Схема УНЧ на транзисторах класа АВ с блоком питания (200Ватт)
При разработке усилителей ЗЧ с максимальной выходной мощностью более 100 Вт первостепенное значение приобретает необходимость получения возможно большего КПД усилителя при достаточно малых нелинейных искажениях. Вопросе допустимом проценте нелинейных искажений усилителя 34 не раз обсуждался на страницах журнала “Радио” [1, 2], получение же высокого КПД усилителя чаще всего не уделялось должного внимания. Известно, что хороший КПД имеет выходной каскад усилителя мощности, работающий в режиме В. Однако ему свойственны большие нелинейные искажения.
В журнале “Радио” рассказывалось о коррекции таких искажений с помощью прямой связи [3]. Рассматривался и способ снижения искажений, основанный на использовании усилительных каскадов, работающих в разных режимах [4].
Автором предлагается еще два варианта выходных каскадов усилителя, работающих в разных режимах и позволяющих снизить коэффициент гармоник мощного УМЗЧ. Их упрощенные электрические схемы показаны на рис. 1а и рис. 1б. Каждый из усилителей состоит из двух выходных каскадов – основного и вспомогательного, включенных параллельно. Причем основной каскад работает в режиме В, а вспомогательный –
Рис. 1.
Основной каскад усилителя, показанный на рис. 1а, выполнен на транзисторах VT1, VT2, включенных по схеме комплементарного эмиттерного повторителя, работающего в режиме В.
Транзисторы VT3, VT4 и резисторы R6…R9 образуют вспомогательный каскад, который работает в режиме АВ. Резисторы R1 …R5 и диоды VD1, VD2 обеспечивают необходимое смещение на базах транзисторов и задают режим работы обоих каскадов. Как видно из схемы, напряжение смещения на базах транзисторов вспомогательного каскада всегда больше, чем на базах основного каскада на величину падения напряжения на диодах VD1, VD2.
В результате с помощью изменения сопротивления резистора R4 задается напряжение смещения на базах транзисторов VT1, VT2, при котором каскад будет работать в режиме В. Резисторы R8, R9 создают необходимую термостабилизацию вспомогательного каскада, а резисторы R6, R7 ограничивают базовый ток транзисторов VT3, VT4.
При малых уровнях входного сигнала транзисторы основного каскада VT1, VT2 закрыты, и при этом работает только вспомогательный каскад. При этом переменный ток, поступающий в нагрузку, мал, мало и падение напряжения на резисторах R8, R9. С ростом входного напряжения начинают открываться транзисторы VT1, VT2 и увеличивается ток. поступающий в нагрузку от включенных параллельно выходных каскадов. Увеличение тока, протекающего через резисторы R8, R9, приводит к росту падения напряжения на них и ограничению тока транзисторов VT3 и VT4.
При максимальном выходном токе, например, при положительной полуволне входного напряжения, транзистор VT1 полностью открыт, а через транзистор VT3 при этом протекает в нагрузку гораздо меньший ток, ограниченный в основном резистором R8 и частично R6.
Более сложен выходной каскад, изображенный на рис. 16. Он обеспечивает усиление как по току, так и по напряжению. В основном каскаде (VT3, VT4) предусматривается использование мощных составных транзисторов КТ825, КТ827. Вспомогательный каскад VT5…VT8 также должен быть собран на составных транзисторах Резисторы R1 ..R11, стабилитроны VD1, VD2, диоды VD3, VD4 и транзисторы VT1, VT2 определяют режим работы выходных каскадов, который не меняется при изменении напряжения питания в значительных пределах. Объясняется это тем. что напряжение смещения на базах транзисторов VT1, VT2 поддерживается постоянными стабилитронами VD1, VD2.
Как и при коррекции искажений с использованием прямой связи, усилитель мощности, построенный по предложенным схемам, должен иметь достаточно глубокую ООС, обеспечивающую малые нелинейные искажения в широком динамическом диапазоне выходных сигналов.
Очевидно, что наилучшим образом решить эту задачу позволяют современные быстродействующие ОУ.
Применив в предварительном каскаде УМЗЧ быстродействующий ОУ и построив его выходной каскад по схеме, указанной на рис. 1б, удалось сконструировать усилитель.
Принципиальная схема УМЗЧ приведена на рис. 2. Каскад предварительного усиления выполнен на быстродействующем ОУ DA1 (К544УД2Б), который наряду с необходимым усилением по напряжению обеспечивает работу усилителя с глубокой ООС. Резистор обратной связи R5 и R1 определяют коэффициент усиления усилителя. Выходной каскад выполнен на транзисторах VT1 …VT8. Его работа была рассмотрена выше. Конденсаторы С6…С9 корректируют фазовую и частотную характеристики каскада. Стабилитроны VD1, VD2 стабилизируют напряжение питания ОУ, которое одновременно используется для создания необходимого напряжения смещения выходного каскада.
Рис. 2.
Делитель выходного напряжения ОУ R6, R7, диоды VD3…VD6 и резистор R4 образуют цепь нелинейной ООС, которая уменьшает коэффициент усиления ОУ когда выходное напряжение усилителя мощности достигнет своего максимального значения. В результате уменьшается глубина насыщения транзисторов VT1, VT2 и снижается вероятность возникновения сквозного тока в выходном каскаде. Конденсаторы С4, С5 -корректирующие. С увеличением емкости конденсатора С5 растет устойчивость усилителя, но одновременно увеличиваются нелинейные искажения, особенно на высших частотах.
Усилитель сохраняет работоспособность при снижении напряжения питания до ±25 В. Возможно и дальнейшее снижение напряжения питания вплоть до ±15 В и даже до ±12 В при уменьшении сопротивления резисторов R2, R3 или непосредственном подключении выводов питания ОУ к общему источнику питания и исключении стабилитронов VD1, VD2.
ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
- Номинальный диапазон частот, Гц 20…20000
- Макс. выходная мощность при Rн 4 Ом, Вт . . .200
- Коэф. гармоник при выходной мощности 0,5-150 Вт, %: на частоте 1 кГц . . 0,1; на частоте 10 кГц . . 0,15; на частоте 20 кГц . . 0,2
- КПД, % . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .68
- Ном. входное напряжение, В . . . . .1
- Входное сопротивление, кОм . . . . 10
- Скорость нарастания выходного напряжения на эквиваленте нагрузки при замкнутой накоротко катушки индуктивности. В/мкс . . . . 10
Снижение напряжения питания приводит к уменьшению максимальной выходной мощности усилителя прямо пропорционально квадрату изменения напряжения питания, т.е. при уменьшении напряжения питания в два раза максимальная выходная мощность усилителя уменьшается в четыре раза. Усилитель не имеет защиты от короткого замыкания и перегрузок. Эти функции выполняет блок питания.
В журнале “Радио” высказывалось мнение о необходимости питания УМЗЧ от стабилизированного источника питания для обеспечения более естественного его звучания. Действительно, при максимальной выходной мощности усилителя пульсации напряжения нестабилизированного источника могут достигать нескольких вольт. При этом напряжение питания может существенно снижаться за счет разряда конденсаторов фильтра. Это незаметно при пиковых значениях выходного напряжения на высших звуковых частотах благодаря достаточной емкости фильтрующих конденсаторов, но сказывается при усилении низкочастотных составляющих большого уровня, так как в музыкальном сигнале они имеют большую длительность. В результате фильтрующие конденсаторы успевают разряжаться, снижается напряжение питания, а значит, и максимальная выходная мощность усилителя.
Если же напряжение приводит к уменьшению тока покоя выходного каскада усилителя, то это может приводить и к возникновению дополнительных нелинейных искажений.
С другой стороны, использование стабилизированного источника питания, построенного по обычной схеме параметрического стабилизатора, увеличивает потребляемую мощность и требует применения сетевого трансформатора большей массы и габаритов.
Помимо этого, возникает необходимость отвода тепла, рассеиваемого выходными транзисторами стабилизатора. Причем зачастую мощность, рассеиваемая выходными транзисторами УМЗЧ, равна мощности, рассеиваемой выходными транзисторами стабилизатора, т.е. половина мощности тратится впустую-Импульсные стабилизаторы напряжения имеют высокий КПД, но достаточно сложны в изготовлении, имеют большой уровень высокочастотных помех и не всегда надежны.
Если к блоку питания не предъявлять жестких требований по стабильности напряжения и уровню пульсаций, что характеризует, в частности, описанный выше усилитель мощности, то в качестве источника питания можно использовать обычный двухполярный блок питания, принципиальная схема которого показана на рис. 3.
Мощные составные транзисторы VT7 и VT8, включенные по схеме эмиттерных повторителей, обеспечивают достаточно хорошую фильтрацию пульсаций напряжения питания с частотой сети и стабилизацию выходного напряжения благодаря установленным в цепи стабилитронов VD5…VD10. Элементы L1. l_2, R16, R17, С11, С12 устраняют возможность возникновения высокочастотной генерации, склонность к которой объясняется большим коэффициентом усиления по току составных транзисторов.
Величина переменного напряжения, поступающего от сетевого трансформатора, выбрана такой, чтобы при максимальной выходной мощности УМЗЧ (что соответствует току в нагрузке 4 А) напряжение на конденсаторах фильтра С1 …С8 снижалось примерно до 46…45 В. В этом случае падение напряжения на транзисторах VT7, VT8 не будет превышать 4 В, а рассеиваемая мощность транзисторами составит 16 Вт.
При уменьшении мощности, потребляемой от источника питания, увеличивается падение напряжения на транзисторах VT7, VT8, но рассеиваемая на них мощность остается постоянной из-за уменьшения потребляемого тока. Блок питания работает как стабилизатор напряжения при малых и средних токах нагрузки, а при максимальном токе- как транзисторный фильтр. В таком режиме его выходное напряжение может снижаться до 42…41 В, уровень пульсаций на выходе достигнет значения 200 мВ, КПД равен 90%.
Рис. 3.
Как показало макетирование, плавкие предохранители не могут защитить усилитель и блок питания от перегрузок по току из-за своей инерционности. По этой причине было применено устройство быстродействующей защиты от короткого замыкания и превышения допустимого тока нагрузки, собранное на транзисторах VT1 …VT6. Причем функции защиты при перегрузках положительной полярности выполняют транзисторы VT1, VT2, VT5, резисторы R1, R3, R5, R7…R9, R13 и конденсатор С9, а отрицательной – транзисторы VT4, VT3, VT6, резисторы R2, R4, R6, R10…R12, R14 и конденсатор С10.
Рассмотрим работу устройства при перегрузках положительной полярности. В исходном состоянии при номинальной нагрузке все транзисторы устройства защиты закрыты. При увеличении тока нагрузки начинает расти падение напряжения на резисторе R7, и, если оно превысит допустимое значение, начинает открываться транзистор VT1, а вслед за ним и транзисторы VT2 и VT5. Последние уменьшают напряжение на базе регулирующего транзистора VT7, а значит, и напряжение на выходе блока питания. При этом за счет положительной обратной связи, обеспечиваемой резистором R13. уменьшение напряжения на выходе блока питания приводит к ускорению дальнейшего открывания транзисторов VT1, VT2, VT5 и быстрому закрыванию транзистора VT7. Если сопротивление резистора положительной обратной связи R13 мало, то после срабатывания устройства защиты напряжение на выходе блока питания не восстанавливается даже после отключения нагрузки. В этом режиме необходимо было бы предусмотреть кнопку запуска, отключающую, например, на короткое время резистор R13 после срабатывания защиты и в момент включения блока питания. Однако, если сопротивление резистора R13 выбрать таким, чтобы при коротком замыкании нагрузки ток не был равен нулю, то напряжение на выходе блока питания будет восстанавливаться после срабатывания устройства защиты при уменьшении тока нагрузки до безопасной величины. Практически сопротивление резистора R13 выбирается такой величины, при которой обеспечивается надежное включение блока питания при ограничении тока короткого замыкания значением 0,1 …0,5 А. Ток срабатывания устройства защиты определяет резистор R7.
Аналогично работает устройство защиты блока питания при перегрузках отрицательной полярности.
Конструкция и детали
Все детали УМЗЧ и блока питания размещены на одной плате. Исключение составляют транзисторы VT3, VT4, VT6, VT8 УМЗЧ, установленные на общем теп-лоотводе с площадью рассеиваемой поверхности 1200 см2 и транзисторы VT7, VT8 БП, размещенные на отдельных теп-лоотводах с площадью рассеивающей поверхности 300 см2 каждый.
Катушки L1, L2 блока питания (рис. 3) и L1 усилителя мощности содержат 30…40 витков провода ПЭВ-1 диаметром 1,0 мм, намотанного на корпусе резистора С5-5 или МЛТ-2. Резисторы R7, R12 блока питания представляют собой отрезок медного провода ПЭЛ, ПЭВ-1 или ПЭЛШО диаметром 0,33 мм и длиной 150 мм, намотанного на корпусе резистора МЛТИ.
Трансформатор питания выполнен на тороидальном магнитопроводе из электротехнической стали Э320, толщиной 0,35 мм, ширина ленты 40 мм, внутренний диаметр магнитопровода 80 мм, наружный-130 мм. Сетевая обмотка содержит 700 витков провода ПЭЛШО диаметром 0,47 мм, вторичная – 2×130 витков провода ПЭЛШО диаметром 1,2 мм.
Вместо ОУ К544УД2Б можно использовать К544УД2А, К140УД11 или К574УД1. Каждый из транзисторов КТ825Г можно заменить составными КТ814Г и КТ818А, а транзистор КТ827А – составными КТ815Г и КТ819Г (что очень нежелательно). Диоды VD3…VD6 УМЗЧ можно заменить любыми высокочастотными кремниевыми диодами. VD7, VD8-любыми кремниевыми с максимальным прямым током не менее 100 мА. Вместо стабилитронов КС515А можно использовать соединенные последовательно стабилитроны Д814А (Б, В, Г, Д) и КС512А.
Налаживание блока сводится к установке (подстроечным резистором R12) тока покоя выходных транзисторов VT6, VT8 в пределах 10…15 мА.
Включают усилитель после проверки исправности блока питания. Для этого, заменив резисторы R7, R12 блока питания более высокоомными (примерно 0,2…0,3 Ом), проверяют работоспособность блока питания устройства защиты. Оно должно срабатывать при токе нагрузки 1…2А.
Убедившись в нормальной работе блока питания и УМЗЧ, устанавливают резисторы R7, R12 с номинальными сопротивлениями, указанными на принципиальной схеме, проверяют работу усилителя при максимальной мощности, контролируя отсутствие срабатывания устройства защиты блока питания.
Литература:
1. Лексины Валентин и Виктор. О за-метности нелинейных искажениях усилителя мощности. – Радио, 1984, №2, с. 33.
2. Солнцев Ю. Какой же Кг допустим? – Радио, 1985, №2, с. 26.
3. Солнцев Ю. Высококачественный усилитель мощности. – Радио, 1984, №5, с. 29.
4. Гумеля Е. Качество и схемотехника УМЗЧ. – Радио, №9, с. 31.
|
Радиотехника
начинающим |
Букварь
телемастера |
Основы
спутникового телевидения |
|||
|
Каталог
схем |
Литература |
Статьи |
|||
|
Схемы
телевизоров |
Файловое
хранилище |
Доска
объявлений |
|||
|
Радиодетали
и |
ФОРУМ |
Справочные материалы |
Схемотехника усилителей мощности низких частот
Усилители мощности низких частот имеют в качестве основной задачи усиление сигнала частотой от 10 Гц до 20000 Гц. Применяются такие усилители, как в промышленных проектах и устройствах, так и в быту. Многие любители электронной техники самостоятельно создают УНЧ в домашних условиях, пользуясь готовыми схемами. А вот составить схему такого устройства будет очень непросто, так как схемотехника усилителей весьма специфична и требует определенных знаний. Подробно о конструктивных особенностях и принципе работы описано в учебном пособии авторов Завьялова С. А. и Мурасова К. В. под названием “Схемотехника усилителей мощности низких частот”
Данное пособие актуально и в наши дни, не смотря на то, что издано еще в 2010 году. Содержит в себе не только теоретические знания о базовых понятиях работы усилителей, но и практические исполнения, что поможет закрепить всю информацию в голове и воплотить в реальном устройстве.
Усиление звуковой частоты может быть трансформаторным и бестрансформаторным, однотактным и двухтактным или мостовым. Раньше, практически все схемы были трансформаторными. Одна из них представлена ниже.
Рис. 1. Трансфоматорная схема
Самым существенным недостатком был объем готового устройства и его вес. Естественно, что трансформатор требовалось мотать самостоятельно, что не каждый мог осуществить. Поэтому, большую популярность стали приобретать бестрансформаторные схемы и схемы, собранные на транзисторах.
Схема простого УНЧ на транзисторах существенно выделяется своей компактностью и простотой сборки.
Рис. 2. Схема простого УНЧ на транзисторах
Запитывается вся схема от “Кроны” или источника постоянного напряжения 9В.
Следующая схема так же без трансформатора, но с большим количеством электронных компонентов.
Рис. 3. Безтрансформаторная схема
Она признана многими радиолюбителями, довольно таки проста в сборке. Выдаваемая мощность получается достаточно существенной, начиная от 100 Вт, чего уже вполне достаточно для серьезного усилителя. Соединив такой усилитель по мостовой схеме, вполне можно ожидать мощности до 500 Вт. Входное напряжение двуполярное при этом составляет около 45 – 50 Вольт. При желании запитать подобную схему от сети потребуется собрать дополнительно простенький двуполярный выпрямитель.
Рис. 4. Двуполярный выпрямитель
Современное устройство уже собирается на микросхемах, которые из себя представляют почти оконченный УЗЧ.
Автор: RadioRadar
Схемотехника выходных каскадов усилителей мощности.
СХЕМОТЕХНИКА ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Выходные каскады на базе ” двоек ”
В качестве источника сигнала будем использовать генератор переменного тока с перестраиваемым выходным сопротивлением ( от 100 Ом до 10,1 кОм ) с шагом 2 кОм ( рис . 3 ). Таким образом, при испытаниях ВК при максимальном выходном сопротивлении генератора (10,1 кОм ) мы в какой – то степени приблизим режим работы испытуемых ВК к схеме с разомкнутой ООС , а в другом (100 Ом ) — к схеме с замкнутой ООС .
Основные типы составных биполярных
транзисторов ( БТ ) показаны на рис . 4. Наиболее часто в
ВК используется со ставной транзистор Дарлингтона ( рис
. 4 а ) на базе двух транзисторов одной проводимости (” двойка
” Дарлингтона ), реже — составной транзистор Шиклаи ( рис
. 4б ) из двух транзисторов разной проводимости с токовой
отрицательной ОС , и еще реже — составной транзистор Брайстона
( Bryston , рис . 4 в ).
” Алмазный ” транзистор — разновидность
составного транзистора Шиклаи — показан на рис . 4 г . В
отличие от транзистора Шиклаи , в этом транзисторе благодаря ” токовому зеркалу ” ток коллекторов обоих транзисторов VT 2 и VT 3 практически одинаков . Иногда транзистор Шиклаи
используют с коэффициентом передачи больше 1 ( рис . 4 д
). В этом случае K П =1+ R 2/ R 1. Аналогичные схемы можно
получить и на полевых транзисторах ( ПТ ).
