Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Режекторный фильтр – это… Что такое Режекторный фильтр?

Режекторный фильтр

Режекторный фильтр

Электрическая принципиальная схема полосно-заграждающего фильтра

Полосно-заграждающий фильтр (проф. жаргон – режекторный фильтр) — электронный или любой другой фильтр, не пропускающий колебания некоторой определённой полосы частот, и пропускающий колебания с частотами, выходящими за пределы этой полосы.

Заграждающий фильтр, предназначенный для подавления одной определённой частоты, называется узкополосным заграждающим фильтром или фильтром-пробкой (англ. notch filter).

Ссылки

См. также

Wikimedia Foundation. 2010.

  • Полосовой фильтр
  • Полёвковые

Смотреть что такое “Режекторный фильтр” в других словарях:

  • режекторный фильтр — Ндп. полосно заграждающий фильтр Электрический частотный фильтр, имеющий полосу задерживания, расположенную между двумя заданными полосами пропускания. [ГОСТ 24375 80] Недопустимые, нерекомендуемые полосно заграждающий фильтр Тематики радиосвязь… …   Справочник технического переводчика

  • Режекторный фильтр — 260. Режекторный фильтр Ндп. Полосно заграждающий фильтр Источник: ГОСТ 24375 80: Радиосвязь. Термины и определения оригинал документа Смотри также родственные термины: 58. Режекторный фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК Режекторный фильт …   Словарь-справочник терминов нормативно-технической документации

  • РЕЖЕКТОРНЫЙ ФИЛЬТР — то же, что заграждающий фильтр …   Большой энциклопедический политехнический словарь

  • Режекторный фильтр — 1. Электрический частотный фильтр, имеющий полосу задерживания, расположенную между двумя заданными полосами пропускания Употребляется в документе: ГОСТ 24375 80 …   Телекоммуникационный словарь

  • режекторный фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК — режекторный фильтр Ндп. заградительный фильтр Фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК, полоса задерживания которого расположена по диапазону частот между двумя полосами пропускания. [ГОСТ 22832 77] Недопустимые, нерекомендуемые заградительный… …   Справочник технического переводчика

  • режекторный фильтр подавления несущей — фильтр подавления помех в цепях питания — [Л.Г.Суменко. Англо русский словарь по информационным технологиям. М.: ГП ЦНИИС, 2003.] Тематики информационные технологии в целом Синонимы фильтр подавления помех в цепях питания EN interference… …   Справочник технического переводчика

  • Режекторный фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК — 58. Режекторный фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК Режекторный фильтр Ндп. Заградительный фильтр D. Bandsperre Е. Bandstop filter F. Fiitre coup bande Фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК, полоса задерживания которого расположена по… …   Словарь-справочник терминов нормативно-технической документации

  • режекторный фильтр для звукового сигнала соседнего канала — užtvarinis gretimojo kanalo garso signalo filtras statusas T sritis radioelektronika atitikmenys: angl. adjacent channel sound rejector vok. Nachbarkanaltonfalle, f rus. режекторный фильтр для звукового сигнала соседнего канала, m pranc. piège de …   Radioelektronikos terminų žodynas

  • Режекторный фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК — 1. Фильтр аппаратуры системы передачи с ЧРК, полоса задерживания которого расположена по диапазону частот между двумя полосами пропускания Употребляется в документе: ГОСТ 22832 77 Аппаратура систем передачи с частотным разделением каналов.… …   Телекоммуникационный словарь

  • узкополосный режекторный фильтр — фильтр пробка — [http://www.iks media.ru/glossary/index.html?glossid=2400324] Тематики электросвязь, основные понятия Синонимы фильтр пробка EN notch filter …   Справочник технического переводчика

:::Режекторный фильтр с регулируемой величиной добротности для  подавления помехи от силовой сети (50 Гц) :::

Регулируемый активный режекторный фильтр

  Заявляемое устройство относится к приборостроению, а именно к частотноизбирательным средствам, и предназначено для использования в устройствах фильтрации сигналов от помех на фиксированных частотах, в частности сетевой частоты 50 или 60 Гц, а также в акустических системах для устранения акустической “завязки”
Известно, что режекторные фильтры (РФ)  широко применяются в системах связи, в различных измерительных приборах для соответствующей  обработки сигналов

В литературе описано множество вариантов таких фильтров, пост­роенных на основе RC-звеньев [Harris, 1968[3]; Steber & Kraeger, 1969[6]; Inigo, 1969[4]; Chakraborty & Choudhary, 1969[2]; Bhattacharyya & Swamy, 1970[1]]
Для режекторных фильтров требуется, чтобы на частоте среза коэффициент передачи фильтра равнялся нулю. Но на практике это условие бывает трудно­выполнимым. Для точной регулировки таких фильтров желательно иметь возможность подстройки величины коэффициента добротности независимо от величины коэффициента передачи
Коэффициент передачи или передаточная функция фильтра являются основными характеристиками, отражающими способность фильтра к частотной селективности
Для исходного фильтра, который является неинвертирующим симметричным режекторным фильтром второго порядка,   передаточная функция имеет вид
(1) 
где р = j×ω – оператор Лапласа, ω = 2×π×f – круговая частота режекции,
Qисх – коэффициент добротности исходного фильтра,
Nрф(р) – числитель передаточной функции, Dрф(р) – её знаменатель.
При этом не учитывается, с помощью каких конкретно RC или LC звеньев обеспечивается селективность фильтра.
Величина добротности Qисх  =  ω0 / ( ω2 – ω1 )  характеризует селективные свойства режекторного фильтра, во многих случаях бывает недостаточна и требуется увеличение добротности режекторного фильтра.
Каскадное включение  двух режекторных фильтров с одинаковой добротностью    не позволяет увеличить добротность , поскольку дает режекторный фильтр с более низкой добротностью,  чем исходный.
Из уровня техники известен    РФ 2-го порядка с включением на вход исходного РФ дополнительного корректирующего фильтра, являющегося амплитудным корректором и имеющим частоту подьема усиления, совпадающего с частотой режекции.
Каскадное (последовательного) включение   звеньев фильтров [5],   позволяет получить повышение добротности имеющегося исходного режекторного фильтра (РФ)  за счет последовательного включения с ним корректирующего звена   [1] ,  имеющего подьем коэффициента усиления на частоте режекции РФ.
При последовательном включении амплитудного корректора с передаточной функцией (2) и исходного РФ (1) происходит компенсация низкодобротных полюсов знаменателя передаточной функции исходного РФ нулями числителя амплитудного корректора. При этом полиномом знаменателя РФ становится полином знаменателя амплитудного корректора, имеющего большую добротность, что и обеспечивает повышение добротности результирующего режекторного фильтра (3)
(2) 
(3) 
 Однако недостатком такого решения является необходимость использования дополнительных усилительных и реактивных элементов в частотно- избирательных цепях активного корректирующего фильтра, что усложняет и удорожает режекторный фильтр. Кроме того, усложняется  настройка величины добротности из-за необходимости регулировки большого числа элементов.
Практически невозможно оперативно регулировать добротность нового режекторного фильтра.
Известны устройства РФ с  повышением  величины   добротности  за счет введение в исходный режекторный фильтр частотнонезависимой положительной обратной связи (ПОС) [ 3-5 ] в селективную цепь на основе Т или 2Т мостов.
РФ с 2Т–мостом и частотно независимым резистивным делителем [4] позволяет регулировать добротность РФ, но компоненты 2Т–моста требуют тщательного подбора и поддержания точного значений номиналов резисторов и конденсаторов 2Т–моста, что также усложняет и удорожает производство РФ
Такое повышение добротности за счет введения ПОС в частотноселективную цепь Т–моста не позволяет регулировать добротность РФ в процессе эксплуатации. Кроме того, использование положительной обратной связи повышает уровень  шумов фильтра.
Наиболее близким аналогом по совокупности существенных признаков к предлагаемому режекторному фильтру является режекторный фильтр по патенту США   № 4 242 642 (МПК Н03F1/34, 1980)
Схема этого режекторного фильтра содержит дифференциальный операционный усилитель, инвертирующий вход которого соединен с первым резистором, а также с первыми выводами второго и третьего резисторов, который образует резистивный делитель.
Выход дифференциального операционного усилителя соединен со входом исходного режекторного фильтра и с вторым выводом третьего резистора, неинвертирующий вход дифференциального операционного усилителя и один вывод исходного режекторного фильтра подсоединены к общему проводу (заземлению) Выход исходного режекторного фильтра соединен со вторым выводом второго резистора.
Схема прототипа приведена на фиг. 1.
Достоинством этого режекторного фильтра являются:
–    исключение дополнительных реактивных элементов, усложняющих настройку фильтра,
–  использование только отрицательной обратной связи для подстройки величины добротности,
Недостатком прототипа являются трудности оперативной регулировки величины добротности.

Фиг.1. Схема режекторного фильтра-прототипа

Фиг.2. Граф схемы режекторного фильтра-прототипа

Определим передаточную функцию схемы режекторного фильтра-прототипа по графу   фиг. 2:

(4) 
Из рассмотрения полученной передаточной функции РФ (4) имеем
(5) 
(6) 
Из формул (5), (6) следует что регулирование величины добротности Qнов, можно обеспечить путём изменения величины резистора R3 при фиксированном R2. Однако варьирование резистора R3 вызывает изменение величин пеедачи фильтра на постоянном токе Ko, что нежелательно и является недостатком схемы фильтра.На  фиг.2 приведены АЧХ фильтра в различных точках схемы

Фиг.2 Амплитудно-частотные характеристики схемы РФ- прототипа в различных точках схемы: кривая 1- АЧХ исходного режекторногофильтра с низкой добротностью. кривая 3 – АЧХ корректирующего фильтра на выходе первого ОУ кривая 2 – АЧХ режекторного фильтра с повышенной добротностью

Технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое техническое решение, заключается в повышении добротности исходного режекторного фильтра (неинвертирующего симметричного второго порядка) с обеспечением его оперативной подстройки путем регулировки одного элемента, а также в исключении влияния изменения величины добротности на коэффициент передачи фильтра на постоянном токе и в уменьшении общего количества используемых в схеме элементов, что удешевляет устройство.
Для достижения этого технического результата предлагаемый активный режекторный фильтр, так же как и известный, содержит дифференциальный операционный усилитель, инвертирующий вход которого соединен с первыми выводами первого и второго резисторов, а выход соединен со входом исходного режекторного фильтра и со вторым выводом второго резистора, при этом вывод исходного режекторного фильтра соединен со вторым выводом первого резистора и один вывод исходного режекторного фильтра подсоединен к общему проводу заземления, но в отличие от известного неинвертирующий вход дифференциального операционного усилителя является входом активного режекторного фильтра.

На фиг.3 приведена схема предлагаемого активного режекторного фильтра с регулированием добротности

Фиг . 4 Схема предлагаемого регулируемого активного режекторного фильтра

Схема содержит дифференциальный операционный усилитель, неинвертирующий режекторный  фильтр второго порядка, резистивный  делитель, включённый между выходом  и входом неинвертирующего режекторного  фильтра второго порядка, причём отвод резистивного делителя подклю­чен к  инвертирующему входу дифференциального операционного усилителя блок фильтрации 4, зажим 1 являющийся его входом, который соединён с резистором  2 (R1), другой конец резистора 2 соединён с инвертирующим входом 5 дифференциального операционного усилителя 8, а также с резисторами 3 (R2) и 7 (R3). Выход 9 дифференциального операционного усилителя 8 соединён со входом 10 исходного РФ 11 и с резистором 7. Выход 13 исходного РФ 11 соединяется с резистором 3 и зажимом 14, являющимся выходом блока фильтрации 4. Неинвертирующий вход 6 дифференциального операционного усилителя 8 и РФ 8 подсоединены к общему проводу заземления 12
Получим передаточную функцию предлагаемого режекторного фильтра.

