поверхностью охлаждения, часто обдуваемых с помощью внешнего вентилятора. В таких силовых трансформаторах организация дополнительного силового вывода либо организация секционирования обмоток практически не усложняет его конструкцию, а следовательно, секционирование обмоток, несомненно, перспективно в этих применениях.

На рис. 9 приведены полученные при моделировании схемы с трансформатором с секционированными обмотками осциллограммы.

Рис. 9. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем. Применен силовой трансформатор с секционированными обмотками

Снижение индуктивностей рассеивания предоставляет возможность сократить длительность интервалов коммутации, что в свою очередь позволяет реализовать работу преобразователя напряжения на большей частоте.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 50 кГц, вспомогательного преобразователя — 100 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1700 Вт. По результатам моделирования КПД схемы достигает 97%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем, — 77 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 97 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования здесь также может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

Недостатком рассмотренной выше схемы со вспомогательным преобразователем является то, что на интервале спада тока в обмотке этот ток протекает через источник питания Е. Вследствие чего энергия, которая поступает во вспомогательный преобразователь после каждого запирания транзистора основного преобразователя напряжения, оказывается больше, чем энергия, накопленная в индуктивности рассеивания силового трансформатора перед запиранием силового транзистора. Если исключить из контура протекания тока обмотки источник питания на интервале спада тока, то энергия, выводимая в источник  питания, уменьшится, то есть уменьшится мощность вспомогательного преобразователя. Схема с таким включением вспомогательного преобразователя показана на рис. 10. Уменьшение мощности вспомогательного преобразователя ведет к снижению стоимости и массо-габаритных показателей его элементов, упрощению его конструкции.

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

В схеме на рис. 10 энергия из индуктивностей рассеивания выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором U*_c несколько больше Е. C1 заряжен таким образом, что вывод отрицательной полярности подключен к средней точке силового трансформатора. Предполагается, что пульсации напряжения на C1 пренебрежимо малы по сравнению с величиной напряжения на C1. Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 осуществляется за счет регулятора третьего рода, включающего силовой транзистор VS3, диод VD3 и дроссель L1.

В предыдущей схеме (рис. 4) ток в обмотке силового трансформатора спадал под действием напряжения, равного разности напряжения на входном силовом конденсаторе вспомогательного преобразователя (C1 на рис. 4) и напряжения питания. Эта разность несколько превышала Е. В схеме на рис. 10 ток спадает под действием напряжения, равного напряжению на входном конденсаторе вспомогательного преобразователя, которое в этой схеме несколько превышает Е. Таким образом, скорости спада тока в индуктивностях рассеивания в данных схемах, при одинаковых величинах самих ин-дуктивностей рассеивания, очевидно, равны. Однако ток обмотки на этапе спада в схеме рис. 10 не протекает через источник питания Е. В эквивалентной схеме на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания, в отличие от рис. 5, необходимо учитывать лишь напряжение U*_c. В соответствии со сказанным, W* _потр = 0.

Для мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, можно получить:

P*_вспом= 2xfxW*_нак= fxL_Sσx(I_н‘)². (14)

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 в схеме рис. 10 может быть оценено следующим образом:

(15)

Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при применении таких же трансформаторов, что и для условий рис. 6, приведена на рис. 11. Как видно из (11) и (14), с учетом U_c≈2xE, эта мощность в два раза меньше мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, для условий рис. 6.

Рис. 11. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора для схемы с дополнительным преобразователем уменьшенной мощности

Было проведено моделирование в системе MicroCap работы преобразователя напряжения, построенного по схеме рис. 10.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 также использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преоб разователь построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). Параметры силового трансформатора соответствуют трансформатору с несекционированными обмотками. По результатам моделирования КПД схемы — 96%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 157 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 162 Вт.

На рис. 12 показаны полученные при моделировании осциллограммы.

Рис. 12. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

Выше были описаны возможные пути решения проблемы, возникающей при разработке схем ключевых преобразователей напряжения с выводом нулевой точки трансформатора — необходимости вывода энергии из индуктивностей рассеивания силового трансформатора. Требование повышения КПД преобразователя напряжения делает логичным обеспечение вывода этой энергии в первичный источник питания взамен ее рассеивания в потери. Расчеты величины данной энергии и мощности, передаваемой вспомогательными преобразователями, проведенные для параметров схем, которые можно считать типичными для современных преобразователей напряжения такого типа, позволяют считать эффективным применение описанного решения.

Схема, рассмотренная здесь второй (рис. 10), позволяет снизить мощность вспомогательного преобразователя, не ухудшая режим преобразователя напряжения по сравнению со схемой рис. 4. Поэтому в большинстве случаев применение такой схемы представляется предпочтительным. Но в силу, например, конструктивных особенностей преобразователя напряжения может оказаться целесообразным применение и схемы рис. 4. Разумеется, приведенные оценки определяются выбранными конструкцией и материалами силовых трансформаторов и могут варьироваться в широких пределах в зависимости от применяемых трансформаторов. Однако можно утверждать, что рассмотренные схемы позволяют в широком диапазоне параметров схем с выводом нулевой точки трансформатора существенно повысить КПД схемы, принципиально улучшить режим работы силовых транзисторов основного преобразователя напряжения, жестко ограничивая максимальное напряжение на них вблизи минимально необходимой величины, требуя при этом применения весьма простого дополнительного преобразователя.

Литература

1. Бальян Р. Х. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.: Советское радио. 1971.
2. Горский А. Н., Русин Ю. С, Иванов Н. Р., Сергеева Л. А. Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания. М.: Радио и связь. 1988.
3. Моин В. С. Лаптев Н. Н. Стабилизированный транзисторные преобразователи. М.: Энергия. 1972.
4. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. Киев: Техника. 1978.

Низковольтный преобразователь постоянного напряжения с широким коэффициентом передачи по напряжению

Низковольтный преобразователь постоянного напряжения с широким коэффициентом передачи по напряжению.

K. H. Edelmoser, F. A. Himmelstoss

Technical University Vienna, Institute of Electrical Drives and Machines, AUSTRIA

ОБЗОР

Преобразователи постоянного напряжения, у которых напряжение на входе много меньше, чем на выходе, имеют относительно низкую эффективность из-за высоких значений тока. Таким образом, необходимо задействовать параллельно несколько каскадов усилителя для получения приемлемой общей эффективности.

Представляем возможное решение для подобного преобразователя. Входное напряжение (например, от солнечной) батареи – 12В или 24В, преобразовывается в постоянное напряжение величиной 350В, например – для передатчика мощности. Общая достигаемая мощность – 1 кВт.

В случае однокаскадного инвертора это приводит к входному току величиной 100А (из-за пиковых значений в переключателях мощности – до 200А!).

В итоге сильно возрастает нагрузка на узлы, и построить такую схему сложно. Для обхода этой проблемы была выбрана схема с несколькими каскадами преобразования, работающими параллельно. Все они работают на один трансформатор, что приводит к оптимальному использованию ядра потоком.

Рис.1 изображает принцип реализации для двойного преобразователя.

Для описанного здесь преобразователя на 1кВт используется 4 каскада.

ВВЕДЕНИЕ

Главный недостатком поддержки постоянным током инверторов на солнечной энергии, работающих на низком постоянном входном напряжении, является слишком большой входной ток. Для того, чтобы это обойти, обычно используют несколько параллельных каскадов. Иной выход – использовать трансформатор с разделением тока (см Рис.1).