1.1. Выходные каскады на базе ” двоек “. ” Двойка ” — это двухтактный выходной каскад с транзисторами , включенными по схеме Дарлингтона , Шиклаи или их комбинации ( квазикомлементарный каскад , Bryston и др .). Типовой двухтактный выходной каскад на ” двойке ” Дарлингтона показан на рис . 5. Если эмиттерные резисторы R3, R4 ( рис . 10) входных транзисторов VT 1, VT 2 подключить к противоположным шинам питания , то эти транзисторы будут работать без отсечки тока , т . е . в режиме класса А .
Посмотрим , что даст спаривание выходных транзисторов для двойки ” Дарлингт она ( рис . 13).
На рис . 15 приведена схема ВК , использованная в одном из професс и ональных усилителей .
|
Менее популярна в ВК схема Шиклаи ( рис . 18) . На первых порах развития схемотехники транзисторных УМЗЧ были популярны квазикомплементарные выходные каскады , когда верхнее плечо выполнялось по схеме Дарлингтона , а нижнее — по схеме Шиклаи . Однако в первоначальной версии входное сопротивление плеч ВК несимметрично , что приводит к дополнительным искажениям . Модифицированный вариант такого ВК с диодом Баксандалла , в качестве которого использован базо – эмиттерный переход транзистора VT 3, показан на рис . 20.
Кроме рассмотренных ” двоек “, есть модификация ВК Bryston , в которой входные транзисторы эмиттерным током управляют транзисторами одной проводимости , а коллекторным током — транзисторами другой проводимости ( рис . 22). Аналогичный каскад может быть реализован и на полевых транзисторах , например , Lateral MOSFET ( рис . 24) .
Гибридный выходной каскад по схеме Шиклаи с полевыми транзисторами в качестве выходных показан на рис. 28 . Рассмотрим схему параллельного усилителя на полевых транзисторах ( рис . 30).
В качестве эффективного способа повышения и стабилизации входного сопротивления ” двойки ” предлагается использовать на ее входе буфер , например , эмиттерный повторитель с генератором тока в цепи эмиттера ( рис . 32 ).
|
Из рассмотренных ” двоек ” наихудшим по девиации фазы и полосе пропускания оказался ВК Шиклаи . Посмотрим , что может дать для такого каскада применение буфера . Если вместо одного буфера использовать два на транзисторах разной проводимости , включенных параллельно ( рис . 35) , то можно ожидать дальнейшего улучшения пара метров и повышения входного сопротивления . Из всех рассмотренных двухкаскадных схем наилучшим образом по нелинейным искажениям показала себя схема Шиклаи с полевыми транзисторами . Посмотрим , что даст установка параллельного буфера на ее входе ( рис . 37 ).
Параметры исследованных вы ходных каскадов сведены в табл . 1 .
|
Анализ таблицы
позволяет сделать следующие выводы :
– любой ВК из ” двоек ” на БТ как нагрузка
УН плохо подходит для работы в УМЗЧ высокой верности ;
– характеристики ВК с ПТ на вы ходе мало
зависят от сопротивления источника сигнала ;
– буферный каскад на входе любой из
” двоек ” на БТ повышает входное сопротивление , снижает индуктивную
составляющую выхода , расширяет полосу пропускания и делает
параметры независимыми от выходного сопротивления источника
сигнала ;
– ВК Шиклаи с ПТ на выходе и параллельным
буфером на входе ( рис . 37 ) имеет самые высокие характеристики
( минимальные искажения , максимальную полосу пропускания
, нулевую девиацию фазы в звуковом диапазоне ).
Выходные каскады на базе ” троек ”
В высококачественных УМЗЧ чаще используются трехкаскадные структуры : ” тройки ” Дарлингтона , Шиклаи с выходными транзисторами Дарлинг тона , Шиклаи с выходными транзис торами Bryston и другие комбинации . Одним из самых популярных вы ходных каскадов в настоящее вре мя является ВК на базе составно го транзис тора Дарлингтона из трех транзисторов ( рис . 39). На рис . 41 показан ВК с разветвлением каскадов : входные повторители одновременно работают на два каскада , которые , в свою очередь , также работают на два каскада каждый , а третья ступень включена на общий выход . В результате , на выходе такого ВК работают счетверенные транзисторы .
|
Схема ВК , в которой в качестве выходных транзисторов использованы составные транзисторы Дарлингтона , изображена на рис . 43. Параметры ВК на рис .43 можно существенно улучшить , если включить на его входе хорошо зарекомендовавший себя с ” двойками ” параллельный буферный каскад ( рис . 44).
Вариант ВК Шиклаи по схеме на рис . 4 г с применением составных транзисторов Bryston показан на рис . 46 . На рис . 48 показан вариан т ВК на транзисторах Шиклаи ( рис .4 д ) с коэффициентом передачи около 5, в котором входные транзисторы работают в классе А ( цепи термоста билизации не показаны ).
На рис . 51 показан ВК по структуре предыдущей схемы только с единичным коэффициентом передачи . Обзор будет неполным , если не остановиться на схеме выходного каскада с коррекцией нелинейности Хауксфорда ( Hawksford ), приведенной на рис . 53 . Транзисторы VT 5 и VT 6 — составные транзисторы Дарлингтона .
|
С целью устранения отмеченных выше недостатков схемы рис. 54 и упрощения схемы заменим входной эмиттерный повторитель параллельным повторителем , а резисторы R 1 ( рис . 53) разобьем на 2 резистора ( рис . 55). В точки соединения резисторов ( R 5, R 8 и R 6, R 9) подключим генераторы тока (9 мА ) н а транзисторах VT 1, VT 4. и получим схему изображенную на рисунке .
|
Заменим выходные транзисторы на полевые транзисторы типа Lateral ( рис . 57
|
По вышению надежности усилите лей за счет исключения сквозных то ков , которые особенно опасны при кли пировании высокочастотных сиг налов , способствуют схемы антинасыщения выходных транзисторов . Варианты таких решений показаны на рис . 58. Через верхние диоды происходит сброс лишнего тока базы в коллектор транзистора при прибли жении к напряжению насы щен ия . На пряжение насыщения мощных транзисторов обычно находится в пределах 0,5…1,5 В , что примерно совпадает с падением напряжения на базо-эмиттерном переходе . В первом варианте ( рис . 58 а ) за счет дополнительного диода в цепи базы напряжение эмитте р – коллектор не доходит до напряжения насыщения пример но на 0,6 В ( падение напряжения на диоде ). Вторая схема ( рис . 58б) требует подбора резисторов R 1 и R 2. Нижние диоды в схемах предназначены для быстрого выключения транзисторов при импульсных сигналах . Аналогичные решения применяются и в силовых ключах .
Часто для повышения качества в УМЗЧ делают раздельное питание, повышенное , на 10…15 В для входного каскада и усилителя на пряжения и пониженное для вы ходного каскада . В этом случае во избежание выхода из строя выходных транзисторов и снижения перегрузки предвыходных необходимо использовать защитные диоды . Рассмотрим этот вариант на примере модификации схемы на рис . 39. В случае повышения входного напряжения выше на пряжения питания выходных транзисторов открываются дополнительные диоды VD 1, VD 2 ( рис . 59 ), и лишний ток базы транзисторов VT 1, VT 2 сбрасывается на шины питания оконечных транзисторов . При этом не допускается повышения входного на пряжения выше уровней питания для выходной ступени ВК и снижается ток коллектора транзисторов VT 1, VT 2.
Схемы смещения
Ранее , с целью упрощения , вместо схемы смещения в УМЗЧ использовался отдельный источник напряжения . Многие из рассмотренных схем , в частности , выходные каскады с параллельным повторителем на входе , не нуждаются в схемах смещения , что является их дополнительным достоинством . Теперь рассмотрим типовые схе мы смещения , которые представлены на рис . 60 , 61 .
Генераторы стабильного тока. В современных УМЗЧ широко используется ряд типовых схем : диф ференциальный каскад ( ДК ), отражатель тока (” токовое зеркало “), схема сдвига уровня , каскод ( с последова тельным и параллельным питанием , последний также называют ” лома ным каскодом “), генератор стабильного тока ( ГСТ ) и др . Их правильное применение позволяет значительно повысить технические характеристики УМЗЧ . Оценку параметров основных схем ГСТ ( рис. 62 – 6 6 ) сделаем с помощью моделирования . Будем исходить из того , что ГСТ является нагрузкой УН и включенпараллельно ВК . Исследуем его свойства с помощью методики , аналогичной исследованиям ВК .
Отражатели тока
Рассмотренные схемы ГСТ — , это вариант динамической нагрузки для однотактного УН . В УМЗЧ с одним дифференциальным каскадом ( ДК ) для организации встречной динамической нагрузки в УН используют структуру ” токового зеркала ” или , как его еще называют , ” отражателя тока ” ( ОТ ). Эта структура УМЗЧ была характерна для усилителей Холтона , Хафлера и др . Основные схемы отражателей тока приведены на рис . 67 . Они могут быть как с единичным коэффициентом передачи ( точнее , близким к 1), так и с большим или меньшим единицы ( масштабные отражатели тока ). В усилителе напряжения ток ОТ находится в пределах 3…20 мА : Поэтому испытаем все ОТ при токе , например , около 10 мА по схеме рис . 68.
Результаты испытаний приве дены в табл . 3 .
В качестве примера реального усилителя предлагается схема усилителя мощности S. BOCK , опубликованная в журнале Радиомир, 201 1 , № 1, с. 5 – 7; № 2, с. 5 – 7 Radiotechnika №№ 11, 12/06
|
Целью автора было построение усилителя мощности , пригодного как для озвучивания ” пространства ” во время прадничных мероприятий , так и для дискотек . Конечно , хотелось , чтобы он умещался в корпусе сравнительно небольших габаритов и легко транспортировался . Еще одно требование к нему — легкодоступность комплектующих . Стремясь достичь качества Hi – Fi , я выбрал комплементарно – симметричную схему выходного каскада . Максимальная выходная мощность усилителя была задана на уровне 300 Вт ( на нагрузке 4 Ом ). При таком мощности выходное напряжение составляет примерно 35 В . Следовательно для УМЗЧ необходимо двухполярное питающее напряжение в пределах 2×60 В . Схема усилителя приведена на рис . 1 . УМЗЧ имеет асимметричный вход . Входной каскад образуют два дифференциальных усилителя .
А. ПЕТРОВ , Радиомир, 201 1 , №№ 4 – 12
Адрес администрации сайта: [email protected]
Среди любителей лампового ренессанса гибридные однотактные усилители мощности класса “А” становятся всё более популярными, так как они обеспечивают более удачное, чем чисто ламповое, согласование с низкоомной нагрузкой. Такие усилители не охватываются обратными связями (ООС), и качество их звучания зависит от каждого элемента схемы. Общая принципиальная схемотехника однотактных гибридных усилителей класса “А” понятна без сложнотехнического объяснения, так как – это есть классическое включение радиолампы и транзистора. Однотактный усилитель – усилитель с одним усилительным плечом, нет разделения и обратного слияния сигнала. Вследствие этого отсутствуют переходные процессы и искажений звука свойственные разделению / слиянию. Этим объясняется повышенная достоверность / музыкальность звуковоспроизведения однотактников. Исключительно все однотактные усилители работают в чистом классе “А”, что обеспечивает им высокую линейность + минимальные искажения сигнала. Недостаток схемы класса “А”, это то, что большая часть энергии идёт на нагрев активных элементов схемы и только 20% на отдачу звуковой мощности – низкий коэффициент полезного действия (КПД). Вынужденное применение очень качественных – дорогостоящих компонентов, а также их кропотливый подбор + низкое КПД, это основные причины отталкивающие всех производителей, от построения полных гибридных однотактников. Усилительный каскад класса “А” может иметь максимальный КПД равный 50% при условии работы с трансформаторным выходом, когда амплитуда выходного напряжения (на обмотках трансформатора) достигает величины напряжения питания. У каскада с резистивной нагрузкой, где максимальная амплитуда выходного напряжения ограничена величиной, равной половине напряжения питания, максимальный КПД составляет 25%. Однотактные схемыПриводим основные однотактные схемы гибридных усилителей звука, в чистом классе “А”, на MOSFET транзисторах. Схемы простые и не требуют заумного технического обоснования, хотя качество звучания на высоте и зависит исключительно от аудиофильных свойств применяемых компонентов. Можно и нужно удалить из схем все резисторы, микросхемы, MOSFET, электролиты, интеграторы и поднять качество звука до максимального предела, но в результате получится серийный усилитель “Grimmi”. Однако – это сложно, хлопотно, дорого. Все радиосхемы имеют низкое выходное сопротивление 0.2 – 0.05ом, что принципиально отличает их, от чисто ламповых однотактных усилителей. Высокая верность воспроизведения и мощная динамическая активность (даже на малом уровне громкости) – отличительные звуковые качества этих схем. Самая первая – экспериментальная конструкция однотактного гибридного усилителя “Grimmi”, выпущена в одном экземпляре в 2009 г. Отлично работает по настоящее время. Хотя качество звукоусиления уступает современному серийному образцу. Отличительная черта – стабилизаторы напряжения на варисторах, что является новым принципиальным схемотехническим решением в аудио. Убираем резисторыРазрабатывать и тестировать однотактную гибридную схемотехнику начали сразу после апгрейда лампового усилителя на триодах, так как звук “чистой” лампы нас не покорил. Реальное звучание усилителя “Grimmi” Рабочие моменты. Моно запись (18 минут) сделана с мобильного телефона (объём 1.7гб) и сжата до 52 мб, по программе “Total Video Converter 3.5”. Основополагающая схемотехника GrimmiРаздел: Режимы и принцип работы усилителя на транзисторах класс: A, B, A/B, C, D |
Лучшее сочетание вакуумных и полупроводниковых характеристик – однотактный гибридный усилитель звука. Мы не создаём иллюзий, Земля – то, что всегда дорого | Разводка земельных шин | СхемотехникаВ промышленной радиоэлектронике, это ёмкое название нашей планеты доставляет множество хлопот. Радиоинженер-конструктор-технолог знает – ошибочная разводка земельных шин изменит изначальную схемотехнику до неузнаваемости и расположение компонентов в корпусе оказывает существенное влияние на построение схемы в целом. Но, проводить подобные эксперименты практически невозможно, так как материальная – затратная часть неизвестна. Ввиду этого, производители серийной High-End Audio продукции моделируют новые изделия на хорошо отработанных конструкциях, что ограничивает схемотехнические нововведения. Разводка земельных шин (звезда) частично балансирует схему – ликвидирует фон переменного тока и электровозбуждение. Это позволяет скорректировать схему построения – удалить местную ОС и антизвонные резисторы. Следовательно, возможны отступления от традиционной схемотехники. Где принято, организовывать напряжение смещения из общего питания, игнорируя, независимую подачу местного напряжения смещения. Имея ввиду, что изготовить отдельные блоки питания для каждого усилительного элемента и его управления дорого стоит, а их неумелое внедрение в общую конструкцию приведёт к всеобщему возбуждению. Убрать сверхвозбуждение возможно только резисторами и ОС. Итак, всё идёт по кругу – одно (возбуждение) убрал, другое (качество звука) упустил. Как быть дальше? Нет конструктивного ответа. Впрочем усилитель “Grimmi” построен по такому – малореальному принципу и производится серийно. Аналогов конструкции нет и никогда не будет – “чудовищно” дорого и конструктивно непонятно. Как, в таком относительно маленьком корпусе можно разместить гибридный однотактник мощностью более 30 ватт на канал, без резисторов, без обратных связей, без электролитов, с раздельным питанием активных элементов (16 силовых трансформаторов). Итого: экспериментируя с земельными проводниками и расположением элементов, частично убираем резисторы. |
Схема усилителя унч на транзисторах
Схема усилителя унч на транзисторах – saithoowi.mbeddr.comСхема усилителя унч на транзисторах
Благодаря сочетанию именно таких биполярных транзисторов, отпала необходимость в переходной емкости между обоими каскадами, а также гарантируется стабильная работа усилителя по величине постоянного тока, даже при. Схема усилителя (УНЧ) на микросхеме tda7250 + tip142, tip147 (2х100 Ватт) Принципиальная схема самодельного усилителя мощности на микросхеме tda7250 и составных транзисторах (транзисторы Дарлингтона) tip142, tip147. Описываемый усилитель предназначен для двухканального усиления мощности сигнала. Эта схема для тех, кто при создании мощных усилителей мощности звуковой частоты не полагается на стандартные микросхемы типа tda1555, а стремиться к более качественному звучанию, раскрывая потенциал транзисторов. Наш сайт посвящён исключительно схемотехнике и сборке различных усилителей звука – ламповых УНЧ, усилителей на транзисторах, и УМЗЧ на микросхемах. Схема усилителя на tda микросхеме является самым простым и надежным усилителем в плане сборки и звучания. Даже школьник без проблем соберет на нем. 1-я схема будет работать, но вместо С3 нужно поставить перемычку (обязательно), а между 3 ногой и массой ставить цепочку из С 0,1 и резистора 1 ом, или просто садится на 0.Ну и конечно соплю между выходом и массой убрать. Схемы усилителей на транзисторах. В этом разделе Вы найдете разнообразные схемы транзисторных усилителей НЧ- от самых простых до сложных HiFi класса. Если Вас интересует схемотехника построения транзисторных. После изготовления и прослушивания собранного ранее небольшого УНЧ появилось желание собрать более мощный усилитель «А» класса. Прочитав достаточное количество соответствующей литературы и выбрал. УКВ трансиверы. Трансивер на 144/432 МГц “H-220”. E. Hocke (Y25TL) U-205 – блочный УКВ-трансивер с фазовым способом формирования сигнала. Этой конструкция не нужен подбор элементов, так как использованы транзисторы Схема усилителя (УНЧ) на микросхеме tda7250 + tip142, tip147 (2х100 Ватт) Принципиальная схема. Стерео усилитель звуковой частоты на mosfet транзисторах (200Вт) Схема электрическая. Решил взяться за изготовление настольного усилителя. Решил, что это будет простой. Сборник информации про усилители НЧ и схемотехнику унч различного применения. Схема правильная, только автору надобно чего – то нащёлкать, чтобы проверял, что. Схема усилителя на tda микросхеме является самым простым и надежным усилителем в плане. Схемы усилителей на транзисторах. В этом разделе Вы найдете разнообразные схемы. Выбор на эту лампу пал по соображениям получения выходной мощности до 1 кВт при небольших. После изготовления и прослушивания собранного ранее небольшого УНЧ появилось желание. Большое количество схем и описаний трансиверов, усилителей, антенн и другой. Схемы УНЧ. Ламповые,транзисторные,на микросхемах,в машину Микросхему tda7088 можно считать условным аналогом отечественной микросхеме К174ХА34 Р-130/М – танковая, армейская КВ радиостанция, симплексная, ламповая, телефонно-телеграфная. СХЕМА СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ. С появлением микросхемных стабилизаторов, стало довольно. Микросхема для автомобильных магнитол tda7377, схема включения, описание и характеристики. Ретро радиоэлектроника, электронные схемы на лампах и транзисторах, статьи и полезные. Радиолюбительские схемы, разработки, технологии Радиолюбителю – подборка.
Links to Important Stuff
Links
- Схема микрофонного усилителя на транзисторах.