где B = R3 / (R2 + R3)


тогда имеем 

Из рассмотрения последнего уравнения   (7) можно сделать следующие выводы
– добротность  фильтра зависит только от коэффициента B
 – коэффициент передачи на постоянном токе равен единице и не зависит от B, что выгодно отличает предлагемую схему от прототипа
Регулируемый активный режекторный фильтр  работает следующим образом.
При положении движка на левом краю потенциометра, т.е. при соединении выхода операционного усилителя с его инвертирующим входом,  имеем коэффициент передачи операционного усилителя, равный единице,  ( ОУ работает в режиме повторителя напряжения ) следовательно весь фильтр с учетом работы повторителя напряжения становится режекторным фильтром с исходной (начальной) величиной  добротности   Q исх. )
При перемещении движка к положению на середине потенциометра, т.е. когда сопротивления левой и правой части потенциометра равны, тогда на частоте режекции, где передача исходного режекторным фильтра равна нулю, передача сигнала с неинвертирующего входа на выход операционного усилителя будет равна двум, т.е. на входе исходного режекторным фильтр будет действовать удвоеное входное напряжение
Увеличение частотнозависимого напряжения на входе исходного режекторного фильтра компенсирует снижение усиления исходного режекторного фильтра за счет его малого значения исходной величины добротности Q исх, что приводит к увеличению добротности всего режекторного фильтра
При указанном положении движка потенциометра и расстройке от частоты режекции Fo режекторного фильтра в сторону снижения частоты  на выходе всего фильтра будет появляться напряжение с фазовым сдвигом, причем в сторону отставания или   в  сторону опережения при отклонении частоты в сторону повышения.
При большом отклонение частоты от значения Fo в сторону понижения или повышения частоты фаза выходного напряжения относительно входного напряжения становится равной нулю. Можно считать что выходное напряжение всего фильтра будет в тойже фазе, что и  входное.
На правом выводе потенциометра будет появляться напряжение в той же фазе , что и на левом выводе, причем равное по амплитуде,Формула изобретения  поэтому из-за равенства напряжения на выводах  потенциометра ток через потенциометр протекать не будет.
В результате на всех трех выводах потенциометра при больших расстройках частоты входного напряжения будет действовать одинаковое входное напряжение, вследствие “виртуального нуля” напряжения между входами дифференциального операционного усилителя. Из этого следует, что  коэффициент передачи со входа на выход будет равен единице
Можно  также сделать вывод , что перемещение движка потенциометра на частотах, достаточно удаленных от частоты режекции, не влияет на величину коэффициента передачи режекторного фильтра.
Формула   изобретения
Регулируемый активный режекторный фильтр с плавной регулировкой     добротности, содержащий дифференциальный операционный усилитель, неинвертирующий режекторный фильтр второго порядка, резистивный  делитель, включённый между выходом  и входом неинвертирующего режекторного фильтра второго порядка, причём отвод резистивного делителя подклю­чен к  инвертирующему входу дифференциального операционного усилителя,   отличающийся тем, что   резистивный делитель выполнен в виде   потенциометра, включенного крайними выводами ко входу и выходу  неинвертирующего режекторного  фильтра второго порядка, движок потенциометра подключён  к инвертирующему входу дифференциального операционного уси­лителя,  при этом в­ходом фильтра является неинвертирующий вход дифференциального операционного уси­лителя, а выходом схемы является выход неинвертирующего режекторного фильтра второго порядка

мир электроники – Активные фильтры

Электронные устройства

 материалы в категории

Фильтром в электронике называют устройства для передачи электрических сигналов, но пропускающих токи только лишь в определенных диапазонах.

По характеру работы фильтры можно разделить на несколько категорий:
а. Полосовые пропускающие фильтры– фильтр пропускающий сигнал в определенном диапазоне частот
б. Полосовые заградительные фильтры (режекторные)- фильтр препятствующие прохождению сигнала в определенном диапазоне частот.
в. Фильтр нижних частот– фильтр пропускающий сигнал на частоте ниже граничной
г. Фильтр верхних частот– фильтр пропускающий сигнал на частоте выше граничной.

Фильтры могут выполняться как на пассивных так и на активных элементах.
Принято еще одно деление всех фильтров на две категории: фильтры, схема которых содержит катушки индуктивности, и фильтры без индуктивностей, RC-фильтры или резисторно-конденсаторные фильтры

В этой статье мы уделим внимание активным фильтрам

Активные резисторно-конденсаторные фильтры имеют огромное преимущество перед их пассивными аналогами, особенно на частотах ниже 10 кГц. Пассивные фильтры для низких частот должны содержать катушки большой индуктивности и конденсаторы большой емкости. Поэтому они получаются громоздкими, дорогостоящими, а их характеристики оказываются далеко не идеальными.

 


 Большая индуктивность достигается за счет большого числа витков катушки и применения ферромагнитного сердечника. Это лишает ее свойств чистой индуктивности, так как длинный провод многовитковой катушки обладает заметным сопротивлением, а ферромагнитный сердечник подвержен влиянию температуры на его магнитные свойства. Необходимость же использования большой емкости вынуждает применять конденсаторы, обладающие плохой стабильностью, например электролитические. Активные фильтры в значительной мере лишены указанных недостатков.

Схемы дифференциатора и интегратора, построенные с применением операционных усилителей, представляют собой простейшие активные фильтры. При выборе элементов схемы в определенной зависимости от частоты дифференциатор становится фильтром верхних частот, а интегратор – фильтром нижних частот. Далее будут рассмотрены примеры других более сложных и наиболее универсальных фильтров. Большое количество других возможных схем активных фильтров вместе с их детальным математическим анализом можно найти в разных учебниках и пособиях.

Фильтры нижних частот

Если объединить схему инвертирующего усилителя со схемой интегратора, образуется схема фильтра нижних частот первого порядка, которая показана на рис. 1.

 

Такой фильтр представляет собой инвертирующий усилитель, обладающий постоянным коэффициентом усиления в полосе прозрачности от постоянного тока до граничной частоты f0. Частотную характеристику такого фильтра можно охарактеризовать формулой (0 ≤ f ≤ f0).
Видно, что в пределах полосы прозрачности, пока емкостное сопротивление конденсатора достаточно велико, коэффициент усиления схемы совпадает с коэффициентом усиления инвертирующего усилителя:

Граничная частота этого фильтра определяется элементами цепи обратной связи в соответствии с выражением:

 

Амплитудно-частотная характеристика – зависимость амплитуды сигнала на выходе устройства от частоты при постоянной амплитуде на входе этого устройства – представлена на рис. 2

В полосе затухания выше граничной частоты f0 усиление уменьшается с интенсивностью 20 дБ/декада (или 6 дБ/октава), что означает уменьшение коэффициента усиления по напряжению в 10 раз при увеличении частоты также в 10 раз или уменьшение коэффициента усиления в два раза при каждом удвоении частоты.

 


 Если такой крутизны наклона амплитудно-частотной характеристики в полосе затухания недостаточно, можно использовать фильтр нижних частот второго порядка, схема которого показана на рис.З.

Коэффициент усиления фильтра нижних частот второго порядка такой же, как у фильтра первого порядка, в связи с тем что суммарное сопротивление резисторов в цепи инверсного входа, как и ранее, выражается значением R1:

Граничная частота при выполнении условия R1C1 = 4R2C2 также выражается прежней формулой:

 

Что касается амплитудно-частотной характеристики этого фильтра, представленной на рис. 4, то она отличается повышенной крутизной наклона, которая составляет 12 дБ/октава.

Таким образом, в полосе затухания при увеличении частоты вдвое напряжение сигнала на выходе фильтра уменьшается в четыре раза.

Фильтры верхних частот

Аналогично построена схема фильтра верхних частот, которая представлена на рис.5. Такой фильтр является инвертирующим усилителем с постоянным коэффициентом усиления в полосе прозрачности от частоты f0 и более. В полосе прозрачности коэффициент усиления схемы такой же, как у инвертирующего усилителя:

Граничная частота f0 на уровне -3 дБ задается входной цепью в соответствии с выражением:

Крутизна наклона амплитудно-частотной характеристики, которая представлена на рис.6, в области граничной частоты составляет 6 дБ/октава.

 

Как и в случае фильтров нижних частот, можно собрать активный фильтр верхних частот второго порядка в целях повышенного подавления сигнала в полосе затухания. Принципиальная схема такого фильтра показана на рис.7.

 Крутизна наклона амплитудно-частотной характеристики фильтра верхних частот второго порядка в области граничной частоты составляет 12 дБ/октава, а сама характеристика показана на рис.8.

 

Полосовые фильтры


Если объединить активный фильтр нижних частот с активным фильтром верхних частот, то в результате образуется полосовой фильтр, принципиальная схема которого приведена на рис.9.

Эту схему иногда называют избирательным усилителем с ин-тегродифференцирующей обратной связью. Подобно усилителям, содержащим колебательные контуры, полосовой фильтр также имеет амплитудно-частотную характеристику с выраженным максимумом на определенной частоте. Называть такую частоту резонансной нельзя, так как резонанс возможен только в контурах, образованных индуктивностью и емкостью. В других случаях частоту такого максимума обычно называют частотой квазирезонанса. Для рассматриваемого полосового фильтра частота квазирезонанса f0 определяется элементами цепи обратной связи:

 

Амплитудно-частотная характеристика этого полосового фильтра показана на рис. 10.

Максимальный коэффициент усиления на частоте квазирезонанса оказывается равным:

 

Относительная полоса пропускания на уровне -3 дБ:

Принципиальная схема еще одного полосового фильтра приведена на рис. 11.

 

Здесь в цепь отрицательной обратной связи включен двойной Т-фильтр, образованный резисторами R2, R3, R5 и конденсаторами Cl, С2, СЗ.
Как известно, при выполнении следующих условий:

амплитудно-частотная характеристика двойного Т-фильтра содержит квазирезонанс, частота которого равна

 

причем на частоте квазирезонанса коэффициент передачи двойного Т-фильтра равен нулю. Поэтому активный фильтр с двойным Т-фильтром, включенным в цепь отрицательной обратной связи, является полосовым фильтром с максимумом амплитудно-частотной характеристики на частоте квазирезонанса. Три такие характеристики представлены на рис. 12. Характеристики различаются разными сопротивлениями резистора R4: нижняя соответствует R4 = 100 кОм, средняя – R4 = 1 МОм, верхняя – R4 = ∞.

Режекторный фильтр


Тот же самый двойной Т-фильтр может быть включен не в цепь отрицательной обратной связи, как это сделано при создании полосового фильтра, а в цепь входного сигнала. При этом образуется активный режекторный фильтр, схема которого приведена на рис, 13.

При выполнении прежних условий

 

амплитудно-частотная характеристика активного фильтра, имеющего во входной цепи двойной Т-фильтр, содержит квазирезонанс, частота которого по-прежнему определяется фор мулой (8). Но на частоте квазирезонанса коэффициент усиления этого активного фильтра равен нулю. Амплитудно-частотная характеристика активного фильтра с двойным Т-фильтром во входной цепи показана на рис.14.

Ступенчатый фильтр


Несколько активных фильтров можно соединять последовательно для получения амплитудно-частотной характеристики с повышенной крутизной наклона. Кроме того, соединенные последовательно секции простых фильтров имеют пониженную чувствительность. Это означает, что небольшое отклонение величины одного из компонентов схемы (отклонение сопротивления резистора или емкости конденсатора от нормы) будет приводить к меньшему влиянию на окончательную характеристику фильтра, чем в случае аналогичного сложного фильтра, построенного на одном операционном усилителе.

 

На рис. 15 показан ступенчатый фильтр, собранный из трех операционных усилителей. Популярность таких фильтров резко возросла после появления в продаже интегральных микросхем, содержащих несколько операционных усилителей в одном корпусе. Достоинствами этого фильтра являются низкая чувствительность к отклонениям величин компонентов и возможность получения трех выходов: верхних частот Uвых1, полосового Uвых2 и нижних частот UвыхЗ.

Фильтр составлен из суммирующего усилителя DA1 и двух интеграторов DA2, DA3, которые соединены в виде замкнутой петли. Если элементы схемы выбраны согласно условию

то граничная частота оказывается равной

 

Выходы верхних и нижних частот имеют крутизну наклона амплитудно-частотной характеристики, равную 12 дБ/октава, а полосовой выход имеет треугольную характеристику с максимумом на частоте f0 с добротностью Q, которая определяется резисторами установки усиления микросхемы DA1.

