Схема положительного сдвига уровня напряжения на оу: 8.Схема сдвига уровня.

8.Схема сдвига уровня.

В многокаскадных усилителях, не имеющих гальванической связи между каскадами и охваченных общей отрицательной обратной связью, возникает опасность самовозбуждения на инфранизкой частоте. Как известно, каждый переходной, а также блокирующий конденсатор вносит максимальный сдвиг по фазе на низких частотах до 90°. При наличии трёх и более таких фазовращателей возникает опасность самовозбуждения.
Самовозбуждение не возникает, пока коэффициент усиления при сдвиге фазы 180° меньше единицы (сплошная линия), и сразу же наступает как только коэффициент усиления становится равным или чуть больше 1 (пунктирная линия):

Помимо фазовых искажений, многие типы конденсаторов вносят существенные (до 1%) нелинейные искажения, а установленные на входе высокочувствительных усилителей, ещё и шумы. Отсюда понятно, насколько важно по возможности обходиться без них.
Особое место среди усилителей занимают усилители постоянного тока, кожффициент усиления которых не изменяется при уменьшении частоты до нулевого значения.

Однако при непосредственной связи между каскадами, особенно на транзисторах одной проводимости, приходится согласовывать сравнительно большой (по модулю) потенциал на выходе предыдущего каскада с малым потенциалом на входе последующего. Среди методов согласования каскадов можно выделить четыре наиболее распространённых:

1. С дополнительным источником напряжения в цепи связи.

2. С диодом Зенера (стабилитроном) в цепи связи.

3. С делителем напряжения и дополнительным источником.

Применение делителя с дополнительным источником требует частотной коррекции из-за опасности ограничения полосы пропускания сверху, т.к. возникает интегрирующая RC – цепь. Условие компенсации выглядит следующим образом: R2Cк=R3Cвх, откуда Ск=R3Свх/R2. Очевидно, что такой способ коррекции несовершенен, т.к. требует точной настройки и применения каскада, свободного от эффекта Миллера.

Более совершенный каскад.

Здесь резисторы R1-R4 образуют своеобразный мост, в диагональ которого включён конденсатор С. При этом необходимо выполнение условия: R1/R2=R4/R3. При этом ёмкость конденсатора подбирать нет необходимости, достаточно, чтобы она была несколько больше входной ёмкости. Обычно её выбирают в пределах 220….470 пФ.

4. Со схемой сдвига уровня.

Простейшая схема сдвига уровня с помощью резистивного делителя:

Напряжение сдвига уровня пропорционально резисторам R1, R2. При этом неизбежно происходит потеря коэффициента передачи. применение генератора тока вместо резистора R2 позволяет устранить этот недостаток:

При этом смещение по постоянному току зависит как от номинала резистора, так и от тока ГСТ и равно I*R1. При необходимостиподстройки напряжения смещения резистор R1 выбирают подстроичным или делают регулируемым ГСТ.

Схема сдвига уровня с коэффицментом передачи больше единицы.

Благодаря положительной обратной связи с делителем на резисторах R2, R3 превращает генератор тока на VT2, R3 в активный источник тока (АИТ).

Относительно простую схему сдвига уровня сигнала без изменения его фазы можно получить с помощью каскада с общей базой:

Применение транзистора VT3 повышает точность передачи сигнала, т. к. компенсирует изменения напряжения базоэмиттерного перехода транзистора VT2. Вообще, строго говоря, таких транзисторов необходимо устанавливать два и последовательно – для компенсации изменения напряжения переходов транзисторов VT1, VT2.

В заключении раздела предлагается схема высококачественного усилителя мощности, разработанного на основании вышеизложенного:

Коэффициент усиления с разомкнутой петлёй ООС увеличен примерно на 10 дБ. Цепочка R13, C9, R14, C10 служит для устранения перекомпенсации входной ёмкости. В качестве источника смещения выходного каскада применён встречно – параллельный генератор опорного напряжения. С целью улучшения отслеживания средней точки введён резистор R3. Питание усилителя – от источника с незаземлённой средней точкой, что избавляет от необходимости защиты громкоговорителей по постоянному току. Налаживание усилителя сводится к установке тока покоя выходных транзисторов порядка 50…70 мА подбором резистора R17 и установке половины напряжения питания на выходе усилителя подбором резистора R5 (R8), а в случае необходимости (при большом разбросе параметров транзисторов противоположных плеч) – подбором резистора R9 (R12).