- Схемы усилителей мощности на транзисторах, самодельные УНЧ.
- Схемы усилителей мощности на транзисторах, самодельные УНЧ.
- Усилители на транзисторах – Усилитель своими руками, схемы.
- Схемы самодельных усилителей – ламповые УНЧ
- Три схемы УНЧ для новичков.
- Схема усилителя на TDA2030A Практическая электроника.
- Радиосхемы. – Схемы усилителей на транзисторах.
- Звук, hi-end, hi-fi, УНЧ, схемы с лампами NiceTV.
- МОЩНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ТРАНЗИСТОРАХ.
© Untitled. All rights reserved.
Усилители, предназначенные для усиления сигналов нулевой частоты — это т.н. усилители постоянного тока. Однако очевидно, что в реальности от конкретных устройств нам требуется работоспособность не только на нулевой частоте, но и в некотором, пусть незначительном, диапазоне частот, вплотную примыкающем к нулевой. Т.е. в общем случае можно говорить об усилителях низкой частоты, делая некоторый акцент на особенностях, присущих именно усилителям постоянного тока. Характерной чертой низкочастотных электрических сигналов по сравнению с высокочастотными является некоторая трудоемкость воздействия на них с помощью пассивных компонентов электрических схем, таких как: емкости и индуктивности. Вызвано это в первую очередь тем, что для достижения требуемых воздействий на низких частотах мы должны применять большие емкости и большие индуктивности. Но с другой стороны, низкие частоты обладают и хорошими качествами — они не проникают, как высокочастотные сигналы, во все возможные точки схем, наводя там помехи, а для работы с низкочастотными сигналами не нужны дорогие и легко выходящие из строя радиокомпоненты. Основной задачей низкочастотных усилителей обычно является усиление сигналов звуковой частоты (10…20000 Гц) в различных устройствах промышленной и бытовой радиоаппаратуры. Важнейшими характеристиками таких усилителей являются выходная мощность и уровень нелинейных искажений. Если с выходной мощностью все более или менее ясно — от нее зависит громкость звука, который мы слушаем — то о нелинейных искажениях скажем особо. Дело в том, что когда мы имеем дело с высокочастотными сигналами, то в подавляющем большинстве случаев — это модулированные сигналы, в которых качество передаваемого сообщения в некотором смысле защищено с помощью того или иного метода модуляции. Т.е. незначительные искажения высокочастотного сигнала могут и не отразиться на модулирующем низкочастотном сигнале. Совсем по другому приходится относиться к искажениям в низкочастотных усилителях. Ведь здесь все вносимые в сигнал изменения будут в точности воспроизводиться на выходе. Учитывая вышеизложенное, в низкочастотных усилителях, как правило, гораздо большее значение имеют вопросы оптимального выбора и обеспечения стабильности рабочей точки, а поскольку и протекающие в таких усилителях мощности также гораздо выше типичных для высокочастотных схем уровней, то и проблемы эффективности (коэффициента полезного действия), температурного режима и защиты элементов от повышенных токов и напряжений здесь встают гораздо чаще. Обычным схемотехническим решением для любых высокочастотных схем является включение в цепи прохождения сигналов конденсаторов, которые имеют низкое сопротивление на частоте сигнала и высокое на низких частотах. Это позволяет отделить полезный высокочастотный переменный сигнал от постоянной составляющей, которая не проходит через конденсатор. С другой стороны, применение индуктивностей, которые, наоборот, имеют маленькое сопротивление на низких частотах и большое сопротивление на высоких частотах, позволяет выделять только постоянную составляющую, не оказывая при этом влияния на полезный высокочастотный сигнал. Таким образом, в высокочастотных усилителях мы можем проектировать цепи смещения и цепи протекания полезного сигнала совершенно отдельно друг от друга. В низкочастотных каскадах (а тем более в усилителях постоянного тока) мы лишены этого удовольствия. Здесь любой конденсатор и любая индуктивность (если только они не сравнимы по размерам с консервной банкой) неизбежно окажут некоторое влияние на полезный сигнал. Иногда таким влиянием можно пренебречь. Но если мы хотим добиться достаточно качественного звучания, то приходится постоянно помнить о наличии данной проблемы. Цепи смещения и цепи протекания полезного сигнала в низкочастотных усилительных каскадах оказываются в значительной степени совмещенными (а в усилителях постоянного тока они полностью совмещены), т.е. мы должны проектировать их так, чтобы вносимые ими в полезный сигнал искажения были минимальными. Но совершенно избавиться от этих искажений мы не в состоянии. Поэтому в низкочастотные усилительные каскады очень часто включаются специальные корректирующие цепи, которые не оказывают влияния на режимы работы транзисторов по постоянному току, но исправляют некоторые важнейшие параметры, отражающие работу на переменном сигнале (к таким параметрам в первую очередь относятся: частотная и фазовая характеристики каскада, входное и выходное сопротивление, динамический диапазон и т.п.). Здесь мы не имеем в виду, что в высокочастотных усилителях не бывает цепей частотной коррекции и т.п., но вот способы включения таких цепей, а главное, их назначение оказываются, как правило, различными для высокочастотных и низкочастотных усилителей. В низкочастотных усилителях цепи коррекции обычно включаются в виде разнообразных внутри- или междукаскадных обратных связей. При этом могут использоваться как уже имеющиеся в каскаде цепи обратной связи, образованные элементами смещения, так и новые цепочки, работающие только для переменной составляющей входного сигнала. Возможно очень большое число разновидностей данных цепей коррекции. Второй способ — это включение корректирующих элементов между каскадами многокаскадного усилителя. Для коррекции на низких частотах обычно применяются различные RC-цепочки. Ранее было довольно популярным использование низкочастотных трансформаторов, но этот метод по причине низкого качества и больших габаритов самих трансформаторов сегодня можно считать ушедшим в прошлое, в современных схемах предпочтение отдается пусть более сложным в схемотехническом плане, но более эффективным и надежным решениям. Желание добиться минимального уровня искажений в низкочастотных усилителях приводит нас к еще одной проблеме. Эффективность простейших решений усилительных каскадов на биполярных транзисторах с точки зрения отношения потребляемой каскадом мощности к мощности добавляемой к усиливаемому сигналу очень низка. Это обычно терпимо для маломощных схем в каскадах предварительного и промежуточного усиления, но в выходных каскадах усиления мощности данная проблема становится основной, ограничивающей возможность достижения приемлемых показателей. Для ее решения, во-первых, используются специальные виды усилительных каскадов (например, двухтактный каскад), в которых удается поднять КПД до приемлемого уровня, а во-вторых, вводятся дополнительные элементы, предназначенные для снижения уровня нелинейных искажений, неизбежно нарастающего, когда транзистор выходит за пределы режима линейного усиления (а это приходится делать для повышения КПД схемы). Кроме этого, в усилителях мощности (да и вообще в низкочастотных усилителях) мы часто сталкиваемся с такой проблемой. Напряжения и токи переменных сигналов, протекающие в усилительных каскадах, зачастую сравнимы с допустимыми для применяемых транзисторов предельными электрическими показателями. Также и напряжение источника питания, требуемое для таких усилителей оказывается достаточно высоким. Т.е. нам бывает трудно (а иногда и невозможно) удержать транзистор в режиме линейного усиления, когда сигналы на его электродах близки к предельно допустимым. Все это вынуждает включать в схемы усилителей специальные элементы защиты, предотвращающие выход транзисторов из строя в результате превышения разрешенных режимов, а также строго следить за температурным режимом усилителя и, если необходимо, осуществлять коррекцию рабочих точек по постоянному току. Не следует думать, что все описанные проблемы, с которыми сталкивается разработчик при проектировании низкочастотного усилителя, не имеют значения для усилителей высокочастотных — это не так. Но обычно данные проблемы гораздо менее значимы на высоких частотах, поскольку их затеняют другие, не проявлявшиеся на низких частотах эффекты. Что касается свойств конкретных схем включения биполярного транзистора, то можно констатировать, что в низкочастотных усилителях преобладают включения с ОЭ и с ОК, а также разнообразные комбинированные схемы.
|
Small Signal – Низкочастотный транзисторный усилитель, схемы БЛОК-IV.
Презентация на тему: «Малый сигнал – Схема усилителя на транзисторах низкой частоты UNIT-IV.» – Транскрипт презентации:
1 Схема слабого сигнала – транзисторный усилитель низкой частоты, БЛОК-IV
2 содержание Транзистор как усилитель Анализ схем транзисторного усилителя с использованием h – параметров Теорема Миллера и ее двойственность Упрощенная гибридная модель CE и CC Усилитель CE с сопротивлением эмиттера Пара Дарлингтона Анализ одноступенчатых усилителей
3 Гибридная модель параметра Линейное двухпортовое устройство ViViViVi IiIiIiIi IoIoIoIo VoVoVoVo
4 h-параметры h 11 = h i = входное сопротивление h 12 = h r = коэффициент обратного переходного напряжения h 21 = h f = коэффициент прямого переходного тока h 22 = h o = выходная проводимость
5 Использование h-параметров для описания транзистора имеет следующие преимущества. h – параметры являются действительными числами вплоть до радиочастот Их легко измерить Их можно определить по кривым статических характеристик транзистора. Их удобно использовать при анализе и проектировании схем. Легко преобразовать из одной конфигурации в другую Легко поставляется производителями
6 Анализ усилителя CE с использованием гибридной модели записи – VSVS
7 Для нахождения параметров h величины V be и ic взяты как независимые переменные Для нахождения коэффициента усиления по напряжению, усиления по току, входного импеданса, выходного сопротивления уравнения для параметра h: v be = h, т.е. ————————- (1) ic = h fe ib + h oe v ce ———— ———————- (2) Положив v ce = 0 в приведенных выше уравнениях, мы получим h ie и h fe, ib = 0 в приведенных выше уравнениях, мы получит hre и h oe текущий прирост
8 Примените правило делителя тока к выходной цепи. Чтобы найти входное сопротивление. Применение KVL к входной цепи. V s = h, т.е. i b + h re v ce
9 V s = ibh ie + h re i LRL (v ce = i LRL) V s = ibh ie + h re A iib RL (i L = A iib) Подставляя в уравнение (2) R i = h ie + h re A i RL hrevce v ce 1 / h oe h fe ib RiRi ibh ie + VS – RLEC –
10 Чтобы найти коэффициент усиления напряжения Av =, поскольку
11 R L + v ce – 1 / h oe h fe i b h re v ce i b h ie RO1RO1 RORO Определение выходного сопротивления Применение KC L к выходной цепи.i C = h fe ib + i 1 i C = h fe ib + v ce h oe Применение KVL к входной цепи – (h ie ib + h re v ce) = 0 с заменой ib в уравнении, подставляемом в уравнение (Поскольку RL параллельно источнику напряжения, полное выходное сопротивление представляет собой параллельную комбинацию RL и RO) Чтобы найти выходное сопротивление с RLRO 1 = RO || RL
12 ПРОБЛЕМА 1. Усилитель с общим эмиттером имеет следующие h-параметры.h ie = 1 кОм, h re = 10 -4, h fe = 100, hoe = 12 мкм. Найдите коэффициент усиления по току, коэффициент усиления по напряжению, R i, R o, коэффициент усиления по мощности. Возьмем R L = 2 кОм. Также найдите выходную мощность v S = 500 мВ (среднеквадратичное значение).
13
14 ТЕОРЕМА МИЛЛЕРА Теорема Миллера утверждает, что когда сопротивление (или емкость) подключено к входным и выходным клеммам, то же самое можно заменить двумя независимыми сопротивлениями (или емкостями), подключенными одно к входным клеммам, а другое – к выходным клеммам.Они называются эквивалентными сопротивлениями Миллера (или емкостями). R VSVS – R L + v S 1 – RS RS Усилитель A VOVO + i ДОКАЗАТЕЛЬСТВО: Применение закона Ома Подстановка в (1)
15 … сравнивая уравнения (1) и (2), тот же ток i будет течь через сопротивление, когда он находится между входным выводом и землей. Следовательно, на KCL на входной клемме не влияет замена сопротивления R на, называемое эквивалентным сопротивлением Миллера на входной стороне. Найти эквивалентное сопротивление Миллера на выходной стороне. R – R L + v S 1 – RS RS Усилитель A VOVO + i – это сопротивление, эквивалентное Миллеру на выходной стороне Тот же самый ток I будет течь через сопротивление, если R заменить на то, которое соединено между выходной клеммой и землей.
16 Заменяя R на эквивалентные сопротивления Миллера, схема выглядит следующим образом. i R MI + – R MO R L + v S 1 – RS RS Усилитель A i + – VoVo + – Двойник теоремы Миллера Рассмотрим обычный усилитель, как показано ниже.В этом усилителе сопротивление R общее, входные и выходные цепи не имеют общего сопротивления. Целью следующего анализа является устранение взаимозависимости входных и выходных цепей. Так что либо входные цепи, либо выходные цепи могут быть решены независимо Применение KVL для входной цепи Но i 2 = -i L
17 – + i1i1 ViVi – + i2i2 v O 1 + R L – + R RSRS Amplifier vO vO iLiL VSVS – Из приведенного выше уравнения – это сопротивление, которое при последовательном подключении к входной цепи вместо R не будет влиять на входную цепь. Повторение приведенного выше анализа для выходной цепи. Из уравнения следует, что сопротивление при включении только в выходной цепи не меняет уравнения KVL.
18 Таким образом, не влияя на электрическую природу схемы, схему можно перерисовать a i1i1 RLR MO = R (Ai – 1) Ai R MI = R (1-A i) RSRS Amplifier i L VOVO + – Приблизительный h- эквивалентная схема параметра. h re – коэффициент усиления по обратному напряжению или обратный коэффициент усиления по напряжению.Для усилителя коэффициент усиления по напряжению велик, поэтому h re очень низкое для приближения, принимайте, что h re Vce равно нулю, или источник напряжения заменен коротким замыканием In h параметр эквивалентен внутреннему сопротивлению источника тока h fe ib для идеальных условий это бесконечность, так что это разомкнутая цепь
19 Пара Дарлингтона Обеспечивает гораздо больший выигрыш в цепи β = β 1 * β 2
Полоса пропускания усилителя
- Изучив этот раздел, вы должны уметь:
- Опишите факторы, влияющие на пропускную способность одноступенчатых усилителей с общим эмиттером.
- • Паразитная емкость и индуктивность в цепях и компонентах.
- • Произведение на коэффициент усиления и частоту среза f T .
- Опишите основные методы управления пропускной способностью
- • в усилителях AF.
- в усилителях RF.
Контроль пропускной способности
Любой усилитель в идеале должен иметь полосу пропускания, подходящую для диапазона частот, который он предназначен для усиления, слишком узкая полоса пропускания приведет к потере некоторых частот сигнала, слишком широкая полоса пропускания приведет к появлению нежелательных сигналов в случае например, в усилителе звука они будут включать низкочастотный гул и, возможно, механический шум, а на высоких частотах – слышимое шипение.
Компоненты переменного тока в усилителе с общим эмиттером
Схема усилителя с общим эмиттером класса A, показанная на рис. 1.4.1, имеет компоненты смещения постоянного тока, описанные в модуле 1.3, с добавленными компонентами переменного тока (конденсаторы C1 – C4), которые необходимы для использования с сигналом переменного тока, а также для достижения контроля над обоими. усиление и пропускная способность.
Рис. 1.4.1 Усилитель с общим эмиттером класса А.
Сигнал должен проходить через входные и выходные конденсаторы связи C1 и C2, когда он проходит от входа к выходу.Основная функция этих конденсаторов – обеспечить изоляцию постоянного тока от напряжений в предыдущих и последующих цепях. Однако, поскольку действие конденсаторов зависит от частоты, они также могут влиять на полосу пропускания усилителя.
C1 вместе с R1, R2 и входным сопротивлением транзистора образует фильтр верхних частот, а C1 обычно имеет довольно большое значение емкости, что делает угловую частоту фильтра очень низкой. Однако на частотах ниже этой точки коэффициент усиления усилителя будет уменьшен.
C2 будет действовать аналогичным образом с входным сопротивлением любой последующей цепи, также внося свой вклад в падение усиления на низких частотах.
Развязка эмиттера
Конденсатор развязки эмиттера C3, подключенный к резистору стабилизации эмиттера R 4 , предназначен для предотвращения появления на эмиттере любого сигнала переменного тока, который в противном случае действовал бы как отрицательная обратная связь, серьезно снижая коэффициент усиления усилителя. Относительно большое значение C3 почти полностью удаляет любой переменный ток из эмиттера, но он будет иметь некоторое реактивное сопротивление на самых низких частотах и, таким образом, позволит некоторым очень низкочастотным сигналам появляться на эмиттере (при условии, что эти частоты не были удалены с помощью действие C1 и C2, как описано выше), и хотя C3 способствует более высокому усилению на большей части полосы пропускания, усиление на очень низких частотах не может быть улучшено.
Значения C 1 , C 2 и C 3 поэтому выбраны так, чтобы обеспечить требуемое падение усиления на низкочастотном конце полосы пропускания.
Рис. 1.4.2 Емкость перехода.
Высокочастотные эффекты
На высоких частотах усиление усилителя имеет тенденцию до некоторой степени уменьшаться из-за наличия небольшого количества индуктивного реактивного сопротивления (которое увеличивается с увеличением частоты) в проводке и компонентах схемы, но в основном за счет паразитных емкостей.Это не обязательно распознаваемые компоненты конденсатора, но могут быть неизбежными емкостными эффектами в проводке схемы и самих компонентах.
И КМОП, и биполярные транзисторы обладают емкостью на переходах. Как показано на рис. 1.4.2, переходы база-коллектор и база-эмиттер биполярного транзистора фактически образуют очень маленькие конденсаторы из-за (изолирующих) обедняющих слоев по обе стороны от базы. На очень высоких частотах, обычно в сотнях МГц, эти крошечные «конденсаторы» будут формировать пути отрицательной обратной связи, подавая противофазные сигналы между коллектором и базой, а также синфазные сигналы через переход база-эмиттер.
Таким образом, каждый транзистор имеет ограничение на усиление по высокочастотному току, которое обычно указывается в технических данных транзисторов как частота среза f T . Это частота, на которой усиление тока слабого сигнала h fe падает до 1. Поскольку усиление начинает падать на 6 дБ на октаву (удвоение частоты) задолго до достижения f T , транзистор должен работать. на частотах значительно ниже f T . Из-за взаимосвязи между частотой и усилением в транзисторах, f T также обычно указывается как «произведение коэффициента усиления на полосу пропускания».
Паразитная емкость между плотно упакованной проводкой и компонентами может также снизить коэффициент усиления на высоких частотах, а также вызвать другие проблемы, такие как нестабильность и колебания, поэтому практический верхний предел работы усилителя зависит от ряда причин. Однако во многих практических схемах усилителей эти экстремально высокие пределы частоты не могут быть достигнуты; нет смысла разрабатывать усилитель, который имел бы заметное усиление на частотах выше, чем самая высокая требуемая частота сигнала.Это означало бы, что в этой области усилитель будет усиливать в основном высокочастотный шум (например, шипение в случае аудиоусилителя.