Примечание: основная часть материала взята с сайта Приднестровский Радиолюбительский портал

Наш ФОРУМ

Лабораторная работа №1 Исследование режекторного фильтра



Лабораторная работа №1 Исследование режекторного фильтра – Electonics WorkBench

Лабораторная работа №1 Исследование режекторного фильтра

 

Цель работы: Снятие и анализ амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик режекторного фильтра.

Вопросы для самоподготовки

1. Что такое электрический фильтр?

2. Как подразделяются электрические фильтры в зависимости от состава, входящих в них компонентов?
3. Что такое полоса пропускания фильтра?
4. Что такое полоса затухания фильтра?
5. Как подразделяются электрические фильтры в зависимости от полосы пропускания?
6. Нарисуйте амплитудно-частотные характеристики идеальных и реальных электрических фильтров.
7. Поясните разницу между пассивными и активными фильтрами?
8. Нарисуйте схемы пассивных фильтров для диапазона частот от 0 до 20 кГц. По каким формулам определяется граничная частота или частота квазирезонанса таких фильтров?
9. Нарисуйте схемы пассивных фильтров для диапазона частот от 200 до 20000 кГц. По каким формулам определяется граничная частота или частота квазирезонанса таких фильтров?
10. В каких случаях применяются пьезоэлектрические фильтры.
11. Что такое прямой и обратный пьезоэлектрический эффекты?
12. Рассчитайте частоту квазирезонанса двойного Т-образного моста, если С = 4,7 мкФ, а R = [Ваш номер по журналу] Ом.

Порядок выполнения работы

1. Собрать схему исследования режекторного фильтра, изображенную на рисунке 16.

Рисунок 16 – Схема для исследования двойного Т-образного моста

2. Подвести курсор к точке 1. В строке состояния (в нижней части экрана) появится надпись «Connector: Node Х». Число Х (номер узла) необходимо запомнить для использования в дальнейших исследованиях.

3. В меню Анализ (Analysis) выбрать пункт AC Frequency.
4. В открывшемся диалоговом окне в списке «Nodes in circuit» выбрать число Х и нажать кнопку Add. Теперь измерения будут проводиться в указанной точке. Далее следует установить начальную частоту FSTART (для данной схемы – 500 Гц) и конечную частоту FSTOP (5 кГц) для задания диапазона изменения частоты и количество измерений (Number of points) – например 10000. Установить также тип проекции «Линейная» (linear).
5. Нажать кнопку Имитировать (Simulate). Результат анализа показан на рисунке 17.

Рисунок 17 – АЧХ и ФЧХ рассмотренного фильтра

6. Рассчитать фильтр с частотой квазирезонанса, соответствующей вашему варианту (предлагается преподавателем).
7. Установить в схеме (Рисунок 16) номиналы элементов, полученные при расчете, и провести исследования по рассмотренному образцу.
8. Сделать вывод.

Электроника НТБ – научно-технический журнал – Электроника НТБ

Создание*массовых недорогих приемных телекоммуникационных систем (ТКС) на основе унифицированного ряда функцио­нальных устройств селекции частоты на поверхностных акустических волнах (ПАВ) – ключевая задача, оптимальное решение которой даст возможность обеспечить выигрыш в информационной войне (насущная необходимость сегодня) и своевременное информирование национальных и зарубежных аудиторий о реальном положении дел как в политической, так и в экономической области [1].

Решается задача путем создания унифицированной технологической платформы типа “система в корпусе” как базовой конструкции функциональных устройств селекции частоты, усиления и обработки сигналов для разрабатываемых и модернизируемых радиоэлектронных систем и комплексов управления, телевидения и связи (см. таблицу). Особое внимание обращает на себя стремительно развивающаяся технология поверхностных акустических волн и систем на ее основе. ПАВ рассматриваются как уникальная технология с неоспоримыми преимуществами, предостав-

ляющая большие возможности по сравнению с аналогами [2–8].

Типы импедансных фильтров на ПАВ

Применение импедансных фильтров на ПАВ в составе приемопередающих узлов и блоков обес­печивает достижение предельных характеристик аппаратных функций ТКС (в некоторых случаях на 1–2 порядка лучше) и поэтому эти фильтры успешно конкурируют как с отечественными, так и с зарубежными разработками.

Отличие предложенных импедансных фильтров от известных заключается в том, что в них содержатся только встречно-штыревые преобразователи (ВШП), отсутствуют отражатели ПАВ, что несколько упрощает конструкцию [10–14].

Из теории линейных электрических цепей [9] известно, что полосовые и режекторные LC-фильтры содержат последовательные и параллельные LC-контуры, объединенные в Г-, П-, Т- и мостовые схемы (рис. 1). Как было показано [10–14], импедансные фильтры на ПАВ имеют эквивалетные схемы, тождественные LC-аналогам. Поэтому схемам, изображенным на рис.1а и б (последовательный и параллельный LC-контуры), соответствуют топологии импедансных фильтров на ПАВ (рис.2а, б).

Аналогично можно построить импедансные фильтры на ПАВ, соответствующие П- и LC-схемам (рис.1в, г). В этих случаях полосовой импедансный фильтр будет содержать три ВШП, причем один из них, включенный последовательно, с малой апертурой, а два, включенных параллельно, – с большой (рис.3а). В режекторном фильтре на ПАВ, наоборот, один ВШП с большой апертурой, включенный параллельно, и два – с малой апертурой, включенные последовательно (рис.3б).

Полосовой импедансный фильтр на ПАВ, собранный по Т-схеме (рис.1д), содержит, как и фильтр, собранный по П-образной схеме, три ВШП. При этом преобразователей с малой апертурой – два, а с большой – один (рис.4а). Так же как и в Г-, П-образных фильтрах, в этих фильтрах в полосе пропускания импедансы ВШП с большой апертурой велики и не шунтируют генератор и нагрузку. Импедансы ВШП с малой апертурой намного меньше и вносят небольшое затухание при прохождении сигнала от генератора к нагрузке.

Вне полосы пропускания импедансы ВШП с большой апертурой имеют малое значение, а импедансы ВШП с малой апертурой – большое, что обес­печивает шунтирование генератора и нагрузки ВШП с большой апертурой, а также значительное затухание сигнала при его прохождении через ВШП с малой апертурой.

Режекторные импедансные фильтры на ПАВ, собранные по Т-схемам (рис.1г), показаны на рис.4б. Как и в случае Г- и П-образных фильтров, ВШП, включенные последовательно, имеют большую апертуру, а включенные параллельно – малую. ВШП с большой апертурой будет шунтировать генератор и нагрузку, а ВШП с малой апертурой – вносить большое затухание в сигнал при его прохождении от генератора к нагрузке только в полосе режекции.

Еще одна разновидность LC-фильтров – мостовые фильтры (рис.1ж, з). Соответствующий полосовой мостовой фильтр на ПАВ показан на рис.5а, причем апертуры всех ВШП, в отличие от фильтров, собранных по Г-, П- и Т-схемам, для полосовых фильтров могут быть близки или даже одинаковы. В этом случае (при близком или равном числе пар электродов) во всех ВШП вдали от f0 (центральная частота, частота акустического синхронизма), где импеданс преобразователей имеет емкостный характер, легко получить баланс моста и, следовательно, большое вносимое затухание.

Схема содержит четыре ВШП, соединенные по мостовой схеме. Частоты акустического синхронизма ВШП1 и ВШП2 выбираются одинаковыми, но отличными от частот акустического синхронизма ВШП3 и ВШП4, которые также одинаковые. Соотношение между периодами ВШП1, ВШП2 и ВШП3, ВШП4 зависит от полосы пропускания фильтра. В полосе пропускания фильтра импедансы ВШП, находящихся в разных плечах моста (ВШП1, ВШП2 и ВШП3, ВШП4), будут сильно различаться, мост разбалансируется, и потери в фильтрах значительно уменьшатся.

Таким образом, в таких фильтрах, как и в Г-, П- и Т-схемах, используются протяженные ВШП, для которых Nk2 >> 1 (количество электродов N настолько велико, что ПАВ не выходит за пределы ВШП [12]). Для режекторных фильтров (рис. 5б) апертуры ВШП1 и ВШП2 должны сильно отличаться от апертур ВШП3 и ВШП4, причем период ВШП с большой апертурой выбирается таким образом, чтобы YВШП1, 2 = YВШП3, 4 (YВШП1, 2 и YВШП3, 4 – проводимости ВШП1, 2 и ВШП3, 4 соответственно) на частоте режекции. Тогда мост будет разбалансирован на всех частотах, кроме небольшой полосы частот в райо­не частоты режекции.

Количество ВШП в мостовой схеме можно уменьшить, используя симметричный трансформатор (рис.6а). В этом случае схема импедансного фильтра будет содержать всего два ВШП с вдвое меньшей апертурой (рис.6б).

Импедансные фильтры содержат только эквидистантные ВШП, в которых ширина электродов и зазоров одинакова и равна четверти периода ВШП. Дополнительных элементов эти фильтры не содержат, в отличие от ПАВ-фильтров с малыми потерями других типов (отражатели, ответвители, фазосдвигающие цепи, ВШП с внутренними отражателями), и, следовательно, являются ПАВ-фильтрами с малыми потерями наиболее простой конструкции. Это позволяет минимизировать размеры пьезоподложки, повысить воспроизводимость электрических параметров, а значит, уменьшить издержки производства таких фильтров, что важно при их серийном выпуске.

Применение импедансных фильтров

Режекторные импедансные фильтры на ПАВ для закрытия телевизионных каналов. Для предотвращения несанкционированного просмотра телевизионных каналов применяют различные системы закрытия каналов [15]. Наиболее простой и надежной считается система, основанная на подавлении на входе телевизионного приемника помехи, которая содержится в сигнале, передаваемом из телевизионной студии. Помеха представляет собой узкополосный сигнал, промодулированный сигналом звуковой частоты (несущая частота находится достаточно близко от несущей частоты изображения телевизионного сигнала) [12]. Попадая во входные каскады телевизионного приемника, этот сигнал смешивается с основным телевизион­ным сигналом, что приводит к искажению звукового и видеосигнала и, следовательно, к невоз-можности просмотра телевизионных программ [12]. Если на вход телевизионного приемника поставить режекторный фильтр [11], который пропускает сигналы всех телевизионных каналов и не пропускает сигнал помехи, то она (помеха) не попадет во входные цепи телевизионного приемника. В этом случае видео- и звуковой сигналы не будут искажены, и просмотр телевизионной программы станет возможным.

Важно отметить, что частота режекции (а значит, и помехи) не может быть выбрана произвольно ­в пределах одного телевизионного канала (8 МГц), а должна быть расположена в том месте телевизион­ного канала, где частотные составляющие сигнала минимальны [12]. В противном случае режекторный фильтр вырежет значительную часть сигнала, что приведет к искажению изображения. И чем ближе к несущей частоте находится полоса режекции, тем сильнее искажается изображение.

Как показали измерения, искажения изображения становятся малозаметными, если режекция происходит на частотах, смещенных в диапазон больших частот на 2,8–3 МГц от несущей частоты изображения. В этом случае изображение очень слабо искажается при просмотре видеоматериалов (полоса сигнала 2 МГц), незначительно ухудшается его четкость при передаче полного телевизионного сигнала (6 МГц). Чтобы влияние помехи не сказывалось на изображении, режекция должна быть не менее 30 дБ. Таким образом, режекторный фильтр должен обеспечить одновременно режекцию не менее 30 дБ на частоте, отстоящей на 2,8–3 МГц от несущей частоты изображения, и потери на несущей частоте – не более 3 дБ, что практически не ухудшит качество приема изображения.

Из-за колебаний температуры в помещении (10–15°С) режекторный фильтр должен быть либо температурно-стабильным, либо обеспечивать такую полосу режекции, при которой частота помехи не выходила бы за ее пределы.

Первую возможность трудно реализовать из-за малой величины коэффициента электромеханической связи термостабильного ST-среза кварца, используемого для этих целей в ПАВ-устройствах. Действительно, для выполнения условия 4k2N/π2 >> 1 для кварцевой подложки число пар электродов должно достигать 1000 и более. Для уменьшения количества электродов можно использовать дополнительные LC-цепи [9]. Однако это усложняет конструкцию фильтра и повышает его стоимость при серийном производстве [12].

