Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Резонансный блок питания своими руками. LLC резонанс

Приветствую, Самоделкины!
Из данной статьи Вы узнаете, как своими руками собрать резонансный преобразователь.


Тема довольно-таки сложноватая, но Роман (автор данной самоделки, YouTube канал «Open Frime TV») постарался объяснить все это максимально простым языком.

Вообще, идея собрать резонансный блок питания, давненько зародилась в голове автора, но постоянно отталкивала мысль о том, что данная топология достаточно сложная. И вот, собравшись с силами, было решено все-таки заняться этим блоком.

Итак, давайте посмотрим, что же представляет из себя данный блок питания.



На первый взгляд он ничем не отличается от обыкновенного шимака, кроме вот этого дросселя:

Вот в нем то как раз и кроется вся прелесть данной топологии. Этот дроссель вместе с конденсатором создают резонансный контур, который способен творить, на первый взгляд, невозможные вещи, но обо всем по порядку.

Теперь по поводу дросселя.

Устанавливать его нужно не всегда. В трансформаторах есть такое понятие, как индуктивность рассеяния.

Это индуктивность, которая появляется вследствие намотки трансформатора и не относится к индуктивности первичной или вторичной обмотки, а выступает как отдельный контур, включенный последовательно с первичной обмоткой.

Ничего не напоминает? Правильно, это похоже именно на тот дроссель, который необходим для создания резонансного контура.
В общем сейчас же нам нужно увеличить индуктивность рассеивания трансформатора. Сделать это можно намотав трансформатор немного непривычным способом, а именно разделив каркас на две части.


На одной из них мотаем первичку, а на другой вторичку. Такое разделение в разы повышает индуктивность рассеяния. Стоит предупредить, что не имея осциллографа и измерителя индуктивности вряд ли получится повторить данный проект.

Интересно в данном блоке питания и то, что форма тока через трансформатор не прямоугольная как шимаках, а синусоидальная.

Такая разница обуславливается работой резонансного контура. Также за счет выброса самоиндукции транзисторы могут переключаться в нуле напряжения, тем самым снижая потери при коммутации и вследствие чего нагрев.

Если контур грамотно настроен, то ключи можно оставить даже без радиатора, так как их нагрев в таком случае минимальный.
Теперь давайте разберем плюсы и минусы такой топологии. Сперва поговорим о минусах.

1. Диапазон выходных напряжений меньше чем у ШИМ. Это обуславливается тем, что регулировка происходит частотой, поэтому получать на выходе широкий диапазон напряжений просто невозможно, так как при выходе из определенной области частоты мы можем просто свалиться в режим переключения при нулевом токе. Или же наоборот, при слишком большом увеличении частоты переведем блок в режим постоянного тока, при котором диоды перейдут в жесткое переключение.

2. В изготовлении и настройке сложнее ШИМ. Чтобы собрать и настроить данный блок питания скорее всего придется провозиться и возможно не один день.



Плюсы:

На изображении ниже представлена схема будущего устройства, давайте ее рассмотрим.

Как видим, тут у нас всем знакомая IR2153. Почему именно она? Все дело в ее простоте. Более продвинутые микросхемы имеют множество защит, которые могут сыграть злую шутку при первом опыте сборки и запуска проекта такого рода. Поэтому для сборки первого резонансного блока питания данная микросхема хороший выбор.

В обвязке самой микросхемы в принципе все стандартно. Стоит обратить внимание только на обратную связь.

Она здесь работает следующим образом: при повышении выходного напряжения (выше напряжение пробоя стабилитрона) происходит засвечивании внутреннего диода, а это в свою очередь приоткрывает транзистор. Когда через него начинает протекать ток, транзистор как бы выступает в роли шунта, соединяющим частотозадающий резистор со вторым резистором.


Таким образом общее сопротивление снижается и соответственно растет частота. Данные диоды необходимы для полноценной работы резистора, так как именно через него происходит зарядка и разрядка частотозадающего конденсатора.


Номинал резистора (изображен со звездочкой) необходимо определить методом подбора в зависимости от минимальной частоты работы.

Таким же образом под конкретную нагрузку подбирается и резистор защиты по току.

Формула расчета представлена на изображении ниже.

Далее можно приступать к изготовлению печатной платы. Здесь автор предлагает 2 варианта. Первый вариант был сделан под меньший сердечник, да и предназначался чисто для ознакомления с принципом работы.

Второй же вариант, это уже более мощная платка, которая позволяет гонять довольно большие токи.

Также автор не советует устанавливать транзисторы и диоды на один радиатор, так как транзисторы начинают нагреваться от диода. Если будете разводить самостоятельно, то не повторяйте эту ошибку.

Далее методом ЛУТ была изготовлена печатная плата и запаяны все компоненты кроме трансформатора, его еще предстоит намотать.


И на последок осталось самое сложное - намотка трансформатора. Это безусловно один из самых сложных моментов в данном проекте. Для расчета трансформатора потребуется программа Старичка (ссылка).

В окне программы вводим необходимые данные такие как, входные/выходные напряжения и мощность. А дальше необходимо подбирать частоту и зазор таким образом, чтобы получить стандартное значение ёмкости конденсатора, так как это единственное на что мы не можем повлиять.


Более подробно о процессе сборки БП, расчета и намотке трансформатора смотрите в оригинальном видеоролике автора:


Итак, каркас намотан, теперь необходимо подобрать зазор. Он подбирается таким образом, чтобы индуктивность первичной обмотки совпадала с расчетным значением полной индуктивности. Для этого пользуемся измерителем индуктивности.


Когда зазор подобран замыкаем все выходные обмотки между собой и замеряем индуктивность еще раз, это и будет как раз индуктивность рассеяния. Если она отличается от расчетной больше чем на 5-10%, то придется начинать сначала и перематывать трансформатор. Это действие будет необходимо повторять до тех пор, пока не угадаете с намоткой.

Когда все готово, запаиваем трансформатор на свое место и на этом сборка завершена.


Немного про компоненты. Входной дроссель был выпаян из старого блока питания, вот из этого:

Второй дроссель выпаян из выходной части старого компьютерного блока питания.

Все готово, можно приступать к тестам. Первое включение самодельного резонансного блока желательно производить от лабораторного источника тока, подав на него не более 30В и запаяв вместо вот этих двух резисторов (смотри изображение ниже), резистор поменьше, Ом на 500.


Также при желании посмотреть, на что способен собранный своими руками резонансный блок питания, можно заменить частотозадающий резистор переменным.


Когда мы близко подбираемся к резонансной частоте, то можно наблюдать резкий скачек выходного напряжение, такое в блоках ШИМ получить невозможно.

Теперь подключим осциллограф и посмотрим, что у нас происходит в контуре.


Как можете наблюдать тут у нас долгожданный синус. Испытание электронной нагрузкой тоже прошло успешно. Во всем диапазоне токов напряжение плюс/минус стабильное, это все потому, что на выходе был применен стабилитрон, а не tl431, с ней результат был бы лучше, но не стоит забывать, что это у нас самый простой блок.


Благодарю за внимание. До новых встреч!
Источник (Source) Становитесь автором сайта, публикуйте собственные статьи, описания самоделок с оплатой за текст. Подробнее здесь.

Мощный резонансный блок питания на FAN7621. LLC resonant power supply

В статье рассматривается чип FAN7621.

С развитием полупроводниковых приборов, особенно в области силовой электроники, в нашу жизнь прочно вошли импульсные источники питания.
Насколько мне известно, в Европе уже несколько лет полностью запрещено изготовление устройств с питанием от обычного 50Гц силового трансформатора. И в этом есть масса плюсов. Экономия металла, экономия электроэнергии как экологический аспект, выигрыш в массогабаритных показателях.

Импульсные блоки питания непрерывно совершенствуются. Уже нигде не используется ЧИМ, только ШИМ, на невысоких частотах преобразования вовсю используются гибриды IGBT. Совсем недавно появилась, и начала прочно входить в нашу жизнь, технология резонансных преобразователей.

Содержание / Contents

Как то мне принесли на показ источник питания.
По утверждению даташита этого БП – его мощность достигала 500Вт при очень скромных размерах платы- 100х100 мм. А радиаторы силовых ключей вызвали мой истерический смех...
Как? 500Вт на этих радиаторах? Издеваются???
Полез на сайт производителя и прочитал волшебное слово resonant topology.
Ну как я могу пройти мимо и не пощщупать так сказать!
Изучение этой темы вынудило меня обратиться к сайтам разработчиков полупроводников для силовой электроники.
И только в одной конторе еще не всех инженеров подвинули маркетологи - Fairchild Semiconductor. У них нашлось пара интересных для меня вещей.

Контроллер FAN7621 (он единственный из всех в DIP корпусе ) и сборка FSFR2100.
Решил начать с FAN7621.

Для изучения был использован даташит на FAN7621 и application note AN-4151.

Данная конструкция является моей вольной интерпретацией документа по имени AN-4151 от Fairchild Semiconductor — нет, не реклама, даже семплы у них не заказывал! Просто они оказались ближе остальных к людям. Все неточности на моей совести.

Одной из проблем любого ИБП является его КПД. Тепловые и коммутационные потери, потери на обратном восстановлении выпрямительных диодов – вот те немногие факторы, что усложняют жизнь конструторам и разработчикам таких блоков питания.
Одним из вариантом повышения КПД является использования резонансной схемы.
Изначально резонансная схема БП (LC resonant converter ) была предложена для увеличения рабочей частоты преобразователя, снижения коммутационных потерь и уменьшения размеров моточных узлов.


Еще она интересна тем, что форма передаваемого тока в нагрузку близка к синусоиде и ключи в преобразователе работают в режиме “мягкого переключения” (ZVS – zero volage switching ). Как это работает, я до конца не понял и объяснения человеческим языком не нашел, так что пока принцип работы LC resonant converter-а. Это попроще...


Полумостовой преобразователь нагружен на резонансную цепь, в которую входит силовой трансформатор, индуктивность Lr и емкость Cr. У этой цепи есть некая резонансная частота.
На эту цепь подается напряжение Vd, с частотой, близкой к резонансной для этой цепи, тем самым, меняя частоту в сторону резонанса, можно увеличивать напряжение на выходе трансформатора. Соответственно изменяя частоту в противоположную сторону, и уходя от резонанса, можно это напряжение уменьшать. Трансформатор с нагрузками является частью резонансной цепи, и от изменения импеданса всей цепи меняется напряжения на нагрузке. Разработчики называют это изменение DC gain. И оно, для этого варианта конвертера всегда меньше единицы.

Здесь есть одна засада – диапазон регулирования сильно зависит от нагрузки. Поэтому и рекомендуют использовать такую схему при номинальной или близко к номинальной нагрузке.
Теоретически, при стремлении нагрузке к минимуму, необходимо увеличивать частоту контура до бесконечности, что невозможно.
Этот недостаток можно частично устранить, если использовать трансформатор, как часть индуктивности резонансной цепи.
Эта топология называется LLC resonant converter.

Здесь трансформатор зашунтирован индуктивностью Lm. Это снижает эффективность работы схемы, но при работе на “высокой” стороне снижение коммутационных потерь более предпочтительно потерям в индуктивностях. К тому же, эту индуктивность можно конструктивно представить как часть первичной обмотки. Единственное уточнение.
Значение индуктивности Lm в несколько раз больше Lr. Поэтому приходится вводить зазор в сердечник. Но зато можно поддерживать постоянное напряжение на выходе при разных уровнях нагрузки путем незначительного изменения частоты переключения.
Более понятно это видно на графике.

Старт происходит на частоте выше 100кГц, потом частота снижается, приближаясь к резонансной, и поддерживается на нужном уровне обратной связью, как в обычном стабилизированном БП.
В общем фишечка интересна, и ее обязательно надо пощупать.

Вообще, вышеуказанный апнот и даташит написан для тупых вроде меня, и достаточно подробно. Что и послужило толчком для повторения.
Поэтому больше расскажу о том, как и что делал.

Для начала надо определиться, что я буду питать.
Появилась идея заменить в одном из моих усилителей БП на жалком гибриде таймера и драйвера - IR2153.
В общем подопытный кролик выбран - начнем!


Нужно получить двухполярное напряжение +/- 30В для умзч, и +24В для защиты АС.
В принципе ничего сложного.
Единственное уточнение – для УМЗЧ стабилизация ИБП не только не обязательна, но и противопоказана. А нам надо управлять резонансной частотой в зависимости от нагрузки.
Поэтому стабилизировать буду шину защиты АС, а питание мощника пусть будет само по себе.
Рисую схему.

Сама по себе FAN7621 обладает всеми видами защит, и по умолчанию в даташите на нее отрисована схема токовой защиты по одной полуволне в первичной обмотке.
Но там же и рассказано, что можно использовать монитроинг по обоим полуволнам тока.
Вот так:

Исключён фрагмент. Полный вариант статьи доступен меценатам и полноправным членам сообщества. Читай условия доступа.
Или вот так:
Исключён фрагмент. Полный вариант статьи доступен меценатам и полноправным членам сообщества. Читай условия доступа.
Также пришлось видоизменить под свою концепцию питание контроллера.
В даташите нарисовано питание от какого-то стороннего дежурного БП на 16-20В, я же решил применить самопитание и запуск на проверенной схеме от параметрического стабилизатора.
Минимально напряжение для запуска заявлено 14.5В, защита от перенапряжения – 23В.
Вот в этом коридоре и надо работать.
От 15В мы стартуем, потом самопитание подхватывает и за счет диода D2 отсекает пусковой стаб от контроллера. При повышении до 23В мы радостно отключаемся.
Думаю должно работать.

Ну а теперь самое интересное.
Когда-то давно, мне под разбор попался скоропостижно разбитый маленьким ребенком моего коллеги LCD телевизор. Внутри был вполне себе солидный БП, совмещенный с драйвером подсветки.
И я еще тогда удивился, зачем первичка и вторичка на разных катушках, да еще и разнесены на каркасе? Но тогда я был болен лампами и ИБП на TL494, и кроме удивления такой избыточностью, никакого практического интереса это у меня не вызвало...
Вот же дебил какой я был невнимательный! У меня же в руках был резонансник... Причем живой.
А я яростно выкусывал кусачками перегородку и шлифовал надфилем поверхность катушки.


Вот эту перегородку, как на фото.
И только вот недавно я понял, для чего была эта избыточность...
Как я рассказывал выше, для LLC топологии требуется Lm поместить в трансформатор.
Для этого нужно, чтоб обмотка была не только компактно намотана, но и как можно меньше была подвержена влиянию вторичной обмотки.
Нужно получить не только требуемую индуктивность первички, но и невысокую индуктивность рассеяния.
Схема намотки, а также параметры трансформатора указаны в даташите.
В апноте AN-4151 также дан расчет трансформатора. Там немного другие данные.
Расчет довольно большой, зато расписан пошагово и с примерами.Исключён фрагмент. Полный вариант статьи доступен меценатам и полноправным членам сообщества. Читай условия доступа.

Самое долгое, ожидание контроллера. Почта работает быстро, поэтому не прошло и полутора месяцев, и вот контроллер установлен.
Первое включение естественно через лампочку!
И тишина....
Оказалось, что стабилитрона на 15В маловато для запуска, на ноге питания при старте всего 13.8В при пороге в 14.5В.
Меняю зенера на 16В – и вот:


Ничего не стрельнуло, и даже чего то засветилось!
Идет измерение питащего контроллер напряжения и частота импульсов на нижнем фете.

Пробую крутить регулировку напряжения на выходе. Напряжение меняется, частота тоже.
Работает!
Теперь надо нагрузить вторую обмотку – ту, что 2*30В нерегулируемая.

Сразу закономерность – от нагрузки на другую обмотку меняется напряжение на стабилизированной. В принципе все верно, резонанс распространяется на все обмотки.
Но диапазона регулирования вверх явно не хватает- не могу вытянуть +24В. Минимальная частота – 71кГц.
Пришло время разобрать цепь управления частотой.

Вот эта цепь:
Мы имеем здесь три настраиваемых цепи.
1. Софтстарт.
2. Задание минимальной частоты.
3. Задание максимальной частоты.
Работает оно просто, как табурет. Чем меньше сопротивление между ногой RT и массой, тем выше частота.
Начнем с софт-старта.
Электролит Сss и резистор Rss образуют цепь плавного пуска. В момент подачи питания на контроллер, электролит имеет низкое сопротивление, и резистор Rss подключается параллельно Rmin, который, в свою очередь определяет нижнюю границу частоты контроллера. Общее сопротивление цепи меньше Rmin - частота зависит от общего сопротивления Rss и Rmin. По мере заряда Сss, сопротивление цепи СssRss растет до бесконечности и перестаяет отказывать влияние на общее сопротивление в цепи RT.
В цепи остается только Rmin.
Процесс приближается к резонансу.
Пока на выходе нет напряжения, оптопара полностью закрыта, и резистор Rmax не подключен в цепь RT-масса. Но напряжение растет, пропорционально этому открывается транзистор оптопары, и начинает подключаться резистор Rmax, повышая частоту и удерживая ее значение для требуемого выходного напряжения. Вот таким простым способом реализуется регулировка выходного напряжения.
Так как у меня минимальный порог не достаточен для удержания напряжения в цепи +24В, то нужно мне увеличить сопротивление Rmin.

И заодно, так как БП предстоит заряжать “банки” по шинам питания УМЗЧ, софтстарт сделаю более затяжным, увеличив Css до 22мкф.

с измененными номиналами:
Исключён фрагмент. Полный вариант статьи доступен меценатам и полноправным членам сообщества. Читай условия доступа.

Вперед!


Теперь напряжение подтягивается нормально, есть запас вверх – начинаю мучить его.
В качестве нагрузке по шине 30+30В сначала была гирлянда из лампочек 220В*60Вт.
Три штуки.
При напряжении на них в ~60В суммарная нагрузка на БП всего 18вт, поэтому был добавлен “водоем” для охлажедния ПЭВ-ок, использованных в качестве нагрузки.
ПЭВ-ки включены гирляндой 10+5+5+5+5+10 Ом.
Осциллограммы для разных нагрузок:
Голубой – затвор нижнего ключа.
Желтый – форма тока в первичке (преобразование на резисторах токовой защиты)
Нагрузка 18Вт. (три лампы 220В*60Вт )

Запускаю всю гирлядну.
Нагрузка 96Вт. (40 Ом)

Откидываю одну секцию на 10 Ом.
Нагрузка 127Вт. (30 Ом)

Дальше эксперимент провалился – сработала защита.
От перенапряжения.
На питании контроллера при этом 23.3В – почти порог.
Вода успела нагреться в ведерке градусов до 45.
Также сильно нагрелись диоды выпрямительного моста на шине 30+30В.
Там стоят попарно включенные SF56.
Видимо сюда просятся Шоттки.
По осциллограммам видно, что БП пытается подтянуть “падающую” под нагрузкой напругу, снижая частоту. При этом также растет вторичная напруга на питании контроллера.
Напруга 30+30 проседает, от минимума до максимума – 3в.
С небольшой нагрузкой – 63.2В, при 127Вт – 60.2В.
Получается просадка 1.5В на плечо – довольно неплохо.
Я думал будет хуже.

В общем, решил я продолжить эксперимент. Снизил напряжение на шине, которая мониторится, +24В. У меня стояло 24.5В сделал 23В. При этом напряжении реле на 24В уверенно защелкнулись, но напряжение на шине самопитания не вышло за пределы допустимого.
Заодно случайно потестил защиту от КЗ ( она же токовая перегрузка ).
Дело в том, что провода к нагрузочной лампочке у меня просто припаяны, что видно на фото.
А рядом лежали ножницы. Я начал тянуть к себе щуп прибора – лампочка подвинулась цоколем к ножницам – щелчок и тишина.
БП четко отключился. Защита у него триггерная, поэтому пока не снимется питание контроллера, точнее на упадет ниже 11В, он снова не запускается.
Подождал разрядки кондера в первичке и перезапуск.
Перезапуск прошел успешно,
Нагрузил на 25 Ом и кратковременно на 20 Ом. Все стартует и работает.
Ждал срабатывания токовой, напряжение на ноге CS растет, но до уровня начала ограничения в -0.6В пока не дотягивает. Я больше переживаю за выпрямитель – он сильно начинает греться. Надо срочно найти Шоттки, Вольт, эдак, на 100.

Зато правду говорят. Резонансник хорошо работает под нагрузкой. Если без нагрузки от транса слышен какой-то шорох, и слегка нагреваются силовые ключи, то под нагрузкой наступает полная идиллия – радиаторы комнатной температуры, транс не шуршит.
Правда я его пока не пропитал ничем – может и не будет шуршать после пропитки.

Что-то надо делать с выпрямителем. Есть два варианта переделки – увеличить кол-во диодов или все же поставить Шоттки. Второй вариант победил.


Поменял радиаторы на силовой части и выпрямителе.
На выходе – Шоттки 20А 200В – включенные мостом попарно. С обратной стороны правого радиатора на фото их еще две штуки.
Пропитал трансформатор лаком НЦ.
Ну и проверить надо, что получилось:

Теперь ситуация улучшилась кардинально.
Вот что получается при нагрузке в 125Вт:

И при нагрузке 145Вт.

Самое интересное, что пропали выбросы на токоизмерительном резисторе. С чем это связано – я не могу объяснить.
Погоняю
Нагрузка плавает в ведерке с водой.
Электролизные процессы на оголенных выводах можно наблюдать почти сразу.

Радиатор силовых ключей не поменял температуру. Выпрямитель слегка нагревается, но не так быстро, как на ультрафастах.
Через несколько минут вода в ведре начинает нагреваться уже ощутимо.
Палец окунать уже не комфортно, а на поверхности резисторов образуются пузырьки – там явно уже жарко.