Рис1.а Параллельное соединение

Рис1.b Изолированная схема.

ОСНОВНАЯ СХЕМА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

Главная (низкое напряжение) сторона предлагаемого

преобразователя (Рис.1.b, секция инвертора) была выполнена по хорошо известной

двухтактной схеме (см Рис.2)[5].

Рис2.а Основная схема преобразователя

Рис2.b Соответствующий эквивалентный контур (справа)

Рис3. Принцип действия основной схемы.

Для разъяснения принципа действия зададим

4 различных состояния системы (Рис.3):

а) S1 замкнут (i1 положителен): ток входа растёт

b) S1 разомкнут (i2 положителен): путь через D2 свободен, ток входа снижается

с) S2 замкнут (i2 отрицателен): ток входа растёт

d) S2 разомкнут (i1 отрицателен): путь через D1 свободен, входной ток снижается

Идеальный трансформатор должен объяснить основной принцип. Таким образом, главной индуктивностью Lm и потерями намагничивания Rm можно пренебречь. Для каждого рабочего состояния системы определены следующие уравнения:

Когда значение тока достигает нуля (в зависимости от коэффициента заполнения), диод закрывается. Напряжения на первичной обмотке трансформатора теперь нет – до обратного переключения.

Как видно из эквивалентного контура на Рис.2, структура очень похожа на обычный повышающий преобразователь.

Для анализа нагрузки на компоненты схемы было выбрано моделирование на уровне подробного контура.

РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ СТАНДАРТНОЙ СТРУКТУРЫ

Структура с Рис.2 была смоделирована в PSPICE. Для неё был применён трансформатор 1:31.6. Результаты моделирования схемы (входное напряжение 12В, сопротивление нагрузки 1 Ом, коэффициент заполнения 50%) показаны на Рис.4.

Рис.4: Моделирование (сверху вниз): выходное напряжение, напряжение на первичной обмотке, ток между переключателями 1 и 2.

Для объяснения и показа влияния тока намагничивания, на Рис.5,6 и 7 взят трансформатор с коэффициентом 1:1. Рис.5 показывает результаты моделирования без нагрузки, на Рис.6 – с нагрузкой в 1 Ом (12А). Ток намагничивания ясно виден в обоих случаях.

Рис.5. Моделирование (сверху вниз): выходное напряжение, ток трансформатора (здесь – намагничивания), напряжение на 1 переключателе, сигнал управления переключателями.

Рис.6. Моделирование (сверху вниз): выходное напряжение, ток переключателя (намагничивания плюс преобразованный ток нагрузки), напряжение на 1 переключателе, сигнал управления переключателями (импульсный режим).

Рис.7. Моделирование (сверху вниз): выходное напряжение, ток переключателя (намагничивания плюс преобразованный ток нагрузки), напряжение на 1 переключателе, сигнал управления переключателями (индуктивная нагрузка).

СХЕМА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ С РАЗДЕЛЕНИЕМ ТОКОВ.

На Рис.8 представлена преобразовательная система, построенная по основной схеме.

Два каскада работают параллельно. В модели для разъяснения действия использовано 3 трансформатора. Каскады А и В работают синхронно в одной фазе. В зависимости от коэффициента заполнения каждого каскада можно выполнить деление нагрузки. Простейшим путём является использование одних и тех же сигналов управления для всех каскадов.

Рис.8. Схема усилителя тока, полученная модель преобразователя.

РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ С РАЗДЕЛЕНИЕМ ТОКОВ

Как видно из результатов моделирования (Рис.9 и 10), в новой схеме ток разделяется между каскадами. Результирующее воздействие тока в мощных полупроводниках делится на число параллельно работающих каскадов. Для пояснения использован коэффициент обмоток 1:1. На Рис.9 – без нагрузки, рис.10 – приблизительно 12А (RL=1).

Рис.9 Моделирование (сверху вниз) выходное напряжение, ток трансформатора (здесь – намагничивания), напряжение на переключателе, сигнал управления переключателями.

Главным преимуществом является нечувствительность структуры в случае отказавших каскадов или каскадов, работающих с частичным включением нагрузки. Это полезно применять в инверторах солнечной энергии, где несколько солнечных панелей легко включаются параллельно, каждая панель в своей точке максимальной мощности (MPP).

Рис.10. Моделирование (сверху вниз): выходное напряжение, ток переключателя (намагничивания плюс преобразованный ток нагрузки), напряжение на 1 переключателе, сигнал управления переключателями.

Поэтому в результате эффективность такого решения будет намного больше, чем при использовании общего последовательного или параллельного соединения панелей.

РЕАЛИЗАЦИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

В принципиальной схеме на Рис.6 размещено несколько трансформаторов.

Для упрощения схемы возможна реализация на Ш-образных сердечниках.

Рис.11. Схема инвертора.

Как показано на Рис.11, преобразователи размещены на левой и правой сторонах Ш-сердечника. Накопленный поток трансформатора подаётся через центральное плечо, где расположены вторичные обмотки, что ведет к удвоению коэффициента передачи по мощности этой структуры в случае симметрии.

Когда преобразователи работают под одними сигналами управления, поток в центральном плече

.

Это нормальный режим работы. В случае множества солнечных панелей, в сигнале управления будут происходить лишь небольшие изменения для поддержания поля каждой панели в MPP.

В случае несимметричной работы нужно рассмотреть другое состояние.

Работает только одна сторона преобразователя. Результирующий поток в центральном плече меньше потока источника – на левой стороне

,

из-за зависимости магнитных сопротивлений от различных геометрических форм центрального и боковых плечей. Только часть порождаемого магнитного потока вносится в выходное напряжение. В этом случае коэффициент передачи по напряжению снижается.

Разделение токов может быть устроено работой нескольких преобразователей на одном плече сердечника (рис.9, а и b). Тогда ток преобразователя распределяется между отдельными каскадами. Это позволяет снизить влияние тока в мощных полупроводниковых приборах.

РЕАЛИЗАЦИЯ ТРАНСФОРМАТОРА

Практическое исполнение двухкаскадного преобразователя с рис.6 на Ш-образном сердечнике показано на рис.12. Первичные обмотки (a,a’,b,b’) выполнены в виде медной ленты на внешнем плече сердечника. Вторичная – традиционная многовитковая высокочастотная катушка на центральном плече.

Рис.12 Схема трансформатора

В результате сложения магнитных потоков () напряжение на вторичной обмотке удваивается, что ведет к более эффективной и компактной конструкции.

Другой важной задачей является выбор выпрямительного каскада. Если использовать трансформатор с выведенной средней точкой обмотки, то значения напряжения на диодах больше чем в два раза превышают номинальное выходное напряжение преобразователя. Этот недостаток можно исправить двумя одинаковыми вторичными секциями, включенными последовательно. Потери, увеличившиеся в результате последовательного включения двух диодов, частично компенсируются снижением потерь переключения (которые пропорциональны квадрату напряжения последовательного соединения). Другая возможность снизить влияние тока – использовать в качестве выходного каскада удвоитель тока [6,7].

Получившаяся конструкция имеет приемлемую эффективность и позволяет увеличить общую надёжность снижением нагрузки на компоненты.