Вторая возможность, очевидно, может быть реализована на подложках с высоким значением квадрата коэффициента электромеханической связи. Так, для подложек из YX/128°-среза ниобата лития условие 4k2N/π2 >> 1 легко выполняется при N = 200–250, и режекцию не менее 30 дБ можно получить, используя лишь одно Т-звено в конструкции импедансного фильтра, что вполне приемлемо. В то же время температурный коэффициент данного среза ниобата лития равен 80 ∙ 10-6 1/град. Поскольку температура в помещении, как правило, находится в пределах 15–30°С, то относительный температурный уход частоты режекции равен 1,2 ∙ 10-3. Например, на восьмом телевизион­ном канале частота помехи должна равняться 198,25 МГц. Тогда при изменении температуры от 15°С до 30°С частота режекции сдвинется примерно на 200 кГц, то есть полоса режекции должна превышать 200 кГц.

Скорость ПАВ в подложках ниобата лития YX/128°-среза находится в пределах от 3960 до 4000 м/с на свободной поверхности. Тогда при k2 = 0,058 скорость ПАВ под ВШП VПАВ будет равна 3924 м/c при VПАВ = 3980 м/с, период ВШП с малой апертурой будет равен 3924/196,25 = 19,99 мкм. Апертуры ВШП будут равны 40 и 400 мкм соответственно, а период ВШП с большой апертурой составит 19,99 ( 1 + 4 ∙ 0,058 / 3. 142 ) = 21,47 мкм [12]. Для ниобата лития емкость одноволновой секции ВШП СS = 450 пФ/м. Как показывают расчеты [12], при использовании Т-звена удается получить режекцию более 30 дБ в полосе режекции, при числе пар электродов в ВШП с большой апертурой N1 = 250 и числе пар в ВШП с малой апертурой N2 = 200.

При небольшом изменении числа электродов ВШП также должна немного сдвинуться частота антирезонанса [12]. Это обстоятельство использовалось для подстройки режекторных фильтров путем подрезки электродов ВШП, так как при их массовом производстве вследствие различных технологических погрешностей (разрывов электродов ВШП, разброса скоростей ПАВ под ВШП, разброса скоростей ПАВ на поверхности диска) сдвигается частота режекции.

Фильтры изготавливались групповым методом на диске ниобата лития YX/128°-среза. После резки диска на отдельные фильтры они помещались в корпуса, представляющие собой металлическую трубку, внутри которой на пластмассовом основании прикрепляется подложка (рис. 7).

На концах трубки сформированы разъемы, с помощью которых корпусированный фильтр вставляется в антенный разъем телевизора, а в него, в свою очередь, вставляется антенна. Чтобы ВШП с малой апертурой был соединен с корпусом (трубкой) в пластмассовом корпусе, в пластмассовом основании предусмотрен специальный медный проводник (см. рис.7), который выводится наружу из трубки и приваривается к ней точечной сваркой. На высоких частотах индуктивность этого провод­ника оказывается достаточной, чтобы сместить частоту режекции, как показывают расчеты, более чем на 200 кГц в сторону меньших частот. Для компенсации этого сдвига периоды ВШП изменяют таким образом, чтобы частота режекции увеличилась на 200 кГц.

Измеренная частотная зависимость вносимых потерь режекторного фильтра восьмого телевизионного канала в диапазоне восьмого канала показана на рис.8. Как видно, потери фильтра на частоте, несущей изображения, не более 2 дБ, на частоте, отстоящей на 2 МГц от несущей, – не превышают 4 дБ. Таким образом, фильтр обеспечивает режекцию выше 30 дБ в полосе более 200 кГц. Вносимое затухание фильтра на остальных телевизионных каналах не превышает 3,5 дБ. Все ВШП имеют одинаковую ширину электродов и зазоров, равную четверти длины ПАВ на частоте акустического синхронизма ВШП. В ООО “БУТИС” и ООО “Пьезотрон” был налажен серийный выпуск режекторных фильтров на 1, 2, 3, 4, 7 и 8-й телевизионные каналы, а также система закрытия телевизионных каналов к ним. Было изготовлено более 700 тыс. режекторных фильтров.

Телевизионные канальные фильтры для систем вещательного телевидения. Телевизионные канальные фильтры предназначены для выделения сигнала одного телевизионного канала и подавления сигналов остальных каналов [17]. Исходя из этого задаются их характеристики: полоса пропускания 8 МГц, потери в полосе пропускания не более 3,5 дБ, неравномерность АЧХ в полосе пропускания не более 1 дБ, подавление на несущей частоте изображения соседних не смежных каналов не менее 20 дБ, подавление вдали от полосы пропускания не менее 40 дБ. Номенклатура набора канальных фильтров зависит от каналов, на которых осуществляется вещание в данной местности. Особое внимание при проектировании и производстве телевизионных канальных фильтров уделяет­ся обеспечению малой неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) в полосе пропускания. К сожалению, в применяемых типах фильтров на ПАВ трудно совместить малые потери в полосе пропускания и малую неравномерность АЧХ. Но в импедансных фильтрах, основанных на изменении импедансов ВШП с частотой, легко получить малые вносимые потери, необходимое внеполосное подавление и малую неравномерность в полосе пропускания.

Как пример рассмотрим канальный фильтр, построенный по дифференциально-мостовой схеме (рис.9). Такая схема позволяет вдвое сократить количество ВШП (по сравнению с мостовой схемой) при наличии симметричного трансформатора. В качестве пьезоподложки был выбран YX/128°-срез ниобата лития, для уменьшения неравномерности в полосе пропускания использовались ВШП, аподизованные по функции Хемминга с пьедесталом 0,1. Для увеличения крутизны фронтов АЧХ применялись расширительные индуктивности [9, 12]. Последнее позволило расширить полосу пропускания до требуемой величины 8 МГц и обеспечить необходимую крутизну фронтов АЧХ. Расчетное вносимое затухание было не более 2 дБ. Один из ВШП рассчитывался на частоту f01 = 118 МГц, а второй на частоту f02 = 126 МГц. Первый ВШП имел апертуру 80 мкм, период, равный 32,95 мкм, и число пар электродов N1 = 250, а второй ВШП – ту же апертуру и то же число электродов, что и первый ВШП, но его период равнялся 30,86 мкм. Емкости составляют C1 = C2 = 9 пФ, индуктивности – L1 = L2 = 20 мкГн. Подложка с нанесенным на нее ВШП помещалась в герметичный корпус, который, в свою очередь, помещался в другой корпус с 75-омными разъемами для подсоединения кабелей. Измеренная и расчетная частотная зависимость вносимых потерь канального фильтра показана на рис.10. Вносимые потери фильтра равны 3 дБ.

Аналогично рассчитывались фильтры на другие телевизионные каналы. При этом емкости и индуктивности подбирались таким образом, чтобы при необходимой крутизне фронтов АЧХ обеспечивалась бы и необходимая относительная полоса (вместе с расширительными индуктивностями). Такие канальные фильтры и усилители на их основе (крупносерийный выпуск) применяются для кабельного ТВ [16–20].

Другие применения импедансных фильтров. Хорошо известно, что ПАВ-устройства широко используются в автогенераторах в качестве частотно задающих стабилизирующих элементов, узкополосных и сверхузкополосных фильтров, широкополосных фильтров в составе телекоммуникационных систем (ТКС), дисперсионных линий задержки для быстрого Фурье-преобразования (БФП) и псевдослучайного поиска рабочих частот (ППРЧ). Импедансные фильтры также можно успешно использовать в автогенераторах [12, 21], в оконечных каскадах приемо-передающих устройств ТКС, в том числе для сотовых систем связи [12, 22], узкополосных и сверхузкополосных фильтров, широкополосной фильтрации [12, 23], в многоканальных фильтрах для параллельных Фурье-преобразователей (ФП) и других устройствах, узлах и блоках различной ТКС (см. таблицу).

При этом можно реализовать предельные характеристики таких аппаратных функций в составе ТКС, как вносимое затухание, частотная селекция, ШПС, ППРЧ, БФП, рассеиваемая мощность, межсимвольная интерференция, неравномерность ГВЗ, надежность, габариты, стоимость, добиться, например, существенного уменьшения вносимого затухания (по крайней мере, на 1–2 порядка) и массогабаритных характеристик (примерно вдвое). Покажем это на примере автогенератора.

Действительно, линия задержки на ПАВ на подложке ST-среза кварца с относительной полосой пропускания 0,1% при f0 = 380 МГц имеет размеры подложки 10 мм (с учетом акустических поглотителей на ее торцах), в то время как импедансный мостовой фильтр с симметричным трансформатором может быть выполнен на кварцевой подложке ST-среза длиной всего 3 мм [21]. Кроме того, не требуется места для акустических поглотителей, так как в данном фильтре нет режима бегущих волн [12].

Для изготовления автогенератора в качестве частотно задающего стабилизирующего элемента был разработан сверхузкополосный импедансный фильтр (рис.11а). Такая схема позволяет с помощью внешних индуктивностей и емкостей производить подстройку в пределах полосы пропускания. Например, удается сдвинуть частоту вверх на полполосы пропускания (рис.11б, кривая 2).

Фазочастотная характеристика (ФЧХ) данного фильтра подобна ФЧХ LC-фильтра, то есть проходит через ноль (удовлетворяет балансу фаз) лишь один раз в пределах основного лепестка АЧХ. Поэтому генератор с импедансным фильтром будет работать только на одной частоте, если коэффициент усиления усилителя не превысит величины подав­ления боковых лепестков АЧХ.

Применение расширительных индуктивностей позволяет с помощью мостовой схемы получать широкополосные фильтры [12]. На рис.12а, б показаны схема и АЧХ данного фильтра. Фильтр имеет центральную частоту 160 МГц и полосу пропускания 50 МГц, то есть относительную полосу пропус­кания 31,25%, при вносимых потерях 3 дБ и неравномерности в полосе пропускания не более 1 дБ.

Использование подложек, в которых возбуж­дают­ся приповерхностные волны, позволяет получать АЧХ с малой неравномерностью в полосе пропускания из-за того, что нули активной и реактивной составляющих проводимости излучения “заплывают”. На рис.13 показана АЧХ фильтра на ПАВ, выполненного на подложке из танталата лития YX/42°-среза (k2 = 0,064). Фильтр состоит из двух одинаковых последовательно соединенных Г-схем. ВШП с малой апертурой имеет апертуру, равную 10 мкм, и число пар электродов, равное 250, а ВШП с большой апертурой имеет апертуру, равную 260 мкм, и 250 пар электродов.

Размеры подложки 2,4×4,4 мм. Центральная частота фильтра равна 451 МГц, полоса пропускания – 5 МГц, неравномерность в полосе пропускания не более 2 дБ при вносимых потерях на центральной частоте – 3,5 дБ. Фильтр расположен в SMD-корпусе для поверхностного монтажа и рассчитан для работы в 50-омном тракте. Все ВШП имеют одинаковую ширину электродов и зазоров, равную четверти длины ПАВ на частоте акустического синхронизма ВШП.

Таким образом, разработаны оригинальные конструкции и опытные образцы импедансных устройств на ПАВ [10–26] в составе современных ТКС. При этом использовались разработанные ранее технологии [27–29], в том числе многослойная технология монтажа кристаллов устройств на ПАВ в керамике LTCC [29], на специальном технологическом оборудовании [30], расширяющие и дополняющие возможности в части достижения предельных аппаратных характеристик ТКС. Разработанные методы используются в учебном процессе [31].

В заключение следует отметить, что ВШП с малой апертурой подобен последовательному LC-контуру, но с мнимыми индуктивностью и емкостью, а ВШП с большой апертурой – параллельному LC-контуру. На основе Г-, Т-, П- и мостовых схем были сформированы режекторные фильтры для системы закрытия телевизионных каналов метрового диапазона и полосовые канальные фильтры для системы кабельного телевидения метрового диапазона. Разработаны широкополосные (более 20%) импедансные фильтры с применением расширительных индуктивностей, а на основе подложек, в которых возбуждаются поверхностные волны, изготовлены импедансные фильтры СВЧ-диапазона.