Звуковые гармоники
Однако ограничение высокой частоты около 20 кГц (теоретический предел человеческого слуха) предполагает, что сигналы, которые должны быть усилены, являются чистыми синусоидальными волнами; На практике существует компромисс между полосой пропускания, достаточно широкой для обработки всех требуемых сигналов, и достаточно низким пределом высоких частот для ограничения нежелательного шума.
Большинство аудиосигналов представляют собой сложные волны самых разных и постоянно меняющихся форм. Аудиосигналы представляют собой сложные волны переменного тока с основными частотами в диапазоне от 20 Гц до 20 кГц, а также с множеством высокочастотных гармоник. Чтобы сохранить исходную форму сигналов (т.е. не вносить искажений), важно, чтобы сохранились хотя бы некоторые из этих гармоник. Поэтому не рекомендуется резко обрезать высокие частоты на произвольных 20 кГц, а разрешить некоторое усиление явно неслышимых гармонических частот, что будет способствовать сложной форме слышимых волн, особенно там, где эти сигналы содержат внезапные изменения (быстрые переходные процессы), которые требуют наличия высокочастотных компонентов для сохранения формы волны.
Рис. 1.4.3 Формирование кривой звукового отклика.
Существует несколько способов гарантировать, что обрезание высоких частот происходит на соответствующей частоте, уменьшая шум и нестабильность, но сохраняя важные гармоники в аудиоусилителе. Одним из таких способов в многокаскадном усилителе является использование фильтра нижних частот в одном из каскадов усилителя. На рис. 1.4.1, например, C4 эффективно действует вместе с R3 как фильтр нижних частот (помните, что что касается сигналов переменного тока, верхний конец R3, подключенный к положительному источнику питания (+ Vcc), является в той же точке, что и земля), предотвращая усиление нежелательных высоких частот.Его действие заключается в ограничении ВЧ-усиления, как показано на рис. 1.4.3.
Настроенные ВЧ усилители
В схемах, предназначенных для усиления радиочастотных (RF) сигналов, нагрузочный резистор заменяется либо параллельным резонансным контуром LC (рис. 1.4.4a), либо керамическим или кристаллическим фильтром той или иной формы. Конструкция этих фильтров или значения L и C таковы, что цепь нагрузки резонирует и фактически становится высоким сопротивлением в центре усиленной полосы частот. Это может дать кривую частотной характеристики с резким пиком в узкой полосе частот, называемой полосой пропускания, при этом частоты выше и ниже этой полосы отклоняются.
В современных конструкциях использование керамических фильтров и фильтров на поверхностных акустических волнах (ПАВ) позволяет создавать конструкции с довольно сложными частотными характеристиками (рис. 1.4.4b), которые не требуют (как в случае LC-цепей) ручной настройки. Они обычно используются в таких системах, как сотовые телефоны, а также в аналоговых телевизионных приемниках, где звуковые и визуальные сигналы на разных частотах усиливаются в одном и том же усилителе с разной степенью. Отклик усилителя также разработан так, чтобы иметь низкий коэффициент усиления на определенных частотах, чтобы отклонять сигналы других передач по соседним каналам.
Рис. 1.4.4 (a и b) Кривые отклика ВЧ-усилителя
Верх страницы Поваренная книга по биполярным транзисторам– Часть 5
Два наиболее широко используемых типа схем транзисторных генераторов сигналов – это типы генераторов, которые генерируют синусоидальные волны и используют транзисторы в качестве линейных усилительных элементов, и типы мультивибраторов, которые генерируют квадратные или прямоугольные формы сигналов и используют транзисторы в качестве цифровых переключающих элементов.
В этом месячном выпуске описаны практические способы использования биполяров в линейном режиме для создания простых, но полезных схем генератора синусоидальной волны и белого шума.В выпуске в следующем месяце серии будут рассмотрены практические мультивибраторы схем генераторов биполярных сигналов.
ОСНОВЫ ОСЦИЛЛЯТОРА
Чтобы генерировать достаточно чистые синусоидальные волны, генератор должен удовлетворять двум основным конструктивным требованиям, как показано на Рис. 1 . Во-первых, выходной сигнал усилителя (A1) должен быть подан обратно на его вход через частотно-избирательную сеть (A2) таким образом, чтобы сумма фазовых сдвигов усилителя и цепи обратной связи равнялась нулю градусов (или 360 °) при желаемая частота колебаний, т.е.е., так что x ° + y ° = 0 ° (или 360 °). Таким образом, если усилитель генерирует сдвиг фазы на 180 ° между входом и выходом, частотно-избирательная сеть должна вносить дополнительный сдвиг фазы на 180 °.
РИСУНОК 1. Основная схема и условия, необходимые для генерации синусоидальной волны.
Второе требование состоит в том, что коэффициент усиления усилителя должен точно противодействовать потерям в цепи частотно-избирательной обратной связи на желаемой частоте колебаний, чтобы получить общий коэффициент усиления системы, равный единице, т.е.g., A1 x A2 = 1. Если коэффициент усиления меньше единицы, схема не будет колебаться, а если больше единицы, она будет перегружена и будет генерировать искаженные формы волны. Сеть частотно-избирательной обратной связи обычно состоит из C-R или L-C или кварцевого фильтра; практические схемы генератора, в которых используются частотно-избирательные фильтры C-R, обычно генерируют выходные частоты ниже 500 кГц; те, которые используют частотно-избирательные фильтры L-C, обычно генерируют выходные частоты выше 500 кГц; те, которые используют кварцевые фильтры, генерируют сверхточные частоты сигнала.
ОСЦИЛЛЯТОРЫ C-R
Простейшим синусоидальным генератором C-R является генератор с фазовым сдвигом, который обычно принимает базовую форму, как показано на Рис. 2 . Здесь три идентичных фильтра верхних частот C-R включены в каскад, чтобы создать фильтр третьего порядка, который вставлен между выходом и входом инвертирующего (сдвиг фазы на 180 °) усилителя; фильтр дает полный фазовый сдвиг 180 ° на частоте fo, равной примерно 1 / (14RC), поэтому полная схема имеет сдвиг контура на 360 ° при этом условии и колеблется на fo, если усилитель имеет достаточный коэффициент усиления (примерно x29), чтобы компенсировать потери в фильтре и, таким образом, получить средний коэффициент усиления контура, дробно превышающий единицу.
РИСУНОК 2. Фильтр верхних частот третьего порядка, используемый в качестве основы генератора с фазовым сдвигом.
Обратите внимание на Рисунок 2 , что каждый отдельный каскад фильтра верхних частот C-R имеет тенденцию пропускать высокочастотные сигналы, но отклоняет низкочастотные. Его выходной сигнал уменьшается на 3 дБ при частоте прерывания 1 / (2 RC) и падает на уровне 6 дБ / октаву, когда частота уменьшается ниже этого значения. Таким образом, базовый фильтр 1 кГц дает 12 дБ подавления сигнала 250 Гц и 20 дБ – сигнала 100 Гц.Фазовый угол выходного сигнала опережает входной и равен arctan 1 / (2fCR), или + 45 ° при fc. Каждая ступень C-R известна как фильтр первого порядка. Если несколько (n) таких фильтров подключены каскадом, результирующая схема называется фильтром «n-го порядка» и имеет крутизну, превышающую fc, равную (n x 6 дБ) / октаву.
На рис. 3 показана схема практического генератора с фазовым сдвигом 800 Гц, который может работать от любого источника постоянного тока в диапазоне от 9 до 18 В. Для первоначальной настройки схемы просто отрегулируйте RV1 так, чтобы схема генерировала достаточно чистый синусоидальный сигнал на выходе, как это видно на осциллографе – выходной уровень сигнала полностью регулируется с помощью RV2.
РИСУНОК 3. Генератор с фазовым сдвигом 800 Гц.
Основные недостатки простых генераторов с фазовым сдвигом типа Figure 3 заключаются в том, что они имеют довольно низкую внутреннюю стабильность усиления и их рабочую частоту нелегко сделать переменной. Гораздо более универсальный генератор C-R может быть построен с использованием мостовой сети Вина.
На рисунке 4 показаны основные элементы генератора моста Вина. Сеть Вина состоит из R1-C1 и R2-C2, значения которых сбалансированы так, что C1 = C2 = C, а R1 = R2 = R.Фазовые сдвиги этой сети отрицательны на низких частотах, положительны на высоких и равны нулю на центральной частоте 1 / (6,28CR), при которой сеть имеет коэффициент затухания, равный трем. Таким образом, сеть можно заставить колебаться, подключив неинвертирующий усилитель с высоким входным сопротивлением x3 между ее выходными и входными клеммами, как показано на схеме.
РИСУНОК 4. Базовая схема генератора Вина.
На рис. 5 показан простой генератор Вина с фиксированной частотой, в котором Q1 и Q2 подключены как усилители с общим эмиттером с низким коэффициентом усиления.Q2 дает коэффициент усиления по напряжению немного больше единицы и использует резистор цепи Вина R1 в качестве нагрузки коллектора, а Q1 представляет высокий входной импеданс на выходе сети Вина и имеет переменное усиление через RV1. Значения компонентов показывают, что цепь колеблется с частотой около 1 кГц – при использовании RV1 следует отрегулировать так, чтобы генерировалась слегка искаженная синусоидальная волна.
РИСУНОК 5. Практический генератор Вина 1 кГц.
На рисунке 6 показана улучшенная конструкция генератора Вина, потребляющая 1.8 мА от источника питания 9 В и имеет полностью регулируемую выходную амплитуду до 6 В от пика к пику через RV2. Q1-Q2 – это пара комплементарного общего эмиттера с прямой связью, обеспечивающая очень высокий входной импеданс для базы Q1, низкий выходной импеданс коллектора Q2 и неинвертированный коэффициент усиления по напряжению от x5,5 постоянного тока и от x1 до x5,5. AC (переменная через RV1). Красный светодиод генерирует 1,5 В с низким импедансом, которые поступают на базу Q1 через R2 и, следовательно, смещают выход Q2 до значения покоя + 5 В. Сеть Wien R1-C1 и R2-C2 подключена между выходом Q2 и входом Q1, и при использовании RV1 просто настраивается так, чтобы при просмотре выходного сигнала схемы на осциллографе генерировалась стабильная и визуально чистая форма сигнала.В этом случае амплитуда колебаний ограничена на уровне примерно 6 В от пика до пика из-за начала ограничения положительного пика, когда усилитель начинает работать в режиме насыщения. Если RV1 тщательно отрегулирован, это ограничение может быть уменьшено до почти незаметного уровня, что позволяет генерировать синусоидальные волны хорошего качества с коэффициентом нелинейных искажений менее 0,5%.
РИСУНОК 6. Мостовой синусоидальный генератор Вина 1 кГц с выходом переменной амплитуды.
Схема , рис. 6, может быть изменена для работы в ограниченном диапазоне частот с переменной частотой, уменьшив значения R1 и R2 до 4.7 кОм и соединить их последовательно с объединенными переменными резисторами 10 кОм. Обратите внимание, однако, что генераторы Вина с переменной частотой лучше всего строить с использованием операционных усилителей или других линейных микросхем в сочетании с системами обратной связи с автоматическим регулированием усиления, используя различные стандартные схемы этого типа, которые были опубликованы в предыдущих выпусках этого журнала. .
ОСЦИЛЛЯТОРЫ L-C
Синусоидальные генераторыC-R обычно генерируют сигналы в диапазоне от 5 Гц до 500 кГц. Генераторы L-C обычно генерируют их в диапазоне от 5 кГц до 500 МГц и состоят из частотно-избирательной цепи L-C, которая подключена к петле обратной связи усилителя.
Самым простым генератором на L-C транзисторах является генератор обратной связи с настроенным коллектором, показанный на рис. 7 . Q1 подключен как усилитель с общим эмиттером, с базовым смещением, обеспечиваемым через R1-R2, и с эмиттерным резистором R3, развязанным по переменному току через C2. L1-C1 формирует настроенную коллекторную цепь, а обратная связь коллектор-база обеспечивается через L2, который индуктивно связан с L1 и обеспечивает действие трансформатора. Выбирая фазу этого сигнала обратной связи, можно сделать так, чтобы схема давала нулевой сдвиг фазы контура на настроенной частоте, так что она колеблется, если коэффициент усиления контура (определяемый отношением витков T1) больше единицы.
РИСУНОК 7. Настроенный коллекторный осциллятор обратной связи.
Особенностью любой настроенной цепи L-C является то, что фазовое соотношение между ее током включения и индуцированным напряжением изменяется от -90 ° до + 90 ° и равно нулю на центральной частоте, определяемой как f = 1 / (2 LC). Таким образом, схема (рис. 7) дает нулевой общий фазовый сдвиг и колеблется на этой центральной частоте. С показанными значениями компонентов частота может быть изменена от 1 МГц до 2 МГц через C1.Эта базовая схема может быть спроектирована для работы на частотах от нескольких десятков Гц с использованием многослойного трансформатора с железным сердечником до десятков или сотен МГц с использованием радиочастотных технологий.
ИЗМЕНЕНИЯ ЦЕПИ
Рисунок 8 показывает простой вариант конструкции Рисунок 7 – осциллятор Хартли. Его коллекторная нагрузка L1 отводится примерно на 20% вниз от его верха, и положительная шина питания подсоединяется к этой точке; Таким образом, L1 обеспечивает действие автотрансформатора, в котором напряжение сигнала наверху L1 сдвинуто по фазе на 180 ° с напряжением на его нижнем (коллектор Q1) конце.Сигнал с верхней части катушки подается на базу Q1 через C2, и, таким образом, схема колеблется с частотой, установленной значениями L-C.
РИСУНОК 8. Базовый генератор Хартли.
Обратите внимание на приведенное выше описание, что действие генератора зависит от некоторого вида точки отвода общего сигнала, выполненной в настроенной цепи, так что достигается действие автотрансформатора с разделением фаз. Эта точка ответвления не обязательно должна быть превращена в настоящую катушку настройки, но может быть преобразована в конденсатор настройки, как в схеме генератора Колпитца, показанной на , рис. 9, .С показанными значениями компонентов эта конкретная схема колеблется примерно на 37 кГц.
РИСУНОК 9. Генератор Колпитца 37 кГц.
Модификация конструкции Колпитта, известная как осциллятор Клаппа или Гурье, показана на рис. 10 . C3 соединен последовательно с L1 и имеет небольшое значение по сравнению с C1 и C2. Следовательно, резонансная частота схемы устанавливается в основном L1 и C3 и почти не зависит от изменений емкости транзисторов и т. Д.Таким образом, схема обеспечивает отличную стабильность частоты. При показанных значениях компонентов он колеблется с частотой около 80 кГц.
РИСУНОК 10. Генератор Гурье или Клаппа, 80 кГц.
На рисунке 11 показан генератор Рейнарца, в котором катушка настройки имеет три индуктивно связанных обмотки. Положительная обратная связь достигается путем соединения сигналов коллектора и эмиттера транзистора через обмотки L1 и L2. Обе эти индуктивности подключены к L3, и цепь колеблется с частотой, определяемой L3-C1.На диаграмме показаны типичные отношения витков катушки для цепи, колеблющейся с частотой несколько сотен кГц.
РИСУНОК 11. Базовый генератор Рейнарца.
Наконец, На рисунках 12, и , 13, показаны версии осцилляторов Хартли и Колпитца с эмиттерным повторителем. В этих схемах транзисторы и настроенные схемы L1-C1 дают нулевой фазовый сдвиг на частоте колебаний, а настроенная схема дает усиление по напряжению, необходимое для обеспечения колебаний.
РИСУНОК 12. Версия генератора Хартли с эмиттерным повторителем.
РИСУНОК 13. Версия генератора Колпитца с эмиттерным повторителем.
МОДУЛЯЦИЯ
Цепи генератора L-C на рис. 7 , – 13 можно легко модифицировать для получения модулированных (AM или FM), а не непрерывных (CW) выходных сигналов. Рисунок 14 , например, показывает схему Рисунок 7 , модифицированную для работы в качестве генератора частоты биений (BFO) 456 кГц с функцией амплитудной модуляции (AM).Стандартный транзисторный трансформатор промежуточной частоты 465 кГц (T1) используется в качестве настраиваемой схемы L-C, а внешний сигнал AF может подаваться на эмиттер Q1 через C2, таким образом эффективно модулируя напряжение питания Q1 и тем самым модулируя амплитуду несущего сигнала 465 кГц. Схема может использоваться для создания глубины модуляции примерно до 40%. C1 имеет низкий импеданс для несущей 465 кГц, но высокий импеданс для сигнала модуляции AF.
РИСУНОК 14. BFO 465 кГц с функцией AM.
На рис. 15 показана приведенная выше схема, модифицированная для обеспечения возможности частотной модуляции (ЧМ) вместе с настройкой варактора через RV1. Кремниевый диод 1N4001 D1 используется в качестве недорогого варакторного диода, который при обратном смещении (как неотъемлемая часть его основного действия кремниевого диода) по своей сути демонстрирует емкость (в несколько десятков пФ), которая уменьшается с приложенным обратным напряжением. D1 и блокирующий конденсатор C2 подключены последовательно и эффективно подключены через настроенную схему T1 (поскольку шины питания схемы закорочены вместе, что касается сигналов переменного тока).
РИСУНОК 15. BFO 465 кГц с варакторной настройкой и функцией FM.
Следовательно, центральная частота генератора может быть изменена путем изменения емкости D1 через RV1, а FM-сигналы могут быть получены путем подачи сигнала модуляции AF на D1 через C3 и R4.
КРИСТАЛЛИЧЕСКИЕ ОСЦИЛЛЯТОРЫ
Генераторыс кварцевым управлением обеспечивают превосходную точность и стабильность частоты. Кристаллы кварца имеют типичные значения добротности около 100 000 и обеспечивают примерно в 1000 раз большую стабильность, чем обычная схема с регулировкой L-C.Их рабочая частота (которая может варьироваться от нескольких кГц до 100 МГц) определяется механическими размерами кристалла, который можно разрезать для обеспечения последовательной или параллельной резонансной работы. Устройства с последовательным режимом демонстрируют низкий импеданс в резонансе – устройства с параллельным режимом демонстрируют высокий импеданс в резонансе.
На рисунке 16 показан кварцевый генератор с широким диапазоном, предназначенный для использования с кристаллом параллельного режима. Фактически это схема генератора Пирса, и ее можно использовать практически с любым исправным кристаллом параллельного режима от 100 кГц до 5 МГц без необходимости модификации схемы.
РИСУНОК 16. Широкодиапазонный генератор Пирса использует кристалл параллельного режима.
В качестве альтернативы, На рис. 17 показан генератор Колпитца 100 кГц, предназначенный для использования с кристаллом последовательного режима. Обратите внимание, что настроенная схема L1-C1-C2 предназначена для резонанса на той же частоте, что и кристалл, и что значения ее компонентов должны быть изменены, если используются другие частоты кристалла.
РИСУНОК 17. Генератор Колпитца 100 кГц использует кристалл последовательного режима.
Наконец, На рис. 18 показан исключительно полезный двухтранзисторный генератор, который можно использовать с любым последовательно-резонансным кристаллом от 50 кГц до 10 МГц. Q1 подключен как усилитель с общей базой, а Q2 – как эмиттерный повторитель, а выходной сигнал (от эмиттера Q2) подается обратно на вход (эмиттер Q1) через C2 и последовательно-резонансный кристалл. Эта превосходная схема будет колебаться с любым кристаллом, показывающим малейшие признаки жизни.