Радиатор выпрямителя нагревается до 40-45 градусов, радиатор силовых ключей холодный, как будто они и не работают...
Для БП без обдува на активной нагрузке почти в 150Вт это неплохой результат...
Интересно, как бы себя чувствовал компьютерный БП без обдува в аналогичных условиях?
Ну и для ознакомления намерил всякую чушь по ходу дела.
Форма напряжения до выпрямителя с минимальной нагрузкой

Тоже, с максимальной

Пульсации на выходах + - 30В. После моста по два конденсатора в плече Nichicon PL(M) 470мкф 63В с неизвестным ресурсом (стояли в проработавшем несколько лет в режиме 24*7*365 качественном БП), зашунтированные пленкой 1мкф 250В.
С минимальной нагрузкой:

И тоже самое, с максимальной.

Пульсации с частотой преобразования, поэтому то, что кажет прибор в нижнем углу – от фонаря.
Немного на размах и форму влияет расположение щупов относительно БП и друг-друга, так что результат приблизительный. “Иголки” похоже от коммутации диодов, надо подумать о снабберах...

Наверняка у читателей возникнут вопросы.
Где киловатт? Даешь сварочник! Почему не пытал на нагрузке выше 150Вт?
Но я же еще только учусь! (с)
К тому же мне не требуется мощность в нагрузке выше 60Вт, и то при этом стекут на пол радиаторы УМЗЧ, а соседи закидают меня помидорами. Так что реально оно будет работать на 10-15Вт на канал, и то по праздникам.
Резисторы токовой защиты уже установлены на ограничение тока в 2.5А по силовым ключам, и подбирать другой номинал пока не вижу необходимости.

Ради интереса привожу осциллограммы старта:


И остановки:

Голубой – затвор нижнего ключа.
Желтый – питание контроллера.

Ну, а теперь собственно то, для чего делалась плата и БП.


Сразу вылез косяк. БП отказался стартовать на банки по 10000мкФ+2200мкФ в каждом плече каждого канала. Суммарно по 24400 мкФ в плечо. Просто срабатывает токовая.
Пришлось еще сильнее “затянуть” по времени софт-старт.
Теперь конденсатор Css=47мкФ. Но на глаз это не заметно.

В динамиках звенящая тишина. На холостом ходу сильнее греются силовые ключи, трансформатор, и конденсатор резонансного контура. Все около 40 градусов.
Шоттки ледяные. Ну вполне логично, КПД резонансника выше при номинальной мощности, о чем прямо сказано в апноте.

Что понравилось в общем.
1. Интересно. Познавательно.
2. Работа защит контроллера безупречна. Спалить силовые ключи вряд ли удастся. Разве что специально гвоздей насыпать на плату.
3. Хорошо разжеванная документация.
4. Хороший КПД для резонансной топологии.

Из минусов.
1. Без приборов, на глаз – ничего не получится.
2. Намотка многожильным проводом.
3. Транс должен быть секционирован. (хотя можно самому секционировать, но я заказал готовый)

Но я думаю у многих есть LC-метр и осциллогаф? Да, осцилл должен быть развязан от БП гальванически - иначе бабах обеспечен...
Я например применил ТС-180 , включенный с Ктр = 1. Там как раз все обмотки впослед и получим 220-230В.

В планах попробовать FSFR2100 - оно уже в дороге. Попробовать ради интереса резонансник для ламп – чисто экспериментально.

Ну а пока все.

Платы и схемы: ▼ Файловый сервис недоступен. Зарегистрируйтесь или авторизуйтесь на сайте.

Аппноут AN-4151: ▼ Файловый сервис недоступен. Зарегистрируйтесь или авторизуйтесь на сайте.

Даташит FAN7621: ▼ Файловый сервис недоступен. Зарегистрируйтесь или авторизуйтесь на сайте.

С уважением, Алексей.

Камрад, рассмотри датагорские рекомендации

🌻 Купон до 1000₽ для новичка на Aliexpress

Никогда не затаривался у китайцев? Пришло время начать!
Камрад, регистрируйся на Али по нашей ссылке. Ты получишь скидочный купон на первый заказ. Не тяни, условия акции меняются.

🌼 Полезные и проверенные железяки, можно брать

Куплено и опробовано читателями или в лаборатории редакции.

 

Резонансные LLC-преобразователи. Часть первая: Вступление

Недавно мне довелось разбираться со схемой резонансного полумостового LLC-преобразователя, и я подумал, что этот опыт можно использовать для создания серии статей: начать с описания основ и постепенно углубляться в тему. Мне потребовалось достаточно много времени для ознакомления с публикациями, диссертациями и руководствами, прежде чем я разобрался с работой этой схемы. Вышло так, что изучение источников информации, приведенных в списке литературы, заняло больше времени, чем написание самой статьи. Обратите внимание, что ни в одном из приведенных источников не сделан полный анализ работы этого преобразователя, имеющего много различных режимов и условий работы. Надеюсь, вы сможете получить общее представление о работе схемы с моей помощью. Эта помощь будет заключаться в фильтрации информации и акцентировании внимания на наиболее важных ключевых моментах предлагаемых документов.

Рис. 1. DC/AC резонансный преобразователь


Рис. 2. DC/AC резонансный преобразователь с трансформаторной развязкой

LLC-преобразователи являются разновидностью импульсных преобразователей напряжения (Switched Mode Power Supply, SMPS). Большинство публикаций по данной теме начинается с описания основных принципов работы LLC. Я же начну с того, что объясню, чем LLC отличается от других типов импульсных преобразователей.

  • Работа обычного импульсного преобразователя состоит из двух фаз. В первой фазе происходит запасание энергии в индуктивности. Во второй фазе накопленная энергия расходуется для поддержания тока. Вы наверняка помните, что, согласно законам коммутации, ток в индуктивности не может измениться скачком (в случае корректной коммутации), точно так же, как и напряжение на конденсаторе. Этот принцип является основой работы большинства импульсных преобразователей.
  • Работа LLC-преобразователя основана на создании синусоидального тока, который выпрямляется и запасается в большом конденсаторе. Индуктивность используется не для простого накопления энергии, а выступает в качестве резонансного элемента. Она выполняет функцию фильтра, который помогает преобразовать прямоугольный сигнал в синусоидальную форму, тогда как индуктивность намагничивания все еще работает с традиционным током треугольной формы. Это одна из особенностей, которая нуждается в дополнительном пояснении.

С рабочими режимами в LLC-преобразователях все оказывается еще сложнее, поскольку они имеют множество отличий:

  • вместо того чтобы работать с фиксированной частотой коммутаций и изменять коэффициент заполнения ШИМ, LLC-преобразователи изменяют частоту, а коэффициент заполнения ШИМ постоянен и составляет 50%;
  • передача энергии в LLC-преобразователях основана на рабочей точке индуктивности намагничивания;
  • в LLC-преобразователях используется переменная скорость изменения напряжения в зависимости от тока нагрузки;
  • в них есть две резонансные частоты, которые влияют друг на друга;
  • режим непрерывного тока (Continuous current mode, CCM) для LLC-преобразователей относится к току выпрямителя, а не индуктивности, поскольку традиционная индуктивность в схеме отсутствует.

Большая часть сказанного выше может показаться сложной и непонятной, особенно для тех, кто только начинает знакомиться с силовой электроникой. Во второй части данной публикации будут рассмотрены основные источники информации, а также некоторые ключевые моменты, которые я считаю полезными. Однако рассказ о резонансных преобразователях требует рассмотрения некоторого базового вводного материала.

Импульсные регуляторы произвели революцию в области преобразования постоянного напряжения и преобразования мощности в целом. Инженеры быстро поняли, что комбинация из силового ключа, выпрямителя, индуктивности и конденсатора может с высокой эффективностью выполнять конвертацию напряжения даже при большой разнице между уровнями напряжения на входе и выходе (рис. 1). Кроме того, трансформаторы могут решить проблемы гальванической развязки и согласования большой разности уровней напряжения (рис. 2).

В идеальном мире преобразователей мощности все было бы хорошо, но, как часто бывает в реальной жизни, решение одной проблемы в конечном итоге создает проблемы в других областях. Например, геометрические размеры импульсного преобразователя во многом определяются рабочей частотой коммутаций, поэтому, если требуется уменьшить габариты электроники, то необходимо поднимать частоту. Кроме того, от преобразователей напряжения требовалось постоянное увеличение выходной мощности. Повышение частоты переключений в сочетании с ростом импульсных токов и напряжений приводили к хаосу из-за появления звонов, которые, в свою очередь, были вызваны паразитными составляющими самой схемы при работе с прямоугольными импульсами.

Для борьбы с описанными явлениями были созданы резонансные схемы с переключениями при нулевых токах (Zero Current Switching, ZCS) и нулевых напряжениях (Zero Voltage Switching, ZVS). Они оказываются менее чувствительными к паразитным составляющим. Однако главная проблема резонансных схем заключается в том, что резонанс ограничивается определенной частотой, которая приравнивается к части ширины импульса или времени включения/ выключения преобразователя. Увеличение входного напряжения или колебания тока нагрузки приведут к работе вне настроенной резонансной частоты.

Используемые в схемах компоненты также имеют собственные паразитные составляющие, которые могут варьироваться в зависимости от конструкции, рабочей точки и проводящего рисунка платы. В этом смысле LLC-преобразователи дают больше свободы, хотя они также имеют ограниченный диапазон рабочих частот и теряют эффективность при работе на частотах, отличных от настроенной частоты f1. Вы можете спросить: о какой частоте f1 идет речь?

Дело в том, что двойное «L» в названии «LLC-преобразователь» указывает на две резонансные частоты в рабочем диапазоне. Более подробно мы поговорим об этом в одной из последующих статей данного цикла. Пока стоит только запомнить, что выбор рабочих точек, используемых в LLC-преобразователях, обеспечивает как ZVS-, так и ZCS-переключения в силовых ключах MOSFET, а также ZCS-переключения в выпрямительных диодах. Это позволяет решить проблемы, связанные с восстановлением обратного диода выпрямителя.

Теперь, когда приведены базовые особенности работы импульсных резонансных преобразователей, дадим краткое описание используемых источников информации.

Лучшим способом облегчить себе жизнь при изучении работы LLC-схем будет ознакомление с руководством от компании ON Semiconductor [2]. Это руководство начинается с уравнения делителя напряжения, с помощью которого, используя значения импеданса двух катушек индуктивности LL и конденсатора C в сочетании с сопротивлением нагрузки, объясняется принцип работы LLC-преобразователя (рисунки 3, 4). Обратите внимание, что две индуктивности представляют собой индуктивности утечки и намагничивания трансформатора. Они образуют резонансную цепь накопителя с дополнительной последовательной емкостной составляющей. В случае с LLC величина паразитной выходной емкости MOSFET (или Coss) не играет большой роли в отличие от обычных резонансных преобразователей с ZVS и ZCS.

Рис. 3. Делитель напряжения

Рис. 4. Делитель переменного напряжения с резонансным элементом

Первая ссылка в списке литературы указывает на докторскую диссертацию Бо Янга "Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power Systems" [1]. В ней можно найти ссылки на другие публикации, которые помогут разобраться с темой LLC и самой диссертацией. Обратите внимание, что в первой ссылке есть подссылки на четвертую часть диссертации, а также на Приложение B, где приводится важный график напряжения (эта ссылка содержит Приложения от A до D и дополнительные ссылки). Хотя этот график приводится в большинстве источников, его создание потребовало от меня напряженной работы и заполнения некоторых пробелов в знаниях (рис. 5).

Рис. 5. Зависимость коэффициента усиления преобразователя от величины fs/fr 

Ссылки 3 и 4 оказали мне решающую помощь при построении графика усиления преобразователя, поскольку в них отмечалось влияние емкостной составляющей на коэффициент передачи и объяснялось, почему отрицательный импеданс вносил неразбериху в графики. Более подробно мы поговорим об этом в одной из последующих статей данного цикла.

Ссылка 5 – руководство от Infineon, которое содержит подробное описание наиболее полезных шагов, выполняемых при проектировании. В этом документе сравниваются особенности переключений и выпрямления в мостовой и полумостовой схемах, а также - связанные с ними компромиссы. Я использовал мостовую и полумостовую схемы для объяснения, как связанны напряжение и ток. В мостовой схеме полевые МОП-транзисторы каскадируются для получения требуемого напряжения. Параллельное включение транзисторов необходимо для увеличения нагрузочного тока. Обычным требованием для импульсных регуляторов напряжения является исключение постоянной составляющей подмагничивания, чтобы не допускать насыщения трансформатора. Как упоминалось ранее, LLC-преобразователи отличаются тем, что мост им нужен для создания положительной и отрицательной полуволн сигнала, который, проходя фильтрацию, принимает синусоидальную форму.

Ссылка 6 от Fairchild – единственная среди найденных мной ссылок, в которой уравнение усиления также включает вторичную индуктивность рассеяния. Обратите внимание, что вторичная индуктивность рассеяния, а также сопротивление нагрузки отражаются через трансформатор и, таким образом, могут быть подстроены за счет изменения соотношения числа витков обмоток. В данном руководстве содержится ряд ключевых советов, которые помогут в разработке реальной схемы.

В документации от Infineon/Fairchild также подробно описывается конструкция трансформатора. Поскольку резонансная настройка LLC основывается как на индуктивности рассеяния, так и на намагничивающей индуктивности трансформатора, эта информация в нашем случае оказывается бесполезной.

Наши университетские друзья в Колорадо поделились некоторыми сведениями о преобразовании мощности. В частности, в курсе электротехники ЕЭК 562 Colorado State можно найти множество примеров моделирования, выполненных в MATLAB.

Говоря о моделировании, стоит отметить, что во многих источниках приводятся ссылки на модели SPICE. Я не отдаю предпочтение какой-либо конкретной ссылке и считаю, что, изучив их, можно убедиться в существовании различных режимов работы LLC-конвертера. Но стоит вновь отметить, что у LLC есть множество отличий от традиционных импульсных преобразователей.

Опытный образец, с которым я работаю, создан компанией Texas Instruments. Благодаря корректору коэффициента мощности эта система обеспечивает стабильную работу со входным напряжением 400 В DC. Исследование образца показало допустимость больших колебаний тока нагрузки и продемонстрировало влияние тока на рабочую точку и резонансную частоту.

В заключение хочется отметить, что если вы думаете, что сможете в разных статьях найти одинаковые уравнения для определения коэффициента усиления, то вы ошибаетесь. Использование переменной M позволяет учитывать факторы, отличающиеся в каждой конкретной статье, руководстве, диссертации, учебном курсе. Если у меня будет время, я составлю сравнительную таблицу, чтобы показать, чем они отличаются.

Данная статья могла показаться длинной и неконкретной. В ней содержится только вводная информация по теме LLC-преобразователей. Но теперь у вас есть ссылки для ознакомления с особенностями LLC-схемы, обещающей огромные преимущества, начиная от уменьшения или даже устранения потерь при переключениях. Вы также можете исключить огромную катушку индуктивности, поскольку она уже включена в трансформатор. Потребуется несколько статей, чтобы рассмотреть все эти преимущества.

Список следующих частей:

Литература: 

  1. “Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power Systems” Bo Yang Dissertation submitted to the Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and State University in partial fulfillment of the requirements for the degree of Doctor of Philosophy in Electrical Engineering, Fred C. Lee, Chairman; Dushan Boroyevich; Jason Lai; Guo-Quan. Lu; Alex Q. Huang; September 12, 2003 Blacksburg, Virginia
  2. Chapter 4 LLC Resonant Converter;
  3. Bo Yang Dissertation Appendices.
  4. “Basic Principles of LLC Resonant Half Bridge Converter and DC/Dynamic Circuit Simulation Examples”, On Semiconductor LLC Application Note AND9408/D
  5. “RLC Resonant Circuits” Andrew McHutchon April 20, 2013.
  6. 11 The Series RLC Resonance Circuit.
  7. 'Resonant LLC Converter: Operation and Design 250W 33Vin 400V out Design Example'AN2012-09 Sam Abdel-Rahman, Infineon Technologies North America (IFNA) Corp.
  8. “Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers; couldn’t get a website URL; suggest you Google the text in brackets[“Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers].
  9. “SIMULATION OF A SERIES HALF BRIDGE LLC RESONANT CIRCUIT” ECE562: Power Electronics I COLORADO STATE UNIVERSITY Fall 2011.
  10. “230-V, 400-W, 92% Efficiency Battery Charger w/PFC and LLC for 36-V Power Tools” Texas Instruments Reference Design, TIDA-00355.

Технический обзор лабораторного БП PS-3005P "Тихоня"

Общее описание и внешний вид

Лабораторный БП PS-3005P это гибридный блок питания, на выходе у него используется быстродействующий линейный стабилизатор, за линейным стабилизатором «следит» ШИМ предрегулятор.

Почему так ? Зачем такие сложности ?

Преимущество линейного стабилизатора в его быстродействии, в случае перегрузки по току линейный стабилизатор быстро снижает выходное напряжением и с большей вероятностью «спасает» устройство.

Недостаток линейного стабилизатора в том, что на регулирующем элементе выделяется много тепла, что требует больших радиаторов и вентиляторов.

Импульсный стабилизатор, в отличие от линейного, имеет небольшие тепловые потери, но на его выходе устанавливаются конденсаторы большой емкости из-за чего он становиться медленным, при перегрузке все эти тысячи микрофарад разряжаются на нагрузку.

В гибридном блоке питания за счет ШИМ предрегулятора падение напряжения на линейном стабилизаторе небольшое и следовательно тепловые потери малы, таким образом получается быстрый стабилизатор с небольшим тепловыделением.

Как работает БП в целом надеюсь понятно далее будет поподробнее, переходим к внешнему виду.

 

БП собран в корпусе Gainta G768 из высокопрочного ABS пластика.

На передней панели расположен дисплей на ярких семисегментных индикаторах, светодиодные индикаторы режимов работы, два энкодера, кнопка и выключатель питания.

На задней панели сетевой разъем и разъем цифрового канала.

Вскрываем верхнюю крышку

БП состоит из трех основных модулей: модуль индикации, модуль регулирования (на фото слева) и модуль резонансного преобразователя (на фото справа).

В модуле индикации интересного ничего нет, а вот два остальных модуля рассмотрим поподробнее.

Резонансный преобразователь

Фото преобразователя без лишних проводов

Резонансный преобразователь относиться к импульсным преобразователям (ИП) и является разновидностью полумостовых (мостовых) преобразователей.

Особенностью резонансных преобразователей является так называемое «мягкое» переключение силовых транзисторов, которое происходит при нулевом напряжении ( ZVS) или нулевом токе (ZCS), наиболее распространен ZVS преобразователь, он и используется в БП.

Переключение транзисторов при нулевом напряжении очень важно из соображений излучаемых помех, чем больше значение коммутируемого напряжения тем больше амплитуда помехи и поскольку коммутация происходит при напряжении близком к нулю, то и помехи от преобразователя небольшие. Кроме того при «мягком» переключении транзисторов нет потерь на переключение, основные потери сводятся к статическим потерям (потери на сопротивлении канала).

Недостатки у резонансного преобразователя тоже, есть. Прежде всего это более сложный расчет и более сложная конструкция силового трансформатора, требующая секционирования обмоток. Оптимизация параметров резонансного преобразователя процесс кажется бесконечный, на фото выше представлена ревизия 2. 6.3 т.е. перед ней было по меньшей мере 10 вариантов печатных плат, а расчетных (бумажных) вариантов и не сосчитать. Но, не смотря на всю сложность, процесс оптимизации действительно интересен и если Вы до сих пор не собирали подобные ИП, то может самое время попробовать начать ? 🙂

Рассмотрим основные узлы преобразователя подробнее

1 — варистор; 2 — NTC термистор; 3 — входной фильтр; 4 — диодный мост; 5 — сглаживающий электролитический конденсатор; 6 — снабберный конденсатор; 7 — силовые транзисторы; 8 — резонансный конденсатор; 9 — силовой трансформатор; 10 — Y конденсатор; 11 — выходной выпрямитель со сглаживающими конденсаторами.

Элементы 1,2,4,5,7,10,11 практически стандартны для любого ИП и подробно их рассматривать не будем.

Входной фильтр 3 построен на двухобмоточном тококомпенсированном дросселе Epcos серии B82732F, не смотря на свои скромные габариты, дроссель имеет высокий уровень подавления помех, индуктивность дросселя 15mH, совместно с X конденсатором и двумя Y конденсаторами дроссель образует высококачественный фильтр дифференциальных и синфазных помех.

Снабберный конденсатор 6 замыкает высокочастотную (ВЧ) составляющую потребляемого тока, снижая ВЧ помехи от преобразователя.

Резонансный конденсатор собран из двух конденсаторов, соединенных параллельно, такое решение обеспечивает почти полуторный запас по допустимой амплитуде переменного сигнала.

Резонансный конденсатор очень важный элемент преобразователя, он должен обеспечивать работу при высокой частоте и большой амплитуде переменного напряжения, для этих целей подходят высоковольтные (от 1 кВ и выше) полипропиленовые кондесаторы типов B32652 (Epcos), TS09 (SUNTAN), К78-2 (РФ). В техническом описании на конденсаторы имеются диаграммы, которые показывают допустимую амплитуду переменного напряжения в зависимости от частоты, при расчете резонансного преобразователя необходимо сверять расчетное и допустимое значение амплитуды переменного напряжения иначе конденсатор выйдет из строя. Чем выше емкость конденсатора тем ниже допустимая амплитуда переменного напряжения, поэтому используется параллельное соединение нескольких конденсаторов.

Силовой трансформатор 9 является «сердцем» резонансного преобразователя, как и любого ИП. Трансформатор разделен на две секции, на одной секции намотана первичная обмотка, на второй секции вторичные обмотки. Разделение трансформатора на секции необходимо для получения высокого значения индуктивности рассеяния, которая выполняет роль резонансной. Для снижения помех от преобразователя первичная обмотка экранирована медной фольгой.

На нижней стороне платы расположен контроллер резонансного преобразователя L6599 с необходимым «обвесом». Контроллер этот широко распространен и имеет множество защит.

Модуль регулирования

Фото модуля без проводов

Как уже рассматривалось ранее, регулировка выходного напряжения реализуется двумя стабилизаторами: линейным и импульсным Step-down с синхронным выпрямлением (далее ШИМ-предрегулятор).