Литература

1.Гуляев Ю.В., Багдасарян А.С. Акустоэлектронные аппаратно-образующие устройства систем связи. – Сборник трудов международной научно-технической конференции “Информационные технологии и моделирование приборов и техпроцессов в целях обеспечения качества и надежности”. – М.: МГУПИ, 2006, т. I, с. 3–5, ISBN 5-8068-0344-9.
2.Гуляев Ю.В., Багдасарян А.С. Фильтры на ПАВ. Состояние и перспективы развития. – Радиотехника, 2003, № 8, с. 15.
3.Bagdasaryan A.S., Bagdasaryan S.A., Dneprovski V.G., Karapetyan G.Y. To Issue of Surface Acoustic Wave Piezoelectric Devices Development 180 c. // Piezoelectric and Related Materials: Research and Applications. – New York: Nova Science Publishers Inc., 2012.
4.Багдасарян А.С., Гуляев Ю.В., Никитов С.А., Багдасарян С.А., Синицына Т.В., Бутенко В.В., Машинин О.В., Прапорщиков В.В. Узкополосные фильтры на поверхностных акустических волнах в системах радиочастотной идентификации. – Радио-
техника и электроника, 2008, т. 53, № 7, с. 887–896.
5.Багдасарян А.С., Синицына Т.В. Селективные акустоэлектронные приборы на основе однонаправленных структур поверхностных акустических волн. – М.: Издательство “Академия инженерных наук им. А.М. Прохорова”, 2004, 104 с. ISBN 5-7781-0033-7.
6.Кукк К.И., Багдасарян А.С., Зайцев В.Е., Злотникова Е.А., Локшин М.Г., Неретина С.П., Сабитов Р.А., Самойлов А.И., Севастьянов Д.И., Сергеев В.И., Таубе Л.М., Хазарчиев Ю.Д., Хлебников В.И., Шестаков С.П. Разработка и внедрение научных, технических и организационных решений построения государственной телевизионной сети нового поколения. – Наука и технологии в промышленности, 2005, № 2, с. 31–35.
7.Sinitsyna T.V., Praporchtshikov V.V., Bagdasarian A.S. Saw resonator filters for communications systems. В сборнике: 4th International Crimean Conference 2004: Microwave and Telecommunication Technology. – Conference Proceedings, CriMiCo’04 sponsors: Sevastopol National Technical University, Ukraine, FSUE, SCRRTI, Moscow, Russia, Interface-MFG Co. Moscow, Russia, OJS SPE, Staurn, Kiev, Ukraine, NTUU KPI, SRI of Telecommunications, Kiev, Ukraine. Sevastopol, 2004.
8.Бутенко В.В., Багдасарян А.С. Радиочастотные идентификационные метки на поверхностных акустических волнах и системы на их основе. Патентный обзор. – Труды Научно-исследовательского института радио, 2014, № 3, с. 2–11.
9.Бессонов Л.А. Линейные электрические цепи. – М.: Высшая школа, 1974, 523 с.
10.Заявка на изобретение № 5066042/22/039877 от 24.08.92. Положительное решение № 139 от 27.07.1993. Устройство на поверхностных акустических волнах / Багдасарян А.С., Карапетьян Г.Я., Кондратьев С.Н.
11.Заявка на изобретение № 5066037/22/039878 от 24.08.1992. Положительное решение № 140 от 27.07.1993. Режекторный фильтр на поверхностных акустических волнах / Багдасарян А.С., Кондратьев С.Н., Семенов В.В.
12.Багдасарян А.С. Карапетьян Г.Я. Импедансные фильтры на поверхностных акустических волнах. – М.: МПО, 1998, 79 с.
13.Патент РФ 2242838, 20.12.2004. Фильтр на поверхностных акустических волнах / Багдасарян А.С., Карапетьян Г.Я., Машинин О.В., Семенов В.В. – Опубл. в бюл. № 35, 2004.
14.Патент РФ 2195071, 20.12.2002. Режекторный фильтр на поверхностных акустических волнах / Багдасарян А.С., Карапетьян Г.Я., Кондратьев С.Н, Семенов В.В. – Опубл. в бюл. № 35, 2002.
15.Cook A.M., Farmer J.O., West L.E. A new option in Subscriber Control. – Communications engineering and design, August, 1987, р. 35–49.
16.Карапетьян Г.Я., Багдасарян С.А., Машинин О.В. Импедансные ПАВ-фильтры в системах телевидения коллективного пользования. – Труды конференции “Актуальные проблемы электронного приборостроения”, Саратов, 2003, с. 67–69.
17.Машинин О., Багдасарян А., Львов В., Прапорщиков В., Синицына Т., Багдасарян С. Модульные канальные эквалайзеры на ПАВ-фильтрах. – Электроника: Наука, технология, бизнес, 2008, № 2, с. 74–81.
18.Патент РФ на полезную модель № 120533 RUS, 20.09.2012. Головная станция / Багдасарян А.С., Сигов А.С.
19.Багдасарян А.С., Карапетьян Г.Я. Импедансные ПАВ-фильтры для спутникового телевидения и телевидения высокой четкости. – Электросвязь, 1998, № 6, с. 21–22.
20.Багдасарян А.С., Карапетьян Г.Я. Импедансные ПАВ-фильтры для спутникового ТВ и ТВЧ. – Труды 43-й научной сессии, посвященной дню Радио. − М., 1998, с. 17.
21.Карапетьян Г.Я., Багдасарян С.А. Двухзвенные импедансные мостовые ПАВ-фильтры повышенной надежности. – Труды конференции “Актуальные проблемы электронного приборостроения”. – Саратов, 2003, с. 70–72.
22.Багдасарян А.С. Карапетьян Г.Я. Импедансные ПАВ фильтры для сотовых систем связи. – Системы и средства связи, телевидения и радиовещания, вып.1, 1999, с. 59–62.
23.Багдасарян А.С Карапетьян Г.Я. Широкополосный импедансный фильтр. – Системы и средства связи, телевидения и радиовещания, вып.1, 1998, с. 34–37.
24.Багдасарян А.С. Карапетьян Г.Я. Использование импедансных ПАВ-фильтров в широкополосных Фурье-процессорах. – Системы и средства связи, телевидения и радиовещания, вып.1, 1999, с. 56–58.
25.Багдасарян А.С., Машинин О.В., Синицына Т.В. ПАВ-фильтры с малыми потерями на основе U-образного ответвителя. – Электросвязь, 2004, № 2, с. 32–33.
26.Гуляев Ю.В, Багдасарян А.С., Синицына Т.В., Машинин О.В., Прапорщиков В.В., Орлов М.М, Егоров Р.В. ПАВ-фильтры во входных каскадах
приемо-передающих устройств. – Наука и технологии в промышленности, 2006, № 4, с. 82–88.
27.Самойлович М.И., Белянин А.Ф., Житковский В.Д., Багдасарян А.С. Наноструктурные углеродные материалы в тонкопленочной технологии. – Инженерная физика, 2004, № 1, 33 с.
28.Багдасарян А., Багдасарян С., Бутенко В., Карапетьян Г. Радиочастотные метки на ПАВ: особенности конструкции и технологии. – Электроника: Наука, технология, бизнес, 2012, № 7, с. 76–82.
29.Бутенко В.В., Багдасарян А.С., Багдасарян С.А., Карапетьян Г.Я., Николаева С.О. Акустоэлектронные идентификационные метки в керамике LTCC. – Труды Научно-исследовательского института радио, 2013, № 1, с. 16–23.
30.Белянин А.Ф., Гуляев Ю.В., Самойлович М.И., Багдасарян А.С. Оборудование для формирования пленок алмаза и алмазоподобных материалов для акустоэлектроники. – Наука и технологии в промышленности, 2006, № 4, с. 19.
31.Багдасарян А.С., Львович Г.А., Кащенко Г.А., Кузеванов А.Л., Николаев О.В. Автоматизация проектирования акустоэлектронных устройств обработки и защиты информации. Учебное пособие. – Воронеж: Изд-во Воронежского государственного технического университета, 2007, 230 с.
*1 ФГУП “Научно-исследовательский институт Радио”.

2 Институт радиотехники и электроники им. В.А.Котельникова РАН.

3 ООО “НПП “ТРИиС”.

4 ООО “Пьезотрон”.

5 ЮФУ.

6 ООО “БУТИС”.

Режекторный фильтр адресов

Данный вид фильтра действует также строго, как и обязующий, однако эффект от его применения – противоположный. При срабатывании данного фильтра удаляются все адреса, которые принадлежат объектам фильтра. Данный фильтр целесообразно использовать вместо обязующего тогда, когда вместо перечисления всех объектов, которым обязан принадлежать адрес, проще перечислить все объекты-исключения, которым адрес принадлежать не должен.

Настройка такого фильтра выполняется на вкладке «Режекторный фильтр» редактора фильтра, как показано на следующем рисунке.

Фильтр наполняется объектами по аналогии с тем, как это делается для Приоритетного и Обязующего фильтров.

Для проверки работы данного фильтра обработаем неоднозначный адрес п Прогресс, ул Дружбы в демонстрационной форме Почтовый адрес. Если выполнять такую обработку без применения фильтра, то результат будет содержать следующие три варианта.

обл Амурская, пгт Прогресс, ул Дружбы

обл Свердловская, г Первоуральск, п Прогресс, ул Дружбы

обл Новгородская, р-н Боровичский, п Прогресс, ул Дружбы

Теперь перед обработкой объявим в личном кабинете созданный только что режекторный фильтр «За исключением Дальнего Востока» фильтром по умолчанию, после чего попробуем обработать данный адрес еще раз. В результате обработки получим уже не три, а только два варианта интерпретации данного адреса.

обл Свердловская, г Первоуральск, п Прогресс, ул Дружбы

обл Новгородская, р-н Боровичский, п Прогресс, ул Дружбы

Как видно из этого примера, из результата обработки был исключен вариант, принадлежащий Амурской области. Это произошло, поскольку данная область присутствует в списке объектов нашего режекторного фильтра.

В этом заключается суть режекторного фильтра – удалять все адреса, принадлежащие адресным объектам фильтра.

Notch Filters – обзор

Notch Filters… последний рубеж

Notch-фильтры, особенно с высокой добротностью и / или высоким затуханием, наиболее сложно реализовать с помощью универсальных фильтров с переключаемыми конденсаторами. Вы можете спроектировать режекторный фильтр с помощью FilterCAD со спецификациями, которые призваны обеспечить затухание в полосе задерживания более 60 дБ, и обнаружить, что на практике результатом является затухание 40 дБ или меньше. Это в первую очередь связано с характером дискретных данных универсальных блоков фильтров; сигналы равной амплитуды и противоположной фазы в идеале не отменяются при суммировании, как это было бы в чисто аналоговой системе.Могут быть получены выемки до 60 дБ , но для этого требуются методы, не охватываемые данной версией FilterCAD. Некоторые из этих методов будут рассмотрены здесь. Мы начнем с использования FilterCAD для ввода параметров отклика эллиптической метки. Мы укажем максимальную пульсацию полосы пропускания 0,1 дБ, затухание 60 дБ, центральную частоту 40 кГц, полосу пропускания 2 кГц и полосу пропускания 12 кГц. Учитывая эти параметры, FilterCAD синтезирует ответ, показанный в Таблице 23.12. Этот фильтр 8-го порядка требует фактического затухания в полосе задерживания более 80 дБ, уровня производительности, которого было бы чрезвычайно трудно достичь в реальном мире. Рабочий фильтр с ослаблением 60 дБ может быть получен, но только при значительном отклонении от рекомендаций FilterCAD.