РИСУНОК 18. Генератор с широким диапазоном (50 кГц – 10 МГц) может использоваться практически с любым кристаллом последовательного режима.
БЕЛЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ШУМА
Одна полезная линейная, но несинусоидальная форма волны известна как белый шум, который содержит полный спектр случайно сгенерированных частот, каждая из которых имеет одинаковую среднюю мощность при усреднении за единицу времени. Белый шум имеет важное значение при тестировании усилителей AF и RF и широко используется в системах звуковых генераторов со спецэффектами.
На рисунке 19 показан простой генератор белого шума, который основан на том факте, что все стабилитроны генерируют значительный белый шум при работе с низким током.R2 и ZD1 подключены в петле отрицательной обратной связи между коллектором и базой усилителя с общим эмиттером Q1, таким образом стабилизируя рабочие уровни постоянного тока схемы, а петля развязана по переменному току через C1. Таким образом, ZD1 действует как источник белого шума, который соединен последовательно с базой Q1, который усиливает шум до полезного уровня примерно 1,0 В, от пика до пика. В этой схеме можно использовать любой стабилитрон от 5,6 до 12 В.
РИСУНОК 19. Генератор белого шума на транзисторе-стабилитроне.
РИСУНОК 20. Двухтранзисторный генератор белого шума.
Рисунок 20 представляет собой простую вариацию вышеупомянутой конструкции с обратносмещенным переходом база-эмиттер транзистора 2N3904 (который «стабилитрон» составляет около 6 В), используемым в качестве генерирующего шум стабилитрона. NV
Гибкие низковольтные высокочастотные органические тонкопленочные транзисторы
Abstract
Основным стимулом для развития органических тонкопленочных транзисторов (TFT) за последние несколько десятилетий была перспектива применения электроники на нетрадиционных подложках, требующих низких -температурная обработка.Ключевым требованием для многих таких приложений является высокочастотное переключение или усиление при низких рабочих напряжениях, обеспечиваемых литий-ионными батареями (~ 3 В). Однако на сегодняшний день большинство технологий органических TFT демонстрируют ограниченные динамические характеристики, если не применяются высокие рабочие напряжения для уменьшения высоких контактных сопротивлений и больших паразитных емкостей. Здесь мы представляем гибкие низковольтные органические TFT с рекордными статическими и динамическими характеристиками, включая контактное сопротивление всего 10 Ом · см, отношение тока включения / выключения до 10 10 , подпороговое колебание всего 59 мВ / декаду. , задержки сигнала менее 80 нс в инверторах и кольцевых генераторах и транзитные частоты до 21 МГц, при этом используется инвертированная компланарная структура TFT, которая может быть легко адаптирована к стандартным отраслевым литографическим методам.
ВВЕДЕНИЕ
Гибкая электроника ( 1 – 3 ) в настоящее время является отраслью с оборотом 20 миллиардов долларов в год, что в основном обусловлено недавней тенденцией производства дисплеев для смартфонов с активной матрицей на органических светодиодах (AMOLED) на полиимиде. подложки. Из 600 миллионов дисплеев AMOLED, произведенных в 2018 году, примерно 60% были изготовлены из полиимида, а не из стекла, и эта доля, по прогнозам, будет расти ( 4 ). Среди многих проблем, связанных с этим переходом, было снижение рабочей температуры технологии тонкопленочных транзисторов (TFT) на основе низкотемпературного поликристаллического кремния (LTPS) с 550 ° до 450 ° C, чтобы сделать его совместимым с полиимидными подложками без ущерба для Характеристики TFT ( 5 ).Дальнейшее продвижение к полностью изгибаемым и сворачиваемым дисплеям с активной матрицей на более широком спектре полимерных подложек стимулировало поиск альтернативной технологии TFT, которая имеет процесс с более низким тепловым бюджетом по сравнению с LTPS. ТПТ из аморфного оксида металла, например, на основе оксида индия-галлия-цинка (IGZO), уже добились определенного рыночного успеха и обычно превосходят органические TFT с точки зрения подвижности носителей заряда и динамических характеристик. Однако часто все же требуются технологические температуры выше 150 ° C, тогда как органические TFT часто можно изготавливать при температурах ниже 100 ° C ( 6 ).Наиболее важной проблемой, препятствующей внедрению органических TFT в высокочастотные низковольтные приложения, такие как мобильные AMOLED-дисплеи, является то, что контактное сопротивление между контактами истока и стока и органическим полупроводником ( R C ) часто очень велико. высокий по сравнению с IGZO и LTPS TFT ( 7 ). Основная причина того, что малое контактное сопротивление настолько критично для высокочастотных приложений TFT, заключается в том, что по мере уменьшения длины канала ( L ) для увеличения максимальной рабочей частоты TFT переходит в режим ограничения контакта, при котором контактное сопротивление составляет значительная часть общего сопротивления TFT.Это фактически сводит на нет любые потенциальные преимущества, например, увеличения собственной подвижности носителей (μ 0 ) в канале из органических полупроводников. Нормированные по ширине канала контактные сопротивления ( R C W ) органических TFT обычно находятся в диапазоне от 10 2 до 10 5 Ом · см. Несколько факторов влияют на контактное сопротивление, включая архитектуру TFT ( 8 – 12 ), морфологию полупроводниковой тонкой пленки на границе контакта ( 9 , 13 ) и барьер для инжекции энергии, возникающий из-за несовпадение работы выхода контактного металла и уровней переноса органических полупроводников.Часто наблюдаются эффективные высоты барьера в несколько 100 мэВ или более ( 8 , 14 ). Несмотря на значительные усилия по улучшению инжекции заряда в органических TFT с помощью различных методов за последние 20 лет, только несколько отчетов показали контактное сопротивление ниже 100 Ом · см (рис. 1D). За исключением полимерных TFT с электролитным затвором, представленных Braga et al. ( 15 ) (обозначено звездочкой на рис. 1D), самое низкое контактное сопротивление, зарегистрированное для органических тонкопленочных транзисторов (29 Ом · см), было достигнуто в инвертированных копланарных тонкопленочных транзисторах с использованием очень тонкого диэлектрика затвора и золотого источника и контакты стока, модифицированные хемосорбированным слоем пентафторбензолтиола (ПФБТ) ( 12 ).Улучшение контактного сопротивления по сравнению с сопоставимыми перевернутыми шахматными транзисторами (56 Ом · см) было связано, в первую очередь, с более сильным влиянием электрического поля, создаваемого приложенными потенциалами в компланарной архитектуре устройства ( 11 ). Наименьшее контактное сопротивление, зарегистрированное для расположенных в шахматном порядке органических TFT (46,9 Ом · см), было достигнуто при использовании двухслойных высококристаллических монослоев органических полупроводников в сочетании с контактным легированием с использованием 2,3,5,6-тетрафтор-7,7,8,8 -тетрацианохинодиметан (F 4 -TCNQ) ( 16 ).Оба этих результата, хотя и представляют собой существенный прогресс в поисках низкого контактного сопротивления в органических TFT, все же по крайней мере на порядок больше по сравнению с IGZO TFT ( 17 ) и на несколько порядков по сравнению с кремниевыми транзисторами ( 18 ).
Рис. 1 Гибкие органические транзисторы с малым контактным сопротивлением и высокочастотными характеристиками.( A ) Фотография органических TFT и схем, изготовленных при максимальной температуре процесса 100 ° C на гибкой прозрачной подложке PEN.( B ) Схематическое сечение TFT и химических структур органических материалов, используемых при их производстве: n- тетрадецилфосфоновая кислота (TDPA), используемая для самоорганизующегося монослоя (SAM) в гибридном затворе оксида алюминия / SAM диэлектрик, PFBT, используемый для обработки золотых контактов истока и стока для уменьшения контактного сопротивления, а также низкомолекулярные органические полупроводники DPh-DNTT и C 10 -DNTT. ( C ) Фотография тонкопленочного транзистора, имеющего длину канала 8 мкм, полное перекрытие затвор-контакт 4 мкм и ширину канала 200 мкм.( D ) Обзор литературы по нормированному по ширине контактному сопротивлению ( R C W ) в органических TFT. Пунктирные линии на 10 2 и 10 5 Ом · см показывают типичный диапазон контактных сопротивлений, указанных для органических TFT. ( E ) Обзор литературы по задержке распространения сигнала на каскад (τ) кольцевых генераторов на основе органических TFT в зависимости от напряжения питания. ( F ) Обзор литературы о наивысших нормированных по напряжению транзитных частотах ( f T / V ) органических TFT, изготовленных на жестких и гибких подложках.Сплошные горизонтальные линии показывают нормированные по напряжению транзитные частоты LTPS TFT, используемых в дисплеях смартфонов, и современных низкотемпературных IGZO TFT; пунктирная линия указывает приблизительно минимальные требования к мобильным дисплеям (3 МГц V -1 ). Ссылки см. В таблице S1. (A и C) Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка.
Здесь мы дополнительно демонстрируем возможности нашего ранее описанного метода изготовления низковольтных органических TFT с рекордно низким контактным сопротивлением ( 12 ) для улучшения статических и динамических характеристик как отдельных TFT, так и схем.Тонкопленочные транзисторы и схемы были изготовлены на листах гибкого полиэтиленнафталата (PEN) с использованием кремниевых трафаретных масок высокого разрешения (см. Рис. 1, от A до C) для создания рисунка на всех слоях устройства ( 19 – 21 ). Низкомолекулярные органические полупроводники 2,9-дидецил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (C 10 -DNTT) или 2,9- дифенил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (DPh-DNTT) использовался в качестве активного слоя ( 22 ). Анализ передаточных характеристик тонкопленочных транзисторов в линейном режиме работы методом линии передачи (TLM) показывает нормированное по ширине контактное сопротивление 35 Ом · см, что полностью согласуется с нашим предыдущим отчетом для аналогичным образом изготовленных транзисторов ( 12 ).Комбинируя это низкое контактное сопротивление с небольшой длиной канала и малым перекрытием затвор-контакт, TFT и схемы демонстрируют рекордные статические и динамические характеристики по нескольким параметрам. ТПТ показывают соотношение тока включения / выключения до 10 10 и подпороговые колебания до (59 ± 2) мВ / декаду, в пределах погрешности измерения теоретического предела 58,6 мВ / декаду при температуре, при которой проводились измерения. проведено (292 К). Инверторы со смещенной нагрузкой переключаются с постоянной времени нарастания и спада 19 и 56 нс соответственно.11-каскадный кольцевой генератор работает с задержкой распространения сигнала на каскад 79 нс при напряжении питания 4,4 В. Динамические характеристики отдельных TFT, включая частоту единичного тока усиления (транзита), были измерены с использованием двухпортовой сети. анализ набора TFT, работающих в режиме насыщения. Путем анализа зависимости частоты пролета от длины канала было определено нормированное по ширине контактное сопротивление (10 ± 2) Ом · см; Тот факт, что это значение меньше контактного сопротивления, определенного ТЛМ в линейном режиме, связано с неомической природой контактного сопротивления.Наконец, частота прохождения до 21 МГц была измерена при напряжениях затвор-исток и сток-исток -3 В, что соответствует рекордной нормированной по напряжению частоте прохождения 7 МГц / В. Эти характеристики представляют собой важное доказательство концепций разработки маломощных гибких схем с использованием органических TFT и приложений в гибких дисплеях AMOLED ( 23 – 25 ). Обзор литературы и сравнение с нашими результатами представлены для контактного сопротивления, задержки каскада кольцевого генератора и нормализованной по напряжению переходной частоты на рис.1 (от D до F).
РЕЗУЛЬТАТЫ И ИХ ОБСУЖДЕНИЕ
Статическая производительность TFT
Статические рабочие характеристики TFT DPh-DNTT, изготовленных на гибких подложках PEN, суммированы на рисунке 2. На рисунке 2A показаны характеристики передачи DPh-DNTT TFT с длиной канала 8 мкм, полное перекрытие затвор-контакт ( L ov, всего = L ov, GS + L ov, GD ) 4 мкм и ширина канала 200 мкм . Передаточные кривые показывают незначительный гистерезис и ток утечки затвора менее 10 пА в диапазоне измерения напряжения затвор-исток ( В, GS ).При измерении в режиме насыщения, т. Е. При напряжении сток-исток -2 В, ток стока показывает почти идеальную квадратичную зависимость от напряжения перегрузки затвора (разницы между напряжением затвор-исток и пороговым напряжением), отношение тока включения / выключения составляет 10 10 , а эффективная подвижность носителей, практически не зависящая от напряжения затвора (μ eff ), составляет ~ 3,6 см 2 В −1 с −1 (см. рис. 2B ). Подпороговое колебание определяется как (59 ± 2) мВ / декаду путем подбора экспоненциальной области тока стока между В GS = -0.5 В и −0,8 В (см. Рис. 2C). Отметим, что для температуры измерения 292 K это находится в пределах погрешности измерения теоретического минимума (58,6 мВ / декаду), заданного как ln (10) kT / q , где k – постоянная Больцмана, а q – элементарный заряд. Выходные характеристики показывают ожидаемое линейное поведение и поведение насыщения (см. Рис. 2D). Воспроизводимость процесса изготовления показана на рис. S2, где измерены передаточные характеристики 10 номинально идентичных TFT DPh-DNTT с длиной канала 1.Показаны 5 мкм. На рисунке S3 показано сравнение передаточных и выходных характеристик TFT на основе DPh-DNTT и C 10 -DNTT, иллюстрирующее тот факт, что аналогичные характеристики TFT могут быть получены с несколькими полупроводниками.
Рис. 2 Статические характеристики транзистора.( A ) Измеренные характеристики передачи DPh-DNTT TFT, изготовленного на подложке из PEN, имеющей длину канала ( L ) 8 мкм, полное перекрытие затвор-контакт ( L ov, всего = L ov, GS + L ov, DS ) 4 мкм и шириной канала ( W ) 200 мкм.( B ) Корень квадратный из абсолютного тока стока и эффективной подвижности носителей заряда (μ eff ), вычисленных на основе передаточных характеристик, измеренных при напряжении сток-исток ( В DS ), равном −2 В как функция напряжения затвор-исток ( В GS ). Синяя пунктирная линия указывает на идеальную квадратичную зависимость тока стока в режиме насыщения от напряжения перегрузки затвора ( В GS -V th ).( C ) Извлечение подпорогового колебания ( SS ) из прямой и обратной разверток передаточных кривых. Среднее подпороговое колебание (59 ± 2) мВ / декаду находится в пределах погрешности измерения предела, установленного тепловым напряжением при температуре измерения ( T ) 292 К. Пороговое напряжение ( В th ), определяемое здесь как напряжение затвор-исток, при котором ток стока составляет 100 пА, составляет (-0,75 ± 0,01) В. ( D ) Измеренные выходные характеристики того же TFT.( E ) TLM-анализ линейных передаточных характеристик гибких DPh-DNTT TFT с длиной канала от 1 до 10,5 мкм для четырех различных напряжений затвора-овердрайва. ( F ) Нормированное по ширине канала контактное сопротивление ( R C W ) и собственная подвижность канала (µ 0 ), извлеченные из анализа TLM и нанесенные на график как функция напряжения перегрузки затвора.
TLM-анализ передаточных характеристик транзисторов DPh-DNTT TFT с шириной канала 50 мкм и длиной канала от 1.0-10,5 мкм в линейном режиме показывает нормированное по ширине контактное сопротивление 35 Ом · см и собственную подвижность канала (μ 0 ) 4,3 см 2 В -1 с -1 на затворе – повышающее напряжение -2,5 В (см. рис. 2, E и F). Эти результаты аналогичны результатам в нашем предыдущем отчете ( 12 ), что подтверждает хорошую воспроизводимость процесса изготовления.
Статические и динамические характеристики схемы
Рабочие характеристики инвертора на основе транзисторов DPh-DNTT и 11-ступенчатого кольцевого генератора на основе тонкопленочных транзисторов C 10 -DNTT, изготовленных на гибких подложках PEN, приведены на рис. .3 и 4 соответственно. Критические размеры TFT идентичны в обеих схемах (длина канала, 1 мкм; полное перекрытие затвор-контакт, 4 мкм), и в обеих схемах используется конструкция со смещенной нагрузкой ( 26 ). Преимущество этой конструкции по сравнению с конструкциями с одной шиной питания состоит в том, что напряжение затвор-исток нагрузочного TFT можно постоянно поддерживать выше порогового напряжения, что способствует более быстрой разрядке выходного узла через нагрузочный TFT, когда выходной узел переключается из высокого состояния (выходное напряжение около напряжения питания) в низкое состояние (выходное напряжение около 0 В).В результате характерное время спада и, следовательно, общая задержка переключения цепей со смещенной нагрузкой может быть меньше, чем у униполярных цепей без такого дополнительного источника питания. Дополнительным преимуществом конструкции со смещенной нагрузкой является то, что она создает возможность настраивать напряжение отключения (то есть входное напряжение, при котором происходит переход на выходе) независимо от напряжения питания. Чтобы проиллюстрировать это, на рис. 3 (A и B) мы показываем передаточные кривые инвертора. На фиг. 3A передаточная кривая измерена для напряжения питания ( В, DD ), равного 2 В, и напряжения смещения ( В, , , смещение, ), равного -1 В, т.е.е., с нагрузкой TFT, смещенной немного выше порогового напряжения. На рисунке 3B показаны передаточные кривые того же инвертора, измеренные для напряжения питания 1 В и напряжения смещения в диапазоне от -1 до 0 В, демонстрируя, что напряжение отключения (обозначенное на рисунке 3B светлыми кружками) можно настраивать в диапазоне примерно 15% от напряжения питания.
Рис. 3 Статические и динамические характеристики инвертора.( A ) Статические передаточные характеристики инвертора на основе двух DPh-DNTT TFT в схеме смещения нагрузки, изготовленной на гибкой подложке PEN для напряжения питания ( В DD ) 2 В и напряжения смещения ( V bia s ) -1 В.Тонкопленочные транзисторы имеют длину канала ( L ) 1 мкм и полное перекрытие затвор-контакт 4 мкм. На вставках представлена принципиальная схема и фотография инвертора. Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка. ( B ) Статические передаточные характеристики того же инвертора для напряжений смещения в диапазоне от -1 до 0 В. Белые кружки указывают напряжение отключения. ( C ) Динамические характеристики инвертора в ответ на прямоугольный входной сигнал с частотой 2 МГц, скважностью 50% и амплитудой 2.5 В. Характерные постоянные времени нарастания и спада задержек переключения (τ нарастание , τ падение ) были определены путем подгонки простых экспоненциальных функций к измеренной форме выходного сигнала. ( D ) Константы времени нарастания и спада, измеренные для напряжений питания ( В DD ) 1,5, 2,0 и 2,5 В. Амплитуда прямоугольного входного сигнала была идентична напряжению питания и составляла В. смещение = −V DD для каждого измерения.