Рис.13 Макет-прототип преобразователя

Рис.13 показывает образец преобразователя. Силовой трансформатор построен на одной стороне печатной платы (100 х 160 мм), тогда как все электронные компоненты расположены на другой. Преимущества такой конструкции – возможность охлаждения и удовлетворительная плотность мощности. Активное охлаждение (вентилятор) не требуется вплоть до 1 кВт. Из-за очень низкого напряжения питания (12В) и, следственно, высоких значений тока в данном случае необходимы толстые медные соединительные линии (210 мкм). Во избежание всплесков напряжения и для уменьшения индуктивности рассеяния используют бифилярную (двухниточную) методику компоновки.

РЕЗУЛЬТАТЫ ИЗМЕРЕНИЙ

Для проверки результатов моделирования был сделан макет предлагаемого преобразователя. Инвертор работает от постоянного напряжения в 12В. Использовался сердечник ETD49 из материала N47. Переключения производились на частоте 330 кГц.

Рис.14. Без нагрузки, сверху вниз: напряжение на переключателе 1, напряжение на переключателе 2, ток левой стороны, ток правой стороны.

Рис.15. Полная нагрузка, сверху вниз: напряжение на переключателе 1, отпирающий сигнал управления, ток через переключатель 1 (1В ~ 25A)

Рисунок 14 показывает работу без нагрузки. На рисунке 15 показан преобразователь при полной нагрузке. Как видно из рис.15 – передаётся около 400 Вт. Общая эффективность схемы достигает 97,5 %.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Структура представленного преобразователя соответствует всем требованиям к преобразователям постоянного тока с очень низким входным и большим выходным напряжением. Относительно низкая эффективность, которая обычно случается от высоких значений тока, может быть преодолена методом разделения магнитных токов, который устраняет необходимость строго параллельной работы нескольких каскадов преобразователя для достижения приемлемой общей эффективности. Использованный метод разделения также подходит в тех случаях, где приходится иметь дело с большими значениями тока. Преобразователь на плате показывает удовлетворительную эффективность при использовании в солнечных установках, где высокая эффективность и отменная надёжность являются вопросами первостепенной важности. Преимущества такой конструкции – возможность охлаждения и удовлетворительная плотность мощности. Активное охлаждение (вентилятор) не требуется вплоть до 1 кВт.

Так как структура очень проста, ей легко управлять. Она подходит для цифрового воплощения на встроенных микроконтроллерах. Современные микроконтроллеры включают большинство периферийных устройств, требуемых для воплощения системы в целом (АЦП, ШИМ, таймеры). Таким образом, появляется дешёвое решение для массового применения. С другой стороны, устойчивость конструкции помогает снизить требуемую вычислительную мощность, так что дополнительный алгоритм управления может быть выполнен на том же ядре (отслеживание точек максимальной мощности, функции безопасности – слежение за развязкой на стороне постоянного тока, контроль сопротивления электросети для предупреждения локальной работы в подключенных к ней системах).

принципы работы и уникальные решения Maxim Integrated

17 декабря 2019

Александр Русу (г. Одесса)

Общий КПД импульсного преобразователя в электронных приборах малой мощности с автономным питанием снижается в основном за счет тока утечки схемы управления. Свести этот ток практически к нулю помогут интегральные DC/DC из новой серии nanoPower производства Maxim Integrated.

На сегодняшний день найти или изготовить самостоятельно высококачественный преобразователь постоянного напряжения мощностью от нескольких ватт до нескольких киловатт не представляет особой сложности. Однако питание оборудования, потребляемая мощность которого измеряется микроваттами, уже является серьезной технической проблемой, ведь при таких уровнях потребления увеличивается относительная величина «накладных расходов» в виде затрат энергии на работу схемы управления, что приводит к ощутимому снижению КПД преобразователя в целом. Кроме этого, практически во всех современных устройствах, питающихся от батарей, активно используются энергосберегающие режимы, в которых все неиспользуемые в данный момент системы отключаются от источника энергии. А это еще больше ужесточает требования к узлам питания, ведь теперь они должны иметь еще и минимально возможный ток утечки в выключенном состоянии.

При этом количество устройств с батарейным питанием с каждым годом постоянно увеличивается, а требования к ним ужесточаются. Поэтому большинство ведущих производителей электронных компонентов регулярно предлагают инженерам новые решения в этой области.

Не осталась в стороне и компания Maxim Integrated, которая не так давно представила линейку микросхем nanoPower, отличающихся сверхмалым энергопотреблением. На сегодняшний день в этой линейке присутствуют малопотребляющие операционные усилители, компараторы, датчики температуры и другие узлы, активно использующиеся в самых разнообразных радиотехнических устройствах. Конечно же, Maxim Integrated не оставил без внимания и сектор DC/DC преобразователей напряжения, разработав в рамках данного направления целые семейства специализированных микросхем с ультрамалым энергопотреблением.

Сравнение линейного и импульсного способов преобразования

Самой популярной схемой преобразователей постоянного напряжения можно назвать понижающую, ведь в реальной аппаратуре задача уменьшения напряжения возникает намного чаще, чем увеличения или изменения его полярности. Но уменьшить входное напряжение можно двумя способами: импульсным и линейным. Поскольку каждый из способов имеет свои достоинства и недостатки, а значит – и свои области применения, то разработчику необходимо их изучить.

Фундаментальную разницу между линейным и импульсным способами уменьшения напряжения можно понять из рисунка 1. Линейный стабилизатор работает по принципу резистивного делителя напряжения. Его регулирующий элемент (транзистор VT1) функционирует в активном режиме, обеспечивая такое падение напряжения между выводами коллектора и эмиттера, чтобы выходное напряжение V_OUT на нагрузке R_LOAD находилось в заданных пределах. Поскольку через транзистор VT1 протекает весь ток нагрузки I_OUT, КПД данной схемы будет напрямую зависеть от разницы напряжений между входом и выходом (формула 1):

$$\eta =\frac{P_{OUT}}{P_{IN}}=\frac{I_{OUT}\times V_{OUT}}{I_{OUT}\times V_{IN}}=\frac{V_{OUT}}{V_{IN}},\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где Р_IN и P_OUT – соответственно, входная и выходная мощности преобразователя.

Рис. 1. Сравнение линейного и импульсного способов уменьшения напряжения

И теперь становится очевидным главный недостаток линейных стабилизаторов – чем больше разница напряжений между входом и выходом, тем меньше его КПД, причем практически вся «лишняя» мощность выделяется на регулирующем элементе VT1, что требует установки его на радиатор, размеры которого порой превосходят размеры всех остальных элементов устройства.

До недавнего времени линейные стабилизаторы строились на основе биполярных кремниевых транзисторов, у большинства из которых падение напряжения между коллектором и эмиттером физически не могло быть меньше 1 В. Для стабилизаторов с относительно высоким выходным напряжением (более 5 B) такое падение напряжения было еще вполне приемлемым, однако в современных микроконтроллерных устройствах напряжение питания которых может быть меньше 1 В, использование биполярных транзисторов в таком режиме недопустимо.

В свое время это привело к созданию линейных стабилизаторов, использующих в качестве регулирующих элементов полевые транзисторы, которые, как известно, лишены такого ограничения. Эти стабилизаторы в русскоязычной литературе получили название «стабилизаторы с низким падением напряжения», или LDO-стабилизаторы/регуляторы (Low-Drop Out Regulator). Поскольку при малой разнице напряжений между входом и выходом КПД LDO-стабилизаторов не уступает импульсным преобразователям, а их масса, габариты и уровень электромагнитных помех при этом намного меньше, они до сих пор активно используются в современной технике.

