Источник тока хауленда: Источник тока Хауленда

Источник тока Хауленда

Добавлено 15 ноября 2020 в 13:35

Источник тока Хауленда, изобретенный профессором Брэдфордом Хаулендом из Массачусетского технологического института в начале 1960-х годов, состоит из операционного усилителя и симметричного резисторного моста и выдает ток в любом направлении. Рассмотрим его подробнее.

Источник тока Хауленда, показанный на рисунке 1a, представляет собой схему, которая принимает входное напряжение v_вх, преобразует его в выходной ток i_вых = Av_вх, с A в качестве коэффициента крутизны, и выдает i_вых в нагрузку, независимо от напряжения v_нагр, вырабатываемого самой нагрузкой. Чтобы увидеть, как он работает, добавим на схему обозначения, как на рисунке 1b, и применим закон Кирхгофа и закон Ома.

Рисунок 1 – (a) Источник тока Хауленда. (b) Необходимые обозначения для анализа его схемы

\[i_{вых} = i_1 + i_2 = \frac{v_{вх} – v_{нагр}}{R_1} + \frac{v_{усил} – v_{нагр}}{R_2} \qquad (1)\]

Операционный усилитель вместе с R₃ и R₄, относительно v_нагр, образует неинвертирующий усилитель, что дает

\[v_{усил} = \left( 1 + \frac{R_4}{R_3} \right) v_{нагр} \qquad (2)\]

Подставляя v_усил в уравнение 1 и упрощая формулу, мы получаем довольно очевидную зависимость i_вых.

\[i_{вых}=Av_{вх}-\frac{v_{нагр}}{R_{вых}} \qquad (3)\]

где A – коэффициент крутизны, в А/В (ампер на вольт),

\[A = \frac{1}{R_1} \qquad (4)\]

а R_вых – выходное сопротивление цепи к нагрузке,

\[R_{вых} = \frac{R_2}{\frac{R_2}{R_1} – \frac{R_4}{R_3}} \qquad (5)\]

Чтобы сделать i_вых независимым от v_нагр, мы должны обеспечить R_вых → ∞ или условие баланса моста.

\[\frac{R_4}{R_3} = \frac{R_2}{R_1} \qquad (6)\]

Взгляните на пример на рисунке 2 и проследите за строками в таблице, как операционный усилитель регулирует i₂ с помощью v_усил, чтобы обеспечить неизменный ток i_вых независимо от v_нагр.

Рисунок 2 – (a) Источник тока 2 мА и (b) его внутренняя работа для различных значений v_нагр (напряжения в вольтах, токи в миллиамперах; отрицательное значение тока означает, что ток течет в направлении, противоположном стрелке)

С полярностью V_опор, как показано, источник подает ток i_вых на нагрузку. Изменение полярности V_опор приведет к «приему» тока из нагрузки. Обратите внимание, что для правильной работы источника v_нагр всегда должно быть ограничено линейным диапазоном работы операционного усилителя. Если операционный усилитель перейдет в режим насыщения, источник перестанет работать должным образом.

Влияние несовпадения сопротивлений

На практике мост, вероятно, будет разбалансирован из-за погрешностей сопротивления, поэтому R_вых, вероятно, будет меньше бесконечности. Обозначая погрешности используемых сопротивлений буквой p, мы увидим, что знаменатель D в уравнении 5 максимизируется, когда R₂ и R₃ максимизированы, а R₁ и R₄ минимизированы. Для p << 1 запишем

\[D_{max} = \frac{R_2(1+p)}{R_1(1-p)} – \frac{R_4(1-p)}{R_3(1+p)} \cong \frac{R_2}{R_1} [(1+2p)-(1-2p)] \cong \frac{R_2}{R_1} 4p\]

Здесь мы включили соотношение уравнения 6, применили приближение

\[\frac{1}{1 \mp p} \cong 1 \pm p\]

и проигнорировали квадратичные члены в p. Подстановка в уравнение 5 дает

\[R_{вых(min)} = \frac{R_2}{D_{max}} \cong \frac{R_1}{4p} \qquad (7)\]

Например, использование сопротивлений 1% (p = 0,01) в схеме на рисунке 2a может снизить R_вых с ∞ до 1000/(4×0,01) = 25 кОм, таким образом, согласно уравнению 3 делая i_вых зависимым от v_нагр. Если мост несбалансирован в направлении, противоположном указанному выше, то наихудшее условие для R_вых составляет –25 кОм. Таким образом, в зависимости от несовпадения, R_вых может лежать в диапазоне от +25 кОм до ∞ до –25 кОм.

Рисунок 3 – (a) Использование потенциометра R_п для балансировки резисторного моста. (b) Настройка калибровки.