Частота среза усилителя без конденсатора С2 – около 3МГц. Поэтому такой усилитель может найти широкое применение в качестве выходного усилителя мощности передатчиков проводных линей ВЧ – связи.

PREV

CONTENTS

NEXT

12.7. Операционные усилители

В УПТ прямого усиления отсутствуют компоненты, не поддающиеся микроминиатюризации. В связи с этим в настоящее время их изготавливают в виде интегральных микросхем. Очень распространенным типом таких усилителей является операционный усилитель (ОУ). Это название данный тип усилителей получил тогда, когда их использовали только для выполнения математических операций – суммирования, перемножения, интегрирования, дифференцирования, логарифмирования и т.д. В настоящее время ОУ являются универсальными устройствами, используемыми для построения схем различных усилителей, генераторов, формирователей, преобразователей, активных фильтров, стабилизаторов напряжения, источников эталонного напряжения и большого числа других приборов.

Интегральный ОУ представляет собой УПТ прямого усиления с симметричным входом, большим коэффициентом усиления, широкой полосой пропускания, высоким входным сопротивлением, низким выходным сопротивлением, малым дрейфом нуля, высоким подавлением синфазных сигналов и несимметричным выходом.

Независимо от сложности принципиальной схемы структурная схема ОУ содержит следующие основные функциональные узлы: входной каскад, промежуточный каскад – усилитель напряжения, схему сдвига уровня и выходной каскад – усилитель мощности (рис. 12.88).

Рис. 12.88

Входной каскад представляет собой дифференциальный каскад, свойства которого определяют входные параметры всего ОУ. Некоторые варианты реализации дифференциальных каскадов представлены на рис. 12.89. На рис. 12.89а приведена схема простейшего дифференциального каскада на биполярных транзисторах.

На рис. 12.89б изображен простейший дифференциальный каскад на полевых транзисторах. В этой схеме для повышения коэффициента усиления дифференциального сигнала вместо стоковых резисторов включены транзисторы VT3, VT4, внутреннее сопротивление которых в этом случае является нагрузкой основных транзисторов VT1, VT2.

а	б
Рис. 12.89

Основным достоинством дифференциальных каскадов на полевых транзисторах является высокое входное сопротивление. Дрейфом по току в них практически можно пренебречь, однако дрейф по напряжению сравнительно большой.

Промежуточный каскад предназначен для согласования входного каскада с оконечным и создания максимального усиления напряжения. Большое усиление напряжения в одном каскаде можно получить только благодаря использованию динамической нагрузки.

Поэтому в интегральных ОУ промежуточные каскады в основном выполняются с динамической нагрузкой по схеме с общим эмиттером. Их схемы могут быть симметричными и несимметричными, причем последние получили более широкое распространение. В качестве усилительных элементов в промежуточных каскадах используются как одиночные транзисторы, так и составные. Некоторые варианты построения промежуточных каскадов представлены на рис. 12.90.

а	б
Рис. 12.90

Выбор той или иной схемы промежуточного каскада зависит от требований к его входному сопротивлению и типу входа. Если требуется несимметричный вход и не требуется большое входное сопротивление, может быть применена схема, изображенная на рис. 12.90а, в которой в качестве усилительного элемента используется составной транзистор VT3, VT4. Динамической нагрузкой составного транзистора является диод VD и транзистор VT1. Конденсатор C предназначен для внутренней коррекции АЧХ ОУ. Если требуется получить весьма малое входное сопротивление и симметричный вход, может быть применена схема, приведенная на рис. 12.90б. Она содержит два усилительных транзистора

VT1, VT2, которые включены по схеме с общей базой и позволяют получить предельно малое входное сопротивление при достаточно большом усилении, так как их динамическими нагрузками являются транзисторы VT3, VT5. На транзисторе VT6 реализован источник стабильного тока.