В импульсных преобразователях активный режим полупроводниковых компонентов не используется принципиально. В рассматриваемом примере (рисунок 1) транзистор VT1 работает в ключевом режиме, периодически подключая нагрузку R_LOAD к источнику питания на время t_ON. Это означает, что выделение мощности на силовых полупроводниковых компонентах теоретически может быть сколько угодно малым и не зависит от соотношения напряжений между входом и выходом, что является главным преимуществом данных схем. К сожалению, от такого способа преобразования появляется и главный недостаток – пульсирующий характер выходного напряжения с высоким содержанием высокочастотных гармоник.

Поскольку использовать подобное напряжение для питания потребителей в большинстве случаев не представляется возможным, то на выходе импульсных преобразователей необходимо устанавливать фильтры, уменьшающие пульсации выходного напряжения. Причем в этих фильтрах должны обязательно использоваться реактивные элементы, способные накапливать энергию (активный фильтр на полупроводниковых транзисторах для этой цели не подойдет). А это означает, что импульсный преобразователь просто физически не может быть миниатюрным, ведь энергетическая емкость реактивных компонентов прямо пропорциональна массе и объему использованного в них магнитного или диэлектрического материала.

Если сравнить достоинства и недостатки линейных и импульсных преобразователей (таблица 1), то окажется, что они взаимно компенсируют друг друга. Поэтому на практике очень часто используются гибридные системы: импульсный преобразователь формирует некоторое промежуточное напряжение невысокой стабильности с относительно высоким уровнем пульсаций, а окончательная точная регулировка уже осуществляется с помощью линейных LDO-стабилизаторов.

Таблица 1. Сравнение импульсного и линейного способов преобразования

В современном оборудовании линейные преобразователи в основном используются для питания маломощных узлов, требующих высококачественного выходного напряжения с низким уровнем пульсаций, а также в приложениях, чувствительных к уровню электромагнитных помех, а импульсные – во всех остальных случаях (по возможности).

Однако у линейных преобразователей есть один серьезный недостаток, который в ряде случаев делает их использование невозможным – выходное напряжение линейного преобразователя принципиально не может быть больше входного. А это означает, что в случаях, когда напряжение необходимо увеличить или изменить его полярность, импульсный способ преобразования является практически безальтернативным. 

Принцип работы импульсных преобразователей

На сегодняшний день существует множество импульсных преобразователей постоянного напряжения, отличающихся количеством и типом реактивных компонентов, алгоритмами преобразования и прочими характеристиками.2\times A_{L},\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

где A_L – конструктивный параметр магнитопровода.

После открытия диода напряжение на обмотке дросселя фиксируется на уровне V_L2, под действием которого ток дросселя за время t_OFF уменьшится на величину dI₂ (формула 7):

$$dI_{2}=\frac{V_{L2}}{L_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

В квазиустановившемся режиме, когда отсутствуют какие-либо переходные процессы как в цепях питания, так и в цепях нагрузки, дроссель на втором этапе преобразования должен отдать всю энергию, накопленную на первом интервале. Это означает, что к моменту начала следующего цикла его ток должен быть таким же, как и в начале предыдущего. Для схем с однообмоточным дросселем dI₁ = -dI₂, но в общем случае (для обратноходового преобразователя) изменения токов обмоток определяются Законом полного тока (формула 8):

$$dI_{1}\times N_{1}=-dI_{2}\times N_{2}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Подставляя в формулу 8 соотношения 2 и 7, с учетом 6, можно получить основное уравнение 9, связывающее величины напряжений на выводах обмоток дросселя с отношением длительностей основных этапов преобразования:

$$\frac{V_{L1}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{L2}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Формула 9 является основой для получения регулировочной характеристики преобразователя – зависимости выходного напряжения от относительной длительности первого этапа преобразования D = t_ON/(t_ON + t_OFF). Однако для того чтобы получить эти зависимости, далее необходимо рассматривать каждую схему в отдельности.

Понижающий преобразователь

Понижающий преобразователь (Step-Down Converter, Buck Converter) обычно имеет только одну обмотку, поэтому N₁ = N₂. На первом этапе преобразования к дросселю приложена разница входного и выходного напряжений (V_L1 = V_IN – V_OUT), а на втором – только выходное напряжение (V_L2 = V_OUT), как показано на рисунке 4. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 10:

$$\left(V_{IN}-V_{OUT} \right)\times t_{ON}=-V_{OUT}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Следовательно (формула 11):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{ON}+t_{OFF}}=V_{IN}\times D\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Рис. 4. Принцип работы понижающего преобразователя

Из формулы 11 видно, что выходное напряжение V_OUT понижающего преобразователя не может превышать входное V_IN, иначе левая часть уравнения станет отрицательной, к дросселю на обоих этапах преобразования будет приложено однополярное напряжение, и схема работать не будет. 

Повышающий преобразователь

Повышающий преобразователь (Step-Up Converter, Boost Converter) также обычно строится на основе однообмоточного дросселя (N₁ = N₂). На первом этапе преобразования, когда ключ S₁ замкнут, к обмотке дросселя приложено полное напряжение питания (V_L1 = V_IN), а вот на втором есть разница между входным и выходным напряжениями (V_L1 = V_OUT – V_IN), как показано на рисунке 5. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 12:

$$V_{IN}\times t_{ON}=-\left(V_{OUT}-V_{IN} \right)\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Из формулы 12 теперь можно получить уравнение для регулировочной характеристики (формула 13):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}+t_{OFF}}{t_{OFF}}=V_{IN}\times \frac{1}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Рис. 5. Принцип работы повышающего преобразователя

Как и в понижающем преобразователе, формула 13 накладывает ограничения на соотношение напряжений V_IN и V_OUT. При V_OUT < V_IN правая часть формулы 13 изменит свой знак, и дроссель перестанет отдавать энергию. Поэтому повышающий преобразователь может только увеличивать входное напряжение.

Инвертирующий и обратноходовой преобразователи

И в инвертирующем (Inverting Converter), и в обратноходовом (Flyback Converter) преобразователях к обмоткам дросселя на первом этапе прикладывается полное входное (V_L1 = V_IN), а на втором – полное выходное напряжение (V_L2 = V_OUT), как показано на рисунок 6. Поэтому базовое уравнение для определения их регулировочных характеристик одинаково (формула 14):

$$\frac{V_{IN}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{OUT}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Рис. 6. Принцип работы инвертирующего и обратноходового преобразователей

Но, поскольку инвертирующие преобразователи обычно строятся на основе однообмоточных дросселей, для которых N₁ = N₂, то их регулировочная характеристика при работе во всех режимах, кроме разрывного, несколько проще (формула 15):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Ключевой особенностью обратноходового преобразователя является возможность обеспечения гальванической развязки между входом и выходом. В этом случае обмотки дросселя могут иметь разное количество витков (формула 16):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

Для инвертирующего преобразователя, вход и выход которого имеют один общий провод, выходное напряжение V_OUT по абсолютному значению может быть как больше, так и меньше входного V_IN. Однако оно обязательно должно иметь обратную полярность, ведь ни продолжительность первого t_ON, ни второго t_OFF этапов преобразования не могут быть отрицательными. Для обратноходового преобразователя обеспечение двухполярного напряжения на обмотке осуществляется правильной фазировкой обмоток и включением диода VD1. Если это правило будет нарушено, то обратноходовой преобразователь работать не будет (фактически он превратится в прямоходовой, который имеет несколько иной принцип работы).