Для повышения производительности мы должны либо использовать сопротивления с более низкой погрешностью, либо сбалансировать мост с помощью потенциометра R_п, как на рисунке 3a. Чтобы откалибровать схему, соедините вход с землей, как показано на рисунке 3b, и используйте амперметр A. Сначала переведите переключатель в положение «земля» и, если необходимо, снижайте до нуля входное напряжение смещения операционного усилителя, пока амперметр не покажет ноль. Затем установите переключатель на известное напряжение, например 5 В, и регулируйте R_п, пока амперметр снова не покажет ноль. Предполагая, что i_вых с v_нагр = 5 В равен i_вых с v_нагр = 0 В, мы делаем i_вых независимым от v_нагр, что фактически приводит R_вых к бесконечности согласно уравнению 3.

Влияние неидеальности операционных усилителей

Коэффициент подавления синфазного сигнала

На практике операционный усилитель чувствителен к синфазному входному напряжению, особенность, которая моделируется небольшим внутренним напряжением смещения, последовательно соединенным с неинвертирующим входом. В случае источника тока Хауленда это напряжение смещения может быть выражено как v_нагр/CMRR, где CMRR (common-mode rejection ratio) – коэффициент подавления синфазного сигнала, указанный в техническом описании операционного усилителя. Как видно по рисунку 4a, уравнение 1 всё еще сохраняется, но уравнение 2 изменяется на

\[v_{усил} = \left(1+\frac{R_4}{R_3}\right) \times \left( v_{нагр} + \frac{v_{нагр}}{CMRR} \right) = \left(1+\frac{R_2}{R_1} \right) \times v_{нагр} \times \left(1+\frac{1}{CMRR} \right)\]

Подставляя эту формулу в уравнение 1, решая его для i_вых и помещая i_вых в уравнение 3, получаем

\[R_{вых} = (R_1 || R_2) \times CMRR \qquad (8)\]

Например, использование операционного усилителя с CMRR = 60 дБ (= 1000) в приведенном выше примере снизит R_вых с ∞ до (10³||10³)×1000 = 500 кОм. При модификации схемы, показанной на рисунке 3b, мы можем использовать потенциометр для компенсации совокупного влияния дисбаланса моста, а также небесконечного CMRR.

Коэффициент усиления при разомкнутой петле отрицательной обратной связи

До сих пор мы предполагали, что операционный усилитель имеет бесконечный коэффициент усиления без обратной связи. Коэффициент усиления \(a\) реального операционного усилителя конечен, поэтому давайте теперь посмотрим, как он влияет на поведение схемы.

Рисунок 4 – Схемы для исследования влияния (a) небесконечного коэффициента подавления синфазного сигнала и (b) небесконечного коэффициента усиления без обратной связи

Что касается рисунка 4b, теперь у нас есть

\[v_{усил} = a \left(v_{нагр}-\frac{R_3}{R_3+R_4}v_{усил} \right)\]

Решение для v_усил, подстановка в уравнение 1, решение для i_вых и подстановка i_вых в уравнение 3 дают

\[R_{вых} = (R_1||R_2) \times \left( 1+\frac{a}{1+\frac{R_2}{R_1}} \right) \qquad (9)\]

Например, использование операционного усилителя с усилением постоянного напряжения 100 дБ (=100000 В/В) снизит R_вых с ∞ до (10³||10³)×(1 + 100000/2) ≅ 25 МОм. При модификации схемы, показанного на рисунке 3b, мы можем использовать потенциометр для компенсации совокупного влияния дисбаланса моста, небесконечного CMRR и небесконечного усиления по постоянному напряжению при разомкнутой петле отрицательной обратной связи, и поднять R_вых как можно ближе к ∞.

Однако когда мы увеличиваем рабочую частоту, коэффициент усиления \(a\) падает по мере увеличения частоты, что приводит к прогрессивному ухудшению R_вых. Например, у операционного усилителя с коэффициентом усиления по постоянному напряжению 100 дБ произведение коэффициента усиления и ширины полосы пропускания равно 1 МГц, зависимость его коэффициента усиления без отрицательной обратной связи от частоты (при условии однополюсной характеристики) будет выглядеть следующим образом:

Однополюсная частотная характеристика операционного усилителя 1 МГц с усилением разомкнутого контура постоянного тока 100 дБ.

Рисунок 5 – Однополюсная частотная характеристика операционного усилителя на 1 МГц с коэффициентом усиления постоянного напряжения 100 дБ при разомкнутой петле обратной связи

Таким образом, коэффициент усиления \(a\) падает до 60 дБ (= 1000 В/В) на частоте 1 кГц, а значение R_вых упадет до 500×(1 + 1000/2) ≅ 250 кОм. На 10 кГц R_вых падает до 500×(1 + 100/2) ≅ 25 кОм и так далее.