Схема сдвига уровня предназначена для согласования по уровню постоянного напряжения выхода промежуточного каскада с входом оконечного каскада, поскольку в УПТ с непосредственными межкаскадными связями, каким является ОУ, происходит увеличение постоянного потенциала от входа к выходу. Известно немало схем сдвига уровня на биполярных и полевых транзистора. Некоторые варианты реализации схем сдвига уровня представлены на рис. 12.91.

а	б	в
Рис. 12.91

Схемы сдвига уровня представляют собой эмиттерный повторитель, нагруженный на делитель, состоящий из двух резисторов (рис. 12.91а). Однако обычный резисторный делитель будет делить (т.е. уменьшать в заданное число раз) как постоянный потенциал, который необходимо транслировать вниз, так и полезный сигнал, который надо усиливать. Чтобы избежать одинакового деления постоянного и переменного напряжения в делителе, включенном в эмиттерную цепь, применяют резистор и динамическую нагрузку, которая имеет разные сопротивления для постоянного и переменного токов, например стабилитрон (рис.

12.91б). В интегральных ОУ сдвиг уровня постоянного потенциала вниз чаще всего осуществляется с помощью эмиттерного повторителя, который нагружен на резистор и генератор стабильного тока ГСТ (рис. 12.91в).

Выходным каскадом ОУ является усилитель мощности, который должен обеспечивать минимальное выходное сопротивление, поэтому в качестве выходных каскадов ОУ используются эмиттерные или истоковые повторители. Для повышения энергетических показателей ОУ чаще применяются не однотактные, а двухтактные схемы. Двухтактные эмиттерные повторители реализуются чаще всего на комплементарной паре биполярных транзисторов с двумя источниками питания, причем как на одиночных комплементарных парах, так и на комплементарных парах на основе составных транзисторов. В связи с тем, что к выходному каскаду ОУ подключается нагрузка, необходимо защищать мощные выходные транзисторы от перегрузки, которая может быть вызвана неправильным выбором сопротивления нагрузки. Помимо того возможно короткое замыкание выхода ОУ на землю или шину питания. Поэтому в интегральных ОУ должна быть предусмотрена внутренняя защита от перегрузок и короткого замыкания. Некоторые наиболее простые варианты построения выходных каскадов представлены на рис. 12.92.

а	б
Рис. 12.92

На рис. 12.92а приведена схема простейшего однотактного эмиттерного повторителя. Такие выходные каскады, дополненные схемами защиты от перегрузок, используются лишь в наиболее простых типах интегральных ОУ. На рис. 12.92б изображен двухтактный эмиттерный повторитель, выполненный на комплементарной паре VT1, VT2. Транзисторы VT3, VT4, включенные диодами, обеспечивают выбор рабочей точки транзисторов VT1, VT2 для работы в режиме класса AB с одновременной термостабилизацией.

Принципиальная схема простейшего интегрального ОУ типа К140УД1 представлена на рис. 12.93.

Рис. 12.93

Первый каскад выполнен симметричным дифференциальным на транзисторах VT1, VT2, VT3. Вход 1 является неинвертирующим, вход 2 – инвертирующим. Если сигнал подается только на один вход, то второй вход присоединяют к общему проводу схемы через резистор с сопротивлением, равным сопротивлению источника сигнала. Транзистор VT3 и резистор R₃ исполняют роль источника стабильного тока. Следующий каскад на транзисторах VT5, VT6, является также дифференциальным и имеет несимметричный выход с коллектора VT6. Транзистор VT4, включенный диодом, стабилизирует режим работы каскадов усилителя. Транзисторы VT7, VT8 и резисторы R₉, R₁₀, R₁₂ входят в схему сдвига уровня. Сдвиг уровня напряжения здесь осуществляется делителем, образуемым резистором R₉ и цепью VT8, R₁₀ и R₁₂. Этот делитель подключен к несимметричному выходу второго дифференциального каскада через эмиттерный повторитель на транзисторе VT7. Такая схема сдвига уровня имеет большое входное сопротивление и малый входной ток (ток базы эмиттерного повторителя), что позволяет выбрать большое сопротивление резистора R₅ и получить высокий коэффициент усиления второго дифференциального каскада при малом ослаблении сигнала делителем. Выходным каскадом является эмиттерный повторитель на транзисторе VT9. Через резистор R₁₀ и транзистор VT8 в схему вводится положительная обратная связь, компенсирующая ослабление сигнала, вносимое схемой сдвига уровня. Диод VD1 обеспечивает защиту оконечных транзисторов от перегрузки при слишком высоком уровне сигнала.