При использовании в понижающей, повышающей и инвертирующей схемах дросселя с одной обмоткой наибольшая эффективность преобразователя будет в диапазоне 0,1 ≤ V_IN…V_OUT ≤ 10. Если же входное напряжение отличается от входного больше чем в 10 раз, тогда, в соответствии с формулой 9, длительность одного из этапов преобразования (t_ON или t_OFF) будет значительно меньше другого (рисунок 7).

Рис. 7. Зависимости соотношения напряжения на входе и выходе преобразователей (VOUT/VIN) от соотношения длительностей первого и второго этапов (tON/tOFF)

При этом становится сложно как регулировать выходное напряжение, так и фильтровать его, поскольку при малых длительностях t_ON или t_OFF увеличиваются пульсации токов, что в конечном итоге приводит к катастрофическому уменьшению КПД, вплоть до физической невозможности реализации данного режима (необходимая длительность t_ON или t_OFF может оказаться меньше чем время включения/выключения полупроводникового компонента). Поэтому при большой разнице напряжений между входом и выходом используют автотрансформаторное включение дросселей, при котором транзистор или диод подключаются к части обмотки (рисунок 8). В этом случае N₁ ≠ N₂ и формулы 10…15 придется выводить заново из базового соотношения формулы 9.

Рис. 8. Понижающий преобразователь с автотрансформаторным включением дросселя, работающий при большой разнице напряжений (VIN >>VOUT)

Особенности преобразователей nanoPower

Как видно из принципа работы, максимальное значение КПД импульсных преобразователей теоретически не ограничено. Но на практике всегда будут потери из-за неидеальности элементной базы, поэтому реальное значение КПД силовой части у наилучших представителей импульсных преобразователей находится на уровне 98…99%.

Однако при расчете КПД преобразователя в целом следует учитывать также и затраты энергии на работу схемы управления. Если рассмотреть структурные схемы контроллеров, реализующих два наиболее популярных на сегодняшний день метода управления – по напряжению (рисунок 9) и по току (рисунок 10), – то можно увидеть, что для обеспечения выходного напряжения необходимого качества требуется достаточно большое количество узлов. И хоть на сегодняшний день технологии изготовления полупроводниковых микросхем находится на очень высоком уровне, тем не менее, когда мощность силовой части преобразователя ничтожно мала, ток потребления узлов управления может оказаться соизмеримым с током нагрузок.

Рис. 9. Контроллер преобразователя с методом управления по напряжению

Рис. 10. Контроллер преобразователя с методом управления по току

У контроллеров преобразователей постоянного напряжения можно выделить три основных тока, на которые следует обращать внимание при выборе: ток, потребляемый от входной I_QINT, выходной I_QOUT цепи в активном режиме и ток утечки I_SDT, потребляемый микросхемой в выключенном состоянии (рисунок 11). Эти токи, по возможности, должны быть минимальными, ведь чем они меньше – тем выше КПД преобразователя.

Рис. 11. Пути протекания токов IQINT, IQOUT и ISDT микросхемы MAX17222

Из этих параметров наиболее важным для устройств с батарейным питанием является ток утечки I_SDT. И связано это с их спецификой работы, ведь как показывает практика, большую часть времени они находятся либо в спящем (дежурном), либо в выключенном состоянии. Поскольку физически отключить схему управления преобразователя от источника питания в большинстве случаев не представляется возможным, ток утечки I_SDT будет напрямую влиять на время автономной работы.

В интегральных преобразователях постоянного напряжения nanoPower основной технологией уменьшения токов I_QINT, I_QOUT и I_SDT является тщательная проработка схемотехники внутренних узлов контроллера и процессов изготовления интегральных компонентов. Из других методов уменьшения собственного энергопотребления можно также выделить отключение резистивного делителя выходного напряжения, используемого в цепи обратной связи. Все это позволило добиться впечатляющих значений собственного энергопотребления этих узлов. Так, например, для микросхем повышающих преобразователей MAX17220/21/22/23/24/25 ток, потребляемый от цепей нагрузки (I_QOUT), не превышает 300 нА, а токи, потребляемые от источника питания (I_QINT, I_SDT) равны всего 0,5 нА.

Кроме этого, повышающие преобразователи имеют одну специфическую особенность, на которую также необходимо обращать внимание. При использовании в качестве верхнего ключа полупроводниковых диодов или n-канальных MOSFET становится невозможным полное отключение выходного напряжения – при остановке преобразователя на его выходе присутствует напряжение питания, которое приводит к увеличению энергопотребления. Поэтому в микросхемах nanoPower реализована также технология True Shutdown, блокирующая появление напряжения на выходе преобразователей при их отключении.

На сегодняшний день в линейку малопотребляющих преобразователей nanoPower входят микросхемы для наиболее популярных схем преобразователей: понижающего и повышающего типов (таблица 2). Линейка повышающих преобразователей MAX17220…25 (рисунок 12) позволяет обеспечить нагрузку выходным напряжением 1,8…5 В, устанавливаемым путем выбора внешнего резистора R_SEL с шагом 0,1 В. Входное напряжение при этом может находиться в диапазоне 0,4…5,5 В.

Высокая степень интеграции позволила использовать для микросхем MAX17220…25 миниатюрные шестивыводные корпуса WLP и µDFN и обойтись минимальным количеством внешних компонентов. Как видно из рисунка 12, кроме обязательных внешних реактивных элементов – конденсаторов C_IN, C_OUT и накопительного дросселя, которые, во-первых технологически сложно изготовить в интегральном исполнении, а во-вторых, их параметры зависят от конкретного приложения, для работы микросхем требуется единственный внешний прецизионный (с точностью 1%) резистор R_SEL, отвечающий за величину выходного напряжения.

Таблица 2. Характеристики микросхем nanoPower

Рис. 12. Структурная схема микросхем MAX17220…25

В микросхемах MAX17220…25 реализован метод управления по току, поэтому величина индуктивности накопительного дросселя во многом определяет величину рабочей частоты преобразователя. Для большинства приложений на основе данных микросхем можно использовать малогабаритные дроссели в корпусе 0603 индуктивностью 2,2 мкГн с максимальным током 225 мА, 500 мА или 1 А. Все это позволяет реализовывать ультракомпактные повышающие преобразователи, занимающие на печатной плате площадь, не превышающую 6,75 мм².

Аналогичными характеристиками обладают и микросхемы понижающих преобразователей MAX38640/41/42/43 (рисунок 13), позволяющие понижать входное напряжение 1,8…5,5 В до величины 0,7…3,3 В (микросхемы с суффиксом А) или до 0,5… 5,0 В (с суффиксом B). Так же, как и в рассмотренных выше повышающих преобразователях, для установки выходного напряжения MAX38640…43 используется единственный прецизионный резистор R_SEL, а сами микросхемы требуют всего четырех внешних компонентов.