Линейный стабилизатор реализован по классической схеме в которой ОУ управляет эмиттерным повторителем, с единственным отличием — вместо биполярного транзистора используется  полевой  N канальный транзистор (истоковый повторитель). Благодаря использованию полевого транзистора, падение на регулирующем элементе может быть менее 1В, кроме того не требуется предусилительный каскад, который необходим при использовании биполярного транзистора. Однако есть и недостатки у такого решения, затвор транзистора имеет существенную емкость и не каждый ОУ без дополнительных мер может стабильно работать на емкость в несколько нанофарад. В данном случае используется ОУ MC33072, который обеспечивает стальную работу на емкостную нагрузку емкостью до 10 нФ, кроме того выполнена необходимая в таких случаях частотная коррекция. Таким образом обеспечивается стабильная и надежная работа линейного стабилизатора.

ШИМ-предрегулятор на фото выделен красным

1 — входной конденсатор; 2 — полевые транзисторы, включенные по схеме полумоста; 3 — дроссель на кольце из распыленного железа, 4,5 — выходной кондесатор.

Как видно на фото, ШИМ-предрегулятор достаточно компактный, это необходимо для снижения возможных помех. Управление транзисторами полумоста осуществляется помехозащищенным драйвером FAN7382. Формирование ШИМ сигналов осуществляется МК, который «знает» текущие значения заданного и выходного напряжения и формирует ШИМ таким образом, чтобы напряжение на выходе ШИМ предрегулятора было на 0,8-1,2В выше выходного напряжения.

Для снижения помех от ШИМ-предрегулятора на выводы транзисторов надеты специальные ферритовые трубки ( на фото их не видно), кроме того общий провод ( «земля» ) выполнен таким образом, чтобы пульсирующий ток ШИМ-предрегулятора не «проникал» на выход.

На фото контур протекания пульсирующего тока ШИМ-предрегулятора в общем проводе показан красной линией, синей линией показан выходной ток. Таким образом ШИМ-предрегулятор практически не оказывает влияния на качество выходного напряжения.

На этом обзор «железа» заканчиваем и переходим к тестам.

Интрерфейс

Интерфейс это язык на котором прибор общается с пользователем, непродуманный и «глючный» интерфейс способен свести на нет все преимущества прибора.

В обозреваемом лабораторном блоке питания интерфейс достаточно аскетичен: два семисегментных дисплея, два энкодера с кнопкой, два светодиодных индикатора и кнопка. Вместе с тем регулировка параметров интуитивно понятна и проста, для регулировки напряжения крутим энкодер напряжения, для регулировки тока энкодера тока. При этом на дисплее напряжения отображается установленное или измеренное напряжения, на дисплее тока соответственно установленный или измеренный ток. Просто и понятно.

В ЛБП реализовано два режима регулировки параметров с входом в подрежим регулировки и без, пользователь может самостоятельно настроить какой режим использовать.

В режиме с входом в подрежим регулировки для установки напряжения/тока необходимо нажать на энкодер, войдя тем самым в режим регулировки, после чего вращением установить нужно значение. Смена регулируемого разряда осуществляется повторным нажатием на энкодер.

В режиме без входа в подрежим регулировки для установки напряжения/тока достаточно его просто крутнуть, как обычный потенциометр, при этом смена регулируемого разряда осуществляется также нажатием энкодера.

Функции

Казалось бы, какие у блока питания могут быть функции, но у данного ЛБП они действительно есть. По всем функциям на youtube канале есть видео, поэтому здесь мы их рассмотрим кратко.

Защита от переполюсовки

Подавляющее большинство даже дорогих лабораторных блоков питания при подачи на их вход напряжения обратной полярности выходят из строя. Связано это с тем, что на выходе у них стоит антипаралельный диод, который при этом оказывается прямосмещенным и фактически возникает короткое замыкание, диод выходит из строя и блок питания становиться неработоспособным. В некоторых дешевых блоках питания диода нет и тогда напряжение обратной полярности действует на выходные электролитические конденсаторы которые от обратного напряжения просто могут взорваться.

В данном ЛБП диода и электролитических кондесаторов на выходе нет, блок способен без повреждения выдерживать на выходе напряжение обратной полярности. При этом если ЛБП фиксирует на входе отрицательное напряжение от минус 0,5В и менее, то выход автоматически отключается от нагрузки и на дисплее появляется индикация наличия отрицательного напряжения на выходе ЛБП.

Триггерная токовая защита

В подавляющем большинстве блоков питания защита от перегрузок реализована за счет автоматического перехода блока питания в режим стабилизации тока при превышении заданного значения. Работает это следующим образом. Если потребляемый нагрузкой ток не превышает установленного пользователем ограничения, то блок питания работает в режиме стабилизации напряжения, поддерживая на выходе напряжение постоянным. При превышении заданного тока, блок питания переходим в режим стабилизации тока, плавно снижая напряжение на выходе до тех пор пока ток не установиться на заданном уровне, при уменьшении потребляемого тока, напряжение соответственно повышается до тех пока не достигнет заданного ограничения и ЛБП вновь не перейдет в режим стабилизации напряжения.

В обозреваемом ЛБП режимы стабилизации напряжения и тока реализованы аналогично описанному выше, при этом имеется возможно активировать функцию «Триггер». Когда функция активна при превышении заданного тока ЛБП переходит в режим стабилизации тока на заданное пользователем время, и если за это время потребляемый устройством ток не вернется к нормальному значении, то нагрузка автоматически отключается от ЛБП при этом после автоматического отключения мигает индикатор CC сигнализируя, что выход отключен автоматически из-за перегрузки. Таким образом предотвращается длительное протекание через нагрузку высокого тока, блок питания не просто ограничивает ток на заданном уровне, но и отключает нагрузку если перегрузка «затянулась» .

Временной параметр функции Триггер можно настроить от 0 (время реакции 3-5 мс) до 2000 мс. Настройка функции триггер осуществляется с использованием оперативного настроечного меню.

Компенсация сопротивления проводов

В случая когда необходимо точно поддерживать напряжение на нагрузке может быть использована функция компенсации сопротивления проводов.

Достаточно ввести значение сопротивления проводов и ЛБП будет автоматически компенсировать падение напряжения на проводах, поддерживая заданное напряжение на нагрузке.

Значение сопротивления проводов ЛБП может вычислить автоматически, для этого реализован соответствующий режим.

В отличие от четырехпроводного варианта контроля напряжения на нагрузке, программная реализация более удобна т.к. достаточно двух силовых проводов.

Функция 0,1мА

Данная функция позволяет измерять потребляемый нагрузкой ток с разрешением 0,1мА при его значении не более 1А. Функция полезна при отладке малопотребляющих устройств, когда «на счету» даже доли миллиампер.

Тест пульсаций выходного напряжения

Пульсации измеряем осциллографом Hantek DSO1152S с батарейным питанием, которое исключает влияние сети, полоса пропускания осциллографа 100 МГц. Для полноты картины используем различные типы нагрузки мощные резисторы, лампы накаливания и электронная нагрузка.

холостой ход 25В

Нагрузка резистор 25В 4,5А

Нагрузка лампы накаливания 30В 4,7А

Электронная нагрузка 30В 4,5А

Из осциллограмм видно, что ЛБП уверенно справляется с любой нагрузкой.

Переходные режимы

Проверим как ведет себя ЛБП при набросе и сбросе нагрузки

Наброс нагрузки 4,5А, напряжение 25В

Сброс нагрузки 4,5А, напряжение 25В

При сбросе нагрузки время реакции блока питания порядка 80 мкс, при сбросе порядка 20 мкс. Это действительно быстро.

На этом все, если какие-то аспекты я не отразил, пишите в форму обратной связи или в нашей группе в ВК и мы будет дополнять данный обзор дополнительными тестами, фотографиями и описаниями.

Corsair AX1200 и вопросы надёжности современных блоков питания

Попал ко мне в руки интересный блок питания Corsair AX1200.
Интересный, в первую очередь, по схемотехнике.

Этот блок построен с использованием резонансного преобразователя (LLC) и синхронного выпрямителя (SR) во вторичной цепи.

Алгоритм работы резонансного преобразователя этого блока питания выглядит так:

Преобразователь фактически состоит из двух ШИМ контролеров.
Первый, работает с постоянной частотой, а второй яляется управляющим для первого и корректирует скважность импульсов, в зависимости от тока и напряжения вторичной цепи.

Структура блока, в упрощённом виде:

Посмотрим как это выглядит внутри самого блока:

1. EMC/EMI фильтры.
2. Два диодных моста, включенных параллельно.
3. Дроссель корректора мощности (PFC).
4. Транзисторы и быстродействующий диод PFC.
5. Реле, которое замыкает термистор, ограничивающий стартовый бросок тока при включении.
6. Накопительные конденсаторы.
7. Дроссель buck (step-down) преобразователя, корректирующего/управляющего работой резонансного преобразователя (LLC).
8. Транзистор и быстродействующий диод buck преобразователя.
9, 10.  Транзисторы (силовые ключи) LLC преобразователя. Две фазы.
11. Конденсаторы LLC преобразователя.
12. Развязывающие трансформаторы для силовых ключей LLC преобразователя.
13. DC-DC преобразователь 5 VDC.
14. Плата ШИМ контроллера LLC преобразователя и супервайзера питания.
15. DC-DC преобразователь 3.3 VDC.
16. Силовые трансформаторы LLC.
17. Синхронный выпрямитель 12 VDC.
18. Плата ШИМ контроллера PFC, дежурного питания 5 VSB, контроля температуры БП и оборотов кулера.
19. Плата с коннекторами для проводов питания.

С EMC/EMI фильтром всё понятно, тут никаких откровений нет.
PFC работает независимо от LLC преобразователя и построен на микросхеме Infineon ICE2PCS01.

А вот LLC преобразователь устроен, на мой взгляд, весьма архаично. Архаично в том плане, что контроллер LLC построен не на готовой микросхеме (драйвере), а собран на "рассыпухе".
Задающий генератор выполнен на таймере NE555. Дальше, через цепочки логических элементов 2И-НЕ (HC00) и триггеров (HC74M) импульсы приходят на MOSFET драйверы TPS2812.
Далее, от драйверов, через развязывающий трансформатор, приходят на силовые MOSFET транзисторы IPx60R125P6.
Управляется LLC преобразователь при помощи PWM контроллера UC3843B.

Схема LLC преобразователя этого блока питания выглядит примерно так:

Тут мы видим управляющий buck преобразователь.
Контроллер LLC, имеющий два канала управления MOSFET драйверами.
И сам резонансный преобразователь, построенный на двух MOSFET транзисторах, индуктивности и конденсаторе.
Фактически резонансных преобразователей тут два, работающих параллельно.
Что интересно, выходы синхронных выпрямителей соеденены, т.е. линию 12V можно нагрузить в полной мере.

Супервайзер, который отвечает за контроль тока и напряжений на выходе блока, используется довольно распространённый Wt7527s.
-12VDC формируется отдельным преобразователем TPS54231.

Теперь о неисправности. Без неё, конечно же не обошлось 🙂
При включении блок не выдавал никаких напряжений на выходе, но при этом активно гудел дросселями или трансформаторами.
Дежурное напряжение питания 5VSB присутствует, что уже неплохо.
Также было слышно как срабатывает реле и, буквально через полсекунды, отключается.
Проверка всех силовых полупроводников (транзисторы, диоды) не выявила ничего подозрительного, как будто всё целое.

За эти полсекунды, пока не выключилось реле, напряжение на конденсаторе PFC успевает подняться примерно до 340V, что косвенно говорит о исправности PFC.
Потыкал осциллографом на затвор полевика PFC, импульсы есть - хорошо.

ОК, отключаем супервайзер, закорачивая 3 ногу на землю.
Напряжение на конденсаторе PFC поднимается до 400V и держится стабильно. Значит PFC исправен.

На выходе PWM контроллера UC3843B импульсы тоже есть:

А вот на выходе контроллера LLC тишина.
Выпаиваем платку, на которой собран этот контроллер:

Посадочное место платки. Довольно мало места, никуда не подлезешь:

Чтобы иметь возможность тыкать в платку осциллографом и мультиметром приходится сгородить вот такую бороду из старого IDE шлейфа:

Проверил питание на NE555, 5V присутствует, а вот импульсов на выходе нет.
Кстати, генератор собран по классической схеме:

Выход генератора приходит на какую то "мелоч" в корпусе SOT−23, с маркировкой VD X. Мелоч оказалась сдвоенным Триггером Шмитта MC74VHC1G132-D, с инверсным выходом:

Однако снятие этого элемента результата не дало. На выходе NE555, по прежнему ничего.

Хорошо, меняем NE555 на новый:

И снова импульсов нет.

А вот это уже интересно, как так? Питание есть, микросхема новая, а на выходе ничего.
Начинаем проверять обвязку, а именно R604 и R605 (которые являются R1 и R2 в схеме генератора выше).
Опачки, а R605 в обрыве:

Должно быть сопротивление 1.1Ком, а там мегаомы.

Меняю резистор, смотрю что на выходе генератора:

Отлично, генератор заработал.
Да и весь блок питания сразу заработал, все напряжения на выходе появились.

Убираем перемычку с 3 ножки супервайзера, чтобы вернуть контроль тока и напряжения.
Включаем блок уже с супервайзером. И снова всё работает.

Таким образом мы починили блок питания, фактически поменяв один SMD резистор 🙂

Почему резистор мог выйти из строя?
Возможно от перегрева, т.к. он был залит компаундом, которым был зафиксирован конденсатор на этой платке.

P.S. Относительно надёжности мне этот блок питания непонравился. Очень много деталья: таймеры, 393 компараторы, логика, триггеры, отдельное питание для всего этого на всяких LM1117 и прочая SMD мелочёвка. Довольно низкая степень интеграции, того и гляди что-то "отхлебнёт" по пути.
(возможно в новой ревизии этого блока AX1200i, уже стоит MCU для управления резонансным преобразователем, что уже гораздо лучше "рассыпухи")

P.S.2 О качестве пайки.
Собрал блок. Слышу внутри что-то "перекатывается", как будто винтик какой-то. Потряс, и вывалися SMD конденсатор:

Пришлось опять всё разбирать, искать откуда он отвалился, запаивать обратно.

P.S.3 Понятно, что производители бьются за увеличение КПД, низкий уровень помех, стабильность напряжений на выходе. Но, потребитель получает довольно сложное устройство с низкой надёжностью. Интересно было бы посмотреть статистику выхода из строя блоков питания "тогда" и "сейчас". Что-то мне подсказывает она будет не в пользу последних.

P.S.4 Немножно фоточек блока:[Нажмите, чтобы посмотреть]


(PDF) HIGH-VOLTAGE POWER SUPPLY FOR MICROFOCUS X-RAY TUBE OF MEDIUM POWER

ISSN 1995-4565. Вестник РГРТУ. 2017. № 62.

134

методов преобразования мощности, в частности

резонансных.

Зарубежные производители аналитической

аппаратуры освоили промышленный выпуск ком-

пактных ВВИП с требуемыми характеристиками

(см., например, [5]). Эти источники построены на

современной элементной базе с использованием

резонансного метода преобразования мощности,

позволяющего производить переключение сило-

вых ключей преобразователя при нулевом токе

или при нулевом напряжении, что, в свою оче-

редь, приводит к кардинальному снижению мощ-

ности рассеяния и повышению КПД. Для высоко-

вольтной изоляции выходных каскадов в этих

источниках используются новые марки полиуре-

тановых и кремнийорганических компаундов,

отличающихся высокой электрической прочно-

стью (свыше 15 кВ/мм), что позволяет сделать эти

приборы компактными и лёгкими.

Отечественная промышленность такое обо-

рудование, к сожалению, пока не выпускает.

Единственной отечественной разработкой сход-

ного типа можно считать ВВИП-50 кВ/5 мА Пе-

тербургского НПП «Буревестник» [6]. Как сле-

дует из названия этого источника, он обеспечи-

вает высокое напряжение до 50 кВ при мощно-

сти до 250 Вт. В нём не используется резонанс-

ный метод преобразования, а изоляция высоко-

вольтных каскадов достигается помещением их

в металлический корпус, залитый трансформа-

торным маслом. Эти обстоятельства не позволя-

ют считать данную разработку достойным ана-

логом зарубежных приборов. Целью настоящей

работы является разработка ВВИП для МРТ с

требуемыми характеристиками, соответствую-

щими современным зарубежным аналогам.

Постановка задачи

Для конкретизации требований к составным

функциональным частям разрабатываемого ВВИП

необходимо проведение предварительного ана-

лиза его характеристик. Выходное высокое нап-

ряжение всегда формируется диодно-емкостным

умножителем. В большинстве применений рабо-

чее напряжение ВЧ-конденсаторов и допустимое

обратное напряжение диодов ограничено значе-

нием 10 кВ. Это значит, что амплитуда выходно-

го напряжения высоковольтного трансформато-

ра должна находиться на уровне 5 кВ. Это же

значение является максимально приемлемым для

обеспечения электрической прочности транс-

форматора при небольших габаритах. Следова-

тельно, для получения требуемого выходного

напряжения 80 кВ потребуется 16 ступеней ум-

ножения. Учитывая достаточно высокую выход-

ную мощность ВВИП, следует выбрать симмет-

ричную двухполупериодную мостовую схему

умножения, которая хотя и содержит повышен-

ное число компонентов (4n диодов и 3n конден-

саторов, где n – число ступеней умножения), но

отличается небольшими пульсациями и прием-

лемым выходным сопротивлением [7, 8]. Выход-

ное сопротивление умножителя, его нагрузочная

характеристика и амплитуда пульсаций на выхо-

де оценивались по результатам моделирования в

программе схемотехнического моделирования

LT Spice IV (Switcher CAD) [9]. Для частоты

преобразования 20-25 кГц, номиналов высоко-

вольтных емкостей – 10 нФ выходное сопротив-

ление умножителя составляет величину порядка

1,5-2 МОм; размах пульсаций на частоте преоб-

разования при токе нагрузки 3 мА и выходном

напряжении 80 кВ не превышает 100-120 В, т.е.

менее 0,15 %, что даже несколько лучше зару-

бежных аналогов [5]. Для оценки влияния вы-

ходного сопротивления можно определить изме-

нение выходного напряжения умножителя при

изменении тока нагрузки. Анализ показывает,

что повышение тока нагрузки от 50 мкА до 3 мА

приводит к снижению выходного напряжения на

6 – 8 кВ (10 %) за счет падения напряжения на

внутреннем сопротивлении источника, что легко

компенсируется системой стабилизации выход-

ного напряжения. Сопротивление умножителя и

пульсации выходного напряжения существенно

снижаются с ростом частоты преобразования.

Однако последняя ограничена как инерционно-

стью используемых в умножителе высоковольт-

ных диодов, так и паразитной емкостью высоко-

вольтного трансформатора.

Высоковольтный трансформатор ВВИП все-

гда повышающий, т.е. Ns/Np>1, где Ns и Np – чис-

ло витков вторичной и первичной обмоток соот-

ветственно. Желание использовать высокие зна-

чения коэффициента трансформации для упро-

щения схем остальных узлов ВИП может приве-

сти к катастрофическому снижению отказоус-

тойчивости ВВИП, т.к. паразитная емкость вто-

ричной обмотки вносится в первичную обмотку

с коэффициентом (Ns/Np)2 [10]. Если эту пара-

зитную емкость не изолировать от силовых клю-

чей преобразователя, то в них могут появиться

аномально высокие импульсные токи, приводя-

щие к выходу ключей из строя. На рисунке 1

представлена эквивалентная схема замещения

трансформатора [10], включающая «идеальный»

трансформатор с заданным коэффициентом

трансформации, индуктивность намагничивания

Lm, индуктивность рассеяния Ls и приведенную

емкость C′ вторичной обмотки. В случае повы-

шающего трансформатора последняя может сос-

тавлять десятки или сотни нанофарад. Макси-

ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА IR2153 - Блоки питания (импульсные) - Источники питания

      В этой статье будет рассмотрена миросхема IR2153, представляющая из себя высоковольтный драйвер с внутренним генератором. Такой набор узлов позволяет на базе этой микросхемы организовывать полумостовые импульсные блоки питания мощностью до 1,5 кВт с минимальной обвязкой.
      Микросхема выпускается в двух типах корпусов: PDIP-8 и SOIC-8:

      Функционально микросхемы IR2153 отличаются лишь установленным в планарном корпусе диода Вольтодобавки:


Функциональная схема IR2153


Функциональная схема IR2153D

      Для начала рассмотрим как работает сама микросхема, а уж потом будем решать что из нее можно приготовить. Для начала ррасмотрим как работает сам генератор. На рисунке ниже приведен фрагмент резистивного делителя, три ОУ и RS триггер:

      В первоначальный момент времени, когда только-только подали напряжение питания конденсатор С1 не заряжен на всех инвертирующих входах ОУ присутствует ноль, а на не инвертирующих положительное напряжение формируеммое резестивным делителем. В результате получается, что напряжение на иневртирующих входах меньше чем на не инвертирующих и все три ОУ на своих выхода формируют напряжение близкое к напряжению питания, т.е. лог единицу.
      Поскольку вход R (установка нуля) на триггере инвертирующий, то для него это будет состояние при котором он не оказывает влияние на состояние триггера, а вот на входе S будет присутствовать лог единика, устанавливающая на выходе триггера тоже лог единицу и конденсатор Ct через резистор R1 начнет заряжаться. На рисунке напряжение на Ct показанно синей линией, красной - напряжение на выходе DA1, зеленой - на выходе DA2, а розовой - на выходе RS триггера:

      Как только напряжение на Ct превысит 5 В на выходе DA2 образуется лог ноль, а когда, продолжая заряжать Ct напряжение достигнет значения чуть больше 10-ти вольт лог ноль появится на выходе DA1, что в свою очередь послужит установкой RS триггера в состояние лог нуля. С этого момента Ct начнет разряжаться, так же через резистор R1 и как только напряжение на нем станет чуть меньше установленноно делитеме значения в 10 В на выходе DA1снова появится лог единица. Когда же напряжение на конденсаторе Ct станет меньше 5 В лог единица появится на выходе DA2 и переведет RS триггер в состояние единицы и Ct снова начнет заряжаться. Разумеется, что на инверсном выходе RS триггера напряжение будет иметь противоположные логические значения.
      Таким образом на выходах RS триггера образуются противоположные по фазе, но равные по длительности уровни лог единицы и нуля:

      Поскольку длительность управляющих импульсов IR2153 зависит от скорости заряда-разряда конденсатора Сt необходимо тщательно уделить внимание промывке платы от флюса - ни каких утечек ни с выводов конденсатора, ни с печатных проводников платы не должно быть, поскольку это чревато намагничиванием сердечника силивого трансформатора и выходом из строя силовых транзисторов.  
      Так же в микросхеме есть еще два модуля - UV DETECT и LOGIK. Первый из них отвечает за запуск-остановку генераторного процесса, зависящую от напряжения питания, а второй формирует импульсы DEAD TIME, которые необходимы для исключения сквозного тока силового каскада.
      Дальше происходит разделение логических уровней - один становится управляющим верхним плечом полумоста, а второй нижним. Отличие заключается в том, что управление верхним плечом осуществляется двумя полевыми транзисторами, которые, в свою очередь, управляют "оторванным" от земли и "оторванным" от напряжения питания оконечным каскадом. Если рассматривать упрощенную принципиальную схему включения IR2153, то получается примерно так:

 

      Выводы 8, 7 и 6 микросхемы IR2153 являются соответственно выходами VB, HO и VS, т.е. питанием управления верхним плечом, выходом оконечного каскада управления верхним плечом и минусовым проводом модуля управления верхним плечом. Внимание следует обратить на тот факт, что в момент включения управляющее напряжение присутствует на Q RS триггера, следовательно силовой транзистор нижнего плеча открыт. Через диод VD1 заряжается конденсатор С3, посколько его нижний вывод через транзистор VT2 соединен с общим проводом.
      Как только RS триггер микросхемы меняет свое состояние VT2 закрывается, а управляющее напряжение на выводе 7 IR2153 открывает транзистор VT1. В этот момент напряжение на выводе 6 микросхемы начинает увеличиваться и для удержания VT1 в открытом состоянии напряжение на его затворе должно быть больше чем на истоке. Поскольку сопротивление открытого транзистора равно десятым долям Ома, то и на его стоке напрежение не намного больше, чем на истоке. Получается, что удержания транзистора в открытом состоянии необходимо напряжение как минимум на 5 вольт больше, чем напряжение питания и оно действительно есть - конденсатор С3 заряжен до 15-ти вольт и именно он позволяет удерживать VT1 в открытом состоянии, поскольку запасенная в нем энергия в этот момен времени является питающим напряжение для верхнего плеча окнечного каскада микросхемы. Диод VD1 в этот моент времени не позволяет разряжаться С3 на шину питания самой микросхемы.
      Как только управляющий импульс на выводе 7 заканчивается транзистор VT1 закрывается и следом открывается VT2, который снова подзаряжает конденсатор С3 до напряжения 15 В.