Оригинал статьи:

• Dr. Sergio Franco. The Howland Current Pump

Теги

CMRR / КОСС (коэффициент ослабления синфазного сигнала)GBP (произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания)Источник токаИсточник тока ХаулендаОУ (операционный усилитель)Управление с помощью напряжения

Полупроводниковая схемотехника

Полупроводниковая схемотехника

Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. Пер. с нем. М.: Мир, 1982. – 512 с. В книге специалистов из ФРГ приведены параметры и описана структура современных полупроводниковых приборов и интегральных микросхем с различной степенью интеграции. Изложены принципы построения и методы расчета основных схем автоматики, радиоэлектроники и вычислительной техники. Для специалистов в области электронной и вычислительной техники, студентов соответствующих специальностей вузов и радиолюбителей. Оглавление Предисловие редактора перевода Часть I. Основные положения 1. Пояснение применяемых величин 2. Пассивные RC- и LRC- цепи 2.1. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ 2.1.3. ДЛИТЕЛЬНОСТЬ ФРОНТА ИМПУЛЬСА И ЧАСТОТА СРЕЗА ФИЛЬТРА 2.2. ФИЛЬТР ВЕРХНИХ ЧАСТОТ 2.3. КОМПЕНСИРОВАННЫЙ ДЕЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 2.4. ПАССИВНЫЙ ПОЛОСОВОЙ RC-ФИЛЬТР 2.5. МОСТ ВИНА-РОБИНСОНА 2.6. ДВОЙНОЙ Т-ОБРАЗНЫЙ ФИЛЬТР 2.7. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР 3. Диоды 3.2. СТАБИЛИТРОНЫ 3.3. ВАРИКАПЫ 4. Транзистор и схемы на его основе 4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ 4.2.2. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ 4.2.3. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ И ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4. 2.4. ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО НАПРЯЖЕНИЮ 4.2.5. УСТАНОВКА РАБОЧЕЙ ТОЧКИ 4.3. СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ 4.4. СХЕМА С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ, ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 4.5. ТРАНЗИСТОР КАК ИСТОЧНИК СТАБИЛЬНОГО ТОКА 4.5.2. БИПОЛЯРНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ 4.5.3. СХЕМА «ТОКОВОГО ЗЕРКАЛА» 4.6. СХЕМА ДАРЛИНГТОНА 4.7. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 4.7.2. РЕЖИМ БОЛЬШОГО СИГНАЛА 4.7.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4.7.4. НАПРЯЖЕНИЕ РАЗБАЛАНСА 4.8. ИЗМЕРЕНИЕ НЕКОТОРЫХ ПАРАМЕТРОВ ПРИ МАЛОМ СИГНАЛЕ 4.9. ШУМЫ ТРАНЗИСТОРА 4.10. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ 5. Полевые транзисторы 5.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ МАЛЫХ СИГНАЛОВ 5.3. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ 5.4. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ 5.4.1. СХЕМА С ОБЩИМ ИСТОКОМ 5.4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЗАТВОРОМ 5.4.3. СХЕМА С ОБЩИМ СТОКОМ, ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 5.5. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР КАК СТАБИЛИЗАТОР ТОКА 5.6. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 5. 7. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР В КАЧЕСТВЕ УПРАВЛЯЕМОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ 6. Операционный усилитель 6.1. СВОЙСТВА ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 6.2. ПРИНЦИП ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ 6.3. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 6.4. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 7. Внутренняя структура операционных усилителей 7.2. ПРОСТЕЙШИЕ СХЕМЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 7.3. СТАНДАРТНАЯ СХЕМА ИНТЕГРАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 7.4. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ 7.4.2. ПОЛНАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 7.4.3. ПОДСТРАИВАЕМАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 7.4.4. СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ 7.4.5. КОМПЕНСАЦИЯ ЕМКОСТНОЙ НАГРУЗКИ 7.5. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 8. Простейшие переключающие схемы 8.1. ТРАНЗИСТОРНЫЙ КЛЮЧ 8.2. БИСТАБИЛЬНЫЕ РЕЛАКСАЦИОННЫЕ СХЕМЫ 8.2.2. ТРИГГЕР ШМИТТА 8.3. МОНОСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 8.4. НЕСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 9. Базовые логические схемы 9.1. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИ 9.2. СОСТАВЛЕНИЕ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9. 2.1. ТАБЛИЦА КАРНО 9.3. ПРОИЗВОДНЫЕ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4. СХЕМОТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4.1. РЕЗИСТИВНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (РТЛ) 9.4.2. ДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ДТЛ) 9.4.3. ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ТТЛ) 9.4.4. ИНТЕГРАЛЬНАЯ ИНЖЕКЦИОННАЯ ЛОГИКА 9.4.5. ЭМИТТЕРНО-СВЯЗАННАЯ ЛОГИКА (ЭСЛ) 9.4.6. n-КАНАЛЬНАЯ МОП-ЛОГИКА 9.4.7. КОМПЛЕМЕНТАРНАЯ МОП-ЛОГИКА (КМОП) 9.4.8. ОБЗОР 9.4.9. СПЕЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ 9.5. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ТРИГГЕРЫ 9.5.2. ТРИГГЕРЫ ТИПА M-S (MASTER-SLAVE) 9.5.3. ДИНАМИЧЕСКИЙ ТРИГГЕР 9.6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА 9.6.2. ПОСТОЯННЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА (ПЗУ) 9.6.3. ПРОГРАММИРУЕМЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ МАТРИЦЫ (ПЛМ) 10. Оптоэлектронные приборы 10.