Рис. 13. Структурная схема микросхем MAX38640…43

Для ускорения выхода продуктов на рынок компания Maxim Integrated предлагает разработчикам максимальную поддержку, не ограничивающуюся только предоставлением всей необходимой технической документации. Так, например, на официальном сайте компании присутствуют математические модели, с помощью которых можно изучить электрические процессы разрабатываемых схем в специализированных средах разработки: автономной EE-Sim® OASIS Simulation Tool на основе ядра SIMPLIS® и онлайновой EE-Sim Design And SimulationTool. Обе среды ориентированы на разработку импульсных источников питания и позволяют на основе предлагаемых шаблонов собрать виртуальный аналог разрабатываемой схемы менее чем за 5 минут.

Кроме этого, для оценки реальных возможностей микросхем nanoPower компания Maxim Integrated предлагает специализированные отладочные платы. Так, например, для микросхем MAX17220…25 доступна отладочная плата MAX17222EVKIT (рисунок 14), состоящая из двух независимых частей, содержащих одну и ту же микросхему MAX17222, но изготовленную в разных корпусах: µDFN и WLP. В каталогах Maxim Integrated присутствует также аналогичная отладочная плата MAX17220EVKIT с установленными микросхемами MAX17220 (в двух вариантах корпусов) и MAX38640EVKIT с установленной микросхемой MAX38640A в корпусе WLP.

Рис. 14. Внешний вид отладочной платы MAX17222EVKIT

Заключение

Питание от батарей является далеко не тривиальной задачей, ведь для обеспечения максимально возможного времени автономной работы необходима тщательная проработка не только силовой части, но и узлов управления. Однако, как показывает практика, эти задачи целиком и полностью ложатся на плечи производителей электронных компонентов, ведь, как видно из материалов данной статьи, конечным разработчикам остается лишь адаптировать готовые решения под конкретное приложение.

Дополнительные материалы:

Статьи:

1. Технология Maxim Integrated nanoPower: когда малый IQ имеет преимущества
2. Контроль в спящем режиме: повышение КПД батарейного питания с помощью DC/DC MAX17225 nanoPower
3. Один дроссель для всей системы: многоканальные преобразователи Maxim с технологиями SIMO и nanoPower
4. Измерение мощности в режиме реального времени с помощью ИС регистратора потребляемой мощности
5. Увеличение времени работы портативной электроники с помощью преобразователя на основе SIMO
6. Борцы SIMO: особенности применения SIMO-преобразователей Maxim
7. Выбор SIMO PMIC-преобразователя для проекта портативного устройства
8. Увеличение энергоэффективности портативных устройств при помощи SIMO PMIC-преобразователей

Новости

1. MAX17222 — длинная жизнь для маленьких вещей
2. MAX38640/1/2/3 – понижающие конвертеры семейства NanoPower с ультранизким током потребления
3. MAX17270 – преобразователь NanoPower SIMO PMIC для IoT с ультранизким потреблением

•••

Наши информационные каналы

НИЗКОВОЛЬТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

     Часто возникает необходимость в питании устройства от одного батарейного элемента 1.0 – 1.5 В. Для этих целей выпускаются повышающие преобразователи. Такие функции выполняют микросхемы преобразователи семейства TPS603 – конвертер на переключаемых конденсаторах и TPS6102 – индуктивный повышающий преобразователь.

     Области применения таких преобразователей: портативные измерительные приборы; устройства домашней автоматизации; медицинские приборы; драйверы “белых” светодиодов и модулей подсветки ЖКИ; программаторы флэш-памяти; аудиоплееры на основе флэш-карт памяти и другие.

     Возможности данных преобразователей:
-выходное напряжение остается регулируемым, когда входное напряжение превышает номинальное выходное напряжение;
-малый потребляемый в режиме shutdown ток на уровне 0,1 мкА;
-возможность получения фиксированного или регулируемого резистивным делителем выходного напряжения;
-широкий диапазон входного напряжения 0,9…6,5 В;
-режим энергосбережения, активизируемый при низкой выходной мощности, что дополнительно повышает КПД;
-интегрированный компаратор для отслеживания понижения напряжения питающей батареи ниже заданного уровня;
-работа преобразователя с низкими электромагнитными излучениями, что обеспечивается наличием цепи подавления “звона” дросселя;
-полное отключение нагрузки при переходе в режим shutdown;
-защита от перегрева, мягкий старт;
-маленький корпус QFN-10.

     Типовая схема включения:

     Изготавливаются такие преобразователи в миниатюрных корпусах, что позволяет создавать очень малогабаритные платы. 

     Таблица основных параметров преобразователей:

TPS6030х 0,9…1,8   3 или 3,3 20 400…900 
TPS6031х 0,9…1,8   3 или 3,3 20 400…900 
TPS61010 0,8…3,3   (1,5…3,3)±3% 200 840 
TPS61011 0,8…1,5   1,5±3% 200 840 
TPS61012 0,8…1,8   1,8±3% 200 840 
TPS61013 0,8…2,5   2,5±3% 200 840 
TPS61014 0,8…2,8   2,8±3% 200 840 
TPS61015 0,8…3   3±3% 200 840 
TPS61016 0,8…3,3   (1,5…3,3)±3% 200 840 
TPS61100 0,8…3,3   (1,5…5,5)±3% 200 800 
TPS61103/6/7 0,8…3,3   3,3±3% 200 800 
TPS61001 0,8…1,5   1,5±3% 250 840 
TPS61002 0,8…1,8   1,8±3% 250 840 
TPS61003 0,8…2,5   2,5±3% 250 840 
TPS61004 0,8…2,8   2,8±3% 250 840 
TPS61005 0,8…3   3±3% 250 840 
TPS61000 0,8…3,3   (1,5…3,3)±3% 200 840 
TPS61006 0,8…3,3   3,3±3% 250 840 
TPS61007 0,8…3,3   (1,5…3,3)±3% 200 840 
TPS61020 0,9…5,5   1,8…5,5 200 720 
TPS61024/5/7 0,9…5,5   1,8…5,5 200 720 
TPS61070 0,9…5,5   1,8…5,5 150 1440  
TPS61071 0,9…5,5   1,8…5,5 150 1440  
LM2623 0,8…14   (1,24…14)±5% 200 300…2000
LM2623A 0,8…14   (1,24…14)±5% 200 300…2000
MAX1678 0,7…5,5   2…5,5 45 – 
MAX1674/5 0,7…5,5   2…5,5 300 – 
MAX756 0,7…5,5   3,3; 5 300 500 
MAX757 0,7…5,5   2,7…5,5 300 500 
MAX1700 0,7…5,5   2,7…5,5 800 до 400  
MAX1701 0,7…5,5   2,7…5,5 800 до 400  
MAX1760 0,7…5,5   2,5…5,5 800 1000 
MAX1763 0,7…5,5   2,5…5,5 1500 1000 
MAX1709 0,7…5,5   2,5…5,5 4000 600

Схема

Преобразователь частоты в напряжение – это электронное устройство, которое преобразует синусоидальную входную частоту в пропорциональный ток или выходное напряжение. Базовая схема включает операционные усилители и RC-цепи (цепи резисторных конденсаторов). Операционные усилители используются для обработки сигналов. И RC-сети используются для удаления частотно-зависимой пульсации. На схеме ниже показана принципиальная схема преобразователя частоты в напряжение с использованием сетей ОУ и RC:

Входная частота этого преобразователя может находиться в диапазоне 0-10 кГц.А выходное напряжение может находиться в диапазоне от 0 до -10 В.