Таблица 23.12. f 0 , Q и f n Значения для 40 кГц, 60 дБ Notch

8
STAGE f 0 Q f n
1 35735.6793 3,3144 39616.8585
2 44773,1799 3,3144 40386,8469
3 35242.9616 17.2015 39085.8415 39085.8415

Фильтры с переключаемыми конденсаторами обеспечивают наилучшую производительность, когда определенные рабочие параметры поддерживаются в определенных диапазонах.Условия, которые дают наилучшие результаты для определенного параметра, называются его «добротностью». Например, в случае LTC1064 лучшие характеристики точности отношения тактовой частоты к центральной частоте (f CLK / f 0 ) опубликованы для тактовой частоты 1 МГц и Q равного 10. Поскольку мы отклоняемся от этого. «Добротность» (как мы должны сделать, чтобы получить отметку 40 кГц в нашем примере), производительность будет постепенно ухудшаться. Одна из проблем, с которой мы столкнемся, – это «Q-улучшение.То есть добротность каскадов будет немного больше, чем у резисторов. (Обратите внимание, что Q-улучшение в основном является проблемой в режимах 3 и 3A и не ограничивается , но также встречается в фильтрах LP, BP и HP.) Это приводит к появлению пиков выше и ниже метки. Повышение добротности можно скомпенсировать, разместив небольшие конденсаторы (от 3 до 30 пФ) параллельно с R4 (режим 2 или 3). С помощью этой модификации можно компенсировать увеличение добротности в режекторных фильтрах с центральными частотами до 90 кГц.Предлагаемые здесь значения являются компромиссными для широкодиапазонной режекции с перестраиваемой тактовой частотой. Если вы хотите создать режектор с фиксированной частотой, вы можете использовать более крупные конденсаторы на более высоких частотах. По крайней мере, в случае LTC1064, повышение добротности вряд ли станет проблемой ниже 20 кГц. Добавление конденсаторов на более низких частотах приведет к расширению выемки.

Как упоминалось ранее, другой проблемой при реализации режекторных фильтров является недостаточное затухание. Для низкочастотных режекций затухание в полосе задерживания может быть увеличено путем повышения тактовой частоты до режекторной частоты до 250: 1.Затухание также можно улучшить, добавив внешние конденсаторы, на этот раз параллельно с R2 (режимы 1, 2 и 3A). Конденсаторы от 10 до 30 пФ в этом положении могут увеличить затухание в полосе задерживания на 5–10 дБ. Конечно, эта комбинация конденсатор / резистор составляет пассивный каскад нижних частот 1-го порядка с угловой частотой 1 / (2πRC). В случае значений, указанных выше, частота среза будет настолько далеко в полосе пропускания, что маловероятна. Однако, если режектор необходим на частоте ниже 20 кГц, емкость конденсатора необходимо будет увеличить, а частота среза каскада 1-го порядка будет пропорционально уменьшена.Для конденсатора 100 пФ и R2 = 10 кГц частота среза будет 159 кГц, значение, которое вряд ли вызовет проблемы в большинстве приложений. Для конденсатора 500 пФ (значение, которое может оказаться необходимым для глубокого провала на низкой центральной частоте) и R2, равного 20 кОм, частота среза падает до 15,9 кГц. Если максимальное затухание в полосе задерживания более важно, чем широкая полоса пропускания, такое решение может оказаться приемлемым. Добавление резисторов параллельно резистору R2 создает одну дополнительную проблему: оно увеличивает добротность, которую мы только что контролировали с помощью конденсаторов на резисторе R4.Значения резистора необходимо отрегулировать, чтобы снова снизить добротность.

Таблица 23.13 содержит параметры для реального режекторного фильтра, который фактически соответствует нашим спецификациям затухания 60 дБ с использованием ранее описанных методов. По сути, это режекторный фильтр 8-го порядка с перестраиваемой тактовой частотой, описанный в спецификации LTC1064. Обратите внимание на сочетание используемых режимов. Это решение, которое FilterCAD не может предложить.

Таблица 23.13. f 0 , Q и f n Значения для 40 кГц, 60 дБ Notch

STAGE f 0 (кГц) Q f n (кГц) MODE
1 40.000 10,00 40,000 1
2 43,920 11,00 40,000 2
3 40,000 10,00 40,000 1
4 35,920 8,41 40,000 3

Должно быть очевидно, что описанные здесь методы для режекторных фильтров являются в основном эмпирическими, и что приведенное здесь описание далеко не исчерпывающее.Мы даже не коснулись оптимизации этих фильтров, например, для шумов или искажений. Для этого процесса нельзя дать простых правил. Такая оптимизация возможна, но требует индивидуального подхода. Если вам необходимо реализовать высокопроизводительный режекторный фильтр, а приведенные выше советы оказались неадекватными, обратитесь за дополнительной помощью в отдел приложений LTC.

Что такое режекторный фильтр?

Узкополосный фильтр также известен как полосовой фильтр или полосовой фильтр.Эти фильтры отклоняют / ослабляют сигналы в определенной полосе частот, называемой частотным диапазоном полосы заграждения, и пропускают сигналы выше и ниже этой полосы. Например, если режекторный фильтр имеет полосу пропускания от 1500 МГц до 1550 МГц, он будет пропускать все сигналы от постоянного тока до 1500 МГц и выше 1550 МГц. Он будет блокировать только эти сигналы от 1500 МГц до 1550 МГц.


При выборе полосового стоп-фильтра или режекторного фильтра важными параметрами для оценки являются следующие:

Частота стоп-полосы: Любой сигнал в этом частотном диапазоне будет ослабляться режекторным фильтром.

Затухание / Подавление в полосе заграждения: Это уровень ослабления, который фильтр будет обеспечивать в полосе заграждения. Обычно это выражается в дБ.

Вносимая потеря: Это потеря, которую фильтр обеспечит за пределами полосы заграждения. Чем меньше вносимые потери за пределами стоп-полосы, тем лучше. Вносимые потери представлены в дБ.

Переход от полосы задерживания к полосе пропускания: Это может не быть представлено в спецификациях, но важно.Это мера того, насколько быстро фильтр переходит от полосы заграждения к полосе пропускания. Так что, если полоса заграждения составляет от 2300 до 2400 МГц. Как быстро он переходит в низкую потерю. Чем быстрее переход, тем лучше.

Мощность фильтра: Это максимальная мощность, с которой может справиться режекторный фильтр.

Тип корпуса: Эти режекторные фильтры доступны в нескольких форм-факторах и типах корпусов.

everything Компания RF создала инструмент поиска, чтобы помочь пользователям идентифицировать Notch Filters от ведущих производителей.Вы можете использовать инструменты параметрического поиска, чтобы найти фильтры отклонения полосы, соответствующие вашим конкретным требованиям. Нажмите здесь, чтобы найти режекторные фильтры от ведущих производителей в соответствии с вашими требованиями.

11.8: Реализации режекторного фильтра (отклонение полосы)

Путем суммирования выходных сигналов верхних и нижних частот фильтра с переменной состоянием может быть сформирован режекторный фильтр или фильтр с отклонением полосы. Фильтры этого типа обычно используются для удаления сигналов помех. Суммирование легко выполняется с помощью простого параллельно-параллельного суммирующего усилителя, как показано на рисунке \ (\ PageIndex {1} \).

Рисунок \ (\ PageIndex {1} \): Notch-фильтр.

Для разумных значений \ (Q \) будет тесная корреляция между вычисленным центром полосы пропускания и частотами –3 дБ, а также центральной полосой и частотами –3 дБ. 4 \) дает схему, показанную на рисунке \ (\ PageIndex {2} \).3 \), поскольку значение \ (R_ {damping} \) для \ (890 k \ Omega \) может быть чрезмерным. Помните, что важно соотношение этих двух резисторов, а не их абсолютные значения.

Рисунок \ (\ PageIndex {2} \): Завершенный режекторный фильтр для примера \ (\ PageIndex {1} \).

Компьютерное моделирование

На рисунке \ (\ PageIndex {3} \) показано моделирование схемы из примера \ (\ PageIndex {1} \) с использованием Multisim. Для простоты компоновки была выбрана идеальная модель операционного усилителя. Анализ переменного тока показывает очень резкую метку с центром на частоте 60 Гц, как и ожидалось.Поскольку фильтры этого типа предназначены для удаления одной частоты без воздействия на окружающий материал, требуются компоненты высокоточной настройки. Анализ методом Монте-Карло оказывается неоценимым для того, чтобы увидеть влияние даже незначительных отклонений компонентов в производственном цикле. На рисунке \ (\ PageIndex {3c} \) показана серия из 10 прогонов. Номинальный допуск каждого резистора и конденсатора в фильтре составляет 1%. Кроме того, диапазон частотного графика был сужен до 10 герц по обе стороны от целевой частоты.Даже с этими относительно жесткими допусками можно увидеть отклонения настройки более чем на 1 герц. Кроме того, не во всех случаях форма отклика идеально симметрична.

Рисунок \ (\ PageIndex {3a} \): Режекторный фильтр переменной состояния в Multisim.

Рисунок \ (\ PageIndex {3b} \): идеальный отклик на выемку.

Рисунок \ (\ PageIndex {3c} \): Типичный ответ с вариациями компонентов 1%.

Примечание по выбору компонентов

В идеале, схема примера \ (\ PageIndex {1} \) будет выдавать точки –3 дБ на частотах приблизительно 59 Гц и 61 Гц и будет бесконечно ослаблять тоны 60 Гц.На самом деле допуски компонентов могут изменить отклик, и, следовательно, для таких точных, высококачественных схем, как эта, требуются высококачественные детали. Даже более простые и менее требовательные схемы, такие как фильтр Саллена и Кей второго порядка, могут не работать должным образом, если используются детали более низкого качества. Как правило, точность и стабильность компонентов становятся более важными по мере увеличения фильтра \ (Q \) и порядка. Обычно используются металлопленочные резисторы с допуском на один процент, при этом для более простых схем подходят 5-процентные углеродные пленочные резисторы.Для конденсаторов используются такие типы пленок, как полиэтилен (майлар), для работы общего назначения, а поликарбонат, полистирол, полипропилен и тефлон используются для более строгих требований. При малых значениях емкости (<100 пФ) можно использовать керамику НПО. Как правило, рекомендуется избегать использования больших керамических дисков и алюминиевых электролитических конденсаторов из-за их большой устойчивости и нестабильности в зависимости от температуры, приложенного напряжения и других факторов.

11.8.1: Инструменты проектирования фильтров

Чтобы еще больше ускорить процесс проектирования активных фильтров, некоторые производители предлагают бесплатное программное обеспечение для проектирования фильтров.Примеры включают FilterCAD от Linear Technology и FilterPro от Burr-Brown. Некоторые программы носят довольно общий характер и помогают создавать фильтры Саллена и Ки, фильтры с множественной обратной связью и переменные состояния. Другие написаны специально для поддержки специализированных ИС фильтров. Обычно программы распечатывают значения компонентов с учетом желаемых типов фильтров и частот прерывания. Также могут быть доступны графики Боде и моделирование формы пульсовой волны. Такие программы, безусловно, могут сократить утомительное проектирование.

NOTCH и ДРУГИЕ ФИЛЬТРЫ





Впервые была упомянута идея режекторного фильтра или схемы подавления частоты в связи с одним типом полосового фильтра. По сути, Режекторный фильтр является противоположностью полосового фильтра, так как пропускает все частоты за исключением тех, кто находится в относительно ограниченном диапазоне. Одно распространенное применение режекторный фильтр предназначен для удаления помех на частоте сети (50 Гц) из аудиосигнала. схемы и схемы, используемые в медицине для мониторинга низкочастотных сигналов из человеческого тела.


Рис. 55. Режекторный фильтр Twin-T.

На рисунке 55 показан пассивный режекторный фильтр, двойной Т-фильтр, который уже рассматривается как часть схемы на Рисунке 46.

Центральная частота этой цепи f0 = 1 / pi RC. Это частота при котором сигналы, проходящие по двум сетям, становятся не совпадающими по фазе на 180 ° друг с другом и, следовательно, уравновешиваются.

Из-за эффекта компенсации кривая отклика пассивной выемки фильтр показывает отчетливый и узкий провал на центральной частоте и близко к ней.На частотах по обе стороны от центра наклон кривой сглаживается. быстро. Другими словами, полоса пропускания относительно велика. Есть еще проблема что производительность фильтра во многом зависит от точности номиналы трех резисторов и трех конденсаторов. Наконец, это непросто создать перестраиваемый режекторный фильтр этого типа из-за сложности получения трехкомпонентный переменный резистор с правильным сочетанием сопротивлений.

Активные режекторные фильтры имеют лучшие отклики, чем пассивные фильтры, и могут быть построенный из фильтров переменных состояния типа, показанного на рисунке 48.Если мы возьмем выход нижних частот из фильтра переменной состояния и добавить его к верхним частотам На выходе результирующий отклик имеет самую низкую точку в точке отсечки.