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ ФОТОМЕТРИИ 10.2. ФОТОРЕЗИСТОР 10.3. ФОТОДИОДЫ 10.4. ФОТОТРАНЗИСТОРЫ 10.5. СВЕТОДИОДЫ 10.6. ОПТРОНЫ Часть II. Применения 11. Линейные и нелинейные аналоговые вычислительные схемы 11. 1. СХЕМА СУММИРОВАНИЯ 11.2. СХЕМЫ ВЫЧИТАНИЯ 11.2.2. СХЕМА ВЫЧИТАНИЯ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 11.3. БИПОЛЯРНОЕ УСИЛИТЕЛЬНОЕ ЗВЕНО 11.4. СХЕМЫ ИНТЕГРИРОВАНИЯ 11.4.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.2. ЗАДАНИЕ НАЧАЛЬНЫХ УСЛОВИЙ 11.4.3. СУММИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.4. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.5. СХЕМЫ ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЯ 11.5.3. СХЕМА ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЯ С ВЫСОКИМ ВХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ 11.6. РЕШЕНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УРАВНЕНИЙ 11.7. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 11.7.2. ЭКСПОНЕНТА 11.7.3. ВЫЧИСЛЕНИЕ СТЕПЕННЫХ ФУНКЦИЙ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМОВ 11.7.4. ФУНКЦИИ SIN X И COS X 11.7.5. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ 11.8. АНАЛОГОВЫЕ СХЕМЫ УМНОЖЕНИЯ 11.8.2. УМНОЖЕНИЕ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМИЧЕСКИХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ 11.8.3. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ, ИСПОЛЬЗУЮЩАЯ ИЗМЕНЕНИЕ КРУТИЗНЫ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРОВ 11.8.4. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ С ИЗОЛИРОВАННЫМИ ЗВЕНЬЯМИ 11.8.5. БАЛАНСИРОВКА СХЕМ УМНОЖЕНИЯ 11.8.6. СХЕМЫ ЧЕТЫРЕХКВАДРАНТНОГО УМНОЖЕНИЯ 11. 8.7. ПРИМЕНЕНИЕ СХЕМЫ УМНОЖЕНИЯ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ И ИЗВЛЕЧЕНИЯ КВАДРАТНЫХ КОРНЕЙ 11.9. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ КООРДИНАТ 11.9.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДЕКАРТОВЫХ КООРДИНАТ В ПОЛЯРНЫЕ 12. Управляемые источники и схемы преобразования полного сопротивления 12.1. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12.2. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТОКОМ 12.3. ИСТОЧНИКИ ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12.3.2. ИСТОЧНИКИ ТОКА С ЗАЗЕМЛЕННОЙ НАГРУЗКОЙ 12.3.3. ЭТАЛОННЫЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА НА ТРАНЗИСТОРАХ 12.3.4. ПЛАВАЮЩИЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА 12.4. ИСТОЧНИКИ ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТОКОМ 12.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ОТРИЦАТЕЛЬНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ (NIC) 12.6. ГИРАТОР 12.7. ЦИРКУЛЯТОР 13. Активные фильтры 13.1. ТЕОРЕТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ 13.1.1. ФИЛЬТР БАТТЕРВОРТА 13.1.2. ФИЛЬТР ЧЕБЫШЕВА 13.1.3. ФИЛЬТРЫ БЕССЕЛЯ 13.1.4. ОБОБЩЕННОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ 13.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ВЕРХНИЕ 13.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13. 4. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.4.2. ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.3. ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.4. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.5. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ ВЕРХНИХ И НИЖНИХ ЧАСТОТ БОЛЕЕ ВЫСОКОГО ПОРЯДКА 13.6. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРА НИЖНИХ ЧАСТОТ В ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР 13.6.1. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.6.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА 13.7. РЕАЛИЗАЦИЯ ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.7.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.3. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.4. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.8. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ЗАГРАЖДАЮЩИЕ ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ 13.9. РЕАЛИЗАЦИЯ ЗАГРАЖДАЮЩИХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.9.1. ЗАГРАЖДАЮЩИЙ LRC-ФИЛЬТР 13.9.2. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С ДВОЙНЫМ Т-ОБРАЗНЫМ МОСТОМ 13.9.3. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С МОСТОМ ВИНА-РОБИНСОНА 13. 10. ФАЗОВЫЙ ФИЛЬТР 13.10.2. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13.10.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.11. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЙ УНИВЕРСАЛЬНЫЙ ФИЛЬТР 14. Широкополосные усилители 14.1. ЗАВИСИМОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ ПО ТОКУ ОТ ЧАСТОТЫ 14.2. ВЛИЯНИЕ ВНУТРЕННИХ ЕМКОСТЕЙ ТРАНЗИСТОРА И ЕМКОСТЕЙ МОНТАЖА 14.3. КАСКОДНАЯ СХЕМА 14.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ КАК ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5. СИММЕТРИЧНЫЙ ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5.2. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ИНВЕРТОРОМ 14.5.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С КОМПЛЕМЕНТАРНОЙ КАСКОДНОЙ СХЕМОЙ 14.5.4. ДВУХТАКТНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.6. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 14.6.2. ДВУХТАКТНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 14.7. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 15. Усилители мощности 15.1. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ КАК УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 15.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 15.2.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ В РЕЖИМЕ AB 15. 2.3. СПОСОБЫ ЗАДАНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ 15.3. СХЕМЫ ОГРАНИЧЕНИЯ ТОКА 15.4. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ ПО СХЕМЕ ДАРЛИНГТОНА 15.5. РАСЧЕТ МОЩНОГО ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА 15.6. СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ 15.7. ПОВЫШЕНИЕ НАГРУЗОЧНОЙ СПОСОБНОСТИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 16. Источники питания 16.1. СВОЙСТВА СЕТЕВЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ 16.2. ВЫПРЯМИТЕЛИ 16.2.1. ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.2. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.3. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ДЛЯ ДВУХ СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ ВЫХОДНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.2. СХЕМА С РЕГУЛИРУЮЩИМ УСИЛИТЕЛЕМ 16.3.3. ИНТЕГРАЛЬНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.4. СТАБИЛИЗАТОР С МАЛЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ ПОТЕРЬ 16.3.5. СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЙ, СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ 16.3.6. СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ С ИЗМЕРИТЕЛЬНЫМИ ВЫВОДАМИ 16.3.7. ЛАБОРАТОРНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ 16.3.8. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД ЛАБОРАТОРНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ С БОЛЬШОЙ ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 16. 4. ПОЛУЧЕНИЕ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 16.4.2. ПОЛУЧЕНИЕ МАЛЫХ ОПОРНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.5. ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 16.5.2. ПЕРВИЧНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 17. Аналоговые коммутаторы и компараторы 17.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КОММУТАТОРЫ 17.2.2. ДИОДНЫЙ КОММУТАТОР 17.2.3. КОММУТАТОР НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 17.3. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ НА БАЗЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 17.3.2. КОММУТАТОР НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ С ПЕРЕМЕНОЙ ЗНАКА ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 17.3.3. КОММУТАТОР НА БАЗЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ 17.4. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ С ПАМЯТЬЮ 17.5. КОМПАРАТОРЫ 17.5.2. КОМПАРАТОР С ПРЕЦИЗИОННЫМ ВЫХОДНЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ 17.5.3. ДВУХПОРОГОВЫЙ КОМПАРАТОР 17.6. ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.2. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.3. ПРЕЦИЗИОННЫЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 18. Генераторы сигналов 18.1. LC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.1.2. ГЕНЕРАТОР С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА МАЙССНЕРА) 18.1.3. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ИНДУKТИВНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА ХАРТЛИ) 18. 1.4. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ЕМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА КОЛПИТЦА) 18.1.5. LC-ГЕНЕРАТОР С ЭМИТТЕРНОЙ СВЯЗЬЮ 18.1.6. ДВУХТАКТНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2.1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА КВАРЦЕВОГО РЕЗОНАТОРА 18.2.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ С LC-КОЛЕБАТЕЛЬНЫМ КОНТУРОМ 18.2.3. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ БЕЗ LC-КОНТУРА 18.3. СИНУСОИДАЛЬНЫЕ RC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.3.2. МОДЕЛИРОВАНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УРАВНЕНИЯ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ 18.4. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ (ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ) 18.4.2. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР С УПРАВЛЯЕМОЙ ЧАСТОТОЙ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА 18.4.3. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР 18.5. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.1. НИЗКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 19. Комбинационные логические схемы 19.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОДОВ 19.1.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЕ КОДЫ 19.1.3. КОД ГРЕЯ 19.2. МУЛЬТИПЛЕКСОР И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОР 19.3. КОМБИНАЦИОННОЕ УСТРОЙСТВО СДВИГА 19. 