На приведенной выше блок-схеме показан преобразователь частоты в напряжение. Схема заряжает конденсатор до определенного уровня. В него включен интегратор, и конденсатор разряжается в этот интегратор или в цепь нижних частот. Это происходит для всех циклов входного сигнала. Прецизионный переключатель и моностабильный мультивибратор генерируют импульс определенной амплитуды и периода, который подается в сеть усреднения.Следовательно, мы получаем на выходе постоянное напряжение.

Это принципиальная схема преобразователя частоты в напряжение, использующего LM331.

Эта ИС в основном представляет собой преобразователь напряжения в частоту, но может использоваться как преобразователь частоты в напряжение. Его приложения также включают аналого-цифровое преобразование и долгосрочную интеграцию.

В этой схеме lm331 используется для преобразования частоты в напряжение.Напряжение на выходе пропорционально частоте на входе. Это 8-контактная микросхема. Источник подключен к выводу 8 и подает 15 В постоянного тока. Контакты 3 и 4 подключены к земле. Входная частота задается на контакте 6, а выходное напряжение снимается с контакта 1. Входная частота дифференцируется с помощью резистора R7 и конденсатора C3, а затем результирующая последовательность импульсов поступает на контакт 6. Схема таймера запускается встроенной схемой. -в схеме компаратора в ИС, когда отрицательный фронт импульсной последовательности появляется на выводе 6.

Ток, протекающий на выводе 6, пропорционален значениям конденсатора C1 и резистора R1 (которые также известны как компоненты синхронизации) и входной частоте. Таким образом, мы получаем выходное напряжение на резисторе R4, которое пропорционально входной частоте. В этой цепи используется 15 В постоянного тока, но рабочее напряжение IC может быть от 5 до 30 вольт постоянного тока. Величина резистора R3 зависит от напряжения питания.

Эти преобразователи используются в широком диапазоне приложений, таких как связь, управление мощностью, измерительные и измерительные системы и т. Д.

Мы подробно обсудим следующие приложения:

1. Преобразователь частоты в напряжение в тахометрах.
2. Измерение разности частот.

Цифровой тахометр – это электронное устройство, измеряющее скорость вращения колеса. Они отображают скорость вращения в виде напряжения, поэтому в них требуется преобразователь частоты в напряжение. На схеме ниже показан цифровой тахометр.

Частота появления некоторых событий может быть измерена измерителем скорости. Он считает события за определенный период времени, а затем делит количество событий на общее время, и, следовательно, мы получаем коэффициент. Это теория работы простого тахометра.

Мы используем микросхему LM2907 для этой схемы тахометра. Это 8-контактная микросхема. На вывод 1 подаем частотный сигнал на вход зарядовой накачки. На выводе 2 напряжение будет между двумя значениями: (V _CC ) – V _BE и ¾ (V _CC ) – V _BE .

На схеме ниже показана конфигурация микросхемы LM2907:

Конденсаторы C1 и C2 и резистор R1 имеют определенные номиналы в соответствии с требованиями схемы. Эти значения можно изучить в техническом паспорте LM2907.

Входной сигнал подается на выводе 1 и на выводе 11 применим опорное напряжение. На контакты 8 и 9 подается постоянное напряжение. Инвертирующий вход операционного усилителя соединен с выходом эмиттера.На выводе 5 мы получаем напряжение с низким импедансом, которое пропорционально заданной входной частоте. С вывода 5 и вывода 10 мы получаем выходной сигнал 67 Гц / В. Этот вывод отправляется на АЦП, а затем DSP может его прочитать.

TC9400 – это ИС преобразователя частоты в напряжение и напряжения в частоту. Его основные соединения включают в себя три цепи резисторов, два конденсатора и опорного напряжения. Мы можем использовать две микросхемы TC9400 и работать с ними в режиме преобразования частоты в напряжение, чтобы получить измерения разности частот.

Мы используем два преобразователя и получаем V1 и V2 как два отдельных выхода. Единичное усиление инвертирует напряжение V2, поступающее от преобразователя 2 ^nd F / V. Подключен операционный усилитель, который складывает как напряжения V1, так и инвертированное напряжение –V2. Эта сумма будет пропорциональна фактической разнице частот между F1 и F2. В цепь также включен преобразователь V / F, который дает частотный выход, который снова пропорционален разности частот между F1 и F2. Таким образом, мы получаем измерение разности частот как по частоте, так и по напряжению.На диаграмме ниже показана схема измерения разности требований f .

Помимо этих двух приложений, существует множество других приложений F / V преобразователей, таких как делители / умножители частоты, частотные декодеры, частотомеры, регуляторы скорости двигателя и т. Д., Которые можно легко найти на нескольких веб-страницах.

Низкое напряжение – электрические 101

Низкое напряжение определяется как 50 вольт (В) или меньше.Обычные низкие напряжения – 12 В, 24 В и 48 В. Низкое напряжение обычно используется для дверных звонков, устройств управления открыванием гаражных ворот, термостатов нагрева и охлаждения, датчиков и элементов управления систем сигнализации, наружного наземного освещения, бытовых и автомобильных аккумуляторов.

Низкое напряжение обеспечивается батареями или трансформатором, преобразующим сетевое напряжение в низкое напряжение. Низкое напряжение (при правильной работе источника) не вызовет поражения электрическим током. Однако короткое замыкание с высоким током и низким напряжением (автомобильный аккумулятор) может вызвать вспышку дуги и возможные ожоги.

Закон Ома и низкое напряжение

Дверные звонки, средства управления открыванием гаражных ворот, термостаты отопления и охлаждения, датчики системы охранной сигнализации и средства управления – все они потребляют очень небольшой ток. Обычно они подключаются с помощью телефонного кабеля с очень маленькими проводами. Системы освещения низкого напряжения могут пропускать более высокий ток, и для них потребуются провода большего диаметра.

На левой диаграмме ниже лампа мощностью 20 Вт (Вт) с источником 120 В потребляет 0,16 А.

На правой диаграмме ниже лампа мощностью 20 Вт с источником 12 В потребляет 1.6 ампер (в 10 раз больше тока, чем у источника на 120 В).

Цепь лампочки 12 В, 20 Вт

Цепь лампочки 120 В, 20 Вт

Расчет сечения низковольтного кабеля и номинальной мощности трансформатора

Чтобы рассчитать правильный размер кабеля и мощность трансформатора, сложите номинальную мощность всех светильников, которые будут соединены вместе. Для целей непрерывной нагрузки умножьте общую мощность на 125%.

Пример: в системе освещения используется шесть ламп 12 В, 20 Вт.

• Общая мощность: 6 * 20 Вт = 120 Вт.
• Общая мощность при непрерывной нагрузке: 120 Вт * 125% (1,25) = 150 Вт
• Преобразование ватт в амперы: 150 Вт / 12 В = 12,5 А.

Минимальная мощность трансформатора = 150, минимальный размер кабеля = 14 AWG. Рекомендуется использовать трансформатор большей мощности и больший размер кабеля, чтобы можно было добавить больше источников света.

Системы освещения низкого напряжения

В системах освещения низкого напряжения обычно используются светодиодные лампы, поскольку они энергоэффективны и потребляют небольшой ток.Они также могут использовать галогенные лампы, но потребляют больше тока, чем светодиодные.

Лучший способ приобрести несколько ламп низкого напряжения – это купить комплект. В комплект входят фонари, кабели и трансформатор. Комплект будет соответствовать размеру и длине кабеля, а также выходной мощности трансформатора для номинальной мощности всех ламп. Если вы приобретаете эти элементы отдельно или добавляете светильники в комплект, вам необходимо рассчитать размер кабеля и выходную мощность трансформатора.