      Довольно часто параллельно конденсатору С3 любители устанавливают электролитический конденсатор емкостью от 10 до 100 мкФ, причем даже не вникая в необходимость этого конденсатора. Дело в том, что микросхема способна работать на частотах от 10 Гц до 300 кГц и необходимость данного электролита актуально лишь до частот 10 кГц и то при условии, что электролитический конденсатор будет серии WL или WZ - технологически имеют маленький ers и больше известны как компьютерные конденсаторы с надписями золотистой или серебристой краской:

      Для популярных частот преобразования, используемых при создании импульсных блоков питания частоты берут выше 40 кГц,а порой доводят до 60-80 кГц, поэтому актуальность использования электролита попросту отпадает - емкости даже 0,22 мкФ уже достаточно для открытия и удержания в открытом состоянии транзистора SPW47N60C3, который имеет емкость затвора в 6800 пкФ. Для успокоения совести ставится конденсатор на 1 мкФ, а давая поправку на то, что IR2153 не может коммутировать такие мощные транзисторы напрямую, то накопленной энергии конденсатором С3 хватит для управления транзисторами с емкостью затворов до 2000 пкФ, т.е. всеми транзисторами с максимальным током порядка 10 А ( перечень транзисторов ниже, в таблице ). Если же все таки есть сомнения, то вместо рекомендуемого 1 мкФ используйте керамический конденсатор на 4,7 мкФ, но это безсмысленно:

      Было бы не справедлило не отметить, что у микросхемы IR2153 есть аналоги, т.е. микросхемы с аналогичным функциональным назначением. Это IR2151 и IR2155. Для наглядности сведем основные параметры в таблицу, а уж потом разберемся что из них лучше приготовить:

МИКРОСХЕМА

Максимальное напряжение драйвера

Напряжение питания старта

Напряжение питания стопа

Максимальный ток для зарадки затворов силовых транзисторов / время нарастания

Максимальный ток для разрядки затворов силовых транзисторов / время спада

Напряжение внутреннего стабилитрона

IR2151

600 V

7,7. ..9,2 V

7,4...8,9 V

100 mA / 80...120 nS

210 mA / 40...70 nS

14,4...16,8 V

IR2153

600 V

8,1...9,9 V

7,2...8,8 V

НЕ УКАЗАНО / 80...150 nS

НЕ УКАЗАНО / 45...100 nS

14,4...16,8 V

IR2155

600 V

7,7...9,2 V

7,4...8,1 V

210 mA / 80...120 nS

420 mA / 40...70 nS

14,4...16,8 V

      Как видно из таблицы отличия между микросхемами не очень большие - все три имеют одинаковый шунтирующий стабилитрон по питанию, напряжения питания запуска и остановки у всех трех почти одинаковая. Разница заключается лишь в максимальном токе оконечного каскада, от которого зависит какими силовыми транзисторами и на каких частотах микросхемы могут управлять. Как не странно, но самая распиаренная IR2153 оказалась не рыбой, не мясом - у нее не нормирован максимальный ток последнего каскада драйверов, да и время нарастания-спада несколько затянуто. По стоимости они тоже отличаются - IR2153 самая дешовая, а вот IR2155 сама дорогая.
      Частота генератора, она частота преобразования (на 2 делить не нужно) для IR2151 и IR2155 определяется по формулам, приведенным ниже, а частоту IR2153 можно определить из графика:

 

 

      Для того, чтобы выяснить какими транзисторами можно управлять микросхемами IR2151, IR2153 и IR2155 следует знать параметры данных транзисторов. Наибольший интерес при состыковке микросхемы и силовых транзисторов представляет энергия затвора Qg, поскольку именно она будет влиять на мгновенные значения максимального тока драйверов микросхемы, а значит потребуется таблица с параметрами транзисторов. Здесь ОСОБОЕ внимание следует обратить на производителя, поскольку этот параметр у разных производителей отличается. Наиболее наглядно это видно на примере транзистора IRFP450

ПОПУЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ

НАИМЕНОВАНИЕ

НАПРЯЖЕНИЕ

ТОК

СОПРОТИВЛЕНИЕ

МОЩНОСТЬ

ЕМКОСТЬ
ЗАТВОРА

Qg 
(ПРОИЗВОДИТЕЛЬ)

КОРПУС

СЕТЕВЫЕ (220 V)

IRFBC30

600V

3.6A

1.8

100W

660pF

17...23nC (ST)

 

 

 

 

 

IRFBC40

600V

6. 2A

1

125W

1300pF

38...50nC (ST)

IRF740

400V

10A

0.48

125W

1400pF

35...40nC (ST)

IRF840

500V

8A

0.85

125W

1300pF

39...50nC (ST)

STP8NK80Z

800V

6A

1.3

140W

1300pF

46nC (ST)

STP10NK60Z

600V

10A

0.75

115W

1370pF

50...70nC (ST)

STP14NK60Z

600V

13A

0. 5

160W

2220pF

75nC (ST)

STP25NM50N

550V

22A

0.14

160W

2570pF

84nC (ST)

IRFB18N50K

500V

17A

0.26

220W

2830pF

120nC (IR)

SPA20N60C3

650V

20A

0.19

200W

2400pF

87...114nC (IN)

STP17NK40Z

400V

15A

0.25

150W

1900pF

65nC (ST)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

STP8NK80ZFP

800V

6A

1. 3

30W

1300pF

46nC (ST)

STP10NK60ZFP

600V

10A

0.19

35W

1370pF

50...70nC (ST)

STP14NK60ZFP

600V

13A

0.5

160W

2220pF

75nC (ST)

STP17NK40ZPFP

400V

15A

0.25

150W

1900pF

65nC (ST)

 

 

 

 

 

 

 

 

IRFP22N60K

600V

22A

0. 24

370W

3570pF

150nC (IR)

IRFP32N50K

500V

32A

0.135

460W

5280pF

190nC (IR)

IRFPS37N50A

500V

36A

0.13

446W

5579pF

180nC (IR)

IRFPS43N50K

500V

47A

0.078

540W

8310pF

350nC (IR)

IRFP450

500V

14A

0.33

190W

2600pF

150nC (IR)
75nC (ST)

IRFP360

400V

23A

0. 2

250W

4000pF

210nC (IR)

IRFP460

500V

20A

0.27

280W

4200pF

210nC (IR)

SPW20N60C3

650V

20A

0.19

200W

2400pF

87...114nC (IN)

SPW35N60C3

650V

34A

0.1

310W

4500pF

150...200nC (IN)

SPW47N60C3

650V

47A

0.07

415W

6800pF

252...320nC (IN)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

АВТОМОБИЛЬНЫЕ (12V)

IRFZ44

         

 

IRFZ44N

55V

49A

0. 022

110W

1800pF

63nC (IR)

IRFZ46N

 

 

 

 

 

 

IRFZ48N

 

 

 

 

 

 

IRF3205

55V

110A

0.008

200W

3250pF

146nC (IR)

IRF3710

 

 

 

 

 

 

IRF3808

75V

140A

0.007

330W

5300pF

150. ..220nC (IR)

IRF8010

 

 

 

 

 

 

IRFB4410

 

 

 

 

 

 

IRL2505

 

 

 

 

 

 

IRL3705N

 

 

 

 

 

 

IRLR2905

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

IRFP2907

70V

200A

0. 0045

470W

13000pF

410...620nC (IR)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

      Как известно, наиболее точно динамические свойства полевого транзистора характеризуют не значение его паразитных емкостей, а полный заряд затвора — Qg. Значение параметра Qg связывает между собой математическим путем — импульсный ток затвора с временем переключения транзистора, тем самым предоставляя возможность разработчику правильно рассчитать узел управления.
      К примеру, у полевого транзистора IRF840 при токе стока Is = 8 A, напряжении сток — исток Uds = 400 В и напряжении затвор — исток Ugs = 10 В полный заряд затвора равен Qg = 63 нКл. При неизменно напряжении затвор — исток заряд затвора уменьшается с увеличением тока стока Is и с уменьшением напряжения сток — исток Ugs.
      Произведем расчет параметров схемы управления при условии, что необходимо достигнуть времени включения транзистора ton = 120 нс. Для этого ток управления драйвера должен иметь значение:

            Ig = Qg / ton = 63 х 10-9 / 120 х 10–9 = 0,525 (A) (1)

      При амплитуде импульсов управляющего напряжения на затворе Ug = 15 В сумма выходного сопротивления драйвера и сопротивления ограничительного резистора не должна превышать:

            Rmax = Ug / Ig = 15 / 0,525 = 29 (Ом) (2)

      Расчитаем выходное выходное сопротивление драйверного каскада для микросхемы IR2155:

            Ron = Ucc / Imax = 15V / 210mA = 71,43 ohms
            Roff = Ucc / Imax = 15V / 420mA = 33,71 ohms

      Учитывая расчетное значение по формуле (2) Rmax = 29 Ом приходим к заключению, что с драйвером IR2155 заданное быстродействие транзистора IRF840 получить невозможно. Если в цепи затвора будет установлен резистор Rg = 22 Ом, время включении транзистора определим следующим образом:

            REon = Ron + Rgate, где RE - суммарное сопротивление, Rout - выходное сопротивление драйвера, Rgate - сопротивление, установленное в цепь затвора силового транзистора = 71,43 + 22 = 93,43 ohms;
            Ion = Ug / REon, где Ion - ток открытия, Ug - величина управляющего напряжения затвора = 15 / 93,43 = 160mA;
            ton = Qg / Ion = 63 х 10-9 / 0,16 = 392nS
      Время выключения можно расчитать используюя теже формулы:
            REoff = Rout + Rgate, где RE - суммарное сопротивление, Rout - выходное сопротивление драйвера, Rgate - сопротивление, установленное в цепь затвора силового транзистора = 36,71 + 22 = 57,71 ohms;
            Ioff = Ug / REoff, где Ioff - ток открытия, Ug - величина управляющего напряжения затвора = 15 / 58 = 259mA;
            toff = Qg / Ioff = 63 х 10-9 / 0,26 = 242nS
            К получившимся величинам необходимо добавить время собственного открытия - закрытия транзистора в результате чего реальное время ton составит 392 + 40 = 432nS, а toff 242 + 80 = 322nS.
            Теперь осталось убедится в том, что один силовой транзистор успеет полность закрыться до того, как второй начнет открываться. Для этого сложим ton и toff получая 432 + 322 = 754 nS, т.е. 0,754 µS. Для чего это нужно? Дело в том, что у любой из микросхем, будь то IR2151, или IR2153, или IR2155 фиксированное значение DEAD TIME, которое составляет 1,2 µS и не зависит от частоты задающего генератора. В даташнике упоминается, что Deadtime (typ.) 1.2 µs, но там же приводится и сильно смущающий рисунок из которого напрашивается вывод, что DEAD TIME составляет 10% от длительности управляющего импульса:

      Чтобы развеять сомнения была включена микросхема и подключен к ней двухканальный осцилограф:

    

  Питание составляло 15 V, а частота получилась 96 кГц. Как видно из фотографии при развертке 1 µS длительность паузы составляет совсем немного больше одного деления, что как раз и соответсвует примерно 1,2 µS. Далее уменьшаем частоту и видим следующее:

      Как видно из фото при частоте 47 кГц время паузы практически не изменилось, следовательно вывеска, гласящая, что Deadtime (typ.) 1.2 µs является истинной.
      Поскольку микросхем уже работала нельзя было удержаться еще от одного эксперимента - снизить напряжение питания, чтобы убедиться, что частота генератора увеличится. В результате получилась следующая картинка:

      Однако ожидания не оправдались - вместо увеличения частоты произошло ее уменьшение, причем менее чем на 2%, чем вообще можно принебречь и отметить, что микросхема IR2153 держит частоту достаточно стабильно - напряжение питания изменилось более чем на 30%. Так же следует отметить, что несколько увеличилось время паузы. Этот факт несколько радует - при уменьшении управляющего напряжения немного увелифивается время открытия - закрытия силовых транзисторов и увеличение паузы в данном случае будет весьма полезным.
      Так же было выяснено, что UV DETECT прекрасно справляется со своей функцией - при дальнейшем снижении напряжения питания генератор останавливался, а при увеличии микросхема снова запускалась.
      Теперь вернемся к нашей математике по результатам которой мы выснили, что при установленных в затворах резисторах на 22 Ома время закрытия и открытия у нас равно 0,754 µS для транзистора IRF840, что меньше паузы в 1,2 µS, дающую самой микросхемой.
      Таким образом при микросхема IR2155 через резисторы 22 Ома вполне нормально сможет управлять IRF840, а вот IR2151 скорей всего прикажет долго жить, поскольку для закрытия - открытия транзисторов нам потребовался ток в 259 mA и 160 mA соответсвенно, а у нее максимальные значения составляют 210 mA и 100 ma. Конечно же можно увеличить сопротивления, установленные в затворы силовых транзисторов, но в этом случае существует риск выйти за пределыDEAD TIME. Чтобы не заниматься гаданием на кофейной гуще была составлена таблица в EXCEL, которую можно взятьЗДЕСЬ. Подразумевается, что напряжение питание микросхемы составляет 15 В.
      Для снижения коммутационных помех и некоторого уменьшения времени закрывания силовых транзисторов в импульсных блоках питания используют шунтирование либо силового транзистора последовательно сединенными резистором и конденсатором, либо такой же цепочкой шунтируют сам силовой трансформатор. Данный узел называется снаббером. Резистор снабберной цепи выбирают номиналом в 5–10 раз больше сопротивления сток — исток полевого транзистора в открытом состоянии. Емкость конденсатора цепи определяется из выражения:
            С = tdt/30 х R
      где tdt — время паузы на переключения верхнего и нижнего транзисторов. Исходя из того, что продолжительность переходного процесса, равная 3RC, должна быть 10 раз меньше длительности значения мертвого времени tdt.
      Демпфирование задерживает моменты открывания и закрывания полевого транзистора относительно перепадов управляющего напряжения на его затворе и уменьшает скорость изменения напряжения между стоком и затвором. В итоге пиковые значения импульсов затекающего тока меньше, а их длительность больше. Почти не изменяя времени включения, демпфирующая цепь заметно уменьшает время выключения полевого транзистора и ограничивает спектр создаваемых радиопомех.

 

      С теорией немного разобрались, можно приступить и практическим схемам.
      Самой простой схемой импульсного блока питания на IR2153 является электронный трансформатор с минимумом функций:

 

      В схеме нет ни каких дополнительных функция, а вторичное двуполярное питание формируется двумя выпрямителями со средней точкой и парой сдвоенных диодов Шотки. Емкость конденсатора С3 определяется из расчета 1 мкФ емкости на 1 Вт нагрузки. Конденсаторы С7 и С8 равной емкости и распологаются в пределах от 1 мкФ до 2,2 мкФ. Мощность зависит от используемого сердечника и максимального тока силовых транзисторов и теоритически может достигать 1500 Вт. Однако это только ТЕОРИТИЧЕСКИ, исходя из того, что к трансформатору прилагается 155 В переменного напряжения, а максимальный ток STP10NK60Z достигает 10А. На практике же во всех даташитах указанно снижение максимального тока в зависимости от температуры кристалла транзистора и для транзистора STP10NK60Z максимальный ток составляет 10 А при температуре кристалла 25 град Цельсия. При температуре кристалла в 100 град Цельсия максимальный ток уже составляет 5,7 А и речь идет именно о температуре кристалла, а не теплоотводящего фланца и уж тем более о температуре радиатора.
      Исходя из этого максимальную мощность следует выбирать исходя из максвимального тока транзистора деленного на 3, если это блок питания для усилителя мощности и деленного на 4, если это блок питания для постоянной нагрузки, например ламп накаливания.
      Учитывая сказанное выше получаем, что для усилителя мощности можно получить блок питания мощностью 10 / 3 = 3,3А, 3,3А х 155В = 511Вт. Для постоянной нагрузки получаем 10 / 4 = 2,5 А, 2,5 А х 155В = 387Вт.  И в том и в другом случае используется 100% КПД, чего в природе не бывает. Кроме этого, если исходить из того, что 1 мкФ емкости первичного питания на 1 Вт мощности нагрузки, то нам потребуется конденсатор, или конденсаторы емкостью 1500 мкФ, а такую емкость заряжать уже нужно через системы софт-старта.
      Следующий вариант схемы уже оснащен дополнительными элементами:

 

      Прежде всего в данном блоке питания присутствует защита от перегрузки, выполненная на трансформаторе тока. Подробности о расчете трансформатора тока можно почитать ЗДЕСЬ. Однако в подавляющем большинстве случаев вполне достаточно ферритового кольца диаметром 12...16 мм, на котором в два провода мотается порядка 60...80 витков. Диаметр 0,1...0,15 мм. Затем начало одной обмотки осединяется с концов второй. Это и есть вторичная обмотка. Первичная обмотка содержит один-два, иногда удобней полтора витка.
      Так же в схеме уменьшены номиналы резистор R4 и R6, чтобы расширить диапазон питающего первичного напряжения (180...240В). Чтобы не перегружать установленный в микросхему стабилитрон в схеме имеется отдельный стабилитрон мощностью 1,3 Вт на 15 В.
      Кроме этого в блок питания введен софт-старт для вторичного питания, что позволило увеличить емкости фильтров вторичного питания до 1000 мкФ при выходном напряжении ±80 В. Без этой системы блок питания входил в защиту в момент включения. Принцип действия защиты основан на работе IR2153 на повышенной частоте в момент включения. Это вызывает потери в трансформаторе и он не способен отдать в нагрузку максимальную мощность. Как только началась генерация через делитель R8-R9 напряжение, подаваемое на трансформатор попадает на детектор VD5 и VD7 и начинается зарядка конденсатора С7. Как только напряжение станет досточным для открытия VT1 к частотозадающей цепочки микросхемы подключается С3 и микросхема выходит на рабочую частоту.
      Так же введены дополнительные индуктивности по первичному и вторичному напряжениям. Индуктивность по первичному питанию уменьшает помехи, создаваемые блоком питания, а по вторичному - снижают ВЧ пульсации на нагрузке.
      В данном варианте имеется еще два дополнительных вторичных питания. Первое предназначено для запитки компьтерного двенадцативольтового куллера, а второе - для питания предварительных каскадов усилителя мощности.
      Еще один подвариант схемы - изготовление однополярного источника питания:

 

      Разумеется, что вторичная обмотка расчитывает на то напряжение, которое необходимо. Блок питания можно запаять на той же плате не монтируюя элементы, которых на схеме нет.