Принципиальные схемы других интегральных ОУ выглядят гораздо сложнее, поскольку при разработке интегральных ОУ, как и любых аналоговых интегральных микросхем, используется принцип схемотехнической избыточности. Принцип схемотехнической избыточности заключается в усложнении схемотехники аналоговых интегральных схем для улучшения их качества, минимизации площади кристалла и повышения технологичности. Поэтому в аналоговых интегральных схемах избегают применения конденсаторов, занимающих большую площадь подложки, предпочитая решать проблемы согласования уровней каскадов и стабилизации их режимов в пределах более технологичной, хотя и усложненной, схемотехники структур с непосредственными связями. Стремление с помощью аналоговых интегральных схем как можно точнее реализовать аналоговые функции привело к созданию многотранзисторных структур, обладающих большой избыточностью усиления. Для стабилизации эксплуатационных и точностных характеристик в схемотехнике аналоговых интегральных схем широко применяется обратная связь. Для повышения надежности аналоговых интегральных схем их элементы обычно используются в существенно недогруженных режимах. Сказанное объясняет, почему принципиальные схемы аналоговых интегральных схем так отличаются от традиционных принципиальных схем на дискретных транзисторах.

Условное графическое обозначение ОУ как функционального элемента приведено на рис. 12.94.

	Согласно ГОСТ 2.759 – 82 обозначения элементов аналоговой техники, к числу которых относится и ОУ, выполняют на основе прямоугольника. Прямоугольник может содержать основное и одно или два дополнительных поля, расположенных по обе стороны от основного.
Рис. 12.94

В основном поле указывается функциональное назначение элемента, для ОУ это треугольник. Справа от треугольника может быть указан коэффициент усиления. Если конкретное значение коэффициента усиления несущественно, его допускается не указывать (можно также вписать знак бесконечности).

Выводы ОУ делятся на входные, выходные и выводы, не несущие функциональной нагрузки, к которым подключаются цепи напряжения питания и элементы, обеспечивающие нормальную работу ОУ.

Входы показывают слева, выходы – справа. Большинство ОУ имеют один несимметричный выход и два входа, симметричных по отношению к общему проводу. Прямые входы и выходы обозначают линиями, присоединяемыми к контуру графического изображения ОУ без каких-либо знаков, а с кружками в месте присоединения – инверсные входы и выходы.

Прямой вход еще называют неинвертирующим, так как фаза выходного сигнала совпадает с фазой сигнала, поданного на этот вход. Другой вход называют инвертирующим, так как фаза выходного сигнала сдвинута на 180^о относительно сигнала, поданного на этот вход. Чтобы обеспечить возможность работы ОУ как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, требуется двухполярное питающее напряжение. Для этого необходимо предусмотреть два источника постоянного напряжения, которые подключаются к соответствующим выводам ОУ. Эти выводы в общем случае обозначают буквой U. Если питающих напряжений несколько, их условно нумеруют (U₁, U₂) и указывают каждое у своего вывода в дополнительном поле. Вместо буквы можно указывать номинальное значение напряжения и его полярность (например, метки +15 В и – 15 В). К вспомогательным выводам относятся выводы с метками FC – для подключения цепи частотной коррекции, выводы с метками NC – для подключения цепи балансировки по постоянному току, а также вывод металлического корпуса (┴) для соединения с общим проводом устройства, в которое входит ОУ.