Рис. 4 Характеристики динамической схемы.( A ) Принципиальная схема и фотография 11-каскадного кольцевого генератора на основе инверторов со смещенной нагрузкой, изготовленных на основе PEN. Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка. ( B ) СЭМ-микрофотография области канала отдельного C 10 -DNTT TFT в кольцевом генераторе. Все TFT в схеме имеют длину канала ( L ) 1 мкм и полное перекрытие затвор-контакт ( L ov, всего ) 4 мкм.( C ) Измеренный выходной сигнал кольцевого генератора, работающего с напряжением питания ( В, DD ), равным 4,4 В. Задержка распространения сигнала на каскад (τ) 79 нс определяется путем подгонки синусоидальной волны к выходной сигнал. ( D ) Задержка ступени и эквивалентная частота ( f экв = 1 / 2τ) в зависимости от напряжения питания.
Динамические характеристики инвертора оценивались путем подачи прямоугольного входного сигнала с частотой ( f ) 2 МГц и амплитудой ( В, в ), равной 1.5, 2,0 или 2,5 В (и регулировка напряжения питания и напряжения смещения так, чтобы В DD = – В смещение = В в для всех измерений). Характерные постоянные времени нарастания и спада (τ подъем и τ спада ) событий переключения были определены путем подгонки простых экспоненциальных функций к измеренным переходам выходного напряжения. Наименьшие постоянные времени (19 и 56 нс) наблюдались при напряжении питания 2,5 В (см. Рис.3С). Зависимость постоянных времени от напряжения питания показана на рис. 3D.
Результаты 11-ступенчатого кольцевого генератора на основе C 10 -DNTT TFT приведены на рис. 4. На рис. 4 (от A до C) показаны схема и фотография схемы, сканирующая электронная микроскопия (SEM ) изображение области канала одного из TFT и измеренный выходной сигнал кольцевого генератора. Задержка распространения сигнала (τ), которая была определена путем подгонки синусоидальной волны к измеренному выходному сигналу, составляет 143 нс на каскад при напряжении питания 1.6 В и 79 нс на каскад для напряжения питания 4,4 В (см. Рис. 4D). Это наименьшая на сегодняшний день задержка сигнала для кольцевого генератора на основе органических транзисторов TFT при напряжении питания менее 50 В (см. Рис. 1E) ( 27 ). По задержке распространения сигнала можно вычислить эквивалентную частоту ( f eq = 1 / 2τ), которая дает оценку средней частоты, с которой TFT переключаются в кольцевом генераторе, и которая может использоваться для приближения транзитная частота TFT ( f T ) с точностью примерно до 2 ( 7 ).Для напряжения питания 4,4 В мы получаем эквивалентную частоту 6,3 МГц, соответствующую нормированной по напряжению питания эквивалентной частоте 1,4 МГц V -1 .
Анализ двухпортовой сети
Хотя динамические характеристики кольцевого генератора позволяют измерить среднюю частоту переключения TFT, используемых в схеме, более подробную информацию о динамических свойствах отдельных TFT можно получить с помощью двухпортового сетевой анализ ( 2 ).В частности, измерения параметра рассеяния (параметр S ) привлекательны тем, что позволяют однозначно оценивать высокочастотные характеристики органических TFT ( 28 , 29 ). Эти измерения могут, например, обеспечить доступ к различным вкладам в общую емкость затвора ( C G ) путем преобразования параметров S в параметры полной проводимости ( Y ) ( 30 ) и измерения частота отсечки (или прохождения) единичного тока усиления ( f T ) отдельных TFT ( 28 ).Используя этот метод, мы выполнили подробные динамические характеристики TFT DPh-DNTT с длиной канала от 0,6 до 10,5 мкм, полным перекрытием затвор-контакт 10 мкм и шириной канала 100 мкм (см. Рис. 5A). Все измерения проводились с постоянными напряжениями затвор-исток и сток-исток, равными -3 В, с наложением небольшой амплитудной составляющей (см. Рис. 5B). Чтобы оценить высокочастотные характеристики диэлектрика затвора, мы оценили емкость затвор-сток ( C GD ) по параметрам Y , отметив, что в условиях насыщения | Y 21 | = 2π fC GD по модели Мейера (см.рис.5C) ( 2 , 31 ). Во всех TFT, которые были измерены, нормированная по площади емкость затвор-сток оказалась постоянной с частотой (с уменьшением менее чем на 20% до максимальной частоты измерения 200 МГц) и близко соответствует значению, ожидаемому для единица площади затвор-диэлектрическая емкость ( C diel ) 0,7 мкФ см −2 ( 31 ).
Рис. 5 Двухпортовый сетевой анализ гибких органических транзисторов.( A ) Фотография органического TFT, предназначенного для анализа двухпортовой сети, изготовленного на подложке PEN. Все рассматриваемые здесь TFT имеют полное перекрытие затвор-контакт ( L ov, всего ) 10 мкм и ширину канала ( W ) 100 мкм. Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка. ( B ) Принципиальная схема двухпортовой сети с TFT в качестве тестируемого устройства. ( C ) Дренажный компонент общей емкости затвора ( C GD ), нормированный на площадь перекрытия затвор-сток ( WL ov, GD ) и нанесенный на график как функция частоты измерения ( f ) для всех TFT в двухпортовом сетевом анализе.Емкость затвор-сток C GD была рассчитана из измеренных параметров полной проводимости (| Y 21 | = 2π fC GD ). ( D ) Величина коэффициента усиления по току слабого сигнала (| h 21 |) TFT с длиной канала ( L ) в диапазоне от 0,7 до 10,5 мкм и с номинально идентичными затвор-исток и затвор перекрытия со стоком ( L ov, GS = L ov, GD ) в зависимости от частоты измерения.Частоты прохождения ( f T ) определяются как частота, на которой | ч 21 | = 0 дБ (красная линия). ( E ) Транзитная частота ( f T ) в зависимости от длины канала ( L ). Красная линия соответствует уравнению. 1 к данным измерений (синие кружки), что дает нормированное по ширине контактное сопротивление ( R C W ), равное (10 ± 2) Ом · см, и собственную подвижность канала (μ 0 ), равную ( 6 ± 1) см 2 V −1 с −1 .( F ) СЭМ-микрофотография области канала асимметричного DPh-DNTT TFT с длиной канала ( L ) 0,6 мкм, перекрытием затвор-исток ( L ov, GS ) 1,7 мкм и перекрытие затвор-сток ( L ov, GD ) 8,3 мкм. ( G ) Измеренное усиление тока слабого сигнала (| h 21 |) того же TFT, построенное как функция частоты измерения, что указывает на частоту прохождения ( f T ) 21 МГц.( H ) Измеренные передаточные характеристики и крутизна ( g m ) в зависимости от напряжения затвор-исток того же TFT.
Чтобы получить частоту прохождения ( f T ), параметры S были использованы для расчета гибридного параметра, соответствующего усилению тока слабого сигнала (| h 21 | = | i D | / | i G |) (см. Рис.5, D и G).На рис. 5D, поскольку перекрытия затвор-контакт были приблизительно эквивалентными для всех TFT, можно было определить частоту прохождения непосредственно как частоту, на которой | ч 21 | = 0 дБ. Частоты прохождения, определенные для этого набора TFT, находились в диапазоне от 17,8 МГц для канала длиной 0,7 мкм до 0,7 МГц для длины канала 10,5 мкм. Зависимость частоты прохождения от длины канала ( L ), нормированного по ширине контактного сопротивления ( R C W ) и собственной подвижности канала (μ 0 ) определяется как (см. сечение S1) fT = μ0 (VGS − Vth) 2π (L + 12μ0CdielRCW (VGS − Vth)) (Lov, total + 23L) (1)
Так как диэлектрическая емкость затвора единичной площади ( C diel ) и полное перекрытие затвор-контакт ( L ov, всего ) номинально идентичны для всех рассматриваемых здесь транзисторов TFT, контактное сопротивление и собственная подвижность канала могут быть извлечены путем подбора уравнения1 к эмпирической зависимости транзитной частоты от длины канала, принимая в качестве свободных параметров R C W и μ 0 . Рисунок 5E показывает, что превосходное соответствие экспериментальным данным достигается при использовании R C W = (10 ± 2) Ом · см и μ 0 = (6 ± 1) см 2 V – 1 с -1 . Существует заметное расхождение между контактным сопротивлением, определенным с помощью TLM (35 Ом · см; см. Рис.2F) и метод транзитной частоты, показанный на фиг. 5E. Это несоответствие, вероятно, связано с тем, что боковые электрические поля, приложенные в измерениях параметра S , существенно больше, чем поля, приложенные во время TLM. Контактное сопротивление органических тонкопленочных транзисторов нередко показывает зависимость от бокового поля ( 32 ). Этот эффект может быть вызван различными неидеальностями границы раздела металл-органический полупроводник, такими как инжекция заряда, ограниченная диффузией, и снижение силы изображения ( 33 , 34 ).
Эффекты паразитной периферийной емкости могут возникать в полевых транзисторах, когда полупроводниковый слой выходит за края устройства ( 35 ). При работе TFT в режиме насыщения эти эффекты изолированы от истока TFT, так что уменьшается перекрытие затвор-исток ( L ov, GS ) при сохранении полного контакта затвор-контакт. перекрытие ( L ov, всего ) и постоянная длины канала приведут к меньшей общей емкости затвора и, следовательно, к более высокой транзитной частоте ( 36 ).Путем изготовления асимметричного TFT с меньшим L ov, GS 1,7 мкм ( L ov, всего = 10 мкм) и длиной канала 0,6 мкм, транзитной частотой 21 МГц при V GS = V DS = −3 В, по сравнению с 17,8 МГц для TFT с симметричным перекрытием затвор-контакт (см. Рис. 5, от F до H). Насколько нам известно, это самая высокая на сегодняшний день транзитная частота для органических транзисторов, изготовленных на гибкой подложке.Нормированная к напряжению питания (7 МГц, −1 ), это самая высокая нормализованная по напряжению транзисторная частота, зарегистрированная на сегодняшний день для любых органических транзисторов (см. Рис. 1F и таблицу S1) ( 16 , 37 , 38 ). Кроме того, TFT показывает нормированную на ширину канала крутизну ( г м / Вт) до 6,4 См / м, подпороговую крутизну 66 мВ / декаду и эффективную подвижность носителей 2,7 см 2 В -1 с -1 , все записи для органических TFT с субмикронной длиной канала.Эти результаты демонстрируют, что можно изготавливать органические TFT на гибких подложках со статическими и динамическими характеристиками, подходящими для высокочастотных мобильных электронных приложений и приближающимися к таковым для стандартных LTPS TFT ( 5 ) и высокопроизводительных IGZO TFT ( 6 ), при этом используется архитектура TFT, совместимая с существующими производственными процессами, являющимися отраслевыми стандартами.
МАТЕРИАЛЫ И МЕТОДЫ
Изготовление органических TFT и схем с малыми критическими размерами
Литография по трафарету на основе кремниевых трафаретных масок высокого разрешения позволяет изготавливать органические TFT и схемы на гибких подложках с небольшими критическими размерами и отличной воспроизводимостью ( 20 , 21 ).Этот подход был использован для изготовления всех органических тонкопленочных транзисторов (см. Рис. S1) и схем, представленных в этой работе, на листах PEN толщиной 125 мкм (Teonex Q65 PEN; предоставлен W. A. MacDonald, DuPont Teijin Films, Wilton, UK). Отдельные маски использовались для рисунка межсоединений, электродов затвора, контактов истока и стока, а также слоев органических полупроводников. Маски выравнивали вручную с помощью оптического микроскопа. Чтобы обеспечить работу низковольтного тонкопленочного транзистора, гибридный диэлектрик затвора с общей толщиной примерно 6 нм был подготовлен путем воздействия на алюминиевые электроды затвора кислородной плазмой (Oxford Instruments, 30 куб. погружение подложки в 1 мМ раствор 2-пропанола n -тетрадецилфосфоновой кислоты (TDPA; PCI Synthesis, Newburyport, MA, USA), чтобы позволить самоорганизующемуся монослою (SAM) формироваться на поверхности оксида алюминия ( 39 ).Нормированная по площади диэлектрическая емкость затвора ( C diel ) этого гибридного диэлектрика затвора из оксида алюминия / SAM обычно составляет от 0,5 до 0,7 мкФ · см -2 . Затем были нанесены золотые контакты истока и стока путем термического испарения в вакууме, а затем подложки были погружены в 10 мМ раствор PFBT (Santa Cruz Biotechnology, Гейдельберг, Германия) в этаноле (неденатурированном) или 2-пропаноле на 30 мин. PFBT образует хемосорбированный монослой, который существенно улучшает контактное сопротивление органических полупроводников, используемых в данной работе.Наконец, низкомолекулярные полупроводники 2,9-дидецил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (C 10 -DNTT) или 2,9 -дифенил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (DPh-DNTT) использовались в качестве активного слоя в канальной области TFT (Nippon Kayaku, предоставлено К. Икеда). Органические полупроводники осаждали термической сублимацией в вакууме (базовое давление 10 -6 мбар) при температуре подложки 80 ° C для C 10 -DNTT или 90 ° C для DPh-DNTT.
Электрические измерения и морфологическая характеристика
Все электрические измерения проводились при комнатной температуре ( T = 292 K) в окружающем воздухе. Статические передаточные и выходные характеристики были измерены с помощью анализатора параметров полупроводников Agilent 4156 C Semiconductor Parameter Analyzer. Функциональный генератор Keysight 33500B, осциллограф Tektronix TDS1000 и высокоомный пробник GGB Industries Picoprobe 19C использовались для оценки динамических характеристик инверторов и кольцевых генераторов.Измерения параметра S были выполнены с использованием векторного анализатора цепей Keysight N5231A и Cascade Microtech GS-SG | Z | высокочастотные зонды. Полную информацию о методе измерения для извлечения частоты прохождения органических TFT из измерений параметров S можно найти в ( 2 ) и ( 29 ). Измерения с помощью SEM и атомно-силовой микроскопии использовались для морфологической характеристики слоев органического полупроводника и для измерения критических размеров TFT.Качество монослоев PFBT на золотых поверхностях оценивали с помощью поляризационно-модулированной инфракрасной спектроскопии отражения-поглощения (IRRAS). Для этого измерения золотая пленка была нанесена на кремниевую подложку площадью приблизительно 1 см 2 и обработана монослоем PFBT в соответствии с процедурой, описанной выше. Кроме того, исходный PFBT был охарактеризован IRRAS для сравнения с монослоем PFBT. Результаты показывают, что на поверхности образуется чистый монослой PFBT, и результаты хорошо согласуются с аналогичными экспериментами, о которых сообщалось ранее (см.рис.S1) ( 40 ).
Это статья в открытом доступе, распространяемая в соответствии с условиями некоммерческой лицензии Creative Commons Attribution, которая разрешает использование, распространение и воспроизведение на любом носителе, при условии, что в результате будет использовано , а не для коммерческой выгоды и при условии, что оригинальная работа правильно цитируется.
ССЫЛКИ И ПРИМЕЧАНИЯ
- ↵
- ↵
А. Перино, М. Джорджио, М. Кайрони, Разработка органических полевых транзисторов для работы на высокой частоте, в Flexible Carbon-Based Electronics , V.Палермо, П. Самори, ред. (Wiley-VCH, ed. 1, 2018), 71–94.
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
S.М. Сзе, К. Н. Квок, Физика полупроводниковых приборов (John Wiley Sons, Inc., изд. 3, 2007 г.).
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
- ↵
Выражение признательности: Мы благодарим К. Такимию (RIKEN Center for Emergent Matter Science, Япония), Сайтама К. Икеда, Ю. Садамицу и С. Иноуэ (Ниппон Каяку, Токио, Япония) за предоставление органических полупроводников DPh-DNTT и C 10 -DNTT; Т.Заки и Р. Рёдел за разработку силиконовых трафаретных масок; и Z. Wu за помощь в измерениях IRRAS. Финансирование: Эта работа частично финансировалась Немецким исследовательским фондом (DFG) в рамках грантов KL 2223 / 6-1, KL 2223 / 6-2 (SPP FFlexCom), KL 2223 / 7-1 и INST 35/1429. -1 (SFB 1249). R.T.W. выражает признательность за финансирование в рамках инициативы по совершенствованию Мюнхенская инициатива по наносистемам (NIM), Центра нанонауки (CeNS), инициативы по переходу на гибридные солнечные технологии (SolTech), а также дополнительное финансирование со стороны DFG в рамках стратегии совершенства Германии [EXC-2111–3868 (MCQST) и EXC 2089 / 1–3260].M.C. и М. выражаем признательность за финансовую поддержку Европейского исследовательского совета (ERC) в рамках исследовательской и инновационной программы Европейского союза Horizon 2020 «HEROIC», соглашение о гранте 638059. Вклад авторов: J.W.B., U.Z., и H.K. разработал экспериментальные детали исследования. J.W.B. изготовил все приборы и провел электрические и морфологические измерения. М.Г. выполнили измерения параметра S . J.W.B. и Х.К. написал статью при участии М.К. и R.T.W. F.L. и J.N.B. изготовила кремниевые трафаретные маски, используемые для изготовления тонкопленочных транзисторов и схем. S.L. и Х.К. курировал проект. Все авторы обсудили результаты и внесли свой вклад в разработку окончательной рукописи. Конкурирующие интересы: Авторы заявляют об отсутствии конкурирующих интересов. Доступность данных и материалов: Все данные, необходимые для оценки выводов в статье, представлены в документе и / или дополнительных материалах.Дополнительные данные, относящиеся к этой статье, могут быть запрошены у авторов.
- Copyright © 2020 Авторы, некоторые права защищены; эксклюзивный лицензиат Американской ассоциации содействия развитию науки. Нет претензий к оригинальным работам правительства США. Распространяется по некоммерческой лицензии Creative Commons Attribution 4.0 (CC BY-NC).
Уточнение сетей смещения для обеспечения стабильности высоких частот и низких частот
Загрузите эту статью в формате PDF.
Характеристики высокочастотного активного устройства во многом зависят от условий смещения постоянного тока.Для оптимальной производительности твердотельному устройству (SSD) требуется сеть смещения для конкретного приложения. Такие сети смещения являются не только важными частями ВЧ / СВЧ-цепей с твердотельными накопителями, но и правильно спроектированные сети смещения вносят большой вклад в производительность и стабильность высокочастотных цепей с твердотельными накопителями.
Коэффициент усиления SSDобратно пропорционален частоте, с более высоким коэффициентом усиления на более низких частотах, поэтому следует обратить внимание на схему SSD из-за сильной связи между коэффициентом усиления устройства и стабильностью.Например, отклик усилителя мощности ВЧ / СВЧ (PA) должен быть тщательно скомпенсирован, чтобы предотвратить колебания из-за более высокого усиления на более низких частотах.
На более низких частотах влияние цепей смещения преобладает по сравнению с цепями согласования импеданса. Это связано с тем, что блокирующий конденсатор небольшого размера по постоянному току имеет высокий импеданс на более низких частотах и нейтрализует влияние согласующих цепей. Таким образом, правильно спроектированная сеть смещения может быть использована для улучшения низкочастотной стабильности SSD.
Хотя анализ стабильности ВЧ / СВЧ-цепей является основной темой, частичный анализ позволяет вывести некоторые идеи о проблемах стабильности на низких частотах, вызванных смещением сетей. Влияние схем смещения PA на низкочастотную стабильность можно показать, проанализировав упрощенный низкочастотный эквивалент мощного полевого транзистора (FET) и его схем смещения.