Это частота, на которой сигнал от нижних и верхних частот выходы сдвинуты по фазе ровно на 180 ° (стр. 82). На рисунке 56 показана переменная состояния. фильтр с его выходами высоких и низких частот, суммируемых операционным усилителем, подключенным летом (ср. рис. 49). На рис. 57 показан типичный полученный отклик на метку. от такого фильтра.


Рис. 56. Активный режекторный фильтр, основанный на фильтре переменной состояния и операторе. усилитель


Рис. 57. Отклик активного режекторного фильтра.

Чтобы создать настраиваемый режекторный фильтр, мы основываем его на настраиваемом фильтре переменной состояния. Начнем с такой конструкции, как на рис. 51, заменив переменную или переключаемую компоненты с фиксированными значениями для тех параметров, которые мы не желаю отличаться. С соответствующей парой конденсаторов, постоянно подключенной, частоту можно переключать в диапазоне 10: 1, просто используя двухканальный переменный резистор (VR2 / VR3).Двухкомпонентные переменные резисторы относительно легко получить.

Только что описанный фильтр настраивается вручную, но существует множество приложений. в котором фильтр должен иметь электронную настройку. Для этого нам потребуется электронно настраиваемый фильтр с переменным состоянием. Ниже мы исследуем фильтр этого типа, который используется для создания режекторного фильтра для Project 7 на конец этого раздела. Описан другой тип электронно настраиваемого фильтра. в Разделе 9.

Фильтры переключаемые конденсаторы


Фиг.58. Принцип работы фильтра на переключаемых конденсаторах.

Это активный фильтр другого типа, основанный на проиллюстрированном принципе. на рисунке 58. Два конденсатора и два переключателя подключены, как показано. Переключатели находятся под контролем тактовой схемы, которая работает на высокой частоте, обычно несколько килогерц. Часы поочередно открывают и замыкают переключатели.

Когда S1 открыт, S2 закрыт, и наоборот.

Очевидно, что переключатели, используемые в этом фильтре, не могут быть обычными механическими. переключатели.Это транзисторные переключатели, обычно полевые транзисторы тип, называемый аналоговыми переключателями. Они контролируются получением логический низкий или высокий логический вход с часов. Когда вход высокий, переключатель находится в положении «включено» и, по сути, становится резистором малой мощности. Его сопротивление составляет порядка 100 Ом, что обеспечивает минимальное сопротивление прохождению тока. Когда на коммутатор поступает низкий входной сигнал, он выключен, а его полное сопротивление очень низкое. высокий, практически предотвращая прохождение тока.

Схема работает следующим образом. Предположим, что в данный момент значение переменного сигнала равно Vx. S1 включен, а S2 выключен. Текущий протекает через S1 и заряжает C1 до тех пор, пока напряжение на C1 не станет Vx. Мы предполагаем что C1 имеет емкость Cx, достаточно малую, чтобы позволить ему полностью заряжаться до Vx во время короткое время, когда SI включен. Теперь S1 выключен, а S2 включен. Что произойдет дальше, зависит от того, какой заряд уже присутствует на C2. Предполагать что напряжение на C2 равно V2 и что V2 меньше V1.Текущие потоки от C1 до C2 до тех пор, пока оба конденсатора не будут заряжены до одинакового напряжения, промежуточное между Vx и V2. Точно так же, если V2 больше, чем Vx, конденсаторы разделяют их заряд, и приходят к тому же напряжению, хотя в этом случае ток течет от C2 к C1.

Заряд C1 начинается как Cx Vx (заряд = емкость x напряжение) и заряд на C2 начинается как C2 V2. Когда S2 закрыт, общий заряд распределяется между конденсаторами, и они получают равное напряжение на них:

C, V, + C2V2 общий заряд

Конечное напряжение = общая емкость C1 + C2

Это конечное напряжение передается на операционный усилитель, подключенный как повторитель напряжения, так что это это значение, которое теперь принимает V_out – Важный момент в этой последовательности события в том, что есть эффект выравнивания.Если возрастает, каждая выборка V_in (снимается, когда S1 включен) усредняется против эффектов предыдущих меньших образцы (V2). Это имеет тенденцию сглаживать рост V_in и, следовательно, напряжение V_OUT. преобразуются в более медленные изменения выходного напряжения.

Менее влияет на более медленные изменения напряжения. Другими словами, схема действует как фильтр нижних частот, в котором низкочастотные сигналы проходят легче чем высокочастотные сигналы.

На работу этой схемы влияет скорость, с которой переключатели включается и выключается, т.е. по тактовой частоте.

Если часы работают быстро, может не хватить времени для конденсаторов заряжать полностью. Это эквивалентно добавлению в цепь дополнительного сопротивления. Таким образом, частотная характеристика фильтра нижних частот зависит от тактовой частоты. Это частотно-регулируемый фильтр. Это очень полезное свойство для В свою очередь, тактовая частота может контролироваться внешним напряжением. Вместе часы и фильтр становятся фильтром , управляемым напряжением, или VCF.

Фильтры с переключаемыми конденсаторами

имеют то преимущество, что их легко построить. Доступны интегральные схемы, в которых есть все основные компоненты на двоих. фильтры переменных состояния второго порядка, включая конденсаторы, на одном чип. Популярная ИС фильтра MF10 состоит из трех основных строительных блоков: лето и два интегратора в виде переключаемых конденсаторов. Он содержит два набора из этих блоков, поэтому можно построить два отдельных фильтра второго порядка. Два фильтры могут быть подключены каскадом для создания фильтра четвертого порядка с использованием одной ИС.Все, что нужно предоставить пользователю, – это схема или схемы часов для установки частота среза каждого фильтра. Также требуются несколько резисторов для установите усиление и добротность фильтра. Правильно соединив различные части На интегральной схеме можно построить ФНЧ, ФВЧ, полосовой и другие типы фильтров. Фильтр может показывать более медленный рост. Наоборот если V_in падает, V_OUT тоже падает, но с меньшей скоростью. Быстрая смена ввод, адаптированный для всех известных ответов, в том числе Баттерворта, Бессель и Чебышев.

Следует отметить, что, поскольку фильтр работает путем переключения, его вывод не совсем такой, как при более традиционном резисторно-конденсаторный пассивный или активный фильтр. Выходной сигнал меняется ступенчато, а не плавно. Фактически, действие переключения добавляет высокочастотный компонент к сигнал. При условии, что тактовая частота намного выше частот присутствует в исходном сигнале, это не имеет значения. Но переключаемый конденсатор фильтры не подходят для использования с высокочастотными сигналами.

Фильтр нулевой передачи

Это разновидность режекторного фильтра. На рисунке 56 сигналы от низкочастотный и высокочастотный выходы смешиваются в равных количествах, чтобы получить зазубренный отклик. Мы также можем смешивать их в неравных количествах, чтобы получить другие ответы. В режекторном фильтре сигналы поступают на операционный усилитель через два одинаковых резистора. но, если резисторы имеют разные значения, сигналы взвешиваются так, чтобы на выходе операционного усилителя преобладает тот или иной сигнал.Возможны все виды миксов сигналов HP и LP, кроме одного, особый интерес получается, когда мы оставляем сигнал LP неизменным и уменьшаем доля сигнала HP. Это делается за счет увеличения значения резистор между выходом HP и операционным усилителем.

В крайнем случае, если между выходами HP имеется бесконечное сопротивление. и операционного усилителя сигнал от операционного усилителя – это просто сигнал LP. Вне В полосе пропускания уровень сигнала плавно снижается до -12 дБ на октаву (как в фильтр первого порядка).Если мы добавим относительно небольшое количество сигнала HP, в результате кривая спада становится крутой за пределами полосы пропускания LP (рис. 59). Этот тип фильтра, также известный как Cauer или эллиптический фильтр , можно было бы назвать «односторонним» режекторным фильтром. Имеет выемку, но на высоких частотах стороне выемки уровень сигнала на 10 или более децибел ниже, чем на низкочастотная сторона. С другой стороны, если игнорировать высокочастотный отклик, мы можем рассматривать это как кривую низких частот, которая спадает гораздо круче, чем -12 дБ октавы.Скорость падения можно регулировать путем смешивания в подходящей пропорции. высокочастотного сигнала. Таким образом мы можем создать фильтр нижних частот. с очень крутой отсечкой. Единственная оговорка – более высокие частоты присутствуют, хотя и на относительно низком уровне, поэтому, если это вызывает трудности, этот тип фильтра использовать нельзя.

Фильтр верхних частот Кауэра состоит из таких резисторов, что фильтр верхних частот сигнал доминирует в смеси.


Фиг.59

ПРОЕКТ 7 – Phaser

Уровень 2 – Фейзер – это устройство, используемое для изменения звука, исходящего от электронного музыкальный инструмент, например электрогитара.

Результат сложно описать словами, но его легко узнать на слух, и это популярный музыкальный эффект. Есть несколько способов произвести эффект, и в этой схеме мы используем пару режекторных фильтров, построенных вокруг ИС фильтра с переключаемым конденсатором MF10.

В основе действия фазера лежит изменение фазы на 180 °, которое происходит в фильтре переменной состояния, заставляя сигнал быть вырезанным в заданном частота, когда выходы нижних и верхних частот смешиваются (см. выше).А Схема фазера регулярно изменяет частоту режекции, перемещаясь вверх и вниз по звуковой спектр, создавая характерный звук фазера. Эффект делает более выразительным, имея несколько режекторных фильтров с их центральными частотами расположенные на небольшом расстоянии друг от друга, все сметаются одновременно. В этом проекте есть две выемки, фильтры, но схему можно было бы легко расширить до четырех фильтров добавив еще одну микросхему MF10.

Как это работает

Схема состоит из четырех основных частей: генератора развертки (рис.60, IC1), генератор, управляемый напряжением (IC2), фильтры (IC3) и смесители (IC4).

Генератор развертки основан на той же ИС, что и генератор звукового сигнала. (Проект 5). На самом деле, с этой целью легко модифицировать Project 5. Главное изменение заключается в увеличении ёмкости синхронизирующего конденсатора с 200 нФ до 10 мкФ, чтобы он работает как низкочастотный генератор. Это также улучшение, чтобы изменить значения VR1 и связанного с ним постоянного резистора так, чтобы частота осциллятор может быть изменен примерно от 0.От 2 Гц до 10 Гц. Это контролирует скорость при котором эффект фазирования распространяется по звуковому спектру, частота развертки. Прямоугольный выход IC1 не требуется в этом приложении.

IC2 – это ИС с фазовой автоподстройкой частоты, хотя в эта схема. ГУН генерирует прямоугольный тактовый сигнал, который определяет центральная частота фильтров. Частота ГУН, тактовая частота, f_cLK, зависит от напряжения, которое IC2 получает от IC 1.

С выходом треугольной волны напряжение нарастает и падает от 3 В до 6В на частоте развертки. При напряжении 3 В f_clk составляет около 30 кГц. Когда напряжение 6 В, это около 140 кГц. При переключении на выход синусоидальной волны частота развертки находится в диапазоне от 50 кГц до 120 кГц. Есть возможность понизить диапазон развертки путем изменения емкости C4 до 2,2 нФ, если конструктор предпочитаю эффект, производимый более низким диапазоном.

Резисторы, подключенные к IC3, выбраны так, чтобы низкое усиление для минимизации искажений и низкая добротность для минимизации резонанса.

Оба фильтра имеют одинаковый набор номиналов резисторов, поэтому их выходы идентичны. Это смешение выходов LP и HP, которое дает два разных эффекты надреза.

Они зависят от относительных значений резисторов, питающих два ОУ, IC4a и IC4b. Для IC4a частота режекции:

——–

Когда частота тактовой частоты изменяется от 30 кГц до 140 кГц, частота режекции изменяется. примерно от 400 Гц до 1800 Гц. Это для треугольных волн.Диапазон меньше при использовании синусоидального выхода IC1. Для IC4b частота режекции развернута. от 540 Гц до 2500 Гц. Между ними прорези проходят через наиболее часто используемые части музыкальной гаммы, включая нижние гармоники.



Рис. 60. Проект 7: Phaser. Информацию о дополнительных подключениях к IC4 см. В Приложении. Б.

Продолжение


Рис. 61.


Рис. 62. Дополнительное ручное управление разверткой.