Низковольтные и электрические коды

Низковольтные осветительные кабели обычно допускают прямое закапывание кабеля без кабелепровода (прямое закапывание должно быть указано на упаковке).Единственное ограничение электрического кода для низковольтной системы состоит в том, что трансформатор должен быть подключен к розетке или цепи, защищенной GFCI, при установке в местах, требующих защиты GFCI (см. Общие требования к размещению GFCI).

Преобразователь с 12 В на 5 В – 4 простых схемы для проектов

Прежде чем перейти к схеме преобразователя с 12 В на 5 В с использованием различных методов, позвольте взглянуть на потребность в источнике питания 5 В.

Для работы широкого спектра микросхем и контроллеров автоматизации требуется источник постоянного тока напряжением 5 В, при отсутствии источника питания 5 В нам может потребоваться получить его из существующего источника питания, и тогда вам на помощь приходит этот линейный преобразователь. Вот список всех возможных схем, но их применение отличается от схемы к схеме. Мы уже обсуждали схему преобразователя 9В в 5В ранее.

Эти схемы представляют собой базовые регуляторы напряжения, первая из которых представляет собой простой делитель напряжения на резисторах.
Все схемы имеют разную производительность. Схема делителя напряжения не рекомендуется для использования в сильноточных приложениях, поскольку она имеет низкий выходной ток и меньшую эффективность.

Преобразователь 12 В в 5 В с использованием делителя напряжения:

Вот схема преобразователя постоянного тока 12 В в 5 В для слаботочных приложений (<70 мА) , в основном для измерения эталонной ЭДС / напряжения и в цепи отвода небольшого тока, например Светодиодный индикатор.

Вы можете подключить два светодиода последовательно через резистор R2, получая вход от свинцово-кислотной батареи 12 В или адаптера 12 В в качестве входа.

Необходимые компоненты:

Одна батарея 12 В, резистор 1,8 кОм, резистор 1,3 кОм, соединительные провода.

Эта схема представляет собой схему делителя напряжения. Вы можете рассчитать его для требуемого «выходного напряжения» по следующей формуле:

Здесь Vout – это выходное напряжение, снимаемое на резисторе R2. Vin – это входное напряжение, которое необходимо понизить. Выберите стандартное сопротивление резистора (более 1 кОм) любого сопротивления и решите другое.Затем выберите стандартное значение, ближайшее к полученному значению резистора.

Проверить лучшие схемы преобразователя 12 В в 6 В

Преобразователь 12 В в 5 В с использованием стабилитрона:

Схема, показанная ниже, предназначена для цепей среднего тока, она полезна для цепи отвода среднего тока (1-70 мА) , например . светоизлучающие диодные индикаторы, схемы драйверов, операции с низковольтными транзисторами и многое другое.

Вы можете использовать эту схему понижающего преобразователя постоянного тока с 12 В на 5 В в сочетании с другой схемой на выходе стабилитрона (с батареей на 12 В в качестве входа).На стабилитроне получается примерно 5 В.

Важно:
Нагрузочный резистор или выходная цепь являются обязательными на выходе при внедрении или тестировании в цепи, чтобы предотвратить возгорание стабилитрона.

Необходимые компоненты:
Одна батарея 12 В, резистор 100 Ом (рекомендуется более высокое значение), стабилитрон 5,1 В (более 1 Вт), несколько соединительных проводов и паяльник для неразъемных соединений.

Рабочий:
Это очень распространенная схема стабилитрона в качестве схемы регулятора напряжения.Вы можете регулировать напряжение o / p в соответствии с приложением, меняя диод и резистор (Rs).

Пошаговый метод стабилизации напряжения:

Разработайте стабилизированный источник питания «Vout» для получения от нерегулируемого источника питания постоянного тока «Vs». Максимальная мощность стабилитрона P _Z указана в ваттах. Используя стабилитрон и рассчитайте по следующим формулам:

Максимальный ток, протекающий через стабилитрон.
Id = (Вт / напряжение)

Минимальное значение резистора серии R _S .
Rs = (Vs – Vz) / Iz

Ток нагрузки I _L , если резистор нагрузки 1 кОм подключен к стабилитрону.
I _L = V _Z / R _L

Ток стабилитрона I _Z при полной нагрузке.
Iz = Is – I _L

Где
I _L = ток через нагрузку
Is = ток через резистор серии RS
Iz = ток через стабилитрон (проверьте таблицы или предположите 10-20 мА, если не указано)
Vo = V _R = Vz = напряжение стабилитрона = выходное напряжение
R _L = Нагрузочный резистор

LM7805 Преобразователь 12В в 5В:

Регулятор напряжения 12В – 5В постоянного тока также может быть реализован с LM7805 линейный преобразователь напряжения.Он используется от среднего тока (от 10 мА до 1 А) до сильноточных прикладных цепей.
Он поддерживает тот же выходной ток, что и на входе.

Важно:
Входной конденсатор и выходной конденсатор должны быть внешне подключены к IC 7805, эти конденсаторы действуют как редуктор пульсаций, если они присутствуют в источнике питания в соответствии с таблицей данных. Радиатор необходим, потому что падение напряжения в 7 вольт преобразуется в тепло через радиатор.

Если вы не установите радиатор, он может вывести из строя ИС, применяя его в сильноточных цепях, и остаться с поврежденной ИС. Напряжение источника должно быть на> 2,5 В больше требуемого регулируемого выходного постоянного напряжения.

Необходимые компоненты:
Одна батарея 12 В / адаптер питания 12 В, конденсатор 10 мкФ, конденсатор 1 мкФ, микросхема LM7805, радиатор, несколько соединительных проводов и паяльник (для пайки).

Рабочий:

Для получения постоянного и нулевого выходного напряжения пульсаций используются ИС линейных регуляторов напряжения.Это интегральные схемы, предназначенные для линейного преобразования и регулирования напряжения, часто называемые ИС понижающего трансформатора. Давайте обсудим преобразователь постоянного тока 12В в 5В с использованием IC 7805.

Трансформатор IC 7805 является частью серии ИС преобразователей постоянного тока LM78xx. Это ИС линейного понижающего трансформатора. Цифры «xx » представляют значение регулируемого o / p в вольтах. IC7805 выдает 5 В постоянного тока в виде цифры ‘ xx ‘ , показывающей (05), что составляет 5 вольт.Выходной сигнал будет постоянным на уровне 5 вольт для всех значений на входе от 6,5 до 35 вольт. (см. техническое описание)

Номер контакта 1 – это клемма питания источника . Контакт номер 2 – это клемма заземления . Контакт номер 3 – это клемма выходного напряжения .

Посмотрите это видео для справки: (входной конденсатор не используется, но рекомендуется), также значения конденсатора могут отличаться в зависимости от наличия и в зависимости от области применения)

  Vout = F   вход х Опорное напряжение х (Р  л  / R  S ) х (Р  т  х С  т ) 
 

  Vout = F   вход х Опорное напряжение х (R 6   / Р  2 ) х (R 5    х С 3 )  

  Vout = 500 x 1,89 x (100k / 100k) x (6,8k x 0,001 мкФ) 
  Vout = 500 x 1.89 x 1 x (6800k x 10 -8 ) 
  Vout = 0,064 В или 64 мВ