Смещение типа AB будет учитываться при анализе низкочастотной стабильности.После анализа будут представлены предложения по дизайну, касающиеся смещения затвора и стока, с уделением внимания параметрам производительности ВЧ / СВЧ, таким как вносимые потери и эффективность. Наконец, будет представлено исследование резонанса PA и результаты его измерений.
Усилитель мощности ABC
Типичный усилитель мощности состоит из активного устройства и по крайней мере четырех пассивных подсхем: согласования входного импеданса, смещения затвора, согласования выходного импеданса и смещения стока. На рисунке 1 изображена такая конструкция. Предполагается, что номиналы разделительных конденсаторов постоянного тока достаточно малы, чтобы не учитывать влияние согласующих цепей на анализ низкочастотной характеристики УМ.
1. Это обычная структура смещения для ВЧ / СВЧ-усилителя мощности (УМ).
Чтобы лучше понять проблемы достижения стабильности низкочастотного усилителя, внутренние компоненты транзистора и структура смещения стока будут использоваться, чтобы показать начальные условия низкочастотной стабильности в отношении входного импеданса и передаточной функции.Сложность схемы будет постепенно увеличиваться, чтобы продемонстрировать влияние компонентов смещения затвора.
Этапы анализа заключаются в определении анализа входного импеданса без компонентов смещения затвора; включить последовательный резистор смещения на затворе с идеальным байпасом RF; и замените идеальные шунтирующие конденсаторы RF реалистичными моделями конденсаторов. Этот анализ будет выполнен для узкополосного высокочастотного PA, при этом термин «низкая частота» будет применяться к частотам до нескольких сотен мегагерц.
Традиционная структура смещения УМ включает резистор на затворе и индуктор на стоке (снова фиг. 1) . Эти компоненты закорочены по ВЧ-сигналу в точке питания постоянного тока с помощью пары шунтирующих ВЧ-конденсаторов. Значения разделительных конденсаторов постоянного тока часто выбираются на уровне пикофарад из-за их низкого эффективного последовательного сопротивления (ESR) на основной частоте и высокой частоты собственного резонанса (SRF). Таким образом, влиянием согласующих цепей можно пренебречь из-за высокого импеданса блокирующих конденсаторов постоянного тока в области низких частот.
Если предполагается идеальный обход РЧ на стоке, то индуктор смещения L bias имеет идеальное РЧ заземление. Значения собственных конденсаторов затвор-исток и сток-исток, C gs и C ds , соответственно, находятся в диапазоне пикофарадов, так что ими также можно пренебречь на низких частотах. Емкость C gd – это собственная емкость затвор-сток транзистора. Хотя C gd даже меньше, чем C gs и C ds , это компонент обратной связи схемы, поэтому он играет важную роль в стабильности.
2. Показана низкочастотная эквивалентная схема ВЧ / СВЧ УМ без схемы смещения или компонентов смещения.
С этими предположениями, низкочастотный эквивалент PA без схемы смещения затвора может быть изображен (рис. 2) . Импеданс Z затвора – это импеданс, наблюдаемый на затворе транзистора:
Z ворота = (Z Cgd + Z Lbias ) / (1 + g m Z Lbias ) (1)
Z ворота (с)
= 1 / sC gd + sL смещение ) / (1 + g m sL смещение )
= (1 + s 2 L смещение C gd ) / (sC dg + s 2 g m L смещение C gd ) (2)
Z вентиль (jω)
= (1 – ω 2 L смещение C gd ) / (jωC gd – ω 2 g м L смещение C gd ) где s = jω (3)
Поскольку ω находится в диапазоне частот мегагерца, а емкость затвор-сток C gd меньше нескольких пикофарад, ω 2 L смещение C gd
Z вентиль (jω) = 1 / (jωC gd – ω 2 g м L смещение C gd ) (4)
и
Re {Z вентиль } ≈ 1 / (ω 2 g м L смещение C gd ) (5)
Условия запуска колебаний на определенной частоте можно описать как 1 :
Re {Z, ω}
(∂Im {Z, ω}) / ∂ωǀ ω = ω0 ˃ 0 (7)
Ур.5 показывает, что действительная часть импеданса отрицательна на низких частотах. Хотя отрицательное сопротивление – не единственное условие, необходимое для того, чтобы вызвать колебания (уравнения 6 и 7), его устранение является важным шагом в переводе УМ в безопасную зону против низкочастотных колебаний. Очевидно, что сделать положительную действительную часть импеданса конфигурацией, показанной на рис. 2, невозможно.
Поскольку емкость затвор-сток C gd и крутизна g m являются внутренними параметрами устройства, которые зависят от рабочих точек транзистора по постоянному току, их изменение влияет на характеристики схемы, использующей этот транзистор.Следовательно, разработчик может изменить значение индуктивности смещения стока только для уменьшения отрицательного сопротивления.
Тем не менее, индуктивность смещения стока не может быть просто изменена без учета других параметров схемы. Например, если линия передачи со смещением стока является линией четверти длины волны (λ / 4), низкочастотная индуктивность линии определяется выражением 2 :
.L = Z 0 (л / с) (8)
где c – скорость света; l – длина микрополосковой линии; и Z 0 – характеристический импеданс микрополосковой линии.Ширину микрополосковой линии следует уменьшить, чтобы увеличить Z 0 и индуктивность микрополосковой линии. Но микрополосковая линия передачи с уменьшенной шириной не подходит для приложений с большой мощностью, поскольку она имеет пониженную пропускную способность и повышенное сопротивление.
Помимо анализа импеданса, передаточная функция цепи также может дать ценную информацию о стабильности. Положения полюса и нуля передаточной функции могут быть проанализированы, чтобы понять поведение устойчивости схемы.Передаточная функция напряжения схемы, изображенной на рис. 2, показана в уравнениях. 9 и 10:
υ d (с) / υ г (с)
= (1 – g м Z C dg ) / (1 + ZC / ZL смещение ) (9)
υ d (с) / υ г (с)
= (s 2 L смещение C dg –sg m L смещение ) / (s 2 L смещение C dg + 1)
= s (s – g m / C dg ) / (s 2 + 1 / L смещение C dg )) (10)
Из уравнения.10 видно, что передаточная функция схемы имеет нули при s = 0 и s = g m / C gd и полюсы при s = ± j / (смещение L C gd ). Схема незначительно устойчива, потому что полюса находятся на мнимой оси Y. Стабильность минимально стабильной системы зависит от типа входного сигнала, поэтому конкретный сигнал может вызывать колебания. С другой стороны, поскольку полюса на оси Y наклонены к смещению из-за изменений температуры, нелинейного поведения компонентов и т. Д., минимально устойчивая система практически не реализуема.
3. Вот низкочастотная эквивалентная схема ВЧ / СВЧ УМ с резистором смещения.
Вставка последовательного резистора в схему смещения затвора – часто используемый метод повышения стабильности. В этом разделе анализируется вклад резистора смещения затвора в стабильность низких частот. На рисунке 3 показана низкочастотная эквивалентная схема усилителя мощности с резистором смещения затвора.
Если уравнение. 4 используется для получения полного импеданса, включая резистор затвора, тогда Z всего составляет:
Z всего = R // Z затвор = RZ затвор / (R + Z затвор ) (11)
Z всего = [R (1 – ω 2 L смещение C gd )] / (1 – ω 2 L смещение C gd + jωRC gd – jω 2 г м RL смещение C gd ) (12)
Поскольку рассматриваемая частота находится в диапазоне мегагерц, емкость затвор-сток C gd очень мала, а индуктор смещения L смещения имеет значение нанофарад, ω 2 L смещение C gd член в числителе меньше единицы.Следовательно, Z total почти равно R для малых значений R. Например, если предположить, что R = 10 Ом, частота 200 МГц, L смещение 10 нГн, C gd 0,3 пФ и g м из 1000 мСм, Z всего = 9,9 + j0,44 Ом. Однако это предположение неверно для больших значений R. Например, если R = 1 кОм, тогда Z всего = 49,5 + j217 Ом.
Ур. 12 показывает, что подходящий резистор смещения на затворе обеспечивает положительное входное сопротивление в низкочастотной области.Хотя затворный резистор R может показаться разновидностью «волшебного» компонента для достижения стабильности на низких частотах, предположение справедливо для идеальной схемы обхода радиочастот. Конденсаторы емкостью в микрофарад и нанофарад, как правило, имеют высокие значения паразитной последовательной индуктивности и сопротивления, вызывая сильные резонансы в низкочастотной области. Любая значительная индуктивность из-за ВЧ дросселя или микрополосковой линии передачи может повлиять на низкочастотные резонансы.
4. Изменение входного импеданса SSD в низкочастотной области; без резистора, с резистором и идеальным байпасом ВЧ, с резистором и реалистичной моделью компонентов (C dg = 23 фФ / Вт, g м = 30 мСм / Вт [исх.3], L = 10 нГн, R = 10 Ом, P = 30 Вт).
На рисунке 4 показаны общие входные сопротивления затвора Z и Z , с резистором смещения затвора и без него, а также при рассмотрении реальных моделей конденсаторов (100 пФ и 33 мкФ с последовательной индуктивностью 10 нГн) вместо идеального Шунтирующий конденсатор RF. Сильные резонансы в цепи смещения могут вызывать низкочастотные колебания в дополнение к уменьшению полосы пропускания видеосигнала и ухудшению характеристик интермодуляционных искажений (IMD) усилителя.
Структура сети смещения PA предполагает компромисс между стабильностью, линейностью и сложностью. Сети со смещением затвора и стока должны способствовать повышению общей производительности и надежности. Понимая некоторые основные правила смещения сетей, можно достичь желаемого компромисса между ключевыми целями проектирования, включая стабильность низких частот, для РЧ / СВЧ PA.
Поиск стабильных сетей смещения
Как было показано, последовательный резистор в схеме смещения затвора является жизненно важным компонентом для достижения стабильности на низких частотах.Номинал резистора зависит от ряда факторов, включая класс работы, уровень насыщения, технологию транзистора и размер устройства. У резистора меньшего размера может не хватить сопротивления, чтобы обеспечить положительный входной импеданс в широком диапазоне. И наоборот, резистор большего номинала может вызывать нежелательные резонансы и колебания напряжения при смещении затвора из-за тока затвора в различных устройствах, например, в HEMT.
Небольшая величина тока, например от 1 до 2 мА, может протекать по затвору транзистора в режиме сжатия мощного HEMT.Пиковое значение тока затвора будет зависеть от технологии SSD и будет пропорционально физическому размеру SSD. Например, ток затвора GaN HEMT-устройства мощностью 100 Вт и 50 В составляет несколько миллиампер. 4 Размах напряжения на смещении затвора, вызванный резистором смещения, изменяет рабочую точку постоянного тока PA, что приводит к колебаниям тока стока и амплитудной модуляции сигнала.
5. Часто используемые схемы смещения затвора для демонстрационных печатных плат Ampleon PA.
Рисунок 5 и В таблице 1 показаны некоторые структуры смещения затвора и значения компонентов для нескольких уровней мощности и частот, обычно используемых для демонстрационных плат Ampleon PA. Схема смещения «A» на основе резисторов на рис. 5 подходит для приложений с частотой ниже 1 ГГц. Сеть смещения «C» хорошо подходит для высокочастотных приложений. В некоторых случаях схема смещения затвора также является частью сети согласования импеданса, а схема смещения «D» является примером конфигурации такого типа.Шунтирующий резистор, такой как R2 в цепях смещения «A» и «C» на рис. 5, снимает проблемы со стабильностью, но не подходит для HEMT в режиме обеднения из-за их требования к отрицательному смещению. В некоторых случаях может потребоваться блокирующий конденсатор постоянного тока, такой как C2 в цепи смещения «B» на фиг. 5.
Как показано на рис. 4, широкополосный отклик всех компонентов в цепи смещения затвора следует проверять на наличие резонансов. Однако такое исследование может быть громоздким, а иногда и невозможным из-за недостаточного количества моделей смещающих компонентов.Анализ на основе измерений может быть полезным и сэкономить время, как будет показано в примере, в котором резонансы удаляются с помощью измерений и моделирования S-параметров.
Схема смещения стока напрямую влияет на общую эффективность и ВЧ характеристики усилителя мощности. Более того, при его разработке требуется дополнительное внимание, чтобы повысить надежность УМ из-за наличия высокого напряжения и тока на линии смещения сток. Для достижения желаемых характеристик PA, а также стабильной и надежной работы необходимо одновременно учитывать условия постоянного тока, низких и высоких частот.
Компромиссы между этими условиями формируют структуру сети смещения:
- Токовая нагрузка и сопротивление постоянному току в характеристиках постоянного тока.
- Низкочастотная стабильность и смещение вызывают эффекты памяти его низкочастотных характеристик.
- Изоляция и утечка ВЧ его высокочастотных характеристик.
Ур. 5 показывает, что большее значение индуктивности смещения стока способствует стабильности низкой частоты.Но более узкая микрополосковая линия необходима для увеличения характеристического импеданса линии смещения для большей индуктивности (уравнение 8). Уменьшение ширины микрополосковой линии увеличивает ее сопротивление и снижает ее способность выдерживать ток. Микрополосковая линия с высоким сопротивлением постоянному току приводит не только к потерям мощности и эффектам нагрева, но и к колебаниям напряжения на стоке, вызывая искажение огибающей сигнала, ухудшение линейности PA и асимметрию в соседних каналах. Это усложняет попытки цифрового предыскажения (DPD) и может вызвать сбой при попытке DPD.
Расчет надлежащей ширины и толщины микрополоски, используемой для линии смещения стока, с учетом требований к максимальному току, имеет решающее значение для достижения низкой индуктивности на низких частотах для повышения стабильности, а также для минимизации вызванных смещением эффектов памяти 5 и получения высоких значений. полное сопротивление в основном рабочем диапазоне частот для минимальных потерь радиочастотного / микроволнового сигнала. Таблица 2 предлагает сравнение полосы пропускания, изоляции и тепловыделения в связи с шириной микрополосковых линий смещения.
Широкополосный обход RF в схеме смещения стока также необходим для улучшения характеристик сети смещения. Для широкополосного обхода RF схема смещения стока обычно включает комбинацию конденсаторов со значениями пикофарад, нанофарад и микрофарад. Конденсаторы пикофарад обеспечивают низкий импеданс на более высоких частотах, в то время как конденсаторы двух других номиналов включены для обхода и развязки более низких частот. Выбор подходящих типов и номиналов конденсаторов также важен, чтобы избежать нежелательных потерь и резонансов. 6
6. Когда на печатной плате усилителя имеется достаточно места, можно использовать сеть с двойным смещением, как показано здесь с выходным каскадом усилителя.
Существует несколько методов увеличения пропускной способности линии смещения. При наличии достаточного места на печатной плате (PCB) сеть с двойным смещением может использоваться для уменьшения общей индуктивности на низкой частоте и увеличения пропускной способности по току (рис. 6) . Уменьшение сопротивления постоянному току с незначительным изменением характеристического импеданса микрополосковой линии также может быть достигнуто путем припаивания тонкой металлической пластины к микрополосковой линии. 7
Использование пары шунтирующий резистор-конденсатор от точки питания стока до земли параллельно с ВЧ конденсаторами байпаса является еще одним способом повышения стабильности. 8 Рекомендуемые номиналы резистора и конденсатора составляют около 50 Ом и 1 нФ соответственно.
Конденсаторы обхода и развязки ВЧ в цепях смещения, особенно конденсаторы нанофарад и микрофарад, могут вызывать нежелательные резонансы из-за их низких значений SRF. Следовательно, для обнаружения любых возможных проблем требуется моделирование импедансов и вносимых потерь входного и выходного каскадов, включая цепи смещения от постоянного тока до, по крайней мере, рабочего диапазона частот (f 0 ).
К сожалению, такой анализ низкочастотных резонансов с помощью компьютерного моделирования часто невозможно или не может быть точным из-за отсутствия широкополосных моделей для конденсаторов нанофарад и микрофарад. Следовательно, измерения на основе S-параметров без SSD полезны и легко определяют резонансы.
7. Измерено | S 21 | значения выходного каскада до и после настройки цепи смещения, широкополосного пробника S-параметров и выходного каскада (фотография).
На рисунке 7 показан | S 21 | измерения выходного каскада PA от контактной площадки до выхода.PA разработан для корпусного двухкаскадного устройства GaN MMIC на частоте 2,14 ГГц. 9 Для измерений использовался широкополосный микрополосковый зонд. Выходной каскад был смещен с помощью микрополосковой линии четверть длины волны (λ / 4), включая конденсаторы обхода ВЧ-сигнала. Сначала наблюдался сильный резонанс около 340 МГц. После замены конденсатора типа X5R 10 нФ конденсатором типа X7R и замены конденсатора 180 нФ компонентом 220 нФ резонанс был устранен.
8. Компоновка и компоненты реализованного PA.
На рис. 8 показана окончательная схема и значения ее компонентов. Устранение начального резонанса для этого усилителя также расширило его полосу пропускания видеосигнала.
Список литературы
1. К.-В. Yeom, Microwave Circuit Design , Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 2015.
.2. С. К. Криппс, ВЧ усилители мощности для беспроводной связи , 2-е изд., Artech House, Норвуд, Массачусетс, 2006.
3. Л. К. Нунес, П.М. Кабрал и Дж. К. Педро, «Механизмы генерации искажений AM / AM и AM / PM в усилителях мощности RF на основе Si LDMOS и GaN HEMT», IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques , Vol. 62, No. 4, 2014, pp. 799-809.
4. Р. Бейкер, «Методы смещения и развязки усилителя мощности GaN», IMS 2016 Microwave Applications , 2016.
5. М. Дж. Франко, «Эффекты памяти, вызванные смещением, в усилителях мощности ВЧ». по адресу: https://lintech.com.
6. Р. Фиоре, «Конденсаторы в широкополосных приложениях», Applied Microwaves & Wireless , май 2001 г.
7. L. B. Walker, Ed., Справочник по усилителям мощности ВЧ и СВЧ , Cambridge University Press, Кембридж, 2012.
8. Р. Бассет, «Рекомендации по смещению мощных GaAs полевых транзисторов», Fujitsu Compound Semiconductor Inc., Application Note, No. 10, 2008, pp. 1–7.
9. М. Акар, О. Сейлан, Ф. Киблер, С. Пирес и С. Марольдт, «Высокоэффективный GaN RF-усилитель мощности MMIC с использованием низковольтного драйвера», 47-я Европейская микроволновая конференция, 2017.
Типовые схемы транзисторовДифференциальный усилитель усиливает разницу между двумя напряжениями и.Дифференциальное усиление имеет многие приложения, например, первая стадия операционные усилители (операционные усилители).
Два транзистора и в схеме идентичны одинаковые свойства, а их эмиттеры подключены к источнику тока с постоянным током, чтобы . Если увеличивается, уменьшится, и наоборот. Рассмотрим эти три случая:
Таким образом, вывод отражает только разницу между двумя входы и, но он остается неизменным, если оба входа становятся выше или ниже, т.е.е., это дифференциальный усилитель. Выход напряжение может быть дополнительно усилено следующей схемой.На рисунке также показан простой источник тока. Базовое напряжение транзистора фиксируется примерно на , так что ток нагрузки также приблизительно постоянна, не зависит от нагрузки, т. е. схему можно использовать как источник тока обеспечивающий ток, определяемый нагрузкой, но не зависящий от нее. А лучший способ поддерживать постоянство – заменить диоды на диоды с обратным смещением. Стабилитрон.Когда стабилитрон имеет обратное смещение напряжением, превышающим его напряжение пробоя , падение напряжения на нем, в цепи, сохраняется при напряжении пробоя, постоянном значении, не зависящем от каких-либо другие переменные в схеме. Следовательно, тоже постоянный.