Третий микшер, IC4c, смешивает два режекторных сигнала в равных пропорциях и позволяет добавить исходный нефильтрованный сигнал.Регулируя VR2 доля исходного сигнала может быть увеличена до более или менее заболоченной эффект фейзера или уменьшился так, чтобы слышен только сигнал фейзера. В Выходной сигнал с IC4c подается на мощный аудиоусилитель. Используйте готовый агрегат или создайте один из множества доступных комплектов. На рисунке 61 представлена ​​схема для простой усилитель мощности звука, который можно использовать с этим проектом, а также с другими аудиопроектами далее в руководстве.

Элементы управления для этого проекта резюмируются следующим образом:

Скорость развертки (VR1): от 0.От 2 Гц до 10 Гц

Глубина (VR2): от отсутствия эффекта фазировки до максимальный эффект

Форма волны (SW1): треугольная (наиболее характерный эффект) или синусоидальная волна (более мягкая, с менее широким качанием).

Дополнительным дополнительным элементом управления является ручная развертка. Он состоит из переменного резистора, подключен, как показано на рисунке 62, с третьей позицией на переключателе SI для выбора либо автоматическое или ручное действие.

Строительство

Для схемы требуется около 25 мА (без учета питания усилителя звука), который может быть обеспечен батареей PP3 9 В или сетевым адаптером.Из-за условиях, при которых возможно использование проекта, схема должна быть размещенным в прочном металлическом корпусе. Если корпус подключен к линии OV это уменьшит улавливание гула от ближайшего электрического оборудования. Для использования с некоторыми приборами желательно, чтобы скорость развертки была управляемой. пешком. Идеально подходит ножная педаль с переменным резистором 100 кОм. для этого заменить VR1. Альтернатива или, возможно, дополнительная ступня control – это переключатель, вставленный в линию между R11 и VR2.Это позволяет включение или выключение эффекта фазера. Это могло иметь либо защелкивающийся или без фиксации, по желанию. Педальный переключатель или переключатели установлены на верхней части корпуса, или для VR1.

Для корпуса требуются две розетки: одна для входа, а другая – для выхода. Обычно входное гнездо подключается таким образом, что при нажатии на штекер разъема включается источник питания в цепи.

При изготовлении агрегата возможны различные значения сопротивления. чтобы варьировать эффект.Резисторы, показанные на рисунке 60, дали лучший результат. по мнению автора, но это область, в которой играет личный вкус большая часть. Можно поэкспериментировать с резисторами R12, R13 и R14, особенно R12. Соответствующие резисторы на другом фильтре могут быть измененным для соответствия выбранным значениям или получить другой набор значений. Все эти резисторы влияют на качество отфильтрованного звука, особенно в усилении высоких или низких частот.R22, R23, R26 и R27 являются касается смешивания сигналов LP и HP. Вообще R23 должен быть больше чем R22, а R27 должен быть больше, чем R26.

Специальные компоненты

Резисторы

Подходит

Угольные резисторы 0,25 Вт с допуском 5%. Показан VR1 с логарифмической дорожкой для предпочтения, хотя линейная дорожка также подходит. VR2 имеет линейную дорожку.

Конденсаторы

Конденсатор из полиэстера или полистирола

C4

Интегральные схемы

Генератор функций 8038

4046 CMOS фазовая автоподстройка частоты

Фильтр с двумя переключаемыми конденсаторами MF10

Операционный усилитель с четырьмя полевыми транзисторами LF347

IC1

IC2

IC3

IC4

Усилитель звука

резисторы 0.25 Вт, за исключением R6, который представляет собой резистор с проволочной обмоткой 2,5 Вт. В входной провод должен быть экранирован, причем экран должен быть подключен к линии 0 В. Компактная компоновка помогает избежать помех, за исключением того, что вход и выход стороны не должны быть близко друг к другу. C4 и C5 монтируются с их клеммами. провода припаяны как можно ближе к контактам 3 и 5 микросхемы. IC требует небольшой радиатор с болтовым креплением, рассчитанный на температуру около 20 ° C / Вт. Громкоговоритель должен иметь номинал минимум 10Вт. Можно использовать несколько динамиков.

Полосовой стоп или режекторный фильтр

Другой вариант фильтра операционного усилителя – это полосовой ограничивающий или режекторный фильтр, называемый так, потому что это как если бы вы вырезали полосу частот, которые проходят через фильтр, позволяя всем частотам за пределами режекции проходить и блокируя частоты в этом диапазоне. .

Подобно тому, как фильтр верхних частот является разновидностью фильтра нижних частот, изменяющий реактивный элемент со входа на обратную связь, так и полосовой ограничивающий фильтр является разновидностью полосового фильтра, но вместо изменения компонентов мы собираемся изменить конфигурация компонентов.

Для этой схемы входное сопротивление состоит из резистора и конденсатора, включенных параллельно (он был включен последовательно для полосы пропускания), а полное сопротивление обратной связи будет состоять из последовательно включенных конденсатора и резистора (было параллельно в полосе пропускания). Как видите, меняются только соединения, компоненты остаются прежними.

На низких частотах во входном импедансе преобладает резистор, поскольку реактивное сопротивление намного выше, чем сопротивление (соединение параллельно, эквивалент всегда ниже наименьшего значения).На тех же низких частотах в импедансе обратной связи преобладает реактивное сопротивление конденсатора, поскольку оно также велико по сравнению с резистором (соединение выполняется последовательно, эквивалент всегда выше максимального значения).

Коэффициент усиления операционного усилителя, подключенного в конфигурацию инвертирующего усилителя, определяется как -Zf / Zin. Входное сопротивление Zin очень низкое, примерно соответствует входному сопротивлению, а полное сопротивление обратной связи очень высокое, что обусловлено реактивным сопротивлением конденсаторов; это делает отношение очень высоким, стремящимся к бесконечности за счет увеличения Zf на все более низких частотах (теоретически оно бесконечно при постоянном токе или частоте 0 Гц).

Один из способов ограничения усиления, аналогичный тому, что было сделано для фильтра нижних частот, – это использовать резистор последовательно либо со всем последовательным соединением обратной связи, либо только через конденсатор. Благодаря этому чрезвычайно высокое реактивное сопротивление конденсатора не доминирует на очень низких частотах, вместо этого параллельное соединение ближе к более низкому значению, в данном случае резистору. Это сделано для того, чтобы операционный усилитель не перешел в насыщение, потому что в этом случае он обрезает сигнал и искажает его.

На очень высоких частотах входной импеданс стремится к значению, поскольку конденсатор имеет очень низкое значение. При подключении обратной связи конденсатор также имеет очень низкое значение, но, поскольку есть последовательный резистор, импеданс будет ограничен этим значением.

Глядя на уравнение усиления (-Zf / Zin), вы можете увидеть, что усиление стремится к бесконечности, поскольку входное сопротивление становится очень низким на высоких частотах. Чтобы ограничить это, вы можете подключить резистор последовательно с исходной параллельной комбинацией.

На промежуточных частотах, где входной импеданс и импеданс обратной связи очень близки, усиление будет близко к 1.

При всем этом вы можете видеть, что режекторный фильтр противоположен полосовому фильтру: полосовой ограничитель Фильтр сильно усиливает сигналы выше и ниже “отметки” или средних частот и не усиливает (вместо того, чтобы блокировать) промежуточные частоты. Это контрастирует с полосой пропускания, которая ослабляет сигналы выше и ниже, а также не усиливает промежуточные частоты (коэффициент усиления 1).

Для всех рассмотренных фильтров есть другие, гораздо более эффективные, которые также блокируют нежелательные сигналы и усиливают интересующие частоты.

Схема режекторного фильтра. | Загрузить научную диаграмму

В этой статье представлена ​​новая модульная портативная маломощная система сбора данных электроэнцефалографии (ЭЭГ) для приложения интерфейса мозг-компьютер (BCI). Система основана на универсальном микроконтроллере MSP430F5529, позволяющем регистрировать от 4 до 12 каналов ЭЭГ с частотой 256 Гц с помощью одного 3.Питание 7 В. Прототип поддерживает как пассивные, так и активные электроды; они также были спроектированы и построены. Дополнительно был разработан интерфейс графической визуализации на языке программирования с открытым исходным кодом Processing. Для каждого аналогового канала ЭЭГ были измерены коэффициент подавления синфазного сигнала, приведенный к входу шум, амплитуда и фазовая частотная характеристика, эти требования соответствуют рекомендациям Международной федерации клинической нейрофизиологии. Кроме того, четыре параметра шума и искажения для входных сигналов переменного тока были оценены для каждого канала АЦП на основе стандарта IEEE-1241-2000.Спектры мощности записей ЭЭГ с использованием нашего прототипа и коммерческого усилителя g.USBamp сравнивались в условиях открытых / закрытых глаз (реактивность в альфа-диапазоне). Было подтверждено, что получение спектральной информации (альфа-пик ЭЭГ), полученное с помощью прототипа, очень похоже на коммерческую систему, и что уровень шума 60 Гц снижается при использовании активных вместо пассивных электродов, как и ожидалось. Было показано, что предварительная обработка аналоговых сигналов и соображения проектирования шума являются эффективными способами получения сигнала ЭЭГ хорошего качества и улучшения определенных участков его частотного спектра (0.1‑35 Гц). Эта встроенная система записи улучшает получение ЭЭГ в интересующих диапазонах частот; мю (8–13 Гц) и бета (14–27 Гц) ритмы ЭЭГ для приложения ИМК для визуализации движений, при этом отбрасывая нежелательные компоненты (постоянный ток,> 30 Гц, 60 Гц). Благодаря такой конструкции можно уменьшить шум и помехи в сигнале ЭЭГ для уменьшения вычислительной нагрузки при цифровой постобработке и, таким образом, может повысить вероятность создания полностью автономной системы BCI для клинических приложений.

Проектирование схемы режекторного фильтра с N-каналом и резистором с переключаемым конденсатором

  • 1.

    Махмуд, С.А., Бамахрама, А., и Аль-Тунайджи, С.А. (2014). Каскадный режекторный фильтр для линий электропередачи шестого порядка для систем детектирования ЭКГ с формированием шума. Схемы, системы и обработка сигналов , 33 (8), 2385–2400.

    Артикул Google ученый

  • 2.

    Джаянт, Х. К., Рана, К. П. С., Кумар, В., Наир, С.С., и Мишра, П. (2015). Эффективная конструкция режекторного БИХ-фильтра с использованием оптимизации Minimax для подавления шума 50 Гц в ЭКГ. В 2015 Международная конференция по обработке сигналов, вычислениям и управлению (ISPCC) (стр. 290–295). IEEE.

  • 3.

    Бохоркес, Дж. Л., Ип, М., Чандракасан, А. П., и Доусон, Дж. Л. (2011). Интерфейс биомедицинского сенсора с синк-фильтром и подавлением помех. Журнал IEEE по твердотельным схемам , 46 (4), 746–756.

    Артикул Google ученый

  • 4.

    Афифах К., & Ретдиан Н. (2018). Поэкспериментируйте с подавлением фонового шума с помощью режекторного фильтра N-path. На международном симпозиуме 2018 IEEE по интеллектуальным системам обработки сигналов и связи (ISPACS) (стр. 519–522). IEEE.

  • 5.

    Афифах К. и Ретдиан Н. (2020). Разработка схем режекторного фильтра с N-каналом для подавления фонового шума при получении биомедицинских сигналов. Операции IEICE по электронике , E103 – CE103 – C (10), 480–488.

    Артикул Google ученый

  • 6.

    Гаффари А., Клумперинк Э. А. и Наута Б. (2013). Настраиваемые узкополосные режекторные фильтры для подавления блокировок: моделирование и проверка. Журнал IEEE по твердотельным схемам , 48 (6), 1370–1382.

    Артикул Google ученый

  • 7.

    Ретдиан, Н., и Шима, Т. (2016). N-лучевой режекторный фильтр с улучшенной глубиной режекции на 43 дБ для подавления шума линии электропередач. В 2016 Международный симпозиум по электронике и интеллектуальным устройствам (ISESD) (стр. 184–187). IEEE.

  • 8.

    Retdian, N., & Shima, T. (2017). Снижение шума линии электропередач для приложений биологического зондирования с помощью n-канального режекторного фильтра.

  • Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.