Для большей наглядности принципиальных схем допускается упрощенное обозначение ОУ (рис. 12.95), в котором сохраняется лишь основное поле и сигнальные выводы. Общий провод, играющий роль сигнального вывода, также может быть не показан.
	Рис. 12.95

По принципу действия ОУ сходен с обычным УПТ. Он также предназначен для усиления напряжения или мощности входного сигнала. Однако ОУ создан специально для использования в схемах с глубокой обратной связью, так, чтобы параметры схемы определялись преимущественно параметрами цепи обратной связи, а сам ОУ был функционально незаметен. Такой ОУ по своим характеристикам должен приближаться к идеальному.

Идеальный (концепция идеализации) ОУ имеет бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению и бесконечно большое входное сопротивление, а, следовательно, входной ток его равен нулю. Выходное сопротивление идеального ОУ равно нулю, а, следовательно, нагрузка не должна влиять на выходное напряжение. Поскольку коэффициент усиления ОУ очень велик, то при конечном выходном напряжении входное напряжение должно быть близким к нулю. Частотный диапазон усиливаемых сигналов должен простираться от постоянного напряжения до очень высоких частот.

Эти свойства даже теоретически не могут быть достигнуты. Поэтому можно говорить лишь о степени приближения к идеальным свойствам. Близость параметров реального ОУ к идеальным определяет точность, с которой данный ОУ реализует свои функции в составе того или иного устройства.

Знание основных параметров позволяет выяснить ценность конкретного ОУ, быстро и правильно сделать выбор подходящего, проектировать устройства практически без макетирования, предотвращать работу ОУ в недопустимом режиме и уменьшать вероятность отказа.

Параметры ОУ можно разделить на несколько групп: входные, выходные, усилительные, энергетические и т. д. Однако наиболее часто их подразделяют на статические и динамические параметры.

Сдвиг уровня сигнала +/- 2,5 В до 0 – 5 В

спросил 10 лет, 9 месяцев назад

Изменено 5 лет назад

Просмотрено 74к раз

\$\начало группы\$

У меня есть интерфейсный модуль, который генерирует сигнал (ЭКГ) в диапазоне +/-2,5 В. Я хочу изменить этот сигнал на 0–5 В. Как лучше всего это сделать? Будет ли достаточно хорош суммирующий усилитель, подобный приведенной ниже схеме? С R1 = R2 и V1 = 2,5 В, V2 = мой сигнал, V3 = V4 = GND

• уровневый

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Первое, что нужно попробовать, это простой сумматор резисторов без операционного усилителя. Но понятно, что здесь это не сработает: резисторный сумматор всегда ослабляет сигнал, а нам нужно усиление в \$\раз\$1.

Неинвертирующий суммирующий усилитель. Вы могли бы подумать, что нам просто нужно добавить 2,5 В, но у вас есть это? Я предполагаю, что у вас 5 В, поэтому давайте воспользуемся этим и посмотрим, к чему это приведет. Если у нас есть -2,5 В на входе Vin, неинвертирующий вход должен быть равен нулю, если вы хотите, чтобы на выходе было 0 В, независимо от значений R3 и R4. Таким образом, R1 и R2 образуют делитель напряжения, а R2 должен быть в два раза больше R1, чтобы получить 0 В.

Далее нам нужно найти усиление, которое определяется R3 и R4:

\$ A_V = \dfrac{R3 + R4}{R3} \$

Если у нас есть 2,5 В на входе Vin и с R2 = 2 \$\times\$R1 получаем 3,33 В на неинвертирующем входе ОУ. Чтобы получить эти 5 В, нам нужно усилить в 1,5 раза, поэтому R3 должно быть вдвое больше R4.

Мы могли бы использовать следующие значения:

R1 = 10 кОм
R2 = 20 кОм
R3 = 20 кОм
R4 = 10 кОм

Вам понадобится операционный усилитель RRIO (Rail-to-Rail I/O), если вы хотите питаться от одного источника питания 5 В.

\$\конечная группа\$

3

\$\начало группы\$

Вот один из способов сделать это:

Резистивный делитель подает 1,25В на неинвертирующий вход. При желании его можно заменить специальным источником опорного напряжения. Вам понадобится выходной операционный усилитель «rail-to-rail».