Схема токового зеркала, показанная ниже, представляет собой простой источник тока. что обеспечивает постоянный ток независимо от нагрузки.
Эта схема состоит из двух согласующих транзисторов и с идентичным поведением, таким как входные и выходные характеристики и .Это входные и выходные каскады схемы соответственно. В качестве входа используется эталонный ток можно определить как
| (127) |
| (128) |
- Во входном каскаде, так как коллектор и база закорочены,
он ведет себя как диод с точки зрения соотношения между
и
, напряжение и ток через базу-эмиттер
PN переход:
где – обратный ток насыщения БЭ PN-перехода, тепловое напряжение.Таким образом, транзистор можно рассматривать как преобразователь ток-напряжение, с помощью которого ток коллектора преобразуется в выходное напряжение, которое поддерживается постоянным из-за цикл отрицательной обратной связи:(129)
В качестве определяется исключительно , и поэтому будет постоянно независимым нагрузки.(130) - В выходном каскаде, так как и идентичны и
, у нас есть
и
.
Ток нагрузки определяется, но не зависит от нагрузки:
Обратите внимание, что приведенное выше обсуждение действительно только в том случае, если держит, я.е., оба и должны работать в линейной (активной) области вдали от области отсечки или насыщения.(131)
Токовое зеркало Уилсона:
Опять же, здесь транзистор можно рассматривать как вольт-амперную преобразователь, с помощью которого сквозной ток преобразуется в базовое напряжение разделяется как на, так и на. Следующее отрицательная обратная связь удерживает ток нагрузки постоянный:
| (132) |
Транзистор Дарлингтона (пара Дарлингтона) представляет собой соединение
структура состоит из двух транзисторов, эмиттер которых
ток первого транзистора становится базовым током
второго транзистора.Главное преимущество Дарлингтона
транзистор – его высокий коэффициент усиления по току
, который
можно найти, выполнив следующие действия:
Напряжение база-эмиттер равно .
Правильно настроив рабочую точку постоянного тока транзисторной схемы, он может работать в любом из следующих режимов:
- Класс A: Транзистор остается проводящим во всей синусоидальной цикл (угол проводимости ). Рабочая точка постоянного тока в середине линейного диапазона транзистора, чтобы минимизировать искажения (вырезка).Тем не менее, потребление мощности постоянного тока увеличивается даже при переменном токе. синусоидальный сигнал равен нулю.
- Класс B: Транзистор проводит и усиливает сигнал переменного тока. только в половине синусоидального цикла (угол проводимости ), пока он выключен и не потребляет энергию для другой половины.
- Класс AB: это промежуточное звено между классом A и B, двумя транзисторы активны и проводят ток более половины время.
- Класс C: используется менее половины сигнального цикла (угол проводимости )
Эту схему можно рассматривать как усилитель класса AB, обычно используется в качестве последней ступени системы усиления, такой как в схеме операционного усилителя для усиления мощности с большим током и низкое выходное сопротивление для работы с большой нагрузкой (малой).Тяни-толкай Схема состоит из пары двух транзисторов, которые работают поочередно в течение двух полупериодов синусоидального сигнала. Схема может быть реализуется одним из следующих двух способов:
- Двухтактная пара (одна NPN, другая PNP) получает одинаковые входной сигнал с их баз. Во время положительного полупериода Транзистор NPN является проводящим и пропускает ток через нагрузку. , при этом транзистор PNP отключен; во время отрицательного полупериода, Транзистор PNP NPN является проводящим и потребляет ток от нагрузки , а транзистор NPN отключен.При любой полярности выход сопротивление проводящего транзистора невелико.
- Двухтактная пара (обе NPN) получает входной сигнал не в фазе (например, от трансформатора или от коллектора и эмиттера транзистора на предыдущем этапе). Транзистор принимающий положительный пик входа активен и пропускает ток, с небольшими выходное сопротивление, в то время как другой транзистор получает отрицательный пик отсечка (обрыв). В течение следующего полупериода два транзистора переключаются ролями с проводящим транзистором, потребляющим ток от нагрузки.
- Еще одним преимуществом двухтактной схемы является ее малая мощность. потребление. Когда входной сигнал переменного тока равен нулю, оба транзистора близок к отсечке, проводит небольшой ток и, следовательно, потребляет мало энергии. Это можно сравнить с транзистором класса А. усилитель, где рабочая точка постоянного тока находится в середине линейная область, т.е. , , а потребляемая мощность , даже когда сигнал переменного тока равен нулю.
Генератор – это схема, которая не получает входного сигнала, но генерирует синусоидальную вывод с желаемой частотой.Типичная схема генератора основана на активный компонент (транзистор или операционный усилитель) с положительной обратной связью и Контур LC (контур резервуара). Первоначально срабатывает при включении цепи, LC-контур начинает резонировать на частоте , и активный компонент с положительной обратной связью компенсирует затухание из-за неизбежного сопротивления в цепи и держит колебания собирается.
В частности, осцилляторы Хартли и Колпиттса представляют собой два типичных колебания. схемы.В любом случае используется транзисторный усилитель для приема положительных сигналов. обратная связь, взятая из LC-цепи в качестве импеданса коллектора, максимизируется на резонансной частоте, таким образом, усиление напряжения этой цепи также максимизирован. Часть синусоиды на коллекторе положительно подается обратно на излучатель, чтобы предотвратить затухание.
В обеих схемах обратная связь составляет часть выходного сигнала.| (133) |
| (134) |
Когда транзистор используется для усиления, его рабочая точка постоянного тока составляет усилитель типа A обычно устанавливается в середине линии нагрузки, чтобы максимально увеличить линейный динамический диапазон. При этом искажение сигнала будет сведено к минимуму за счет исключения нелинейной области транзистора схема.
Однако в некоторых приложениях нелинейное поведение транзистора схема используется, например, в частотном смесителе , используется для преобразования всех радиочастот разных радио / ТВ широковещательные каналы на промежуточную частоту , так что схема усиления приемника может быть специализирована для эта промежуточная частота, а не широкий диапазон всех возможных частоты вещания.В радиоприеме, КГц для AM (535-1605 кГц) и МГц для FM (88-108 МГц).
Как обсуждалось ранее, выходной ток составляет примерно экспоненциальная функция входного напряжения:
| (135) |
| т.е. | (136) |
где мы использовали тождества тригонометрии:
| (138) |
Обратите внимание, что конкретное нелинейное поведение схемы не имеет значения, поскольку разложение в ряд Тейлора любой нелинейной функции будет содержать константу, члены первого и второго порядка в качестве экспоненциальной функции, принятой выше, и в результате будут те же частотные составляющие.Смеситель частоты является важным компонент в супергетеродинный прием который используется во всем современном радио- и телевещании. Здесь частота гетеродина заменяется конденсатором переменной емкости, который можно регулировать вместе с конденсатором схемы настройки, поэтому что гетеродина меняется с несущей частота (радиочастота) принимаемого сигнала вещания антенной таким образом, чтобы их разница всегда была постоянной:
| (139) |
Принципиальная схема простого супергетеродинного радиоприемника представлена ниже.Обратите внимание, что первый транзистор – это генератор, который также принимает сигнал от схема настройки LC в основании, то есть это также смеситель, который смешивает два частоты. Следующие два транзистора усиливают частотную составляющую сигнала смесителя, но
4 . Транзисторы Транзисторы являются активными компонентами и найдены везде в электронных схемах. Они используются как усилители и коммутационные устройств.В качестве усилителей они используются в и низкочастотные каскады, генераторы, модуляторы, детекторы и в любом схема, необходимая для выполнения функции. В цифровых схемах они используются как переключатели. Существует большое количество производителей по всему миру, которые производят полупроводники (транзисторы членов этого семейства компонентов), так что буквально тысячи различные виды. Бывают малой, средней и высокой мощности транзисторы, для работы с высокими и низкими частотами, для работы с очень высокий ток и / или высокое напряжение.На рисунке показаны несколько различных транзисторов. 4.1. Самый распространенный вид
Транзистор называется биполярным, и они делятся на типы NPN и PNP. Вторая буква в маркировке транзисторов описывает их основное применение: Вот несколько примеров: На рисунке показаны несколько различных транзисторов. фото 4.1, а условные обозначения схем на 4.2. Транзисторы малой мощности заключены в небольшой пластиковый или металлические корпуса различной формы. Биполярные транзисторы имеют три вывода: для базы (B), эмиттера (E) и коллектора (C). Иногда ВЧ у транзисторов есть еще один вывод, который соединен с металлом. Корпус. Этот вывод подключается к земле цепи, чтобы защитить транзистор от возможных внешних электрических помех.Четыре отведения возникают из некоторых других типов, таких как полевые транзисторы с двумя затворами. Транзисторы большой мощности отличаются от от низкой до средней мощности, как по размеру, так и по форме. Важно иметь каталог производителей или техническое описание, чтобы знать, какой вывод подключен к какой части транзистора. Эти документы содержат информацию о правильности компонента использование (максимальный номинальный ток, мощность, усиление и т. д.), а также схема распиновки.Размещение лидов и различные типы корпусов для некоторых часто используемых транзисторов показаны на диаграмме 4.3. Это может быть полезно запомнить распиновку для ТО-1, ТО-5, ТО-18 и ТО-72 пакеты и сравните их с рисунком 4.2 (а). Эти транзисторы те, с которыми вы часто будете сталкиваться в повседневной работе. Корпус ТО-3, который используется для размещения мощных Транзисторы, имеет только два контакта, один для базы и один для эмиттера.В коллектор подключен к пакету, а он подключен к остальным схемы через один из винтов, которыми транзистор крепится к радиатору. Используемые транзисторы
с очень высокими частотами (например, BFR14) имеют форму штифтов
иначе. Как мы уже говорили, существуют буквально тысячи различных
транзисторы, многие из них имеют схожие характеристики, что делает его
возможность замены неисправного транзистора на другой. В
характеристики и сходства можно найти в сравнительных таблицах.Если у вас нет
в этих таблицах вы можете попробовать некоторые из транзисторов, которые у вас уже есть. Если схема
продолжает работать исправно, все ок. Вы можете заменить только
Транзистор NPN с транзистором NPN. То же самое касается транзистора PNP или полевого транзистора. Это также
необходимо убедиться, что распиновка правильная, прежде чем паять его
разместите и включите проект. 4.1 Принцип работы транзистора Транзисторы используются в аналоговых схемах
усилить сигнал. Они также используются в источниках питания в качестве
регулятор, и вы также найдете их используемыми в качестве переключателя в цифровых
схемы. (R) на самом деле не нужен, но если вы его не используете, вы нельзя поворачивать потенциометр (горшок) в верхнее положение, потому что это может разрушить транзистор – это потому, что постоянное напряжение UBE (напряжение между базой и эмиттер), не должно быть больше 0.6В, для кремниевые транзисторы. Поверните потенциометр в самое низкое положение. Это приводит к появлению напряжения на базе (или более правильно между базой и землей) до нуля вольт (UBE = 0). Лампочка не горит, что означает отсутствие тока, проходящего через транзистор. Как уже упоминалось, потенциометры самые нижние позиция означает, что UBE равно нулю. Когда поворачиваем ручку из крайнего нижнего положения UBE постепенно увеличивается.Когда UBE достигает 0,6 В, ток начинает поступать транзистор и земной шар начинают светиться. Когда горшок повернут далее, напряжение на базе остается на уровне 0,6 В, но ток увеличивается, и это увеличивает ток через коллектор-эмиттер схема. Если горшок повернуть полностью, базовое напряжение увеличится. немного до 0,75 В, но ток значительно увеличится и глобус будет ярко светиться. Если мы
подключил амперметр между коллектором и лампочкой (к
измерить IC), еще один амперметр между горшком и основанием (для
измерение IB) и вольтметр между землей и базой и
повторить весь эксперимент, мы найдем некоторые интересные данные.Когда
горшок в нижнем положении UBE равен 0V, как и токи IC
и IB. Когда горшок поворачивается, эти значения начинают расти до тех пор, пока
лампочка начинает светиться, когда они: UBE = 0,6 В, IB = 0,8 мА и IB = 36
мА (если ваши значения отличаются от этих значений, это потому, что
2N3055 используемый писатель не имеет тех же технических характеристик, что и
вы используете, что часто бывает при работе с транзисторами). Давайте посмотрим на другой эксперимент, который расширит наши
знание транзистора. Требуется транзистор BC107 (или любой другой
аналогичный маломощный транзистор), источник питания (такой же, как у предыдущего
эксперимент), резистор 1M, наушники и
электролитический конденсатор, значение которого может находиться в диапазоне от 10u до 100F с любым
рабочее напряжение. Следует отметить, что схема 4.5a аналогична схеме на 4.4a. Основное отличие в том, что к наушникам подключается коллектор. «Включающий» резистор – резистор на базе, 1М. Когда нет резистора, нет тока IB, и нет тока Ic. Когда резистор подключен к цепь, базовое напряжение равно 0,6 В, а базовый ток IB = 4А. Транзистор имеет усиление 250, что означает ток коллектора составит 1 мА.Поскольку оба этих токов входят в транзистор, очевидно, что эмиттер ток равен IE = IC + IB. А поскольку базовый ток в большинстве случаев незначительны по сравнению с током коллектора, считается что: Связь между током, протекающим через коллектор, и Текущий протекающий через базу называется усилением тока транзистора. коэффициент и обозначен как hFE.В нашем примере этот коэффициент равен равно: Наденьте наушники и приложите кончик пальца к точке 1. Вы будете
слышать шум. Ваше тело принимает “сетевое” напряжение переменного тока 50 Гц. Шум слышен
из наушников это напряжение, только усиленное транзистором. Давайте
объясните эту схему немного подробнее. Напряжение переменного тока частотой 50 Гц составляет
подключен к базе транзистора через конденсатор C. Напряжение на базе
теперь равно сумме постоянного напряжения (0.6 прибл.) Через
резистор R, и переменное напряжение «от» пальца. Это означает, что эта база
напряжение выше 0,6 В, пятьдесят раз в секунду и пятьдесят раз
немного ниже этого. Из-за этого ток на коллекторе
выше 1 мА пятьдесят раз в секунду и в пятьдесят раз меньше. Этот
переменный ток используется для сдвига мембраны громкоговорителей
вперед пятьдесят раз в секунду и пятьдесят раз назад, что означает, что мы
на выходе слышен тон 50 Гц. Существуют буквально тысячи различных схемы, использующие транзистор в качестве активного усилительного устройства. И все эти транзисторы работают так, как показано в наших экспериментах, которые означает, что, создавая этот пример, вы фактически создаете базовый строительный блок электроники. 4.2 Основные характеристики транзисторы Выбор правильного транзистора для схемы
исходя из следующих характеристик:
максимальное номинальное напряжение между коллектором и эмиттером UCEmax,
максимальный ток коллектора ICmax и максимальная номинальная мощность PCmax. Из-за этого транзистор нагревается и все в своем близость.Когда UCE или ICE поднимаются (или оба), транзистор может перегреться и выйти из строя. Максимальная мощность для транзистора – PCmax (находится в техническая спецификация). Это означает, что продукт UCE и IC должен не должно быть выше PCmax: Значит, если напряжение на транзисторе увеличивается, ток должен быть понижен. Для UCE = 30 В максимальный ток составляет: Помимо других характеристик, этот транзистор имеет ток
коэффициент усиления в диапазоне от hFE = 100 до 450, и он может
использоваться для частот ниже 300 МГц.Согласно рекомендованным значениям
данные производителем, оптимальные результаты (стабильность, низкий уровень искажений и
шум, высокое усиление и т. д.) при UCE = 5 В и IC = 2 мА. Текущий усиление важно при использовании в некоторых схемах, где есть это необходимость равного усиления двух транзисторов.Например, Транзисторы 2N3055H имеют hFE в диапазоне от 20 до 70, что означает, что есть вероятность, что у одного их 20, а у другого 70. Это означает, что в случаях, когда необходимы два одинаковых коэффициента, их следует измерить. Некоторые мультиметры имеют возможность измерения это, но большинство этого не делает. Поэтому мы предоставили простую схему (4.6) для проверки транзисторов. Все, что вам нужно, это опция на вашем мультиметр для измерения постоянного тока до 5 мА. Оба диода (1N4001, или аналогичные кремниевые диоды общего назначения) и резисторы 1 кОм используются для защитите прибор, если транзистор «поврежден».Как мы уже сказали, текущий коэффициент усиления равен hFE = IC / IB. В цепи, когда переключатель S нажата, ток течет через базу и примерно равен до IB = 10uA, поэтому, если ток коллектора отображается в миллиамперах. В прирост равен: Например, если мультиметр показывает 2,4 мА, hFE = 2,4 * 100 = 240. При измерении NPN-транзисторов питание следует подключать как
показано на схеме.Для транзисторов PNP
аккумулятор перевернут. В таком случае,
щупы также следует перевернуть, если вы используете аналоговый прибор (один
иглой). Если вы используете цифровой измеритель (настоятельно рекомендуется), он не
независимо от того, какой зонд куда идет, но если вы сделаете это так же, как и вы
с NPN перед прочитанным значением будет минус, что означает
этот ток течет в противоположном направлении. 4.3 Самый безопасный способ тестирования транзисторы Другой способ проверить транзистор – вставить его в цепь. и обнаружить операцию.Следующая схема представляет собой мультивибратор. В «тестовый транзистор» – Т2. Напряжение питания может быть до 12 В. Светодиод будет мигать, когда в схему вставлен исправный транзистор. Для проверки транзисторов PNP подходит то же самое, только транзистор. которые необходимо будет заменить, это T1, а также батарея, светодиоды, C1 и C2. следует поменять местами. 4.4 ТУН и ТУП Как мы уже говорили, многие электронные устройства работают прекрасно даже если транзистор заменить на аналогичное устройство.По этой причине многие журналы используют обозначения TUN и TUP в своих схемах. Это общие транзисторы назначения. TUN обозначает транзистор NPN общего назначения, а TUP представляет собой транзистор PNP общего назначения. TUN = Универсальный транзистор NPN и
TUP = Универсальный транзистор PNP. 4.5 Практический пример Наиболее распространенная роль транзистора в аналоговой схеме: как активный (усилительный) компонент.На схеме 4.8 показан простой радиоприемник. – обычно называемый «набором кристаллов с усилителем». Переменный конденсатор C и катушка L образуют параллельно колеблющиеся
схема, которая используется для выделения сигнала радиостанции
множества разных сигналов разных частот. Диод, конденсатор 100 пФ и
Резистор 470 кОм формирует диодный детектор, который используется для
преобразовать низкочастотное напряжение в информацию (музыку, речь).
Информация через резистор 470k проходит
через конденсатор емкостью 1 мкФ на базу транзистора.Транзистор и
связанные с ним компоненты создают усилитель низкой частоты, который
усиливает сигнал. |