      Следующий вариант импульсного блока питания способен отдать в нагрузку порядка 1500 Вт и содержит системы мягкого старта как по первичному питанию, так и по вторичному, имеет защиту от перегрузки и напряжение для куллера принудительного охлаждения. Проблема управления мощными силовыми транзисторами решена использованием эмиттерных повторителей на транзистора VT1 и VT2, которые разряжают емкость затворов мощных транзисторов через себя:

 

      Подобное форсирование закрытия силовых транзисторов позволяет использовать довольно мощные экземпляры, такие как IRFPS37N50A, SPW35N60C3, не говоря уже о IRFP360 и IRFP460.
      В момент включения напряжение на диодный мост первичного питания подается через резистор R1, поскольку контакты реле К1 разомкнуты. Далее напряжение, через R5 подается на микросхему и через R11 и R12 на вывод обмотки реле. Однако напряжение увеличивается постепенно - С10 достаточно большой емкости. Со второй обмотки реле напряжение поступает на стабилитрон и тиристор VS2. Как только напряжение достигнет 13 В его уже будет достаточно, чтобы пройдя 12-ти вольтовый стабилитрон открыть VS2. Тут следует напомнить, что IR2155 стартует при напряжении питания примерно в 9 В, следовательно на момент открытитя VS2 через IR2155 уже будет генерировать управляющие импульсы, только в первичную обмотку они будут попадать через резистор R17 и конденсатор С14, поскольку вторая группа контактов реле К1 тоже разомкнута. Это существенно ограничит ток заряда конденсаторов фильтров вторичного питания. Как только тиристор VS2 откроется на обмотку реле будет подано напряжение и обе контактные группы замкнуться. Первая зашунтирует токоограничиваюй резистор R1, а вторая - R17 и С14.
      На силовом трансформаторе имеет служебная обмотка и выпрямитель на диодах VD10 и VD11 с которых и будет питаться реле, а так же дополнительная подпитка микросхемы. R14 служит для ограничения тока вентилятора принудительного охлаждения. 
      Используемые тиристоры VS1 и VS2 - MCR100-8 или аналогичные в корпусе ТО-92
      Ну и под занавес этой страницы еще одна схема все на той же IR2155, но на этот раз она будет выполнять роль стабилизатора напряжения:

 

      Схема взята из статьи Виталий Шевченко, "Использование драйверов компании International Rectifier" и к сожалению номиналами не украшена, хотя их не трудно и вычислить.  
      
      Последней авторской схемой с использованием IR2155 будет схема автомобильно преобразователя напряжения в которой IR2155 будет выполнять роль управляющего элемена преобразователя со средней точкой. В данной схеме драйвер верхнего плеча подключен к напряжению питания микросхемы и общем проводу, что позволяет ему управлять транзистором VT6:

 

      Как и в предудущем варианте закрытие силовых транзисторов производится биполярами VT4 и VT5. Схема оснащена софтстартом вторичного напряжения на VT1. Старт производится от бортовой сети автомобиля а дальше питание осуществляется стабилизированным напряжением 15 В вормируемым диодами VD8, VD9, резистором R10 и стабилитроном VD6.
      В данной схеме есть еще один довольно любопытный элемент - tC. Это защита от перегрева радиатора, которую можно использовать практически с любыми преобразователями. Однозначного названия найти не удалось, в простонародье это тепловой предохранитель самовостанавливающийся, в прайсах имеет обычно обозначение KSD301. Используется во многих бытовых электроприборах в качестве защитного или регулирующего температуру элемента, поскольку выпускаются с различной температурой срабатывания. Выглядит этот предохранитель так:

      Как только температура радиатора достигнет предела отключения предохранителя управляющее напряжение с точки REM будет снято и преобразователь выключится. После снижение температуры на 5-10 градусов предохранитель востановится и подаст управляющее напряжение и преобразователь снова запустится. Этот же термопредохранитель, ну или термореле можно использовать и в сетевых блоках питания контролируя температуру радиатора и отключая питание, желательно низковольтное, идущее на микросхему - термореле так дольше проработает.
      VD4, VD5 - быстрые диоды из серии SF16, HER106 и т.д.
      В схему можно ввести защиту от перегрузку, но во время ее разработки основной упор делался на миниатюризацию - даже узел софтстарта был под большим вопросом.
      Изготовление моточных деталей и печатные платы описаны на следующих страницах статьи.
      
      Ну и под занавес несколько схем импульсных блоков питания, найденых в интернете.
      Схема №6 взята с сайта "ПАЯЛЬНИК":

 

      Защита организована на падении напряжении на резисторах R10-R11, однако она отслеживает ток протекающий только через транзитор VT4. В принципе ни чего страшного но все же желательно следить за обоими транзиторами. Как было сказанно выше большая емкость вольтодабавки смысла не имеет и автор использовал конденсатор на 0,68 мФ (С7).

 

      Следующая схема сетевого преобразователя примечательна тем, что на силовом трансформаторе имеется дополнительная обмотка дя питания самой микросхемы IR2153. Так же введена индуктивность L3, уменьшающая ударные процессы в трансформаторе:

 

 

      В следующем блоке питания на самотактируемом драйвере IR2153 емкость вольтодобавочного конденсатора сведена до минимальной достаточности 0,22 мкф (С10). Питание микросхемы осуществляется с искуственной средней точки силового трансформатора, что не принципиально. Защиты от перегрузки нет, форма подаваемого в силовой трансформатор напряжения немного корретируется индуктивностью L1:

 

 

ПРОДОЛЖЕНИЕ 

  http://cxema.my1.ru/publ/istochniki_pitanija/bloki_pitanija_impulsnye/impulsnyj_blok_pitanija_na_ir2153_prodolzhenie/65-1-0-6126

Resonant Power Supply Suits Audio Systems

Производители аудиооборудования находятся под растущим рыночным и коммерческим давлением, требующим повышения эффективности и рассеивания мощности без нагрузки в продуктах, которые в настоящее время полагаются на линейные источники питания. Линейные источники питания идеально подходят для аудиоприложений, поскольку трансформатор частоты сети генерирует низкое электромагнитное излучение, а также из-за минимального времени проектирования, которое обычно требуется для недорогих приложений с невысокими характеристиками регулирования напряжения, пульсаций и защиты. Однако линейные источники питания страдают от низкого среднего КПД и высокой мощности без нагрузки, поэтому им сложно соответствовать сегодняшним основным нормативным требованиям, таким как ENERGY STAR и California Energy Commission (CEC).

Типичный линейный источник питания мощностью 12 Вт, например, имеет средний КПД около 63%, тогда как предлагаемое требование ENERGY STAR V2.0, внедрение которого запланировано на конец этого года, составляет 77,8%. Рассеиваемая мощность без нагрузки около 1,5 Вт также не соответствует требованиям стандарта в 300 мВт.Громоздкие линейные источники питания, особенно на более высоких мощностях, также становятся все более дорогими из-за резкого роста мировых цен на сырьевые товары, такие как медь и сталь, используемые в трансформаторах сетевой частоты.

Хотя низкий уровень электромагнитных помех (EMI) часто упоминается как самая привлекательная особенность линейных источников питания для рынка аудиосистем, присутствие на выпрямленном выходе составляющей переменного тока, в два раза превышающей частоту сети, может вызывать слышимый гул в некоторых приложениях. Обычно это ухудшается с увеличением нагрузки и снижением входного напряжения, что приводит к ухудшению качества звука.

SMPS для аудио приложений

Чтобы преодолеть эти трудности с эффективностью и электромагнитными помехами, производители источников питания для аудиосистемы активно стремятся заменить линейные источники питания. В частности, они уделяют повышенное внимание распространенным топологиям импульсных источников питания (SMPS), таким как обратный преобразователь и дроссельный преобразователь. Обе топологии предлагают более высокую эффективность, меньшую мощность в режиме ожидания и дополнительные функции, такие как защита от перенапряжения, перегрузки по току и перегрева. SMPS также обеспечивает жесткую регулировку нагрузки и линии, что снижает требования к схемам пост-регулирования.А с жестко контролируемыми выходными V-I характеристиками эти альтернативные подходы могут быть запрограммированы для обеспечения пиковой нагрузки, необходимой для многих аудиосистем.

С другой стороны, SMPS страдают от более высокой стоимости спецификации и более длительного времени проектирования, что делает их гораздо менее привлекательным вариантом в качестве линейной замены в недорогих, крупных приложениях. Наличие чрезмерного электромагнитного шума из-за быстрых переходных процессов также является серьезным препятствием, поскольку возникающие в результате кондуктивные и излучаемые излучения значительно мешают звуковому сигналу.Чтобы преодолеть это, обычно требуются дорогостоящие фильтры подавления электромагнитной совместимости (ЭМС) вместе с методами снижения электромагнитных помех в ядре контроллера SMPS.

Один из методов разработки SMPS включает использование синхроимпульса от аудиосистемы для динамического сдвига рабочей частоты от мгновенной радиочастоты, тем самым уменьшая помехи. Смешение частот переключения или модуляция с расширенным спектром - еще один широко используемый метод для расширения спектральной энергии шума при сохранении общей эффективности системы. Однако даже при использовании обширной фильтрации и сложных методов управления может быть чрезвычайно сложно достичь очень низкого уровня электромагнитных помех, необходимого большинству аудиосистем для обеспечения целевого отношения сигнал / шум.

Замена резонансной топологии

Резонансные топологии

предлагают коммерчески жизнеспособную альтернативу источникам питания, позволяющую преодолеть ограничения линейных и распространенных топологий SMPS, при соблюдении последних требований к эффективности, мощности без нагрузки и электромагнитным помехам. За счет переключения при почти нулевом напряжении и токе этот подход сводит к минимуму коммутационные потери для обеспечения высокого КПД и создания минимальных электромагнитных помех из-за их синусоидальной формы волны переключения.Но до недавнего времени резонансные топологии не использовались в коммерческих целях для приложений с низким энергопотреблением на рынке бытовой электроники из-за присущих им трудностей в управлении и, как следствие, высокой стоимости спецификации.

Новая топология резонансного прерывистого преобразователя (RDFC) с одним переключателем обеспечивает преимущества по эффективности, работе без нагрузки и габаритам SMPS без дополнительных затрат, а также дополнительные функции безопасности и защиты. Что еще более важно для аудио и других приложений, чувствительных к электромагнитным помехам, таких как адаптеры для беспроводных телефонов и источники питания модема / маршрутизатора, топология предлагает резонансное преобразование мощности с естественно низким уровнем электромагнитных помех.

Поскольку во время переключения в трансформаторе прямого режима не накапливается энергия, топология прямого преобразователя также позволяет уменьшить размер сердечника трансформатора. Это обеспечивает экономическую выгоду само по себе, устраняя необходимость во вторичном диоде свободного хода и дросселе, что делает решение более коммерчески привлекательным при малой мощности.

На рис. 1 показаны ключевые компоненты топологии RDFC. Входной конденсатор (C IN ) сглаживает выпрямленное переменное напряжение на входе и подает его на трансформатор прямого режима.Замыкание первичного переключателя передает питание от первичного к вторичному в течение той же фазы проводимости. Форма волны тока через первичный транзистор состоит из тока через индуктивность рассеяния и индуктивность намагничивания. Составляющая тока утечки обычно преобладает, а также появляется во вторичном диоде.

Когда первичный ключ замкнут, полный ток через трансформатор отводится на резонансную емкость (C RES ), которая включает емкость обмотки трансформатора и выходную емкость первичного транзистора.C RES образует резонансный контур с индуктивностью рассеяния трансформатора (L LEAK ), за которой следует индуктивность намагничивания (L MAG ).

Резонансные частоты даются уравнениями. 1 и 2:

, где f RES1 соответствует резонансной частоте из-за индуктивности рассеяния трансформатора, f RES2 соответствует резонансной частоте из-за индуктивности намагничивания трансформатора, L LEAK соответствует индуктивности рассеяния трансформатора, L MAG соответствует намагничиванию трансформатора индуктивность и C RES равняется резонансной емкости трансформатора.

Индуктивность рассеяния намного меньше индуктивности намагничивания, поэтому резонансная частота в формуле. 1 выше, чем у уравнения. 2.

ИС управления смешанными сигналами, разработанная CamSemi, обеспечивает работу схемы RDFC на оптимальном уровне производительности при колебаниях нагрузки. В результате в семействе контроллеров C2470 это достигается за счет трех основных механизмов управления:

  • Резонансное управление определяет форму резонансной волны, чтобы определить близкие к нулю напряжения включения и выключения и определить оптимальное время включения в следующем цикле переключения.

  • Управление мощностью достигается путем измерения тока переключателя и его ограничения в условиях перегрузки или сокращения времени включения в условиях низкой нагрузки для минимизации потерь мощности без нагрузки.

  • Управление базовым приводом динамически поддерживает напряжение в открытом состоянии силового транзистора на оптимальном уровне, чтобы снизить потери проводимости и минимизировать время выключения для снижения коммутационных потерь.

Контроллер RDFC использует комбинацию этих трех механизмов управления для определения пяти основных режимов работы источника питания (рис.2):

  • Нормальный режим обеспечивает полностью резонансное переключение и имеет фиксированный рабочий цикл для подачи мощности от 20% до 100% нагрузки.

  • Режим ожидания переходит в режим ожидания при уменьшении нагрузки. Контроллер входит в этот режим, уменьшая время включения и увеличивая время отключения.

  • Режим перегрузки возникает при высоких нагрузках. Он ограничивает пиковый ток переключения и сокращает время включения, сохраняя при этом полностью резонансную работу.

  • Режим Foldback возникает при чрезмерных выходных нагрузках и сокращает время включения до минимума, одновременно увеличивая время выключения для защиты источника питания в условиях короткого замыкания.

  • Режим Power-burst имеет увеличенный рабочий цикл. Контроллер периодически входит в этот режим во время режима фолдбэка, чтобы позволить источнику питания восстановиться после короткого замыкания.

Минимизация EMI

Топология RDFC генерирует очень низкий уровень электромагнитных помех, чтобы соответствовать жестким спецификациям аудиоприложений, но с минимальными усилиями при проектировании или потребностью в дополнительных компонентах. Синусоидальная форма волны переключения исключает быстрые переходные процессы переключения и, как следствие, электромагнитное излучение.Как показано на рис. 2, топология поддерживает полностью резонансную работу при всех значительных нагрузках, что обеспечивает низкий уровень шума.

Резонансная форма волны в RDFC накладывается на нерегулируемое входное напряжение. Колебания входного напряжения из-за пульсаций в сети заставляют резонансную форму волны двигаться вверх и вниз, что приводит к колебаниям во времени. Рабочий цикл является фиксированным, поэтому это колебание времени выключения вызывает сглаживание частоты переключения, что приводит к дальнейшему улучшению характеристик EMI.

Обе эти функции помогают создать импульсный источник питания с электромагнитным излучением, которое на 15–20 дБ ниже, чем у ИИП с аналогичным номиналом. Дорогие фильтры ЭМС мощностью до 20 Вт не требуются почти для всех потребительских приложений, и в большинстве случаев нет необходимости в конденсаторе Y2 между первичной и вторичной сторонами. Устранение конденсатора Y2 еще больше улучшает качество звука за счет минимизации сетевого шума на вторичной стороне трансформатора, который напрямую подключен к аудиосистеме.

Несмотря на преимущества резонансного переключения и частотного дизеринга в отношении электромагнитных помех, электромагнитные излучения все еще присутствуют в реализациях RDFC на низком уровне из-за неидеального поведения трансформатора. Полностью исключить индуктивность рассеяния в трансформаторе сложно с практической точки зрения, несмотря на тщательную конструкцию и конструкцию.

Индуктивность утечки в импульсном преобразователе мощности сохраняет значительное количество энергии во включенном состоянии первичного переключателя.В типичном решении с обратным ходом энергия утечки демпфера будет рассеивать это, но в реализациях RDFC энергия передается на резонансный конденсатор в конце открытого состояния. Это вызывает заметный скачок напряжения во время выключения, что существенно в условиях перегрузки или в конструкциях с большей мощностью. Хотя это повышение напряжения обычно намного медленнее, чем переходное напряжение выключения в типичной обратноходовой конструкции, оно может генерировать электромагнитные излучения, которые нежелательны для аудиосистем.

Индуктивность рассеяния внутри трансформатора можно минимизировать с помощью:

  • Уменьшение количества слоев первичной и вторичной обмотки

  • Уменьшение разделения первичной части на вторичную

  • Использование аккуратно намотанных обмоток на всю ширину

  • Использование катушек с большей шириной намотки.

Использование этих методов приводит к увеличению паразитной емкости между первичной и вторичной обмотками.В свою очередь, ток высокочастотного шума, протекающий от первичной обмотки к вторичной, увеличивается. Во всех случаях необходимо соблюдать тщательный баланс между уменьшением индуктивности рассеяния и недопущением чрезмерного увеличения паразитных емкостей.

В реализациях RDFC вторичный выпрямитель не выключается до конца передачи энергии утечки в течение интервала выключения. После завершения передачи энергии утечки вторичный выпрямитель отключается, чтобы быстро создать скачок напряжения с высокими значениями dV / dt и электромагнитным излучением, обычно в диапазоне от 12 до 15 МГц.Этот шум может быть успешно устранен с помощью демпфера R-C на вторичном выпрямителе и с незначительным влиянием на эффективность источника питания.

Технологии уменьшения или подавления шума трансформатора также могут быть использованы для дальнейшего снижения электромагнитного излучения. Самым популярным методом устранения синфазных кондуктивных помех в топологии является установка экрана из намотки или фольги между первичной и вторичной обмотками. Высокочастотный ток, который выходит из первичной обмотки через паразитную емкость между первичными обмотками, теперь собирается экраном и возвращается к проводникам питания.Вспомогательная обмотка, которая обеспечивает питание выводов V DD , также может эффективно использоваться в качестве экрана между первичной и вторичной обмотками - другими словами, чтобы исключить необходимость в дополнительной экранной обмотке или фольге, тем самым уменьшая BOM. Стоимость.

Пример проектирования

На рис. 3 показана схема автономного источника питания аудиосистемы. На рис. 4 показан демонстрационный образец, основанный на топологии RDFC и контроллере C2470, работающем от номинального входного напряжения 230 В перем.Устройство имеет очень небольшое количество компонентов и использует трансформатор меньшего размера, чем в решении с обратным ходом аналогичной спецификации. Кроме того, более низкий среднеквадратичный выходной ток из-за формы тока в открытом состоянии снижает требования к току пульсации выходных конденсаторов по сравнению с таковыми в более традиционных топологиях SMPS.

Снижение ЭМС достигается за счет улучшенной конструкции трансформатора, а также использования вторичного демпфера, экрана вокруг первичного переключателя и небольшого конденсатора X2.Трансформатор имеет экраны из фольги по обе стороны от сбалансированной разделенной вторичной обмотки, чтобы обеспечить подавление синфазных шумовых токов вторичной стороны и минимизировать протекание шумового тока из первичной во вторичную через паразитную емкость. Экран вокруг первичного переключателя содержит шум, излучаемый выводом корпуса TO-220, подключенным к коллектору транзистора.

В таблице перечислены основные характеристики для этого примера конструкции, включая высокий средний КПД 88% и низкое рассеивание мощности без нагрузки 180 мВт, оба из которых соответствуют предложенному стандарту ENERGY STAR V2.0 нормативов со значительным отрывом. График зависимости КПД от выходного тока на рис. 5 показывает КПД при низкой нагрузке с КПД минимум 70% при нагрузке 5%, что идеально для аудиосистем, работающих значительно ниже номинального уровня мощности.

На рис. 6 показаны результаты наихудшего случая наведенных электромагнитных помех для источника питания с отрицательной выходной шиной, подключенной к земле. Эти графики показывают, что с этой конструкцией можно получить запас по крайней мере на 20 дБ ниже квазипиковых и средних пределов EN55022.

Обсуждаемые здесь резонансная топология и методы уменьшения электромагнитных помех идеальны для бытовой аудиотехники с проигрывателями компакт-дисков и FM-радио, но для приложений с приемниками AM требуется дальнейшее снижение электромагнитных помех. Это может быть достигнуто за счет сочетания оптимизации конструкции трансформатора, тщательного выбора фильтров ЭМС и дополнительного экранирования определенных компонентов, генерирующих излучаемые излучения. На рис. 7 показаны результаты для типичного AM-совместимого источника питания RDFC с внесенными в него изменениями.Генерируемые электромагнитные помехи ниже 15 дБмкВ, что затрудняет их измерение с помощью стандартного приемника электромагнитных помех.

LLC Резонансные преобразователи поднимают планку энергоэффективности

Загрузите эту статью в формате PDF.

Что вы узнаете:

  • Как заменить полевые МОП-транзисторы переключателями нагрузки и влияние сопротивления в открытом состоянии.
  • Замена диодов на идеальные диоды и использование контроллеров с идеальными диодами.
  • Почему замена предохранителей и сбрасываемых предохранителей на eFuses - это разумная игра.

Спрос на более высокую удельную мощность и меньшие печатные платы (PCB) продолжает расти на таких рынках, как автоматизация зданий и автомобильная информационно-развлекательная система. Чтобы идти в ногу с этими тенденциями, стремятся преобразовать дискретные силовые цепи в полностью или частично интегрированные решения.

Дискретные компоненты, такие как диоды, предохранители и металлооксидные полупроводниковые полевые транзисторы (MOSFET), заменяются интегрированными устройствами, которые не только воспроизводят их функциональные возможности, но и обеспечивают повышенную производительность, включая до 5 раз более высокую удельную мощность, и другие функции, полезные для всего приложения.В этой статье освещаются некоторые из распространенных дискретных схем, используемых для распределения и защиты питания, а также наиболее подходящие интегрированные решения для их замены.

Замена полевых МОП-транзисторов переключателями нагрузки

В аналоговом распределении питания дискретные полевые МОП-транзисторы используются для подключения и отключения источника питания от нагрузки. Наиболее распространенным типом полевых МОП-транзисторов, используемых для этих целей, является металлооксидный полупроводник (PMOS) P-типа из-за простоты использования и низкой стоимости. Путем реализации трех резисторов, конденсатора и управляющего полевого транзистора можно создать простое решение для коммутации активного высокого уровня с управляемым включением для ограничения пускового тока емкостной нагрузки (рис.1) .

1. Дискретные полевые МОП-транзисторы могут использоваться для подключения и отключения источника питания от нагрузки, как эта дискретная схема переключения PMOS.

Хотя эта схема может электрически включать и выключать нагрузку ниже по потоку, она имеет недостатки, которые затрудняют использование в современных конструкциях. Наибольшую озабоченность вызывает возможность увеличения плотности мощности системы для достижения большей мощности без ущерба для размера решения. С шестью дискретными компонентами и средним размером решения 17 мм 2 весьма вероятно, что эту схему можно улучшить путем интеграции.Решение также не имеет защиты или дополнительных функций, которые могли бы принести пользу остальной части системы, таких как тепловое отключение или индикация отсутствия питания.