Вот симуляция:

Обратите внимание, что входное сопротивление определяется сопротивлением R3, поэтому вам может потребоваться увеличить его (и сопротивление R2 на такое же) или буфер, если источник имеет высокое сопротивление. Также обратите внимание, что выход инвертируется.

Вот также неинвертирующий метод для справки:

И моделирование («to_adc» — это выходное напряжение):

Вышеприведенная неинвертирующая схема немного похожа на суммирующий усилитель.
Однако у показанного вами суммирующего усилителя есть проблема: показанные резисторы инвертирующего коэффициента усиления не подходят для делителя. Требуется (R1 + R2) для резистора обратной связи.
Таким образом, коэффициент усиления равен ((R1 + R2) / R2) + 1.

Вот пример того, как это должно выглядеть (суффиксы a и b нужны только для того, чтобы SPICE был доволен):

В моделировании вы можете видеть, что +IN операционного усилителя колеблется от 0 В до 1,25 В, поэтому для выхода от 0 В до 5 В требуется усиление 4. Так как R1c и R1d параллельны, мы получаем 50k. Итак, (150к/50к) + 1 = 4.

\$\конечная группа\$

8

Зарегистрируйтесь или войдите

Зарегистрироваться через Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

. Операционный усилитель

— Как рассчитать сдвиг уровня операционного усилителя для дифференциального усилителя и усиления 2

Задавать вопрос

спросил 2 года 3 месяца назад

Изменено 2 года, 3 месяца назад

Просмотрено 930 раз

\$\начало группы\$

Я с трудом понимаю схемы, особенно операционные усилители. В своем исследовании я смог собрать эту инвертирующую схему операционного усилителя в LTSpice, которая принимает входной сигнал и сдвигает его уровень на +1,5 В. Я понимаю, что это во многом связано с делителем напряжения, расположенным на неинвертирующем входе, но я не могу полностью понять, почему. Этот делитель напряжения превращает 5 В в 0,75 В, и я мог видеть, что, удвоив это, оно становится 1,5 В, и появляется сдвиг, который я хочу. Я считаю, что здесь есть большее математическое значение, чем просто это. Если оставить R1 и R2 равными, выигрыш будет равен 1 (или -1?), так что я пока доволен.

Однако, если бы я хотел изменить значения резисторов R1 и/или R2 для увеличения усиления, усиление появилось бы в симуляции, но мой сдвиг +1,5 В изменился бы. Я понимаю, что это изменение, возможно, связано с суммированием напряжения на входах операционного усилителя, и, меняя резисторы R1 или R2, я меняю математику всей системы. Я не знаю, какое это имеет отношение к сдвигу уровня, хотя. Я могу изменить смещение, а не усиление, но я не могу изменить усиление, не изменив также смещение.

Кроме того, если бы я хотел обеспечить усиление в 2 (или вообще усиление) в дополнение к сдвигу уровня +1,5 В, как я могу это понять? Не лучше ли было бы разделить мои цели здесь, создав две схемы операционных усилителей, которые достигают обеих целей по отдельности?

Также, для пояснения, зеленая волна – это сигнал на входе синусоидального напряжения. Синяя волна — это выход «Vout».

Спасибо.

• операционный усилитель
• анализ цепей
• ac
• схемотехника
• dc

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Это правда, что смещение коэффициента усиления изменит смещение по постоянному току в приведенной выше схеме, но это можно рассчитать, поэтому, если вы действительно измените коэффициент усиления, указанный выше, вы также можете изменить резисторы R2 и Rg, чтобы смещение осталось прежним.

Не удается сбалансировать схему дифференциального усилителя

Значит, если изменить Rf, то при подборе резисторов R2 и Rg получится дробь

\$\frac{(R_f+R_1)*R_g}{(R_g+R_2)* R_1}\$

должно остаться прежним, и тогда выходное смещение от V2 также останется прежним.

Еще одна схема, которую вы, возможно, захотите рассмотреть, — это инструментальный усилитель, в котором изменение коэффициента усиления не меняет выходной сигнал.