4. КОМПАРАТОРЫ 19.5. СУММАТОРЫ 19.5.1. ПОЛУСУММАТОР 19.5.2. ПОЛНЫЙ СУММАТОР 19.5.3. СУММАТОРЫ С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ПЕРЕНОСОМ 19.5.4. СЛОЖЕНИЕ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫХ ЧИСЕЛ 19.5.5. ВЫЧИТАНИЕ 19.5.6. СЛОЖЕНИЕ ЧИСЕЛ С ЛЮБЫМИ ЗНАКАМИ 19.6. УМНОЖИТЕЛИ 19.7. ЦИФРОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 20. Интегральные схемы со структурами последовательностного типа 20.1. ДВОИЧНЫЕ СЧЕТЧИКИ 20.1.1. АСИНХРОННЫЙ (ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.1.2. СИНХРОННЫЙ (ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК В КОДЕ 8421 20.2.1. АСИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.2.2. СИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.3. СЧЕТЧИК С ПРЕДВАРИТЕЛЬНОЙ УСТАНОВКОЙ 20.4. РЕГИСТРЫ СДВИГА 20.4.2. КОЛЬЦЕВОЙ РЕГИСТР 20.4.3. РЕГИСТР СДВИГА С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ВВОДОМ 20.4.4. РЕГИСТР СДВИГА С ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫМ НАПРАВЛЕНИЕМ СДВИГА 20.5. ПОЛУЧЕНИЕ ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ 20.6. ПЕРВОНАЧАЛЬНАЯ ОБРАБОТКА АСИНХРОННОГО СИГНАЛА 20.6.2. СИНХРОНИЗАЦИЯ ИМПУЛЬСОВ 20. 6.3. СИНХРОННЫЙ ОДНОВИБРАТОР 20.6.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР ИЗМЕНЕНИЙ 20.6.5. СИНХРОННЫЙ ТАКТОВЫЙ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ 20.7. СИСТЕМАТИЧЕСКИЙ СИНТЕЗ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫХ СХЕМ 20.7.2. ПРИМЕР СИНТЕЗА ПЕРЕКЛЮЧАЕМОГО СЧЕТЧИКА 20.7.3. СОКРАЩЕНИЕ ЕМКОСТИ ПАМЯТИ 21. Микро-ЭВМ 21.1. ОСНОВНАЯ СТРУКТУРА МИКРО-ЭВМ 21.2. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ МИКРОПРОЦЕССОРА 21.3. НАБОР КОМАНД 21.4. ОТЛАДОЧНЫЕ СРЕДСТВА 21.5. ОБЗОР МИКРОПРОЦЕССОРОВ РАЗЛИЧНОГО ТИПА 21.6. МОДУЛЬНОЕ ПОСТРОЕНИЕ МИКРО-ЭВМ 21.7. ПЕРИФЕРИЙНЫЕ УСТРОЙСТВА 21.7.1. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.2. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.3. ИНТЕРФЕЙС МАГИСТРАЛИ «ОБЩАЯ ШИНА» 21.7.4. ПРОГРАММИРУЕМЫЙ СЧЕТЧИК 21.7.5. ПОДКЛЮЧЕНИЕ ПЕРИФЕРИЙНЫХ МОДУЛЕЙ СЕМЕЙСТВА 8080 К МАГИСТРАЛЯМ СЕМЕЙСТВА 6800 21.7.6. ОБЗОР ПЕРИФЕРИЙНЫХ УСТРОЙСТВ 21.8. МИНИМАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ 21.8.2. ОДНОКРИСТАЛЬНАЯ МИКРО-ЭВМ 22. Цифровые фильтры 22.1. ТЕОРЕМА О ДИСКРЕТИЗАЦИИ (ТЕОРЕМА О ВЫБОРКАХ) 22.1.2. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 22. 2. ЦИФРОВАЯ ФУНКЦИЯ ПЕРЕДАЧИ ФИЛЬТРА 22.3. БИЛИНЕЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ 22.4. РЕАЛИЗАЦИЯ ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ 22.4.2. СТРУКТУРА ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 22.4.3. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 23. Передача данных и индикация 23.1. СОЕДИНИТЕЛЬНЫЕ ЛИНИИ 23.2. ЗАЩИТА ДАННЫХ 23.2.2. КОД ХЕММИНГА 23.3. СТАТИЧЕСКИЕ ЦИФРОВЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.3.1. ДВОИЧНЫЕ ИНДИКАТОРЫ НА СВЕТОДИОДАХ 23.3.2. ДЕКАДНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.3.3. ИНДИКАЦИЯ В ШЕСТНАДЦАТЕРИЧНОМ КОДЕ 23.4. МУЛЬТИПЛЕКСНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.1. МНОГОРАЗРЯДНЫЕ 7-СЕГМЕНТНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.2. МАТРИЦА ТОЧЕК 24. Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи 24.1. СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ ПРИНЦИПЫ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.1.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ПЕРЕКИДНЫМИ КЛЮЧАМИ 24.1.3. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ПОСТОЯННОГО ИМПЕДАНСА (МАТРИЦА ТИПА R-2R) 24.1.4. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ДЛЯ ДЕКАДНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.2. ПОСТРОЕНИЕ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С ЭЛЕКТРОННЫМИ КЛЮЧАМИ 24.2.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ТОКОВЫМИ КЛЮЧАМИ 24. 3. ЦА-ПРЕОБРАЮВАТЕЛИ ДЛЯ СПЕЦИАЛЬНЫХ ПРИМЕНЕНИЙ 24.3.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ 24.3.3. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КАК ГЕНЕРАТОР ФУНКЦИЙ 24.4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАНИЯ 24.5. ТОЧНОСТЬ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.6. ПОСТРОЕНИЕ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 25. Измерительные схемы 25.1. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЙ 25.1.2. ИЗМЕРЕНИЕ РАЗНОСТИ ПОТЕНЦИАЛОВ 25.1.3. ИЗОЛИРОВАННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 25.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА 25.2.1. ИЗОЛИРОВАННЫЕ ОТ ЗЕМЛИ АМПЕРМЕТРЫ С МАЛЫМ ПАДЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ 25.2.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА ПРИ ВЫСОКОМ ПОТЕНЦИАЛЕ 25.3. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 25.3.2. ИЗМЕРЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОГО ЗНАЧЕНИЯ 25.3.3. ИЗМЕРЕНИЕ АМПЛИТУДНЫХ ЗНАЧЕНИЙ 25.3.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР 26. Электронные регуляторы 26.2. ТИПЫ РЕГУЛЯТОРОВ 26.2.1. П-РЕГУЛЯТОР 26.2.2. ПИ-РЕГУЛЯТОР 26.2.3. ПРОПОРЦИОНАЛЬНО-ИНТЕГРАЛЬНО-ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ РЕГУЛЯТОР 26.2.4. НАСТРАИВАЕМЫЕ ПИД-РЕГУЛЯТОРЫ 26.3. УПРАВЛЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫМИ ОБЪЕКТАМИ 26.4. ОТСЛЕЖИВАЮЩАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ (АВТОПОДСТРОЙКА) 26. 4.1. ЭЛЕМЕНТЫ ВЫБОРКИ-ХРАНЕНИЯ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.2. СИНХРОННЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.3. ЧАСТОТНО-ЧУВСТВИТЕЛЬНЫЙ ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР 26.4.4. ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР С ПРОИЗВОЛЬНО УВЕЛИЧИВАЕМЫМ ДИАПАЗОНОМ ИЗМЕРЕНИЙ 26.4.5. ФАЗОРЕГУЛЯТОР В КАЧЕСТВЕ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТ

Howland Current Pump Circuit

Простой источник тока не идеален для переменных нагрузок, поскольку ток через нагрузку также изменяется в зависимости от сопротивления нагрузки. Решением этой проблемы является источник постоянного тока, такой как Howland Current Pump Circuit.

Насос Howland Current Pump был изобретен в 1962 году профессором Брэдфордом Хаулендом из Массачусетского технологического института. Он состоит из операционного усилителя IC и сбалансированного резисторного моста для поддержания постоянного значения тока через нагрузку, даже если значение сопротивления нагрузки изменяется. Здесь мы поймем основную работу и схему Howland Current Source , создав его на аппаратном уровне.

 

Принципиальная схема токового насоса Howland

 

Теперь, применяя закон Кирхгофа для тока и закон Ома, мы видим, что выходной ток равен сумме входного тока и тока через резистор Р4.

 

  i  o  = i  1  + i  2  
  i  o  = (V  1  - V  L  / R  1 ) + (V  A  - V  L  / R  2 )… (Уравнение 1)  

R ₁ и R ₂ с помощью op. -amp образуют неинвертирующий усилитель по отношению к напряжению нагрузки V _L . Таким образом, мы получаем

  В  А  = (1 + R  4  / R  3  ) В  L  … (уравнение 2)  

 

Поместите значение V _{А 9003 в уравнение 1 (уравнение) ),}

  i  o  = (В  1  – В  Л  / Р  1  ) + ((1 + Р  4  / Р  3  ) В 2  Л 3 1  – В  Л 3  – В  )  

Сейчас, по решению и размещению значения I _O = AV ₁ – V _L / R _O ,

, где A = 1 / R ₁

Отсюда, вычислив R _O из уравнения, получим:

  R  O  = R  2  / ((R  2  /R  1  ) – (R  4  /R  3  ))  3  
3  по отношению к выходному напряжению сопротивления нагрузки, мы должны достичь состояния моста баланса, которое составляет 
 
 
  R  4  / R  3  = R  2  / R  1   
  
 Моделирование токового насоса Howland 
 Схема Хоуленда — это идеальная схема источника тока, которая поддерживает постоянный ток в зависимости от изменения сопротивления нагрузки или напряжения на ней. В приведенном ниже видео моделирования вы можете видеть, что значение тока постоянно, независимо от R  L . Здесь моделирование выполняется три раза с тремя различными значениями нагрузочного резистора, т. е. 1 кОм, 2 кОм и 3 кОм, но ток через резистор остается постоянным независимо от значения резистора. Здесь мы получаем постоянный выходной ток 9мА в любых условиях.
 
  
 Требуемый компонент 
 ИС операционного усилителя – LM741
 Резистор – (3,9 кОм – 2 шт., 1 кОм – 3 шт.)
 Макет
 Питание 9 В
 Соединительные провода
  
 Операционный усилитель IC LM741 
  Операционный усилитель LM741  – это электронный усилитель напряжения с высоким коэффициентом усиления со связью по постоянному току. Это небольшая микросхема с 8 контактами. Операционный усилитель IC используется в качестве компаратора, который сравнивает два сигнала, инвертирующий и неинвертирующий сигнал. В операционном усилителе IC 741 PIN2 – это инвертирующий вход, а PIN3 – неинвертирующий вход. Выходной контакт этой микросхемы — PIN6. Основная функция этой ИС — выполнение математических операций в различных схемах.
 Когда напряжение на неинвертирующем входе (+) выше, чем напряжение на инвертирующем входе (-), то на выходе компаратора высокий уровень. И если напряжение инвертирующего входа (-) выше, чем неинвертирующего конца (+), то выход НИЗКИЙ. В этой схеме беспроводного коммутатора LM741 используется для подачи тактового импульса с низкого на высокий на IC 4017 каждый раз, когда кто-то проводит рукой по LDR. Узнайте больше об операционном усилителе 741 здесь.
  
  Схема контактов LM741 
  
  Конфигурация контактов LM741 
  № PIN. 
   ПИН-код Описание 
 1
 Нулевое смещение
 2
 Инвертирующий (-) входной контакт
 3
 неинвертирующий (+) входной контакт
 4
 источник отрицательного напряжения (-VCC)
 5
 смещение ноль
 6
 Выходное напряжение контакт
 7
 источник положительного напряжения (+VCC)
 8
 не подключен
  
 Проверка аппаратного обеспечения токового насоса Howland 
 Согласно закону Ома, увеличение значения сопротивления нагрузки также изменит напряжение на ней. Но идеальный источник должен поддерживать постоянную величину тока, протекающего через сопротивление нагрузки. Ниже приведена аппаратная настройка для тестирования схемы токовой накачки Howland, здесь источник питания 9 В подается через RPS (регулируемый источник питания), но для тестирования также можно использовать 9-вольтовую батарею. Здесь мы протестировали схему с сопротивлением нагрузки 2 кОм и 3,9k, и измерил ток через нагрузку с помощью цифрового мультиметра. Как показано на изображениях ниже, ток остается постоянным в обоих условиях.
  
 Резистор также можно заменить какой-либо активной нагрузкой, такой как двигатель или светодиод. Полное демонстрационное видео насоса Howland Current Pump приведено ниже.
  
 Применение токового насоса Howland 
 Ниже приведены некоторые варианты применения токового насоса Howland:
 Проверка других устройств
 Эксперименты
 Производственные испытания
 Смещающие диоды и транзисторы
 Для настройки тестовых условий
 Howland Current Pump Circuit 
  7 месяцев назад   23 февраля 2022 г.  by Shagufta Shahjahan
 1383 просмотра
 В этом уроке мы разрабатываем «Схему токового насоса Howland». Вопрос в том, зачем мы делаем эту схему? Базовый источник тока не идеален для переменных нагрузок, так как ток через нагрузку дополнительно изменяется в зависимости от сопротивления нагрузки. Ответом на этот вопрос является источник постоянного тока, такой как Howland Current Pump Circuit.
 Токовый насос Хауленда был изобретен в 1962 году профессором Брэдфордом Хаулендом из Массачусетского технологического института. Он состоит из микросхемы операционного усилителя и резисторного моста для поддержания постоянного значения тока; однако куча, независимо от того, изменяется ли оценка сопротивления нагрузки.
 Купить на Amazon
 Компоненты аппаратного обеспечения 
 Следующие компоненты необходимы для изготовления схемы токового насоса Howland
 S. No
 Компонент
 Value
 Qty
 1
 Op-amp IC
 LM741
 1
 2
 Resistor
 1K, 3. 9K
 3, 2
 3
 Breadboard
 –
 1
 4
 Supply
 9 V
 1
 5
 Connecting Wires
 –
 –
 Распиновка LM741 
 Для подробного описания цоколевки, размеров и технических характеристик загрузите техническое описание LM741
 Схема токового насоса Howland 
 Работа схемы 
 Увеличение значения сопротивления нагрузки часто приводит к регулировке напряжения через нее Закон Ома. Но оптимальный источник должен постоянно поддерживать ток через сопротивление нагрузки. Приведенная ниже аппаратная конфигурация предназначена для тестирования схемы токовой накачки Howland, где RPS подает питание на 9v, но можно использовать даже батарейку 9v для проверки.