Переключатель нагрузки объединяет функциональность коммутационного решения MOSFET с дополнительными функциями, такими как ограничение тока и выходной разряд. С помощью штыря включения переключатель нагрузки может подключать и отключать вход к выходу с линейно управляемым изменением напряжения для управления пусковым током. При использовании переключателя нагрузки вместо схемы дискретного полевого МОП-транзистора размер решения может быть уменьшен до 4 мм 2 или меньше.Это приводит к увеличению удельной мощности в 3,5 раза. На рис. 2 сравнивается размер решения дискретной реализации с TPS22919, интегрированным переключателем нагрузки от Texas Instruments (TI).

2. Переключатель нагрузки TPS22919 (справа) от Texas Instruments значительно меньше дискретной схемы PMOS (слева).

Сопротивление в открытом состоянии - это характеристика, которая определяет, насколько эффективно мощность передается от источника питания к нагрузке. Таким образом, он используется для сравнения производительности двух коммутационных решений. Уравнения 1 и 2 показывают, как более высокое сопротивление в открытом состоянии напрямую приводит к большему падению напряжения на переключателе и увеличению потерь мощности:

Потери мощности = I НАГРУЗКА 2 × R ВКЛ (1)

Напряжение drop = I НАГРУЗКА × R ВКЛ. (2)

Сопротивление в открытом состоянии полевого МОП-транзистора пропорционально напряжению затвор-исток (В GS ). В дискретном решении это напряжение V GS обычно регулируется с помощью цепи резистора и конденсатора (RC).Подход RC-управления приводит к нелинейному нарастанию на выходе. Нелинейное нарастание вызывает более высокий пиковый пусковой ток, тем самым нагружая входной источник и вызывая возможность падения напряжения питания.

Переключатель нагрузки линейно регулирует напряжение V GS , что приводит к линейному нарастанию напряжения на выходе и, таким образом, к снижению пикового пускового тока (рис. 3) .

3. Графики показывают пусковой ток между переключателем нагрузки и дискретной схемой PMOS и его реакцию.

В дополнение к управлению пусковым током, переключатели нагрузки объединяют другие функции, такие как тепловое отключение, быстрый выходной разряд, защиту от короткого замыкания, регулируемый предел тока и время нарастания. Эти функции устраняют необходимость в кривой безопасной рабочей зоны (SOA), поскольку переключатель нагрузки будет защищать себя во время событий высокой нагрузки. Такие функции, как регулируемая скорость нарастания и регулируемая выходная разрядка, позволяют лучше контролировать профиль включения и выключения переключателя нагрузки, обеспечивая лучшее управление пусковым током и более контролируемое отключение питания.Для приложений с последовательным включением питания функции переключения нагрузки, такие как отключение питания, могут включать последующие устройства или включать следующую шину в последовательности.

Замена диодов на идеальные диоды

Обычно диоды используются для блокировки обратного тока и защиты от обратной полярности. Диоды размещены последовательно с шинами питания для защиты источника питания во время сбоя (рис. 4) .

4. Диод Шоттки обычно блокирует обратный ток для предотвращения неисправностей.

Однако включение диода последовательно с выходом источника питания вызывает падение напряжения на диоде (300 мВ для типичного диода Шоттки и 700 мВ для традиционного диода).Следовательно, потери мощности в диоде Шоттки могут достигать 300 мВт при токе нагрузки 1 А - см. Уравнение 3. Чтобы минимизировать потери мощности, в системах с большой мощностью часто используется диод большей мощности.

Рассеиваемая мощность = I НАГРУЗКА × V FWD (3)

В качестве альтернативы можно использовать контроллер с идеальным диодом для управления внешним полевым МОП-транзистором, который действует как идеальный диод. MOSFET устанавливается последовательно с шиной питания так, чтобы его диод в корпусе был обращен от источника питания к нагрузке.Например, LM74700, контроллер с идеальными диодами от TI, регулирует прямое напряжение от источника к нагрузке до 20 мВ (рис. 5) .

5. Идеальный диод LM74700 регулирует прямое напряжение от источника к нагрузке до 20 мВ.

Вывод GATE связан с затвором полевого МОП-транзистора и является источником или потребителем тока для регулирования сопротивления полевого МОП-транзистора и поддержания постоянного прямого напряжения (рис. 6) .

6. Ток, подаваемый на затвор внешнего полевого МОП-транзистора, основан на прямом напряжении на полевом МОП-транзисторе.

Это регулирование напряжения затвора обеспечивает низкое падение напряжения в прямом направлении и блокирует обратный ток в пределах 0,75 мкс, когда выходное напряжение превышает входное. Падение напряжения на 20 мВ также приводит к значительному снижению рассеиваемой мощности, как показано при сравнении LM74700 с внешним полевым МОП-транзистором и диодом Шоттки (рис. 7) .

7. Падение напряжения на 20 мВ также значительно снижает рассеиваемую мощность, как отмечено в этом сравнении между внешним полевым МОП-транзистором (идеальным диодом) и диодом Шоттки.

Помимо пониженного рассеивания мощности, размер решения с использованием контроллера с идеальным диодом и дискретного полевого МОП-транзистора в 5 раз меньше, чем у мощного диода Шоттки DDPAK.

Замена предохранителей и PTC на eFuses

Предохранители - это защитные устройства, которые защищают источник питания от перегрузки или короткого замыкания. Они размещены последовательно между источником питания и нагрузкой. При возникновении неисправности (перегрузки или короткого замыкания) предохранитель размыкается, отключая питание от нагрузки.Традиционные предохранители постоянно выходят из строя во время неисправности. Следовательно, для работоспособности цепи требуется сменный предохранитель (рис. 8) .

8. В типичной системе используется предохранитель для защиты источника питания от перегрузки по току на нагрузке.

Для дискретного предохранителя требуется уровень перегрузки по току, в 6 раз превышающий номинальный ток для срабатывания предохранителя. Ток перегрузки для этих предохранителей не очень точный; следовательно, выбор предохранителя для конкретной области применения требует тщательного анализа, чтобы избежать поломки предохранителя в условиях номинального пускового тока.

Восстанавливаемый предохранитель - это устройство с положительным температурным коэффициентом (PTC), которое увеличивает свое сопротивление во включенном состоянии с температурой. Во время перегрузки чрезмерный ток нагрузки увеличивает потери мощности, тем самым увеличивая ее сопротивление во включенном состоянии. Более высокое сопротивление помогает ограничить ток перегрузки и защищает цепь.

В отличие от традиционных предохранителей, PTC позволяют протекать току после устранения неисправности без замены устройства. PTC активируются тепловым эффектом перегрузки по току.В результате время реакции PTC ограничено несколькими миллисекундами из-за зависимости от температуры окружающей среды (рис. 9) .

9. График зависимости времени отключения PTC от тока отключения отображает время реакции PTC.

Кроме того, сопротивление PTC увеличивается после каждого сброса. Таким образом, PTC демонстрируют неповторимое поведение в течение длительного периода использования.

eFuse - это устройство активной защиты по току со встроенным полевым МОП-транзистором, используемым для ограничения токов до безопасных уровней при возникновении неисправности.Общие элементы eFuse - это переключатель питания для модуляции тока нагрузки, токоизмерительный элемент и управляющая логика (рис. 10) .

10. Это типичный пример цепи электронного предохранителя.

Порог ограничения тока может быть установлен на желаемое значение с помощью внешнего резистора, что обеспечивает гибкость системы в регулировке ограничения тока в широком диапазоне. В установившемся режиме встроенный переключатель питания полностью включен (аналогично переключателю на дискретных полевых МОП-транзисторах), чтобы минимизировать падение напряжения в тракте питания.

Во время перегрузки по току система управления затвором переводит встроенный переключатель мощности в линейный режим. Сопротивление в открытом состоянии полевого МОП-транзистора увеличивается в линейном режиме; следовательно, соответствующее падение напряжения на eFuse увеличивается, чтобы обеспечить постоянный выходной ток.

На рис. 11 показана реакция на перегрузку TPS2595 eFuse TI с уставкой ограничения тока 4 А.

11. Реакция на перегрузку TPS2595 eFuse легко справляется с нагрузкой 4 А.

Электронные предохранители быстро реагируют на события перегрузки (обычно сотни микросекунд), регулируя выходной ток до безопасных уровней.После устранения неисправности они возвращаются к нормальной работе без необходимости замены. EFuse использует схему токового зеркала для измерения тока нагрузки, не требуя внешнего измерительного резистора. Такой подход не только экономит место на плате, но и исключает потери мощности в измерительных резисторах. Кроме того, электронные предохранители обеспечивают лучшую точность ограничения тока (от ± 5% до ± 8%) по сравнению с традиционными предохранителями и PTC.

Кроме того, в eFuses встроена защита от перенапряжения для предотвращения передачи высокого напряжения на входе устройства на нагрузку.В сочетании с другими функциями, такими как блокировка обратного тока и мониторинг тока, eFuses способны удовлетворить множество требований защиты в корпусе, даже меньшем, чем предохранитель или PTC.

Заключение

МОП-транзисторы, диоды и предохранители использовались в схемах на протяжении десятилетий, но интеграция сделала эти компоненты устаревшими в современных схемах, ориентированных на малый форм-фактор и высокую плотность мощности. В то время как дискретные схемы используют несколько пассивных компонентов для своей функциональности, интегрированные решения могут уменьшить общее количество компонентов, необходимых для упрощения управления цепочкой поставок.Инженеры, стремящиеся к прогрессу в своей отрасли, должны будут использовать интегрированные решения в своих проектах, чтобы оставаться конкурентоспособными и максимизировать производительность системы.

Коммутационное решение на полевых МОП-транзисторах можно упростить с помощью переключателя нагрузки, чтобы получить преимущества линейного включения и дополнительных функций. Можно значительно снизить потери мощности в системе, снизив падение напряжения на диоде до падения напряжения идеального диода. А eFuse можно использовать вместо PTC или предохранителя для более точной защиты от перегрузки и более быстрого реагирования.Все эти интегрированные решения обеспечивают ту же функциональность, что и их дискретные аналоги, с улучшенной производительностью, дополнительными функциями и меньшими размерами решений.

SMPS: Резонансные преобразователи: Группа Талема

Растущие требования к более легким, компактным и более эффективным электронным изделиям требуют от разработчиков источников питания разработки преобразователей переменного тока в постоянный и постоянного тока с высокой плотностью мощности и эффективностью. Высокая частота коммутации и высокий КПД - это два метода, используемых для улучшения плотности мощности и профиля импульсных источников питания (SMPS).

Попытки получить постоянно увеличивающуюся удельную мощность в SMPS были ограничены размером пассивных компонентов. Работа на более высоких частотах значительно уменьшает размер пассивных компонентов, таких как трансформаторы и фильтры; однако коммутационные потери были препятствием для работы на высоких частотах.

Резонансные методы используются для уменьшения коммутационных потерь в полупроводниковых устройствах и для обеспечения высокочастотной работы. Эти методы обрабатывают мощность синусоидальным образом, а коммутационные устройства мягко коммутируются.Следовательно, коммутационные потери и шум могут быть значительно уменьшены благодаря характеристикам плавного переключения. Резонансные методы используются как в полумостовых, так и в полумостовых преобразователях.

Три самых популярных резонансных преобразователя:

  • Последовательный резонансный преобразователь
  • Параллельный резонансный преобразователь
  • LLC-резонансный преобразователь
Последовательный резонансный преобразователь

В последовательном резонансном преобразователе (SRC) резонансная катушка индуктивности ( L r ) и резонансный конденсатор ( C r ) включены последовательно и последовательно с нагрузкой. Резонансный бак и нагрузка действуют как делитель напряжения.

Принципиальная схема последовательного резонансного преобразователя

Импеданс резонансного резервуара можно изменять, изменяя частоту управляющего напряжения ( В, , , ).

Входное напряжение будет разделено между этим сопротивлением и отраженной нагрузкой. Поскольку это делитель напряжения, коэффициент усиления по постоянному току SRC всегда ниже 1 (максимальное усиление происходит на резонансной частоте).

В условиях небольшой нагрузки полное сопротивление нагрузки будет очень большим по сравнению с сопротивлением резонансной сети, и все входное напряжение будет приложено к нагрузке.Это затрудняет регулирование мощности при небольшой нагрузке. Теоретически частота должна быть бесконечной, чтобы регулировать выход без нагрузки.

Преимущества

  • Снижение коммутационных потерь и электромагнитных помех за счет переключения при нулевом напряжении и повышения эффективности
  • Уменьшение размеров магнитных компонентов за счет высокочастотной работы

Недостатки

  • Высокая циркулирующая энергия и большие потери при переключении возникают при высоком входном напряжении. Они не подходят для таких приложений (клиентское приложение DC / DC).
  • Пульсирующий ток выпрямителя от выходного конденсатора, поэтому ограничение для применения с высоким выходным током.
  • Невозможно отрегулировать мощность без нагрузки.
Параллельно-резонансный преобразователь

В параллельном резонансном преобразователе (PRC) резонансный конденсатор ( C r ) размещается параллельно нагрузке, что неизбежно требует большого количества циркулирующего тока.Это затрудняет использование параллельных резонансных топологий в приложениях с высокой удельной мощностью или большими колебаниями нагрузки.

Принципиальная схема параллельного резонансного преобразователя

Импеданс резонансного резервуара может быть изменен путем изменения частоты управляющего напряжения ( В, , ). Первичная сторона трансформатора представляет собой конденсатор, поэтому на вторичной стороне добавляется катушка индуктивности для согласования импеданса.

Преимущества

  • Нет проблем с регулированием выхода в условиях холостого хода
  • Постоянный ток выпрямителя от выходного индуктора, следовательно, он подходит для приложений с высоким выходным током

Недостатки

  • Ток первичной стороны почти не зависит от состояния нагрузки, значительный ток может циркулировать через резонансную сеть, даже в состоянии холостого хода
  • Высокая циркулирующая энергия и большие потери переключения будут возникать при высоком входном напряжении.Они не подходят для таких приложений (внешнее приложение DC / DC)
Полумостовой LLC Resonant Converter

Полумостовая топология LLC состоит из генератора прямоугольных импульсов, последовательного резонансного резервуара, трансформатора, схемы выходного выпрямителя и выходного фильтра.

Полумостовой LLC Резонансный преобразователь

Последовательный резонансный бак состоит из последовательного резонансного индуктора L r , последовательного резонансного конденсатора C r и Lm, образованного намагничивающей индуктивностью трансформатора T 1 . Последовательный резонансный дроссель может быть внешним компонентом или индуктивностью рассеяния Тл 1 . Схема выпрямителя, которая включает D 1 и D 2 , преобразует резонансный ток в однонаправленный. Выходной фильтр C o модулирует высокочастотный пульсирующий ток.

Резонансный преобразователь LLC использует индуктивность намагничивания трансформатора для создания еще одной резонансной частоты, которая намного ниже, чем основная резонансная частота, состоящая из резонансного резервуара L r и C r .Резонансный преобразователь LLC разработан для работы на частоте переключения выше, чем резонансная частота резонансного резервуара L r и C r .

Переключатели S 1 и S 2 работают с рабочим циклом 50%, а выходное напряжение регулируется путем изменения частоты переключения преобразователя. Преобразователь имеет две резонансные частоты: нижнюю резонансную частоту Fr 2 (задается как L m , L r, и C r ) и фиксированную более высокую резонансную частоту Fr 1 (только для Lr и Cr ).

Типичная частотная характеристика резонансного преобразователя LLC:

Типичная частотная характеристика LLC-резонансного преобразователя

Две резонансные частоты:

Добротность резонансного бака:

RAC = Эквивалентное сопротивление переменному току, n = Передаточное число

Характеристики LLC-резонансного преобразователя можно разделить на три области в зависимости от режима работы.

Область 1 аналогична работе SRC.Когда частота переключения выше, чем Fr 1 , преобразователь работает в области ZVS, и индуктивность намагничивания не участвует в резонансе. В этой области, которую также называют областью индуктивной нагрузки, коэффициент усиления по напряжению LLC-резонансного преобразователя всегда меньше единицы.

Область 2 - это область мультирезонансного преобразователя (MRC). Между Fr 1 и Fr 2 состояние нагрузки будет определять работу преобразователя в условиях ZVS и ZCS, усиление напряжения преобразователя достигает максимального значения.В этой области энергия, запасенная в магнитных компонентах, вызывает ZVS для противоположного переключающего устройства.

Регион 3 - перегруженный регион. Если частота коммутации выше Fr 2 , преобразователь всегда работает в режиме ZCS. Эта область называется областью емкостного режима, переключатели S 1 и S 2 находятся в режиме жесткого переключения и имеют высокие потери переключения. Поэтому всегда следует избегать использования ZCS.

В общем, резонансный преобразователь LLC разработан для работы в областях 1 и 2 из-за регулирования мощности и режима ZVS. Переключатели S 1 и S 2 можно переключать плавно для всего диапазона нагрузок, эксплуатируя преобразователь в режиме индуктивной нагрузки (область ZVS). Она может быть как выше, так и ниже резонансной частоты Fr 1 . Требуемый коэффициент усиления определяется соотношением между входным и выходным напряжением, которое может быть представлено как:

g = усиление напряжения для LLC-резонансного преобразователя

В o = Выходное напряжение

В IN = Входное напряжение

Из этого уравнения видно, что чем ниже входное напряжение, тем выше коэффициент усиления по напряжению.

Преимущества

  • Узкое изменение частоты в широком диапазоне линий и нагрузок, что делает эту топологию лучшим выбором для внешних приложений постоянного и переменного тока.
  • Возможность ZVS для всего диапазона нагрузок, низкий ток выключения, поэтому потери переключения очень низкие.
  • Коммутация при нулевом напряжении даже при отсутствии нагрузки
  • Все существенные паразитные элементы, включая переходные емкости всех полупроводниковых устройств и индуктивность рассеяния трансформатора, используются для обеспечения плавного переключения.
  • Выходной дроссель не требуется, что приводит к снижению затрат
  • Интегрированный магнитопровод: когда трансформатор используется в преобразователе LLC, индуктивность намагничивания и индуктивность рассеяния можно использовать в резонансном контуре вместо использования отдельной внешней катушки индуктивности
  • Высокая эффективность > 96% и высокий уровень мощности до 1 кВт.

Недостатки

  • Более высокий ток пульсаций на вторичной обмотке, поэтому необходимы конденсаторы с более низким ESR

Приложения

  • Светодиодные и ЖК-телевизоры
  • Компьютеры и ноутбуки
  • Промышленное светодиодное освещение
  • Аудиосистема высокого класса
  • Бытовая техника
  • Промышленные зарядные устройства
  • Бхувана Мадхайян

    Бхувана Мадхайян - инженер по дизайну и разработке в Talema India. Она имеет степень бакалавра в области электротехники и электроники в университете Анна в Ченнаи и работает практикующим инженером с 2006 года. Бхувана присоединилась к команде Talema в 2007 году.

Высоковольтный источник постоянного тока с коррекцией коэффициента мощности на основе LLC-резонансного преобразователя

Abstract

В данной статье представлен анализ, проектирование и эксперименты с высоковольтным источником постоянного тока (HVDCPS) с коррекцией коэффициента мощности на основе LLC-резонансного преобразователя.Для улучшения коррекции коэффициента мощности предложенная топология имеет входной выпрямитель с двумя фильтрующими конденсаторами, две катушки индуктивности с шинным конденсатором (Cbus) и резонансный бак. Чтобы предотвратить обратный ток к истокам, используются диоды (D9 и D10). Пара выключателей питания вставлена ​​в одну ногу, которая образует полумостовую сеть. Чтобы сформировать LLC-резонансный контур, конденсатор и две катушки индуктивности подключаются к первичной обмотке трансформатора высокого напряжения (HVT). Чтобы выпрямить высокую частоту и высокое напряжение, во вторичную обмотку высоковольтного трансформатора (HVT) вставлен мостовой выпрямитель.Вторичные диоды всегда включаются и выключаются при переключении при нулевом токе (ZCS) из-за режима прерывистой проводимости предлагаемой топологии. Обнаружено, что благодаря коррекции коэффициента мощности, меньшей стоимости, меньшим потерям и меньшим размерам предложенная топология обеспечивает несколько основных улучшений по сравнению с традиционным высоковольтным источником питания. Для получения переключения при нулевом напряжении (ZVS) преобразователь работает в узком частотном диапазоне. Выходное напряжение можно изменять или регулировать с помощью широтно-импульсной модуляции силовых переключателей.Благодаря ZVS и ZCS предлагаемая топология имеет минимальные коммутационные потери и, следовательно, более высокую эффективность. Для проверки осуществимости предложенной топологии реализуется прототип и проверяется путем моделирования и экспериментальных результатов для прототипа 1,5 кВ предложенной топологии. Результаты гарантируют достижение, хорошую эффективность и успешную работу предложенной топологии.

Образец цитирования: Абид М., Ахмад Ф., Уллах Ф., Хабиб У., Наваз С., Икбал М. и др. (2020) Высоковольтный источник постоянного тока с коррекцией коэффициента мощности на основе LLC-резонансного преобразователя.PLoS ONE 15 (9): e0239008. https://doi.org/10.1371/journal.pone.0239008

Редактор: Long Wang, Университет науки и технологий, Пекин, Китай

Поступила: 23 апреля 2020 г .; Одобрена: 27 августа 2020 г .; Опубликовано: 21 сентября 2020 г.

Авторские права: © 2020 Abid et al. Это статья в открытом доступе, распространяемая в соответствии с условиями лицензии Creative Commons Attribution License, которая разрешает неограниченное использование, распространение и воспроизведение на любом носителе при условии указания автора и источника.

Доступность данных: Все соответствующие данные находятся в рукописи и ее файлах с вспомогательной информацией.

Финансирование: Автор (ы) не получил специального финансирования для этой работы.

Конкурирующие интересы: Все авторы настоящим заявляют, что в отношении данной рукописи не существует конкурирующих интересов.

Введение

Высоковольтные источники питания постоянного тока широко используются в ускорителях частиц, электростатическом осаждении и генераторах импульсов высокого напряжения, сфокусированных ионных колоннах, лазерах, рентгеновских системах, электронных микроскопах, а также используются во многих других приложениях. как на производстве, в научно-исследовательских и испытательных лабораториях.Некоторые из HVDCPS генерируют аналоговый вход, который можно использовать для управления выходным напряжением [1–6].

Более того, высоковольтный генератор постоянного тока имеет несколько других применений в различных областях, таких как фильтрация различных газов и пыли, электростатическая окраска или покрытие и осадки. Этот тип механизмов требует очень высокого уровня напряжения для правильных процессов [7].

Описывая структуру и конструкцию, источник питания постоянного тока высокого напряжения состоит из диодного выпрямителя с фильтрующим конденсатором, инвертора с большей частотой, трансформатора высокой частоты и высокого напряжения (HVT), а также контроллера и фильтрующего конденсатора, используемого с высоким напряжением. выпрямитель [8–10].Среди этих компонентов HVT - очень сложная часть, которая оказывает огромное влияние на характеристики источника питания. Поскольку он имеет более высокое передаточное число, поэтому для получения эффективного подходящего изоляционного напряжения между первичной и вторичной обмотками необходимо достаточное геометрическое расстояние. Эти требования к изоляции усугубляют неидеальность трансформатора, в том числе паразитную емкость и индуктивность рассеяния, которая вызывает всплески тока и напряжения, а также увеличивает шум и потери [11–14].

Для использования этих неидеальных элементов в качестве полезных элементов существует несколько типов преобразователей, таких как параллельные резонансные преобразователи (PRC), последовательно-параллельные резонансные преобразователи (SPRC) и последовательные резонансные преобразователи (SRC), которые были предложены ранее исследователями. [15, 16].

Одним из таких преобразователей является LLC-резонансный преобразователь, который представляет собой наиболее полезную топологию преобразователя из-за своей простой конструкции [17–20], а также имеет множество других преимуществ. Он свободен от насыщения трансформатора, позволяет использовать емкостной выходной фильтр, переключение при нулевом напряжении, переключении при нулевом токе, меньшие коммутационные потери на более высоких частотах, а также может поглощать индуктивность рассеяния трансформатора [21].LLC-резонансный преобразователь имеет гораздо меньшие потери и меньше проблем по сравнению с параллельным резонансным преобразователем (SRC) и последовательно-параллельным резонансным преобразователем (SPRC) из-за синусоидального поведения LLC-резонансного преобразователя. Поэтому ООО «СРЦ» в последние годы привлекло к себе огромное внимание благодаря хорошим рабочим характеристикам и более высокой частоте для рабочего диапазона.

В предложенной резонансной топологии LLC-резонансный преобразователь предназначен для работы ниже резонанса, чтобы обеспечить переключение при нулевом напряжении (ZVS) [22]. Выходные диоды вторичного мостового выпрямителя включаются и выключаются при переключении при нулевом токе (ZCS) в этой рабочей области, что снижает потери переключения [17, 23–25]. Благодаря ZCS и ZVS достигается значительно улучшенный коэффициент мощности и, следовательно, общая эффективность предложенной топологии улучшена. Чтобы использовать приложения с постоянным выходным напряжением, различные авторы анализировали LLC-резонансный преобразователь.

В предлагаемой статье предлагается конкретная конструкция высоковольтного источника постоянного тока с коррекцией коэффициента мощности с использованием полумостового резонансного преобразователя, который может генерировать выходное напряжение 1.5кв. Моделирование предлагаемой схемы проверяется с помощью инструмента моделирования PSPICE. Амплитуда выходного напряжения регулируется путем изменения частоты широтно-импульсной модуляции (ШИМ), которая применяется на выводе затвора полевых МОП-транзисторов.

Описание и принцип работы

Предлагаемая система для проектирования высоковольтного источника постоянного тока с топологией коррекции коэффициента мощности может быть разработана с помощью принципиальной схемы, показанной на рис. 1. Предлагаемая конструкция состоит из входного выпрямителя (D1-D4) с два фильтрующих конденсатора (C1 и C2), две катушки индуктивности (Lf и Lb), два диода (D9 и D10), конденсатор шины (Cbus), более крупный преобразователь частоты с резонансным баком LLC, трансформатор более высокой частоты и высокого напряжения (HVT ), вторичный выпрямитель высокого напряжения с конденсатором Co выходного фильтра и резистивной нагрузкой, подключенной на выходе.Здесь индуктивность рассеяния Lm HVT унифицирована как полезный элемент. Cds1 и Cds2 - это выходные паразитные емкости силовых переключателей S1 и S2 соответственно. Силовые переключатели S1 и S2 соединены в один полумостовой инвертор. Входной выпрямитель подключен к конденсатору шины (Cbus) через два конденсатора фильтра (C1 и C2), одну катушку индуктивности Lf и два диода (D9 и D10). Силовые полевые МОП-транзисторы подключены к первичной обмотке трансформатора через резонансный конденсатор Cr, намагничивающую индуктивность Lm и резонансную индуктивность Lr. Формирование резонансного бака осуществляется описанным способом расположения Cr, Lr и Lm. На вторичной стороне ВНТ высоковольтный мостовой выпрямитель (D5-D8) и выходная резистивная нагрузка подключены последовательно через конденсатор фильтра Ко.

.

Полумостовой инвертор генерирует прямоугольную волну напряжения путем переключения с чередованием примерно 50% рабочего цикла, что соответствует точно эквивалентному времени. Фактически, между моментами включения и выключения выключателей питания (Q1 и Q2) вставляется небольшой промежуток времени.Это мертвое время очень необходимо для лучшей работы преобразователя. Совершенно очевидно, что между силовыми выключателями Q1 и Q2 не будет поперечной проводимости, и в следующем разделе это также будет разъяснено. Это мертвое время позволяет достичь ZVS. Конденсатор Cbus, используемый в качестве источника входного постоянного тока для коммутационной сети, преобразует входное напряжение постоянного тока в прямоугольную волну, имеющую амплитуду, равную Vin, и фиксированный рабочий цикл.

Анализ установившегося состояния

Полные формы сигналов сконструированного преобразователя в установившемся режиме показаны на рис.Полный цикл работы предлагаемого преобразователя разделен на восемь режимов работы. Здесь уточняется только первый полупериод работы, потому что работа следующего полупериода также симметрична первому. Эквивалентная схема, показанная на рис. 2, соответствующим образом выражает каждый режим работы.

Режим 1 (t1- t2)

Этот этап начинается, когда напряжение на Q1 снижается до нулевой точки перед его включением. Следовательно, резонансный ток (iLr) начинает течь через основной диод Q1 в положительном направлении синусоидальным образом.Из-за разряда резонансного конденсатора Cr, резонансный ток (iLr) возрастает, и энергия течет к источнику. Переключатель S1 распознает зажигание нулевого тока, потому что резонансные токи начинают расти с нуля. Ток намагничивания iLr также будет линейно увеличиваться от отрицательного к положительному. Вторичные выпрямительные диоды D5 и D8 включаются при нулевом токе переключения и передают энергию нагрузке (Ro) через конденсатор фильтра. Этот режим работы показан на рис. 2 (A).При t = t0 резонансные токи iLr становятся равными нулю, и это момент выхода из режима-1. Определив ILm0, Vcr0 и ILr0 в качестве начального условия при Wr = 2 π * fr и t = t0.

Режим 2 (t2- t3)

В начале этого этапа включается Q1 и резонансный ток (iLr) становится положительным. Источник входного напряжения заряжает Lr и Cr, и имеется чистый положительный поток энергии к выходной нагрузке. Вторичные диоды выпрямителя D5 и D8 все еще проводят под ZCS в этом режиме и передают энергию нагрузке.Катушка индуктивности намагничивания Lm заряжается линейно из-за резонанса между Cr и Lr и все еще ограничена nVo. В этом режиме индуктор намагничивания Lr не участвует в резонансе. Состояние, в котором iLr становится равным iLm, а выходной ток исчезает, является концом рабочего режима-2.

Режим 3 (t2- t3)

Этот режим начинается с нулевого тока, протекающего по направлению к первичной обмотке трансформатора, поскольку iLm становится равным iLr. Намагничивающая индуктивность, Lm, и резонансная индуктивность теперь включены последовательно, и обе они активны в режиме резонанса с Cr.Поскольку выход изолирован, существует отдельно от входа, поэтому питание на вторичной стороне не производится. В этом режиме вторичные диоды отключаются при нулевом токе переключения. Поскольку iLr и iLm одинаковы по величине, ток регулярно проходит только по первичной стороне. Теперь эквивалентная индуктивность, активная в резонансе, увеличивается с Lr, чтобы получить приращение Lm (Lr + Lm), в то время как токи ILm и ILr почти равны в этот небольшой период. Этот режим завершается выключением переключателя питания Q1, и напряжение на нем начинает расти.

Режим 4 (t3- t4)

В начале этого этапа выключатели питания Q1 и Q2 отключены. Резонансный ток, ILr, протекает через выходные паразитные конденсаторы Q1 и Q2, заряжая и разряжая Cds2 и Cds1 соответственно. Во время этого режима ток намагничивания ILm начинает линейно уменьшаться, а Lm ограничивается до уровня напряжения -nV0. Лм больше не участвует в резонансе. Режим заканчивается, когда силовой диод Q2 смещен в прямом направлении и начинает проводить. Эти четыре режима завершают первый полупериод работы.

Коэффициент усиления LLC-резонансного преобразователя

Всем хорошо известно, что наиболее широко применяемый и эффективный метод преодоления влияния распределенных параметров - это метод резонанса LLC. В приведенном выше разделе анализируются характеристики усиления по напряжению предлагаемой системы.

На рисунке 4, приведенном ниже, показано, что все кривые усиления имеют пики, которые определяют предел между емкостным и индуктивным импедансом LLC-резонансного резервуара, поэтому мы можем определить емкостные и индуктивные рабочие области, как показано на рисунке заштрихованным.Поскольку переключение при нулевом напряжении (ZVS) достигается только в индуктивной области, поэтому желательно поддерживать индуктивную работу во всех диапазонах тока нагрузки и всех входных напряжениях и никогда не попадать в область емкостной работы. В дополнение к этому, во время емкостной работы ток опережает напряжение, так что до того, как MOSFET отключится, ток в MOSFET изменится в обратном направлении, а затем обратный ток будет течь в основном диоде силового MOSFET после силового MOSFET. отключение, которое вызовет жесткую коммутацию внутреннего диода, а также вызовет шум и потери при обратном восстановлении, а также может вызвать отказ устройства и сильные всплески тока.

На рис. 4 показано, что кривые с высокой добротностью относятся к более тяжелым нагрузкам, а низкие кривые - к работе с более легкими нагрузками. Это также показывает, что все кривые Q имеют единичный коэффициент усиления (условия нагрузки) и пересекаются в точке резонансной частоты (при Fx = 1 или fs = fr).

Коэффициент усиления преобразователя = коэффициент усиления переключающего моста * коэффициент усиления резонансного резервуара * коэффициент поворота трансформатора (Ns / Np).

Значения усиления переключающего моста для полумоста и полного моста равны 0,5 и единице соответственно. LLC-коэффициент усиления резонансного резервуара может быть получен путем анализа резонансной эквивалентной схемы (см. Рис. 5).Математически величина резонансного усиления резервуара равна величине его передаточной функции, выраженной в уравнении 1.

(1)

Резонансная частота переключения LLC fs должна находиться в диапазоне ( f m , f r ) для правильной работы переключателей и диодов вторичной стороны в ZVS и ZCS соответственно.

Резонансная частота f r и частота намагничивания f m могут быть выражены следующими соотношениями: (2) (3)

Уравнение 4 выражает добротность Q системы: (4)

Дроссель рассеяния на вторичной стороне имеет минутное значение, которое можно игнорировать, поэтому усиление напряжения рассчитывается по формуле 5, где В o - выходное напряжение, A = L m / L r - коэффициент индуктивности и f n = f s / f r . При более высоком значении A значение максимального усиления напряжения, значение частоты точки поворота и изменение напряжения на шине от полного до состояния малой нагрузки будут меньше. Кроме того, для постоянного значения f r диапазон f s будет шире.

(5)

Среднее напряжение, содержащееся в резонансном конденсаторе, составляет половину величины напряжения на шине, в то время как максимальное напряжение резонансного конденсатора В c (макс.) не может быть больше, чем значение напряжения на шине, как показано в (6).Соотношение, показанное в уравнении (7), позволяет рассчитать минимальное значение емкости резонансного конденсатора Cr (min). Здесь I o - это ток через нагрузку, а T max - максимальный период времени переключения.

(6) (7)

Трансформатор высокого напряжения

Высоковольтный трансформатор (HVT) может быть представлен на рис. 6, который используется в предлагаемой схеме. (HVT) может быть спроектирован с использованием всех магнитных компонентов, включая индукторы намагничивания и встроенные в него утечки / резонанс, но это стало более сложным.Во избежание сложности структуры HVT в предлагаемой топологии не используется сложный неправильный подход магнитных компонентов. Поэтому в предлагаемой топологии используются отдельные Lm и Lr. Трансформатор высокого напряжения (HVT) может использоваться для поддержания низкой индуктивности рассеяния с независимой утечкой. Итак, вторичные обмотки намотаны сверху, а первичные - снизу. Такой тип структурных обмоток обеспечивает равномерное соединение вторичной и первичной обмоток и низкие индуктивности рассеяния.

Результаты моделирования

Чтобы формализовать достижимое влияние предлагаемого источника питания постоянного тока на производство высокого напряжения, было проведено моделирование на основе тестирования OrCAD PSpice. Имитационная модель имеет следующие характеристики: Vin = 220 В, Lf = 5 мГн, Lb = 200 мкГн, C1 = C2 = 330 нФ, Cbus = 10 мкФ, Lm = 100 мкГн, Cr = 30 нФ, Lr = 20 мкГн и Co = 10 нФ. Предложенная топология была смоделирована при максимальной частоте переключения 50 кГц для получения максимального выходного напряжения. На рисунках 7, 8 и 9, приведенных ниже, показаны формы сигналов выходного напряжения, выходного тока, равного 2 кВ, и входного напряжения источника.

Экспериментальные формы сигналов коррекции коэффициента мощности

На Рис. 10, приведенном ниже, показаны формы сигналов входного напряжения и входного тока предлагаемого источника питания при полной нагрузке. Блок питания работает с частотой переключения 50 кГц, входным напряжением 220 В, коэффициентом трансформации трансформатора 65: 175 и выходной мощностью 210,0 Вт. Очевидно, что входное напряжение и входной ток имеют синусоидальную форму и не имеют разности фаз. Следовательно, общие гармонические искажения тока меньше 4%, а коэффициент мощности больше 0.98.

Экспериментальные формы выходного напряжения

Изменяя частоту переключения источника питания, можно управлять мощностью предлагаемого источника питания. Источник питания работает в диапазоне частот переключения (fs, max), если он не может превышать максимальную частоту переключения. Чтобы продемонстрировать эффективность предложенной экспериментальной мощности, представлены экспериментальные результаты только для fs = 50 кГц. Предлагаемый источник питания очень важен для высоковольтных приложений.Мощность и напряжение источника питания можно увеличить, увеличив передаточное число HVT и увеличив входное напряжение постоянного тока. Однако для увеличения передаточного числа HVT трансформатор должен быть реконструирован с достаточным расстоянием между первичной и вторичной обмотками, но возникновение увеличения индуктивности рассеяния также будет здесь ограничением.

Поскольку power-Mbreakn может хорошо работать на частотах до 50 кГц, поэтому при использовании power-Mbreakn возникнет проблема, связанная с ограничением частоты, если используется power-Mbreakn.Было замечено, что из-за работы источника питания ZCS силовые полевые МОП-транзисторы «power-Mbreakn» хорошо работают в предложенной топологии. Разработанный прототип предлагаемого источника питания был испытан экспериментально в установившемся режиме и показан на Рис. 11 ниже.

Аппаратное обеспечение предложенной топологии

Прототип системы, показанный на рис. 12, был построен для проверки предложенной концепции источника питания высокого напряжения. Экспериментальная установка состоит из входного выпрямителя (D1-D4) с двумя фильтрующими конденсаторами (C1 и C2), двух катушек индуктивности (Lf и Lb), двух диодов (D9 и D10), конденсатора шины (Cbus), высокого напряжения. преобразователь частоты с LLC резонансным баком, HVT с высокой частотой, вторичный выпрямитель высокого напряжения с конденсатором co выходного фильтра и выходной резистивной нагрузкой на конце.Для генерации управляющих импульсов для силовых переключателей в предложенной топологии используется «контроллер IOR2112», и поэтому для генерации управляющих импульсов частотой 50 кГц для полевых МОП-транзисторов построена отдельная схема, содержащая «контроллер IOR2112».

Заключение

В предлагаемой статье представлена ​​новая топология на основе LLC-резонансного преобразователя с коррекцией коэффициента мощности для приложений с более высоким напряжением. Предлагаемая топология выполняет коррекцию входного коэффициента мощности (PFC) при высоком выходном напряжении.Конденсатор Cbus генерирует 400 В с коэффициентом входной мощности 0,98. Выходным напряжением предлагаемой системы можно управлять, изменяя частоту переключения, подаваемую на вывод затвора силовых полевых МОП-транзисторов. Для проверки характеристик предлагаемого источника питания, которые тестируются моделированием с помощью программного обеспечения ORcAD PSpice. На основе результатов моделирования также доказано, что эта предложенная топология предназначена для очень эффективного генерирования высокого напряжения. Поскольку оба переключателя питания включаются и выключаются в условиях мягкого переключения, потери переключения в предлагаемой топологии отсутствуют.

Кроме того, предлагаемая топология проста в работе, компактна и легка по размеру и весу соответственно. Поэтому предлагаемый источник питания постоянного тока высокого напряжения с коррекцией коэффициента мощности проверяется как альтернатива для приложений с высоким напряжением.

Список литературы

  1. 1. Майкл Гиссельманн; Трэвис Воллмер; Райан Эдвардс; Томас Рёттгер; Мадхав Валавалкар «Компактный источник питания постоянного и переменного тока» Международная конференция по модулям мощности и высоковольтному оборудованию IEEE, 2008 г.
  2. 2. Чунг Х.-Дж., «CW CO2-лазер, использующий высоковольтный преобразователь постоянного тока с резонансным инвертором и умножителем Кокрофта – Уолтона», Optics Laser Technol., Vol. 38, № 8, с. 577–584, ноябрь 2006 г.
  3. 3. Сайцзюнь Мао; Елена Попович; Ян Абрахам Феррейра, «Процесс обратного восстановления диода и уменьшение полуволнового умножителя напряжения Кокрофта – Уолтона для высокочастотных генераторов высокого напряжения» IEEE Transactions on Power Electronics, Issue: 2, Volume: 34, 2019
  4. 4 . Махран Коран; Ахмад Захран; Ахмед Херзаллах; Ахмад Ахмад, «Конструкция и модель последовательно соединенных высоковольтных умножителей постоянного тока», IEEE Transactions on Power Electronics, выпуск: 7, том: 35, 2020
  5. 5. Хван Ф., Шен Й. и Яярам С. Х. «Компактный высоковольтный источник постоянного тока с низким уровнем пульсаций», IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 42, No. 5, pp. 1139–1145, сентябрь / октябрь 2007 г.
  6. 6. Ван Ю. А., Сяо Д. М., «Проектирование источника питания электростатического фильтра на основе эффектов паразитной емкости трансформатора», Электр.Power Compon. Syst., Vol. 38, № 9, с. 1005–1029, июнь 2010.
  7. 7. Хван Фрэнсис, Шен Ин и Джаярам Шеша Х., старший член , IEEE « Компактный высоковольтный источник питания постоянного тока с низким уровнем пульсаций». IEEE Transactions on Industry Applications, Issue: 5, Volume: 42, 2006.
  8. 8. С. Мао, «Высокочастотный источник питания высокого напряжения», 14-я Европейская конференция по силовой электронике и приложениям, EPE 2011, 30 августа 2011 - 1 сентября 2011, Бирмингем, Великобритания.
  9. 9. SS Lee, S. Iqbal и MK Mohd.Iamil, «Новый резонансный высоковольтный источник питания постоянного тока серии ZCS», 2012 г. 1EEE 1 Международная конференция по мощности и энергетике, PECon 2012, 2 декабря 2012 г. - 5 декабря 2012 г., Кота Кинабалу, Малайзия, 2012 г., стр. 44–48.
  10. 10. Ланг С., Риу Х., Ан С., Ким Дж. И Рим Г. Х. "Разработка и оптимизация системы высоковольтного питания для промышленного магнетрона", IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 59, стр.1 453–1 461, 20 12.
  11. 11. Мартин-Рамос Дж. А., Пернъя А. М., Диаз Дж., Нуно Ф. и ˜ Мартинез Дж. А., «Источник питания для высоковольтных приложений», IEEE Trans. Power Electron., Vol. 23, No. 4, pp. 1608–1619, июль 2008 г.
  12. 12. Янься Шэнь; Вэньхуэй Чжао; Чжэ Чен; Чэнчао Цай, «Резонансный преобразователь Full Bridge LLC с последовательно-параллельными трансформаторами для бортового зарядного устройства электромобиля» IEEE Access, том: 6, 2018
  13. 13. Рохит Сурьядевара; Лейла Парса, «Модульный преобразователь постоянного тока с высоким коэффициентом усиления с полным мостом на базе ZCS-преобразователя для интеграции фотоэлектрических систем с сетями постоянного тока среднего напряжения» IEEE Transactions по преобразованию энергии, выпуск: 1, том: 34, 2019.
  14. 14. Чжэнмао Чжан; Чжидэ Тан, «Источник резонансного рентгеновского излучения серии LLC с импульсной частотной модуляцией» Международная конференция по бытовой электронике, коммуникациям и сетям (CECNet), 2011 г.
  15. 15. Юйцзя Ян; Фабио Э. Бизоньо; Андресса Шиттлер; Садачай Ниттаярумпонг, «Сравнение резонансных топологий индуктор-полумост и класса E для пьезоэлектрических трансформаторов», Конгресс и выставка по преобразованию энергии IEEE, 2009 г.
  16. 16.Кук Д.Дж .; Clare J.C .; Wheeler P.W .; Вейлер М., «Сравнение топологий прямого резонансного преобразователя для высокочастотных приложений большой мощности» Европейская конференция по силовой электронике и приложениям, 2007 г.
  17. 17. Ян Б. «Исследование топологии внешнего преобразователя постоянного тока в постоянный для распределенной энергосистемы». Кандидат наук. диссертация. Департамент электротехники и вычислительной техники, Технологический институт Вирджинии, Блэксбург, 2003 г.
  18. 18. Хайян Пан; Чао Хэ; Фарук Аджмал; Хенглин Чен; Гочжу Чен, «Стратегия управления широтно-импульсной модуляцией для высокоэффективного LLC-резонансного преобразователя с малой нагрузкой», IET Power Electronics, Выпуск 11, Том 7, 2014 г.
  19. 19.Ли И.О., Мун JW. К-Q-анализ последовательного резонансного преобразователя ооо. IEEE Transactions on Power Electronics 2014; 29 (1): 13–16.
  20. 20. Бейранванд Р., Рашидиан Б., Золгадри М.Р., Алави SMH. Методика проектирования для оптимизации LLC-резонансного преобразователя как источника напряжения с широким диапазоном выходных сигналов. IEEE Transactions on Power Electronics 2012; 27 (8): 3749–3763.
  21. 21. Бинг Л. , Вендуо Л., Ян Л., Ли Ф. К. и ван Вик Дж. Д., «Методология оптимального проектирования резонансного преобразователя LLC», в Proc.21-го Анну. IEEE APEC Expo., 2006, стр. 533–538.
  22. 22. Имран Шахзад М., Шахид Икбал и Соиб Тайб. «Резонансный преобразователь серии LLC с ПИД-регулятором для приложения зарядки аккумуляторов».
  23. 23. Yang B, Lee FC, Zhang AJ, Huang G. LLC резонансный преобразователь для внешнего преобразования постоянного тока в постоянный. Труды конференции и выставки IEEE Applied Power Electronics, 2002, 1108–1112
  24. 24. Лин BR, Dong JY. Резонансный преобразователь ЗВС с параллельно-последовательным трансформаторным включением.IEEE Transactions по промышленной электронике 2011 г .; 58 (7): 2972–2979.
  25. 25. Xie X, Zhang J, Zhao C, Zhao Z, Qian Z. Анализ и оптимизация LLC-резонансного преобразователя с новой схемой защиты от сверхтоков. IEEE Transactions по силовой электронике 2007; 22 (2): 435–443.

(PDF) Анализ и реализация бестрансформаторного LCL резонансного источника питания для генерации озона

AMJAD и др .: АНАЛИЗ И ВНЕДРЕНИЕ БЕЗТРАНСФОРМАТИВНОГО LCL РЕЗОНАНСНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ ДЛЯ ПОЛУЧЕНИЯ ОЗОНА 659

ССЫЛКИ

[1]Lei, Z. Rui, L. Peng, D. Li-Li и Z. Ru-Juan, "Стерилизация бактерий E. coli

с помощью поверхностного барьерного разряда атмосферного давления", Chin.

Физика, т. 13, нет. 1, pp. 913–917, Jun. 2004.

[2] MV Selma, A. Allende, F. Lopez-Galvez, MA Conesa, MIG Gil,

«Дезинфицирующий потенциал озона, ультрафиолетового излучения C и их комбинация в промывочной воде

для производства свежих овощей, FoodMicrobiol., vol. 25,

нет.6, pp. 809–814, Sep. 2008.

[3] WJ Kowalski, WP Bahnfleth, BA Striebig, и TS Whittam,

«Демонстрация герметичной системы обеззараживания озоном в воздухе: исследования

на E. coli. ”АМСЗ Дж. Тейлор Фрэнсис, т. 64, нет. 2, pp. 222–227, Mar.

2003.

[4] У. Когельшатц, «Разряды с диэлектрическим барьером: их история, физика разряда

и промышленное применение», Plasma Chem. Plasma Process.,

т. 23, нет. 1, стр.1–46, март 2003 г.

[5] Дж. Л. Смиланик, «Использование озона в помещениях для хранения и упаковки», в Proc.

Вашингтонская конференция по послеуборочной обработке фруктов, Уэнатчи, Вашингтон, 2003 г., стр. 1–10.

[6] З. Бунтат, И. Р. Смит и Н. А. М. Разали, «Генерация озона с использованием тлеющего разряда

атмосферного давления в воздухе», J. Phys. D: Прил. Phys.,

,

т. 42, нет. 23, pp. 3722–3727, Dec. 2009.

[7] A. Garamoon, F. Elakshar, A. Nossair, E. Kotp, «Экспериментальное исследование

синтеза озона», Plasma Sources Sci.Technol., Т. 11, вып. 3, pp. 254–

259, May 2002.

[8] M. A. Dimitriou, Руководство по проектированию для озоновых систем. Norwalk,

CT: Панамериканский комитет Международной ассоциации по озону,

1990.

[9] JM Alonso, J. Garcia, AJ Calleja, J. Ribas, J. Cardesin, «Analysis,

design, и эксперименты по созданию высоковольтного источника питания для генерации озона

на основе параллельно-резонансного двухтактного инвертора с питанием от тока », IEEE

Trans.Ind. Appl., Vol. 41, нет. 5, pp. 1364–1372, сентябрь 2005 г.

[10] П. Хотонгкхам и В. Киннарес, «Измерение генератора озона

с использованием полномостового инвертора ШИМ со сдвигом фазы», ​​в Proc. Int. Мощность

Электрон. Конф., 2010. С. 1552–1559.

[11] В. Киннарес и П. Хотонгкхэм, «Анализ схем и моделирование генератора озона

со сдвигом по фазе и шириной импульса с полным мостовым инверторным питанием и постоянным приложенным электродным напряжением», IEEE Trans.Power Elec-

тр., Т. 25, нет. 7, pp. 1739–1752, Jul. 2010.

[12] М. Нисоа, Д. Сриноум и П. Кердтонгми, «Развитие высокого напряжения -

возраст - источник питания высокочастотного резонансного инвертора для атмосферной поверхности

свечение барьерные разряды // Явления твердого тела. 107, pp. 81–86, Oct.

2005.

[13] W. Shengpei, M. Ishibashi, F. Yuelu, M. Nakaoka, Y. Konishi, «Series-

резонансный инвертор с компенсированным индуктором. с использованием схемы модуляции плотности импульсов

для эффективного озонатора », в Proc Int.Конф. Power Electron.

Drive Syst., 1997, т. 1. С. 19–23.

[14] О. Кудрявцев, С. Ван, Ю. Кониши и М. Накаока, «Новый высокочастотный инвертор с плотностной модуляцией

для озонатора беззвучного разряда

», IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 38, нет. 2, стр. 369–378, март 2002 г.

[15] С. Ван, Й. Конис, М. Ишитоби, С. Сиракава и М. Накаока, «Ток-

, параллельная нагрузка с индукторной компенсацией. резонансный инвертор со схемой управления

PDM для эффективного озонатора », в Proc.IEEE Int. Мощность

Электрон. Congr., Октябрь 1998 г., стр. 103–110.

[16] Дж. М. Алонсо, Дж. Кардезин, Дж. А. Мартин-Рамос, Дж. Гарсия и М. Рико -

Секадс, «Использование параллельно-резонансных инверторов с питанием по току для электроразрядных приложений

: случай учебы »в сб. IEEE Int. Appl. Мощность

Электрон. Конф. Экспо., 2004, с. 109–115.

[17] Дж. М. Алонсо, Дж. Гарсия, А. Дж. Каллея, Дж. Рибас и Дж. Кардезин, «Анализ»,

разработка и эксперименты с высоковольтным источником питания для генерации озона

на основе параллельной подачи тока -резонансный двухтактный инвертор »,

в Proc.IEEE Ind. Appl. Конф., Октябрь 2004 г., стр. 2687–2693.

[18] JM Alonso, C. Ordiz, D. Gacio, J. Ribas, AJ Calleja, «Замкнутый контур

регулируемый источник питания для генерации озона на основе понижающего преобразователя и

двухтактный резонансный инвертор »в Proc. 13 евро. Конф. Мощность

Электрон. Appl., 2009, с. 1–10.

[19] К. Ордис, Дж. М. Алонсо, М. А. Д. Коста, Дж. Рибас и А. Дж. Каллеха,

«Разработка высоковольтного источника питания с обратной связью для генерации озона», в Proc.IEEE Appl. Power Electron. Конф. Expo., Февраль 2008 г.,

стр. 1861–1867.

[20] Дж. М. Алонсо, Дж. Кардезин, Э. Л. Короминас, М. Рико-Секадс и Дж.

Гарсия, «Маломощный высоковольтный высокочастотный источник питания для генерации озона

», IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 40, нет. 2, pp. 414–421, Mar.

2004.

[21] М. Факта, З. бин Салам и З. Бен Бунтат, «Развитие генерации озона

с низким энергопотреблением», в Proc. . Innovative Technol.

Intell. Syst. Ind. Appl., 2009, стр. 440–445.

[22] М. Понсе-Силва, Дж. Агилар-Рамирес, Э. Бойтельшпахер, Дж. Кальдерон и

К. Кортес, «Однопереключательный источник питания на основе шунтирующего усилителя класса E -

для генераторы озона », Тр. Power Electron. Спец. Конф., 2007,

с. 1380–1385.

[23] Дж. М. Алонсо, К. Ордис, М. А. Далла Коста, Дж. Рибас и Дж. Кардезин,

«Высоковольтный источник питания для генерации озона на основе пьезоэлектрического трансформатора

», в Proc.IEEE Int. Ind. Appl. Конф., Сентябрь 2007 г., т. 45,

с. 1901–1908.

[24] JM Alonso, C. Ordiz, MAD Costa, J. Ribas, J. Cardes´

ın, «Источник питания высокого напряжения

для генерации озона на основе пьезоэлектрического преобразователя

», IEEE Пер. Ind. Appl., Vol. 45, нет. 4, pp. 1513–1523, Jul.

2009.

[25] T. Shao, K. Long, C. Zhang, J. Wang, D. Zhang, P. Yan и S. Zhang,

«Электрические характеристики диэлектрического барьерного разряда, возбуждаемого повторяющимися импульсами наносекундной длительности в атмосферном воздухе», Дж.Электростат., Т. 67, вып. 23,

pp. 215–221, May 2009.

[26] T. Shao, D. Zhang, Y. Yu, C. Zhang, J. Wang, P. Yan и Y. Zhou,

“ Компактный генератор повторяющихся униполярных наносекундных импульсов для диэлектрического барьерного разряда

», IEEE Trans. Plasma Sci., Vol. 38, нет. 7,

pp. 1651–1655, июль 2010 г.

[27] У. Когельшатц, «Нитевидный, узорчатый и диффузный барьерный разряд»,

IEEE Trans. Plasma Sci., Vol. 30, нет.4, pp. 1400–1408, Aug. 2002.

[28] М. Факта, З. Салам, З. Бунтат и А. Юниарто, «Озонатор с бесшумной разрядкой

для удаления цвета с обработанного пальмового масла, производимого мельницей с использованием простой высокочастотный резонансный преобразователь мощности

», в Proc. IEEE Int. Power Energy,

Ноябрь / Дек. 2010. С. 39–44.

[29] Ф. Мочаммад, З. Салам, А. Джусох и З. Бунтат, «Улучшение выработки озона

с помощью низковольтных высокочастотных преобразователей энергии», в

Proc.IEEE Int. Конф. Power Energy, декабрь 2008 г., стр. 1446–1450.

[30] M. Teschke, D. Korzec, E. G. Finantu-Dinu, J. Engemann, R. Kennel,

«Резонансный источник высокого напряжения и высокой мощности для источников плазмы атмосферного давления

», в Proc. IEEE Int. Power Electron. Спец. Conf.,

,

, 2004, с. 835–839.

[31] М. Амджад, З. Салам, М. Факта и К. Исхак, «Проектирование и разработка

высоковольтного бестрансформаторного источника питания для генераторов озона.

на основе полного мостовой резонансный инвертор », Дж.Power Electron.,

т. 12, вып. 3, стр. 387–398, май 2012 г.

[32] Н. Бурани, Л. Хубер и П. Пейович, «Устройство для обработки поверхности коронным разрядом

без высоковольтного трансформатора», IEEE Trans. Power Electron., Т. 23,

нет. 2, стр. 993–1002, март 2008 г.

[33] Р. М. Несс, С. Г. Э. Пронко, Дж. Р. Купер, Э. Ю. Чу, «Трансформаторные стабилизаторы мощности Resonance

», IEEE Trans. Электронные устройства, т. 38,

нет. 4, стр. 796–802, апрель 1991 г.

[34] A. Sch¨

onknecht и R. W. A. ​​A. De Doncker, «Новая топология для параллельного

подключения мощных высокочастотных инверторов с мягкой коммутацией», IEEE

Trans. Ind. Appl., Vol. 39, нет. 2. С. 550–555, март / апрель. 2003.

[35] C.-S. Ван, Г. А. Чович и О. Х. Стилау, «Исследование резонансного инвертора LCL

для приложений с индуктивной передачей мощности», IEEE Trans.

Power Electron., Т. 19, нет. 4. С. 995–1002, июл.2004.

[36] С. Дикерхофф, М. Дж. Райан и Р. В. Де Донкер, «Дизайн LCL-резонансного инвертора на основе IGBT-

для высокочастотного индукционного нагрева», в

Proc. IEEE Int. Ind. Appl. Конф., 1999. С. 2039–2245.

[37] HP Pham, H. Fujita, K. Ozaki и N. Uchida, «Контроль фазового угла

высокочастотных резонансных токов

в системе с несколькими инверторами для зоны

Контроль индукционного нагрева

», IEEE Trans . Power Electron., Т. 26, вып.11,

pp. 3357–3366, ноябрь 2011 г.

[38] M. L. G. Kissin, C.-Y. Хуанг, Г. А. Чович и Дж. Т. Бойз, «Обнаружение

- настроенной точки резонансного источника питания LCL с фиксированной частотой», IEEE

Trans. Power Electron., Т. 24, вып. 4, pp. 1140–1143, апрель 2009 г.

[39] Х. Ю, Э. Шим, Дж. Кан, Г. Чой, К. Ли и Б. Банг, «Использование инвертора IGBT

на 100 кГц

. топологии LCL для индукционного нагрева большой мощности », в Proc.

IEEE Int. Power Electron., Май / июн. 2011. С. 1572–1575.

[40] М. Амджад, З. Салам, М. Факта и К. Исхак, «Простой и эффективный метод

для оценки параметров модели диэлектрического барьерного разряда

озоновой камеры», IEEE Trans. Instrum. Измер., Т. 61, нет. 6, pp. 1676–

1683, Jun. 2012.

[41] JM Alonso, M. Vald´

es, AJ Calleja, J. Ribas и J. Losada, «Тестирование и моделирование высокой частоты

. генераторов озона с бесшумным разрядом »,

Озон: Науки.Eng .: J. Int. Озоновая ассоциация, т. 25, нет. 5, pp. 363–376, 2003.

[42] М. Понсе, Дж. Агилар, Дж. Фернандес, Э. Бейтельспахер, Дж. М. Кальдерон и

К. Кортес, «Линейные и нелинейные модели для генераторов озона. , ”В Proc.

IEEE Int. Power Electron. Congr., Октябрь 2004 г., стр. 251–256.

[43] Х. Секия, Н. Сагава и М. К. Казимерчук, «Анализ усилителя класса DE

с нелинейными шунтирующими емкостями при любом градуировочном коэффициенте для

с высокой добротностью и 25% продолжительностью включения», IEEE Trans. Power Electron., Т. 25, нет. 4,

pp. 924–932, апрель 2010 г.

3kW Full-Bridge LLC Resonant Digital Power Supply Evaluation Kit

STEVAL-DPSLLCK1 от STMicroelectronics - это полномостовой LLC-резонансный DC-DC преобразователь мощностью 3 кВт с цифровым управлением и синхронным выпрямлением на выходе. Комплект состоит из платы питания, цифровой платы управления, платы адаптера и модулей прошивки.

Полнометражная первичная секция LLC-преобразователя основана на силовых полевых МОП-транзисторах MDmesh ™ DM2, обеспечивающих высокую эффективность.Частота переключения ШИМ контролируется цифровым способом для регулирования выходного напряжения. Преобразователь работает на частотах, близких к резонансным, для максимального повышения эффективности и достижения переключения при нулевом напряжении (ZVS) во всем рабочем диапазоне.

ВЧ трансформатор обеспечивает гальваническую развязку и магнитную интеграцию индуктивных элементов для компактной конструкции.

Синхронное выпрямление (SR) с силовыми МОП-транзисторами STripFET ™ F7 используется на вторичной стороне для уменьшения потерь проводимости.

Микроконтроллер STM32F334 на цифровой плате управления оснащен таймером высокого разрешения для более точного регулирования и может передавать информацию о состоянии через USART, CAN, SMBus и оптоволоконную последовательную связь.

Топология STEVAL-DPSLLCK1 (щелкните изображение, чтобы увеличить)

И первичная, и вторичная секции питаются от автономной схемы обратного хода на основе VIPer27HD, которая подает регулируемые напряжения на плату управления, ИС драйвера затвора и схемы преобразования сигнала.

Пользователи могут подключить PFC к плате питания и расширить связь и взаимодействие с поставляемой платой адаптера.

STEVAL-DPSLLCK1

Краткое описание основных характеристик:

  • Номинальная мощность:
    • Входное напряжение постоянного тока: от 375 В до 425 В
    • выходное напряжение: 48 В
    • максимальный выходной ток: 62,5 А
    • выходная мощность: 3 кВт
    • пиковая эффективность: 95,3%
  • Напряжение изоляции ВЧ трансформатора: 4кВ
  • Резонансные частоты и частоты переключения:
    • макс.частота переключения dc-dc: 380 кГц (при запуске)
    • Частота переключения замкнутого контура: от 120 кГц до 250 кГц
    • Резонансная частота
    • : 175 кГц
  • Защитные механизмы:
    • Защита от повышенного и пониженного напряжения на входе и выходе
    • защита от перегрева
    • защита от короткого замыкания
    • принудительное охлаждение с модуляцией скорости воздушного потока в зависимости от выходной мощности и температуры
  • Эффективность:
    • адаптивное синхронное выпрямление
    • Пакетный режим при небольшой нагрузке
  • Цифровое управление с микроконтроллером STM32F334

Блок-схема STEVAL-DPSLLCK1 (щелкните изображение, чтобы увеличить)

Что такое феррорезонансный источник питания?

Что такое феррорезонансный источник питания?

Феррорезонансный источник питания - это источник питания на основе трансформатора, в котором используются нелинейные магнитные свойства и резонансный контур для обеспечения стабильного выходного напряжения в широком диапазоне входных напряжений.Источники питания с феррорезонансом широко используются в приложениях, требующих постоянного выходного напряжения, особенно когда входное напряжение может изменяться из-за нестабильности и других нарушений в линии питания. Источники питания также могут поглощать большинство переходных процессов, наведенных на линии электропередач.

Источник питания аналогичен нерегулируемому источнику питания, за исключением включения феррорезонансного трансформатора, специально разработанного для поддержания постоянного напряжения в широком диапазоне входного напряжения и колебаний тока нагрузки.

Феррорезонансный трансформатор состоит из вспомогательной вторичной обмотки с параллельным емкостным резервуаром для создания резонансного контура на частоте напряжения питания. Работа трансформатора основана на феррорезонансном поведении, связанном с насыщенными железными сердечниками, при котором дальнейшее увеличение тока обмотки приводит к незначительному увеличению магнитного потока или его отсутствию.

Рисунок 1: Феррорезонансный трансформатор

Регулировка достигается за счет характеристик насыщения сердечника трансформатора вместе со схемой емкостного резервуара.Контур резервуара накапливает энергию в форме колебаний переменного тока, эта энергия поддерживает выходное напряжение в течение коротких периодов времени порядка миллисекунд в случае потери или изменения напряжения питания. Кроме того, цепь баков действует как фильтр, подавляющий гармоники, генерируемые насыщением сердечника трансформатора.

Преимущества феррорезонансного источника питания

  1. Простая конструкция, уменьшенный объем компонентов, прочность и надежность
  2. Саморегулирующиеся и саморегулирующиеся
  3. Регулируемое выходное напряжение в широком диапазоне входных напряжений.Выходной сигнал остается постоянным даже при входном напряжении ± 40% или более от номинального напряжения
  4. Идеально подходит для питания высокого коэффициента амплитуды или нелинейных нагрузок
  5. Обеспечивает изоляцию и защиту от скачков, скачков и помех сетевого напряжения переменного тока. Первичная и вторичная обмотки трансформатора физически изолированы стальным сердечником. Шунтирование снижает емкостную связь шума и выбросов
  6. Возможно параллельное соединение для оборудования большой мощности

Недостатки

Источник очень чувствителен к изменениям частоты в сети, рассеивает больше тепла, чем обычные трансформаторы, производит больше слышимого шума при резонансе и тяжелее, чем линейно регулируемые источники.

Применение феррорезонансных источников питания

Этот тип питания используется в приложениях, требующих питания и изоляции от сетевых помех. К ним относятся:

  • Источники питания повышенной надежности
  • Инверторы и ИБП
  • Зарядные устройства
  • Стабилизаторы линейного напряжения
  • Кабельное телевидение, газовая и прочая тяжелая промышленность

Системы электропитания с феррорезонансом обеспечивают надежное регулирование даже в экстремальных условиях эксплуатации и не подвержены влиянию окружающих электрических систем.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *