Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Current Feedback Amplifiers – II

Первая часть статьи (Э. Барнс. Операционные усилители с токовой обратной связью.) была посвящена рассмотрению отличий ОУ с токовой ОС (CF OpAmp) от ОУ с ОС по напряжению (VF OpAmp). Во второй части главное место отведено применению операционных усилителей с токовой обратной связью.


1. ПРИМЕНЕНИЕ В СХЕМЕ С ИНВЕРТИРУЮЩИМ ВКЛЮЧЕНИЕМ

Инвертирующая схема на ОУ работает потому, что к инвертирующему входу подключается низкоимпедансный узел. Для ОУ с ОС по напряжению этот узел начинает обладать малым сопротивлением только после замыкания петли обратной связи.

Усилитель с токовой ОС обладает очень низким входным импедансом для инвертирующего входа. Поэтому в инвертирующем включении он будет работать очень хорошо, а идельный ОУ с токовой ОС будет поддерживать в суммирующей точке (т.

е. точке, в которой смешиваются входной сигнал и сигнал обратной связи) напряжение земли даже при разомкнутой обратной связи.

ОУ с токовой ОС не имеют высокочастотных всплесков напряжения (пичков) в суммирующей точке, которые присущи усилителям с ОС по напряжению, особенно, в высокочастотных приложениях. Кроме того, к преимуществам ОУ с токовой ОС в инвертирующем включении следует отнести максимальную скорость нарастания выходного напряжения и более низкие погрешности, связанные с тепловым временем установления.


2. ПРИМЕНЕНИЕ В КАЧЕСТВЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ТОК-НАПРЯЖЕНИЕ

Следовательно, операционные усилители с токовой обратной связью можно использовать в качестве преобразователей тока в напряжение. Правда, при этом есть некоторые ограничения: полоса такого усилителя напрямую определяется сопротивлением резистора обратной связи ОУ, а это сопротивление определяет коэффициент преобразования ток-напряжение.

Кроме того, шумовая компонента тока инвертирующего входа будет достаточно большой. При усилении малых токов более высокое сопротивление резистора обратной связи приводит к более высокому отношению сигнал/шум (сопротивление/шум), поскольку коэффициент усиления имеет прямую зависимость, а шум резистора определяется квадратным корнем из его сопротивления. Удвоение сопротивления резистора обратной связи приводит к удвоению коэффициента усиления сигнала, в то же время шум возрастет лишь в 1,4 раза. К сожалению, вклад шумовой компоненты тока инвертирующего входа также удвоится, а полоса сигнала для схемы на ОУ с ОС по току уменьшится в два раза.

Таким образом, более высокий шум входного тока схемы на ОУ с токовой обратной связью может препятствовать его применению во многих случаях при использовании фотодиодов в качестве датчиков. Когда шум не является критичным фактором, сопротивление обратной связи следует выбирать исходя из требуемой полосы схемы, а основное усиление производить вторым усилительным каскадом.


3. ВХОДНОЙ ТОКОВЫЙ ШУМ

Повышенный входной токовый шум операционных усилителей с токовой обратной связью накладывает некоторые ограничения в применении таких ОУ. Обычно величина токового шума для ОУ с ОС по току находится в пределах от 20 до 30 пА/Гц1/2. Несмотря на это, входной вольтовый шум, по сравнению с аналогичными ОУ с ОС по напряжению, меньше и составляет порядка 2 нВ/Гц

1/2, и сопротивление резистора обратной связи может быть меньшим (обычно до 1 кОм). При коэффициенте усиления схемы, равном -1, доминирующим источником шума является шум тока инвертирующего входа, протекающего через резистор обратной связи. При плотности входного токового шума 20 пА/Гц1/2 и сопротивлении резистора обратной связи 750 Ом вносящее основной вклад шумовое напряжение, приведенное ко входу, будет равняться 15 нВ/Гц1/2.

При увеличении коэффициента усиления схемы (уменьшением сопротивления входного резистора) выходной шум, связанный с токовой шумовой компонентой, не будет расти, а преобладающим шумовым фактором будет становиться входной вольтовый шум. При коэффициенте усиления схемы, например, 10 вклад от токовой шумовой составляющей, отнесенной ко входу, будет равен лишь 1,5 нВ/Гц

1/2. Общий шум, приведенный ко входу, составит 2,5 нВ/Гц1/2 (пренебрежимый шум резистора). Таким образом, применение операционных усилителей с токовой обратной связью привлекательно в схемах с требуемым низким уровнем собственного шума.


4. КЛАССИЧЕСКАЯ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНАЯ СХЕМА

Хотя входы операционного усилителя с токовой обратной связью неравносильны друг другу, передаточная фунция идеальной классической дифференциальной схемы с четырьмя резисторами останется такой же, как и в случае применения ОУ с ОС по напряжению. На низких частотах коэффициент ослабления синфазного сигнала дифференциальной схемы ограничен точностью внешних резисторов и при 0,1% точности составляет около 66 дБ.

На высоких частотах КОСС снижается из-за емкостных составляющих входных импедансов. Высокоскоростные ОУ с обратной связью по напряжению обычно имеют одинаковую емкость входных выводов, и, поэтому, КОСС у них равен около 60 дБ на частоте 1 МГц. Из-за несбалансированности входов в ОУ с ОС по току, входные емкости также оказываются несбалансированными. Это означает, что в дифференциальной схеме должны использоваться внешние резисторы с небольшим сопротивлением (от 100 до 200 Ом) для уменьшения влияния разных входных емкостей.

При тщательном выборе резисторов КОСС дифференциальной схемы с ОУ с ОС по току на высоких частотах будет сопоставим со значением этого параметра для схемы с ОУ с ОС по напряжению. Для повышения ослабления синфазного сигнала в обеих схемах могут применяться подстроечные конденсаторы. Однако при этом полоса выходного сигнала может ограничиться. При высоких требованиях, лучшим выбором может оказаться монолитный высокоскоростной дифференциальный усилитель, например, AD830, не требующий внешних резисторов. Этот усилитель обладает КОСС более 75 дБ на чатоте 1 МГц и около 53 дБ на частоте 10 МГц.


5. КОНДЕНСАТОР В ЦЕПИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ

Первые соображения по поводу конденсатора в цепи обратной связи следующие. У ОУ с ОС по напряжению создается полюс на графике шумового усиления. Такой же полюс и нуль имеют место на графике трансимпеданса с обратной связью у ОУ с ОС по току, как показано на рисунке ниже. Необходимо помнить, что запас по фазе в точке пересечения графиков трансимпеданса с обратной связью и без определяет стабильность усилителя в схеме с замкнутой ОС.

Трансимпеданс с конденсатором CF, включенным параллельно резистору RF

, определяется следующим образом:

Полюс возникает в точке , а нуль – на более высокой частоте . Если точка пересечения графиков ZF и ZOL располагается на очень высокой частоте, может возникнуть нестабильность из-за чрезмерного фазового сдвига при разомкнутой обратной связи. Если RF стремится к бесконечности (как в схеме интегратора), полюс располагается на низкой частоте и очень небольшое сопротивление, существующее на высоких частотах, ограничивает петлевое усиление. Исходя из этого, на высоких частотах устойчивость интегратора на ОУ с ОС по току может быть повышена включением резистора последовательно с интегрирующим конденсатором.

ОУ с обратной связью по току не пригодны для использования в схемах активных фильтров, использующих реактивную обратную связь. Но для фильтров Саллена-Кея, в которых ОУ применяются в качестве усилителей с фиксированным коэффициентом усиления, такие операционные усилители могут подойти. В общем, нежелательно подключать конденсатор параллельно резистору обратной связи R

F ОУ с токовой обратной связью.

Другую проблему создает эффект емкостного шунтирования инвертирующего входа. В усилителях с обратной связью по напряжению эта емкость создает нуль на графике шумового усиления, который приводит к увеличению отношения между шумовым усилением и усилением с разорванной обратной связью и, как следствие, создает избыточный фазовый сдвиг, приводящий к нестабильности, если не принять меры по компенсации. Такой же эффект наблюдается и для ОУ с обратной связью по току, но проблема может быть менее отчетливо выражена.

Трансимпеданс в случае с шунтирующей емкостью CIN выглядит следующим образом:

Нуль располагается на частоте fZ1 (следующий рисунок), ее значение определяется как . Этот нуль приводит к таким же проблемам, как и в случае использования ОУ с ОС по напряжению, но частотный излом на нуле характеристики имеет тенденцию быть более высокочастотным из-за более низкого импеданса инвертирующего входа. При RF=750 Ом, RG=750 Ом и CIN=10 пФ нуль для ОУ с ОС по напряжению будет располагаться на частоте приблизительно 40 МГц, в то же время для ОУ с ОС по току с RO=40 Ом – на частоте около 400 МГц. Предполагая частоту единичного усиления для обоих усилителей 500 МГц, в схеме на ОУ с ОС по напряжению потребуется конденсатор в цепи обратной связи для компенсации влияния CIN. Однако это приведет к уменьшению полосы сигнала. Конечно, схема на усилителе с обратной связью по току тоже покажет дополнительный фазовый сдвиг относительно нуля, но не такой большой, поскольку точка пересечения располагается на частоте в десять раз выше. Сигнальная полоса будет более широкой, а компенсация может потребоваться только для получения более плоской частотной характеристики или для оптимизации импульсной характеристики. Улучшения формы отклика можно добиться включением конденсатора с небольшой емкостью параллельно резистору R

F для уменьшения разницы между ZF и ZOL. Для запаса по фазе по крайней мере 45° конденсатор в цепи обратной связи должен выбираться так, чтобы полюс характеристики трансимпеданса с подключенной обратной связью располагался в точке пересечения графиков ZF и ZOL (частота fP на рисунке). Необходимо помнить об эффекте высокочастотного нуля от влияния конденсатора обратной связи (частота fZ2).


6. РАБОТА НА ЕМКОСТНУЮ НАГРУЗКУ

Емкостная нагрузка для ОУ с токовой обратной связью представляет собой такую же проблему, как и для ОУ с обратной связью по напряжению, увеличивая фазовый сдвиг сигнала ошибки, что приводит к уменьшению запаса по фазе и возможной нестабильности схемы. Существует несколько широко известных способов, улучшающих характеристики схемы при работе на емкостную нагрузку. Самым популярным способом для высокоскоростных усилителей является включение резистора последовательно с выходом ОУ.

Резистор находится вне цепи обратной связи, но подключен последовательно с емкостью. Поэтому усилитель не нагружен непосредственно на емкость. При применении ОУ с токовой ОС может быть предложен вариант увеличения сопротивления RF для снижения петлевого усиления. Такая схема всегда приводит к ухудшению таких параметров, как полоса, скорость нарастания и время установления сигнала. При выборе значения сопротивления лучшее решение даст эксперимент, при котором находится оптимальное значение, позволяющее получить требуемые характеристики – скорость нарастания, время установления с необходимой точностью, минимальное перерегулирование и сглаженность полосы пропускания.


7. ПИТАНИЕ ОУ С ОС ПО ТОКУ

В вопросе питания операционные усилители с обратной связью по напряжению топологически находятся в привилегированном положении по нескольким причинам. В усилителях, специально разработанных для хорошего управления емкостной нагрузкой, а также в rail-to-rail ОУ (т.е. в таких ОУ, в которых амплитуда выходного сигнала может достигать напряжения питания за вычетом напряжения насыщения UКЭ, составляющего несколько сотен милливольт), выходные каскады обычно делаются по схеме с общим эмиттером и реже по схеме эмиттерного повторителя. Схема с общим эмиттером позволяет получить большую амплитуду выходного сигнала. Такой тип выходного каскада не может обеспечить большое быстродействие, главным образом, из-за большого выходного импеданса.

Поскольку операционные усилители с токовой обратной связью специально разработаны для высокоскоростных применений, в них используются выходные каскады, выполненные по схеме эмиттерного повторителя.

С применением новой технологии, такой как XFCB (extra-fast complementary bipolar) от Analog Devices, стала возможной разработка выходного каскада по схеме с общим эмиттером с полосой 160 МГц и скоростью нарастания выходного сигнала 160 В/мкс при однополярном напряжении питания 5 В (ОУ AD8041). В усилителе использована обратная связь по напряжению, но даже если используется обратная связь по току, скорость нарастания все-таки ограничивается выходным каскадом. Другие XFCB-усилители с выходным каскадом по схеме эмиттерного повторителя более быстрые по сравнению с AD8041. К тому же, в однополярных входных каскадах используются pnp дифференциальные пары для того, чтобы приблизить нижний уровень сигнала к нижнему уровню напряжения питания (обычно, земля).

Тем не менее, операционные усилители с токовой обратной связью могут использоваться в схемах с однополярным питанием. Analog Devices предлагает много усилителей с напряжением питания +5 В и даже +3 В. Что следует принимать во внимание, чтобы устройства хорошо работали при однополярном питании? В первую очередь, необходимы либо сдиг уровня входного сигнала, либо развязка по переменному току. Это общее требование для большинства систем с однополярным питанием. Если схема должна работать с сигналом, уровни которого близки к уровням питания или выдвигаются требования по развязке по переменному току, то операционный усилитель с токовой обратной связью не будет являться лучшим выбором. Другим фактором является максимальный (rail-to-rail) размах выходного сигнала при работе на большую нагрузку. Много так называемых rail-to-rail усилителей не обеспечивают максимальную амплитуду при работе на нагрузку в виде 50- или 75-омных кабелей из-за увеличения напряжения насыщения коллектор-эмиттер при возрастании выходного тока. Таким образом, если необходимо иметь максимальную амплитуду выходного сигнала, то нельзя использовать операционные усилители с токовой обратной связью. Но если стоит задача получения максимальной скорости нарастания выходного сигнала и большого выходного тока, то в этом случае необходимо выбирать ОУ с ОС по току.


4.

12. Эффекты ограничений ОУ на работу схем на их основе

Операционные усилители

Подробный анализ работы операционных усилителей



Вернемся к инвертирующему усилителю и рассмотрим его еще раз, учитывая известные нам теперь ограничения. Покажем, как они влияют на работу схемы и как их учесть при разработке ОУ. Используя этот пример, вы сможете разобраться и с другими схемами ОУ. На рис. 4.30 вновь показан инвертирующий операционный усилитель.

Рис. 4.30.

Коэффициент усиления при разомкнутой пени ОС. В связи с тем что коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС имеет конечное значение, в усилителе с обратной связью коэффициент усиления по напряжению (коэффициент усиления при разомкнутой петли ОС) в определенный момент начинает убывать. Этому моменту соответствует частота, на которой коэффициент усиление при разомкнутой цепи ОС приближается к значению R2/R1 (рис. 4.31). Этот спад позволяет судить о том, что семейство усилителей типа 411 относится к классу низкочастотных усилителей; на частоте 50 кГц коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС падает до 100, а частота ƒср равна 4 МГц. Обратите внимание, что коэффициент усиления при замкнутой цепи ОС всегда меньше, чем коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС; это означает, что если на основе ОУ типа 411 построить, например, усилитель со 100 – кратным усилением, то на частотах около 50 кГц его усиление заметно ослабеет. Более точно мы опишем этот эффект чуть ниже (разд. 4.25), когда будем рассматривать транзисторные схемы с обратной связью, имеющие конечный коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС.

Рис. 4.31. Зависимость коэффициента усиления от частоты для ОУ типа LF411 («диаграмма Боде»). 1 – коэффициент усиления при разомкнутой ОС, 2 – коэффициент усиления при замкнутой ОС,
ƒэдБ = ƒт(замкнутой ОС).

Скорость нарастания. В связи с тем что скорость нарастания ограничена, на частотах выше некоторого граничного значения максимальный размах синусоидального сигнала начинает падать. На рис. 4.32. представлен график для операционного усилителя типа 411 со скорость нарастания 15 В/мкс. При скорости нарастания s выходная амплитуда ограничена значением Аот пика, до пика ≤ s/πƒ для синусоидального сигнала, имеющего частоту ƒ; тем самым объясняется наличие участка спада на графике с наклоном 1/ƒ. Горизонтальный участок на графике соответствует ограничению размаха выходного напряжения источников питания.

Рис. 4.32. Зависимость размаха выходного напряжеиия от частоты (LF411). Uи = ± 15В; Токр = 25°С Rн = 10 кОм. Кривая убывает пропорционально 1/ƒ.

Попутно отметим, что ограничения связанные со скоростью нарастания ОУ можно использовать на благо, для устранения шумовых импульсов полезного сигнала с помощью так называемой нелинейной низкочастотной фильтрации. Суть метода состоит в следующем: намеренно ограничивая скорость нарастания можно существенно уменьшить острые импульсы, никак не искажая при этом фоновый сигнал.

Выходной ток. В связи с тем, что выходной ток операционного усилителя ограничен, размах выходного напряжения на низкоомных нагрузках также ограничен. На рис. 4.33 представлен график для операционного усилителя типа 411. В прецизионных схемах как раз и нужно ограничивать выходные токи для того, чтобы избежать появления в кристалле схемы температурных градиентов, связанных с рассеянием слишком большой мощности в выходном каскаде.

Рис 4. 33. Зависимость размаха выходного напряжения от нагрузки (LF411). Uи = 15 В, Токр = 25°С.

Напряжение сдвига. Благодаря наличию входного напряжения сдвига при нулевом напряжении на входе напряжение на выходе равно Uвых = KU0Uсдв. Инвертирующий усилитель на основе ОУ типа 411 имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 100. При заземленном входе напряжение на выходе этой схемы достигает значения ± 0.2 В (Uсдв = 2 мВ, максимальное значение). Можно предложить следующие пути решения проблемы: а) Если усиление сигнала по постоянному току не представляет интереса, то с помощью конденсатора можно уменьшить коэффициент усиления для сигналов постоянного тока до единицы, как показано на рис. 4.7, также как в рассмотренном выше усилителе для звукоснимателя (рис. 4.20). Там для передачи входного сигнала используется емкостная связь, б) Настроить нуль, используя предлагаемую фирмой – изготовителем схему регулировки. в) Можно использовать ОУ с меньшим напряжением сдвига Uсдв, г) Настроить нуль, используя схему регулировки, описанную в разд. 7.06 (рис. 7.5).

Входной ток смешения. Если в инвертирующем усилителе один из входов заземли, то даже при условии идеальной настройки (т. е. Uсдв = 0), на выходе усилителя будет присутствовать отличное от нуля выходное напряжение. Это связано с тем, что входной ток смещения Iсм создает падение напряжения на резисторах, которое затем усиливается схемой усилителя. В этой схеме сопротивление со стороны инвертирующего входа определяется резисторами R1 R2, но ток смещения воспринимается как входной сигнал, подобный току, текущему через R1, а поэтому он порождает смещение выхода Uвых = Iсм R2.

В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах эффектом входного тока смещения обычно можно пренебречь, по-другому дело обстоит с операционными усилителями на биполярных транзисторах – здесь значительные входные токи могут привести к серьезным проблемам. Рассмотрим в качестве примера инвертирующий усилитель, в котором R1 = 10 кОм и R2 = 1 МОм; эти значения подходят для инвертирующего каскада, в котором желательно обеспечить значение Zвх, равным 10 кОм. Если выбрать схему типа LM833 на биполярных транзисторах, с низким уровнем шумов, то ее выходное напряжение (при заземленном входе) может достигать величины 100 х 1000 нА х 9,9 кОм или 0.99 В, что ни в какой мере не может быть приемлемо. Для сравнения отметим, что ОУ типа LF411 (со входами на полевых транзисторах с p-n – переходом) соответствующее выходное напряжение для худшего случая (при заземленном входе) составляет 0,2 мВ; для большинства практических случаев эта величина пренебрежимо мала и уж во всяком случае несравнима с ошибкой выходного напряжения, порождаемой напряжением сдвига (в худшем случае для не настроенного ОУ типа LF411 она составляет 200 мВ).

Для борьбы с ошибками, обусловленными током смешения, существует несколько способов. Если вам нужен ОУ с большим током смешения, можно сделать сопротивление со стороны обоих входов одинаковым, как на рис. 4.34. В этом случае сопротивление 9,1 кОм выбрано с учетом параллельного соединения резисторов 10 кОм и 100 кОм. Кроме того, лучше всего если сопротивление цепи обратной связи будет достаточно малым, тогда ток смещения не будет давать большие сдвиги: сопротивления в цепях входов ОУ имеют типичные значения от 1 до 100 кОм. Третий способ состоит в уменьшении до единицы коэффициента усиления по постоянному току, как в рассмотренном выше усилителе для звукоснимателя.

Рис. 4.34. Для уменьшения ошибок, обусловленных входным током смещения в ОУ на биполярных транзисторах следует использовать компенсационный резистор.

Однако для большинства случаев можно рекомендовать использовать ОУ с пренебрежимо малыми входными токами. В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах с p-n – переходом или на полевых МОП – транзисторах входные токи как правило имеют порядок пикоампер (однако, здесь входной ток быстро растет при увеличении температуры удваивается при изменении температуры на каждые 10°С), во многих современных схемах на биполярных транзисторах за счет использования транзисторов со сверхвысоким значением коэффициента β и схем компенсации смещения токи смещения почти также невелики и незначительно зависят от температуры. Такие операционные усилители обладают достоинствами ОУ на биполярных транзисторах (высокая точность, низкий уровень шума) и лишены недостатков, связанных со входным током. Например, для прецизионного биполярного ОУ с низким уровнем шума типа ОР-27 Iсм = 10 нА (типичное значение), для недорогого биполярного ОУ типа LM312 Iсм = 1,5 нА (типичное значение), для улучшенных вариантов этого ОУ (типа LT1012 и LM11) – Iсм = 30 пА (типичное значение). Среди недорогих ОУ на полевых транзисторах можно назвать ОУ типа LF411 на полевых транзисторах p-n – переходом, для которого Iсм = 50 Па (типичное значение) и серию ИС тип TLC20 на полевых МОП – транзисторах, для которой Iсм= 1 пА (типичное значение).

Входной ток сдвига. Как мы только что убедились, лучше всего создавать такие схемы, в которых импедансы и токи смещения ОУ порождают пренебрежимо малые ошибки. Однако иногда может возникнуть потребность в ОУ с большим током смещения или с очень большим эквивалентным импедансом. В этой ситуации лучше всего постараться сбалансировать входные импедансы по постоянному току. На выходе все равно будет существовать некоторая ошибка (Кпост.ток Iсдв Rист), обусловленная асимметрией входных токов ОУ. В общем, Iсдв меньше, чем Iсм в 2 – 20 раз (биполярные ОУ, как правило, дают лучшее согласование, чем ОУ на полевых транзисторах).

В предыдущих параграфах мы рассмотрели эффекты ограничений ОУ на примере простого инвертирующего усилителя напряжения. Для него, например, наличие входного тока ОУ вызывает появление ошибки напряжения на выходе. В ОУ другого назначения эффект может быть совсем другим, например в инвертируюшем ОУ конечный входной ток порождает на выходе линейно меняющийся сигнал (а не константу) при нулевом напряжении, приложенном ко входу. По мере освоения схем ОУ вы сможете оценивать, как сказываются ограничения ОУ на работе данной схемы и, следовательно, сможете выбрать операционный усилиель, подходящий для конкретного случая. Вообше говоря, «самого-самого» лучшего ОУ на свете не существует даже если вас не останавливает никакая цена): у операционных усилителей с самыми незначительными входными токами (на полевых МОП – транзисторах), как правило, плохо обстоят дела с напряжением сдвига, и наоборот. Хорошие разработчики при выборе компонентов идут на компромиссы с тем, чтобы оптимизировать характеристики схемы, и избегают по-возможности элементов с ненужной «позолотой».

«Сегодня густо, завтра пусто»

В своем неустанном стремлении к совершенству крисдаллов полупроводниковая промышленность преподносит нам иногда неприятные сюрпризы. Представьте себе такую ситуацию: вы разработали отличную новую схему, сделали образец, проведи тесирование и горите желанием запустить свое детище в производство Вы оформляете заказ на необходимые компоненты, но оказывается, что самую нужную ИС сняли с производства! А порой бывает и еще хуже: заказчик начинает жаловаться на задержку поставки прибора, который выпускается уже ни один год. Когда вы начинаете выяснять, что случилось, оказывается, что для завершения сборки плат не хватает единственной ИС которая «еще не поступила» на участок сборки. Далее выясняется, что она не поступила и на склад. В конце концов вы узнаете, что схему сняли с производства 6 месяцев назад и в наличии нет ни одной!

Почему же возникают подобные казусы и что может предпринять в таких случаях разработчик? По нашему мнению, существуют четыре основных причины прекращения производства ИС:

1. Устаревание: Появились новые, лучшие ИС и нет смысла продолжать выпуск старых. Это целиком и полностью относится к цифровым ИС памяти (например, каждый год небольшие статические кристаллы ЗУПВ (ЗУ с произвольной выборкой) и СППЗУ (стираемые программируемые постоянные ЗУ) заменяются более компактными и быстродействующими модификациями), хотя не избежали этой участи и линейные ИС. В подобных случаях чаще всего новая модифицированная ИС совместима со старой по выводам и может быть вставлена в старый разъем.

2. ИС не пользуется спросом у покупателей: Иногда исчезают прекрасные ИС. Если проявить настойчивость, то изготовитель может дать объяснение – «не было спроса» или что-нибудь в этом роде. Этот случай можно квалифицировать так: «прекращение производства для удобства изготовителя». Мы столкнулись с серьезными трудностями, когда фирма Harris сняла с производства прекрасную схему НА4925, исчез великолепный счетверенный компаратор с очень высоким быстродействием и ничего не появилось ему взамен. Фирма Harris сняла также с производства схему НА2705 – бесследно исчезла еще одна замечательная ИС, самый быстродействующий микромощный ОУ. Иногда хорошую ИС снимают с производства в связи с изменениями в технологической линии, производящей подложки (увеличивается размер подложки – вместо 3 дюймов устанавливают размер 5 или 6 дюймов). Мы уже заметили, что фирма Harris особенно любит прекращать производство очень хороших и уникальных ИС; тоже самое проделывали фирмы Intersi и GE.

3. Утеряны чертежи схем: В это трудно поверить, но когда фирмы – изготовители теряют чертежи какого-либо кристалла и по этой причине прекращают его производство. Такая история произошла с 8 – каскадным делителем на КМОП – транзисторах типа SSS-4404 фирмы Solid State Systems.

4. У изготовителя нет заказов: это также относится к SSS-4404!.

Если у вас есть уже разработанная плата, но нет никакой возможности достать нужную ИС, предлагаем вам следующие решения. Во-первых, можно разработать плату заново (а может быть и схему) на основе ИС, имеющихся в наличии. Это, наверное, лучший выход из положения в случае, когда вы запускаете в производство новую плату или когда уже идет производство большой партии плат. Во-вторых, можно разработать маленькую «дочернюю» плату, которая будет подключаться к пустому разъему вместо недостающей ИС и эмулировать ее работу. Хотя этот выход из положения нельзя назвать красивым, он полностью решает возникшую перед вами проблему.

К чему приводят ограничения, свойственные ОУ. Рассмотренные ограничения операционного усилителя влияют на параметры компонентов почти во всех схемах. Например, резисторы обратной связи должны быть достаточно большими, тогда они не будут существенно нагружать выход; вместе с тем, если они будут слишком большими, то входной ток смешения будет порождать ощутимые сдвиги. Кроме того, высокое сопротивление в цепи обратной связи повышает восприимчивость схемы к влиянию внешних наводок и увеличивает влияние паразитной емкости. Учитывая сказанное выше, для ОУ общего назначения обычно выбирают резисторы цепей ОС с сопротивлением от 2 до 100 кОм.

Подобные компромиссы принимают при разработке почти всех электронных схем включая и самые простые транзисторные схемы. Например, величина тока покоя в транзисторном усилителе ограничена сверху мощностью, которую может рассеивать устройство, величиной входного тока и питающего тока, коэффициента усиления по току, а снизу – величиной тока утечки, коэффициента усиления по току и быстродействием (которое уменьшается из-за паразитной емкости и больших сопротивлений). В связи с этим, как было указано в гл. 2, величину коллекторного тока обычно выбирают в диапазоне от нескольких десятков микроампер до нескольких десятков миллиампер (побольше для мощных схем, поменьше для «микромощных»). В следующих трех главах мы рассмотрим такие проблемы более тщательно для того, чтобы вы поняли, как находят компромиссные решения.

Упражнение 4.6. Нарисуйте схему инвертирующего усилителя со связями по постоянному току; его коэффициент усиления должен быть равен 100, а Iвх = 10 кОм. Предусмотрите возможность компенсации входного тока смещения и регулировки напряжения сдвига (используйте потенциометр на 10 кОм, который можно подключить к выводам 1 и 5, а его движок – к источнику питания u_). И наконец, измените схему так. чтобы выполнялось условие вх z≥ 108 Ом.


Подробный анализ работы некоторых схем на операционных усилителях


МИКРОФОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

МИКРОФОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Микрофонные усилители используются для усиления сигналов, имеющих малую величину (0,2-2 мВ), до уровня 0,1-0,3 В. Входное сопротивление микрофонного усилителя, при котором обеспечивается максимальное отношение сигнал/шум, выбирается в 3 раза больше внутреннего сопротивление.
Так как величина ЭДС, развиваемая микрофоном, мала, то необходимо обеспечить в микрофонном усилителе минимальный уровень шумов, приведенный ко входу. Так, при полезном сигнале на входе, равном 1 мВ, для получения отношения сигнал/шум 60 дБ необходимо обеспечить уровень шумов микрофонного усилителя, приведенный ко входу, не более 1 мкВ.
Еще одно важное требование к микрофонному усилителю -это необходимость иметь запас по перегрузке не менее 26 дБ, что уменьшает вероятность появления значительных нелинейных искажений усиливаемого сигнала.
Достаточно простой получается схемная реализация микрофонного усилителя при использовании операционного усилителя. Операционный усилитель следует выбирать по минимальному значению шума, приведенному ко входу. Из отечественных операционных усилителей больше других подходят КМ551УД2А (Uвх. шума – 1 мкВ) и К157УД2 (Uвх.шума = 1,6 мкВ). Из зарубежных операционных усилителей можно рекомендовать NЕ5532.

 

На рис.1 приведена схема микрофонного усилителя на операционном усилителе. Микрофонный усилитель имеет следующие параметры:
Номинальное входное напряжение, мВ 1
Номинальное выходное напряжение, мВ 100
Отношение сигнал /шум, дБ 56
Рабочий диапазон частот, Гц 30-30000
Коэффициент гармоник, % 0,05
Максимальное выходное напряжение, В 7
Входное сопротивление, кОм 1
Операционный усилитель включен по схеме инвертирующего усилителя. Коэффициент усиления определяется отношением резисторов К1/К2 и равен 100. При замене операционного усилителя К157УД2 на КМ551УД2А отношение сигнал/шум возрастет до 60 дБ.

На рис.2 приведена схема микрофонного усилителя с симметричным входом. Симметрирование обеспечивается благодаря включению на входе трансформатора Т1. При таком схемном решении улучшается помехозащищенность усилителя. В качестве Т1 можно использовать трансформатор с соотношением витков первичной и вторичной обмоток от 1:7 до 1:10 и с сопротивлением первичной обмотки переменному току 0,6-1 кОм.
 
На рис.3 приведена схема микрофонного усилителя с симметричным входом, в котором функции трансформатора выполняет дифференциальный усилитель на операционном усилителе ВА1. На ОА2 собран сумматор двух сигналов. Подавление помех будет тем больше, чем выше степень согласования резисторов КЗ и К4, Кб и К7, К8 и К9, К10 и К12, К11 и К13. Микрофонный усилитель имеет следующие параметры:
Номинальное входное напряжение, мВ – 2
Номинальное выходное напряжение, мВ – 100
Отношение сигнал/шум, дБ – 60
Коэффициент гармоник, % – 0.05
Диапазон воспроизводимых частот, Гц – 30-30000
Минимальное сопротивление нагрузки, кОм 10

Коэффициент усиления микрофонного усилителя зависит от положения переключателя 81. При разомкнутом переключателе К=50, при замкнутом – 100.
Для питания микрофонного усилителя используется стабилизированный источник с низким напряжением пульсаций или батареи.

 

 

Линейное управление коэффициентом усиления | hardware

Линейная функция управления усилением с диапазоном три декады может быть достигнута с помощью транзистора JFET, включенного в цепь обратной связи не инвертирующего усилителя. Помимо предельной простоты схемы, могут быть сконструировано несколько схем регулировки усиления на микросхемах двойных операционных усилителей и сборки из двух JFET, либо на счетверенных операционных усилителях и сборке из четырех JFET. Такие схемы могут быть даже интегрированы с ионно-имплантированными JFET на одном или нескольких монолитных кристаллах операционных усилителей (далее сокращенно ОУ). Диапазон регулирования может быть разработан с коэффициентом от 2:1 до 1000:1 и выше, но входные уровни напряжений ограничены допустимыми искажениями. Рабочая полоса частот зависит от максимального усиления и максимальной полосы пропускания единичного усиления используемого ОУ.

Транзистор JFET давно используется в качестве резистора, управляемого напряжением (Voltage Controlled Resistor, сокращенно VCR), часто как плечо шунта схемы аттенюатора, как на схеме рис. 1. Достоинство использования JFET в качестве VCR:

1. Сигнал управления почти идеально изолирован от цепи распространения регулируемого сигнала.
2. Сопротивление VCR может меняться от очень малого до бесконечно большого, с почти бесконечным соотношением max/min.

Рис. 1. JFET в управляемом делителе уровня сигнала.

Однако есть и недостатки:

1. JFET ведет себя как линейное сопротивление только при малых значениях напряжения сток-исток VDS.
2. Нелинейность сопротивления увеличивается при достижении управляющего напряжения затвор-исток VGS уровня отсечки VP, когда сопротивление максимальное.
3. Зависимость сопротивления RD от VGS обратная, а не прямая линейная.
4. Несколько VCR с согласованными характеристиками в полном диапазоне регулирования крайне трудно получить по любой разумной цене.
5. Производственный разброс напряжения отсечки VP требует отдельного подбора установленного смещения и коэффициента передачи в каждой схеме.

Анализ стоковых характеристик JFET на рисунках 2, 3, 4 и 5 показывает существенную нелинейность RD на больших уровнях сигнала, особенно при приближении VGS к VP. Нужно обойти этот нелинейный регион, чтобы обеспечить приемлемый уровень искажений. Один из очевидных путей для этого – ограничить VDS малыми значениями, когда RD высокое, как предложено рисунками 4 и 5. Другой способ – использовать JFET с высоким VP, как предложено на рисунках 3 и 5.

Рис. 2. VP = 2.8V.

Рис. 3. VP = 9V.

Рис. 4. VP = 2.8V.

Рис. 5. VP = 9V.

Обратное соотношение RD и VG можно обратить в преимущество, поскольку именно оно позволяет описывать линейное управление усилением в схеме. Наличие согласованных монолитных двойных JFET, таких как 2N3958 (не пытайтесь подобрать отдельные согласованные пары, потому что их соответствие сопротивления близко к VP может быть не настолько хорошим, как у монолитных версий транзисторов), дает возможность достичь разумного компромисса между ценой и совпадением характеристик сопротивления во всем диапазоне управления. Также существуют монолитные четверки транзисторов. Конечная проблема производства с соответствием VP может быть снята с помощью методов ионного имплантирования, в результате изменение VP в партии может поддерживаться в пределах нескольких десятых вольта.

Рис. 6. AVMIN = 1.

Схема управления усилением представляет собой обычную схему не инвертирующего усилителя, охваченного обратной связью, см. рис. 6. Здесь резистор, от которого зависит коэффициент усиления AV, заменен на RD канала исток-сток полевого транзистора.

          R1
AV = 1 + —-                          (1)
          RD

Теперь RD можно приравнять к управляющему напряжению VC следующим образом:

              VP
RD = ro * ———-                   (2)
           VP – VGS

Здесь

ro = RD | VGS = 0                      (3)

VC = VP – VGS                          (4)

Получается, что функция усиления линейно зависит от VC:

          R1*VC
AV = 1 + ——-                       (5)
          ro*VP

 

При VC=0 усиление уменьшиться до 1. При VC=VP усиление увеличится до 1 + R1/ro, оно может быть порядка 1000. Если необходимо ограничить минимальное усиление некоторым значением, большим 1, то может быть добавлен резистор R2, как показано на рис. 7.

Рис. 7. AVMIN > 1.

Тогда формула для усиления получится следующей:

          R1     R1*VC
AV = 1 + —- + ——-
          R2     ro*VP

В любом случае сохраняется линейная зависимость усиления от VC.

В действительности схемы на рис. 6 и 7 показывают линейную зависимость коэффициента усиления от управляющего напряжения для некоторых значений минимального усиления, что показано на рис. 8 для транзистора с коротким каналом. Есть некоторая нелинейность, появляющаяся на коэффициентах усиления, близких к минимальным, что видно на всех кривых. Это безусловно, связано с неидеальной характеристикой JFET, вызванной конечным контактом и объемным сопротивлением у истока и стока.

Рис. 8. Зависимость усиления от напряжения управления для JFET с коротким каналом.

Рис. 9 показывает подобную зависимость управления для JFET с более длинным каналом, в котором управляемое сопротивление канала является большей частью общего сопротивления, чем сопротивление транзистора с коротким каналом, кривая которого показана на рис. 8. Для приложений регулирования, требующих более точной линейной зависимости управления усилением, предпочтительно использовать транзисторы с длинным каналом.

Рис. 9. Зависимость усиления от напряжения управления для JFET с длинным каналом.

Может быть выполнено несколько схем с переменным усилением, когда в качестве управляющих элементов с согласованными сопротивлениями обратной связи используются монолитные сборки с несколькими JFET. Двойной JFET, такой как 2N3958 [2], используемый в одинаковых схемах управления, показывает одинаковую регулировку во всем диапазоне управления, даже когда VGS приближается к VP, когда ожидаются наибольшие расхождения, см. графики на рис. 10. Подобные параметры для счетверенных схем управления при использовании монолитной микросхемы с четырьмя P-канальными JFET (AM97C09 или AM9709 компании National Semiconductor) показаны на рис. 11.

Рис. 10. Совпадение характеристик управления усилением для двойных JFET.

Рис. 11. Совпадение характеристик управления усилением для счетверенных JFET.

[Искажения]

На рисунках 2, 3, 4 и 5 показано, что JFET работают как линейное сопротивление только для относительно низкого значения напряжения сток-исток VDS, приложенного в любой полярности. Это особенно очевидно для положительного VDS (для N-канального JFET) и VGS, приближающегося к напряжению отсечки VP. Отличия рисунков 4 и 5 показывают, что максимально допустимый сигнал больше для транзисторов с высоким напряжением отсечки VP по сравнению с транзисторами, у которых меньше напряжение отсечки.

Можно дополнительно улучшить характеристики линейности, прикладывая часть VDS последовательно с управляющим напряжением, приложенным к VGS. Схемы, где это реализовано, показаны на рисунках 12 и 13.

Рис. 12. Обратная связь VDS/2, приложенная к затвору.

Бывает, что около половины VDS, приложенных к затвору, обеспечивает наибольшее улучшение линейности для малых сигналов. Дополнительно ставятся два резистора и один конденсатор, как показано на рис. 12. Конденсатор просто блокирует прохождение управляющего напряжения от стока JFET на вход ОУ.

Рис. 13. Модифицированная схема с быстрым управлением.

Рис. 13 показывает добавление эмиттерного повторителя, чтобы предотвратить резкое изменение VC от прохождения на ОУ.

Рис. 14. VP = 2.8V.

Рис. 15. VP = 9V.

Рисунки 14 и 15 показывают улучшение линейности стока по сравнению с рисунками 2, 3, 4 и 5. Улучшение также видно по графикам искажений в зависимости от входного сигнала на рисунках 16, 17, 20 и 21.

Рис. 16. Искажение с VP = 2.8V.

Рис. 17. Искажение при VP = 2.8V с линеаризацией.

Рис. 18. VP = 2.8V.

Рис. 19. VP = 9V.

Рис. 20. Искажение с VP = 8.2V.

Рис. 21. Искажение при VP = 8.2V с линеаризацией.

Обратите внимание, что уровень искажений при любом значении VC является в первую очередь функцией от входного сигнала (который равен сигналу обратной связи, подаваемому на сток JFET, подключенный к инверсному входу ОУ). В этой прямой зависимости делается некоторая модификация, если R2 шунтирует JFET, как показано на рис. 7. Тогда измеренное искажение на низком уровне сигнала является результатом шума, сигнал мало влияет на уровень искажений. На этих графиках максимальное усиление ограничено значением около 100, чтобы избежать области с низким отношением сигнал/шум. Здесь шум представлен шумом входного каскада ОУ и сопротивлением источника входного сигнала, плюс вклад шума JFET, который в сущности является тепловым шумом сопротивления канала RD.

[Полоса пропускания и постоянная времени управления]

Полоса пропускания схемы это полоса пропускания замкнутого контура обратной связи ОУ, используемого при (мгновенном) установленном усилении. Постоянной времени регулировки усиления является постоянная времени входной цепи на JFET (зависит от значения R на рис. 13), ограниченная быстродействием ОУ. Сам JFET реагирует практически мгновенно, генерируя скачок изменения коэффициента обратной связи. Таким образом, постоянная времени управления составляет не более нескольких микросекунд.

[Области применения]

Схемы электронной регулировки усиления могут использоваться в следующих приложениях:

1. Дистанционное или многоканальное управление усилением.
2. Системы шумопонижения, основанные на сжатии и расширении динамического диапазона сигнала.
3. Ограничение громкости, автоматическое регулирование уровня.

На рис. 22 показан пример схемы с управляемым коэффициентом усиления в диапазоне 1-1000, максимальным уровнем выходного сигнала 8.5 Vrms, и полосой пропускания свыше 20 кГц на максимальном усилении. Используется JFET с максимально высоким VP, чтобы получить минимальные искажения.

Рис. 22. Регулируемый усилитель с диапазоном усиления от 1 до 1000.

Рисунки 23 и 24 показывают графики постоянного искажения. Обратите внимание, что кривая управления усилением нелинейная вблизи единичного усиления, потому что применяемый PN4091 является полевым транзистором с коротким каналом (short channel JFET).

Рис. 23. Усиление схемы на рис. 22.

Рис. 24. Искажение схемы на рис. 22. THD означает Total Harmonic Distortion, т. е. коэффициент нелинейных искажений.

Искажение достаточно низкое, кроме ограничения на максимальном выходном напряжении. Очевидно, что максимальное ein ограничивается насыщением на выходе. В этом примере используется LM318 только для достижения широкополосного отклика на максимальном усилении. Входное напряжение усилителя должно быть ограничено значением около 8 mVrms на максимальном усилении, когда отношение сигнал/шум составляет около 60 dB на полосе частот 10 кГц.

Более практичная схема может реализовать диапазон регулировки усиления 1-100. Тогда можно применить ОУ LM301A, и все еще будет обеспечена полоса 10 кГц на максимальном усилении. Соответственно входной сигнал может быть увеличен до 80 mVrms для отношения сигнал/шум 80 dB. Эти параметры могут быть реализованы для схем с двумя или четырьмя каналами, но нужно уделить внимание требуемой полосе пропускания на максимальном усилении. Можно использовать любой сдвоенный ОУ вместе с 2N3958 (монолитно организованная пара JFET [2]), или счетверенный ОУ LM324 в приложениях с ограниченной полосой пропускания, вместе с монолитными микросхемами четырех транзисторов JFET. На рис. 25 показана схема одновременного управления усилением четырех каналов в диапазоне регулировки 40 dB. Регулируемое усилением превышает диапазон 1-100, полоса пропускания составляет минимум 10 кГц, соотношение сигнал/шум лучше 70 dB при максимальном напряжении на выходе 4.3 Vrms. На рис. 12 показана кривая усиления и соответствующие характеристики.

Рис. 25. Электронное управление усилением для 4 каналов.

R = 1M
R1 = 20k
R2 = 5k
R3 = 240k
R4 = 10k
R5 = 10k
C1 = 0.01μF
C2 = 1μF

Соображения шума могут быть важны в этом способе управления усилением, поскольку сигнал усиливается, а не ослабляется. Для реализации функции регулируемого аттенюатора 40 dB необходимо установить фиксированный аттенюатор на входе усилителя и возможно также на выходе. Это снизит минимальный уровень сигнала до милливольт, поэтому желателен малошумящий усилитель. Может быть использован сдвоенный малошумящий ОУ LM381 в аттенюаторе звука 40 dB при соотношении сигнал/шум около 100 dB, или в аттенюаторе 60 dB при соотношении сигнал/шум 80 dB. Улучшение соотношения сигнал/шум может быть реализовано снижением полосы пропускания, когда обрабатывается фиксированная частота или низкая частота. Минимального шума также можно достичь путем снижения выходного сопротивления источника сигнала, желательно использовать сопротивления ниже 1 кОм.

Изменение температуры будет влиять на изменение усиления, потому что сопротивление канала JFET зависит от температуры. Этот эффект можно снизить путем использования кремниевого резистора R1 для цепи обратной связи ОУ. Если JFET интегрирован на кристалл ОУ, то на этот же кристалл можно было бы интегрировать и R1.

В приложении экспандера уровня (применяется в системах шумопонижения, см. рис. 26) требуемый диапазон регулирования составляет около 1:4, и входной сигнал мал для условий низкого усиления, когда искажение может быть наиболее очевидным.

Рис. 26. Блок-схема компрессора/экспандера громкости.

Для управляемого усилителя необходимо перекрыть диапазон изменения усиления только 12 dB, самый низкий для слабых сигналов. Наклон кривой регулировки усиления должен быть линейным, точнее линейной должна быть зависимость наклона усиления dB (в логарифмической шкале) от уровня сигнала (в логарифмической шкале). На практике используется диапазон регулировки усиления 12 dB при изменении входного сигнала в диапазоне свыше 30 dB. Пиковый детектор должен быть линейным вплоть до очень малых сигналов, демонстрируя быструю атаку или время заряда в миллисекунду или менее, постоянную времени заряда около 2 секунд, и он должен работать как детектор полного периода сигнала. Таким образом, детектор должен сохранять линейность пикового детектирования на полном периоде и обладать низким внутренним сопротивлением. Эти требования можно удовлетворить схемой на рис. 27.

Рис. 27. Пиковый линейный детектор полного периода.

Желаемые рабочие показатели может обеспечить схема, показанная на рис. 28. График функции управления усилением показан на рис. 29, при всех уровнях сигнала искажения ниже 0. 1%. Добавлены резисторы R3 и R4, чтобы модифицировать линейную кривую управления с приведением её к логарифмической кривой.

Рис. 28. Схема экспандера уровня.

Рис. 29. Характеристика усиления экспандера.

Следует отметить, что входной сигнал ослабляется перед усилением, чтобы уменьшить искажение и поддержать общий коэффициент усиления примерно 0 dB в среднем диапазоне уровней экспандера. Шум LM124 на полосе частот 20 кГц зависит, конечно, от уровня сигнала; однако максимальное соотношение сигнал/шум составляет 80 dB. Схема может быть адаптирована для стерео или квадро. Вопросы по индивидуальному проектированию касаются способа управления – следует ли выполнять экспандирование всех каналов сразу, и следует ли получать сигнал управления отдельно от каждого канала, либо от сумму от 2 до 4 каналов, либо только от одного канала (если подразумевать, что высокий уровень на любом канале соответствует высокому уровню всех каналов). Обратите внимание, что JFET смещается в сторону закрытия (при минимальном усилении) для слабых сигналов, и при увеличении уровней сигналов смещение увеличивается в сторону открытия JFET (максимальное усиление).

[Выводы]

Комбинация JFET и ОУ позволяет реализовать линейное управление усилением уровня в диапазоне до 60 dB. Поскольку схема реализует регулировку на положительном усилении вместо отрицательного, уровень входного сигнала ограничивается. Входной сигнал дополнительно ограничивается несколькими сотнями милливольт из-за нелинейности JFET (который видит полный входной сигнал). Поскольку диапазон входных сигналов обычно составляет 10-300 mV, важны шумовые параметры выбранного ОУ. Несмотря на это можно получить соотношение сигнал/шум 60..100 dB на стандартных ОУ. Согласованная пара или четверка усилителей реализуема с применением монолитных транзисторов JFET (2 или 4 JFET на одном кристалле), а также интеграцией этих JFET вместе с ОУ на одном кристалле.

[Ссылки]

1. AN-6603 A Linear Gain Controlled Amplifier site:onsemi.cn.
2. 2N3958 Monolithic N-Channel JFET Dual (VISHAY SILICONIX).

Фоновый шум в усилителях | Техника и Программы

Если осциллограф обладает достаточной чувствительностью, то его можно использовать для измерения уровня внутреннего шума усилителя, а также для обнаружения фона переменного тока, генерации и т.п. Осциллограф должен позволять измерять напряжения на входе величиной менее 1 мВ (и даже значительно ниже для усилителей на ИС).

Принцип измерений заключается в определении величины выходного напряжения усилителя с максимальным значением усиления или громкостью, но без подачи входного сигнала. Можно использовать и измеритель уровня сигнала, но осциллограф позволяет наблюдать визуально частоту и характерные свойства шумового сигнала. Усиление осциллографа необходимо увеличивать до тех пор, пока на экране не будут наблюдаться шумы, фон или другие помехи.

Появление напряжения шума может быть вызвано наведенными помехами в проводах, соединяющих усилитель и осциллограф. При сомнениях такого рода отсоедините провода от усилителя (но не от осциллографа). Если вы предполагаете, что имеется фон сетевого питающего напряжения с частотой 60/50 Гц (наводки от источника питания либо другого источника), установите переключатель синхронизации осциллографа в положение «от сети». Появление стационарного изображения сигнала означает, что его происхождение связано с фоновым сигналом сети переменного тока, воздействующим на схему. Если изображение сигнала нестабильно при синхронизации «от сети», то его природа, скорее всего, связана с генерацией в усилителе либо наводками через паразитные емкости. В этом случае закоротите входные клеммы усилителя. Если этот сигнал сохранился, можно предположить наличие генерации в схеме усилителя.

В современных усилителях на интегральных микросхемах внутренние или фоновые шумы гораздо ниже уровня 1 мВ, и их практически невозможно измерить даже очень чувствительным осциллографом. В таких ситуациях необходимо использовать промежуточный усилитель для усиления сигнала, подаваемого на осциллограф (см. рис. 6.18). Проверяемая интегральная микросхема включена для получения высокого значения усиления по напряжению в качестве первого каскада усиления. Суммарное усиление по напряжению достигает 50 000. Такое усиление позволяет обнаружить и записать на диаграммном самописце напряжение шума (см. рис. 6.19). Уровень шумов измеряется в десятисекундном интервале, значение полного размаха амплитуды напряжения (от пика до пика) составляет 25 нВ.

Рис. 6.18. Схема измерения уровня шумов в диапазоне частот 0,1 -10 Гц

Примечание к рис. Проверяемый прибор должен предварительно прогреваться не менее 3 мин и быть защищен от потоков воздуха.

Рис.6.19

Типичная диаграмма шума усилителя (запись на диаграммном самописце в десятисекундном интервале)

Отношение сигнал/шум

Для ряда усилителей на ИС отношение сигнал/шум проверяется вместо измерений фонового шума (а иногда и дополнительно). Схема измерений такая же, как и для измерения уровня нелинейных искажений, за исключением того, что анализатор нелинейных искажений не используется.

Измерение отношения сигнал/шум характеризует отношение фонового шума к амплитуде сигнала при работе усилителя в определенных условиях. Например, для схемы, приведенной на рис. 6.16, амплитуда входного сигнала увеличивается до тех пор, пока выходной сигнал не достигнет уровня 150 мВт, после чего определяется значение выходного напряжения в децибелах. Затем входной сигнал отключается, но входные выводы остаются соединенными через имеющиеся резисторы и емкости, вот почему выходной сигнал определяется только напряжением шумов самой ИС. Уровень напряжения шума также измеряется в децибелах, после чего рассчитывается отношение сигнал/шум.

6.1.22. Скорость нарастания и переходные характеристики

Скорость нарастания представляет собой максимальную скорость изменения выходного напряжения усилителя при условии сохранения линейности характеристик (симметричный выход без нелинейных искажений). Этот параметр обычно приводится в разделе «Переходные характеристики» технических условий. К переходным характеристикам также относятся время нарастания, время установления выходного напряжения ОУ, выброс на фронтах импульса и иногда размах колебаний на вершине.

Скорость нарастания выходного напряжения определяется делением приращения выходного напряжения на время, соответствующее этому приращению, – dVBbIX / dt. Обычно размерность этой величины – В/мкс. Например, если нарастание величины выходного напряжения усилителя составило 7 В за 1 мкс, то скорость нарастания напряжения будет равна 7 B/мкс. Основное влияние этого фактора на работу схем заключается в том, что большая скорость нарастания выходного напряжения позволяет получить большую выходную мощность.

Если известна скорость нарастания выходного напряжения, то можно приблизительно оценить ширину полосы пропускания по мощности усилителя, используя следующее соотношение:

Полная ширина полосы пропускания по мощности (в мегагерцах) –

Например, в технических условиях для интегральной микросхемы НА-2529 фирмы Harris типовое значение скорости нарастания выходного напряжения равно 150 В/мкс, а двойное амплитудное значение выходного напряжения (от пика до пика) составляет±10 В (пиковое значение выходного напряжения — 10 В). Тогда, пользуясь приведенным выше соотношением, получим:

Отметим, что указанное в паспортных данных для ИС НА-2529 значение полной ширины полосы пропускания по мощности составляет 2,1 МГц (минимальное значение) и 2,6 МГц (типовое значение).

Наиболее простой способ определения скорости нарастания выходного напряжения усилителя заключается в измерении крутизны переднего фронта импульса выходного напряжения при подаче на вход сигнала прямоугольной формы (см. рис. 6.20). При этом время нарастания входного прямоугольного сигналадолж- но быть очень малым, чтобы не вносить дополнительные погрешности в измерения. В итоге форма импульса выходного напряжения будет отличаться от прямоугольной и иметь сглаженную форму. В приведенном примере скорость нарастания (и спада) выходного напряжения составляет примерно 40 В/мкс (40 В за 1 мкс). Следует отметить, что скорость нарастания выходного напряжения обычно определяют в режиме с замкнутой обратной связью. Как правило, скорость возрастает с увеличением усиления.

На рис 6.21a,6 приведены примеры измерения скорости нарастания выходного напряжения, времени нарастания, времени установления выходного напряжения, выбросов на фронтах импульсов и размаха колебаний на вершине. На рис. 6.21в,г

Измерение скорости нарастания выходного напряжения

Примечание к рис. В приведенном примере скорость нарастания выходного напряжения составляет около 40 В/мкс при единичном коэффициенте усиления. Входной сигнал прямоугольной формы должен обладать минимальным временем нарастания. Размах выходного напряжения (двойное амплитудное значение) равен 40 В.

представлены схемы измерения скорости нарастания выходного напряжения, переходных характеристик и диапазона регулировки напряжения смещения для типового ОУ на ИС (НА-2529 фирмы Harris), а на рис. 6.21д – осциллограммы сигналов.

Источник: Ленк Д., 500 практических схем на популярных ИС: Пер. с англ. – М.: ДМК Пресс, – 44 с.: ил. (Серия «Учебник»).

Шум операционного усилителя

и LTSpice

Анализ шума операционного усилителя

Эта статья объясняет как рассчитать выходной шум операционного усилителя схема, поддержанная моделированием в LTspice ® .

Резистор Шум

Резистор производит шум согласно уравнению

где

к = 1.38 х 10 -23 (Постоянная Больцмана)

T = температура в ° Кельвина (= 273,15 + температура в ° C = 298 ° K для стандартная комнатная температура)

B = пропускная способность в герцах

R = Сопротивление в Ом

Итак, резистор на 1 кОм производит

или

На фиг.1 показана схема чтобы смоделировать это

РИС. 1

Эта схема может быть построен обычным способом.Чтобы настроить LTspice для анализа шума выберите в строке меню Simulate -> Edit Simulation cmd, затем выберите Вкладка шума и заполните ее, как показано на рис. 2

.

РИС.2

Обратите внимание, что легче настроить выходной шум, если у этого узла есть метка. Выходной шум рассчитывается относительно бесшумное входное напряжение, которое необходимо определить.В в данном случае это источник напряжения V3.

Запуск симуляции приводит к шуму чуть более 4 нВ / √Гц, как ожидал.

РИС.3

Шум операционного усилителя

Хорошо, так как мы рассчитать коэффициент шума схемы, используя операционную усилок и резисторы? Здесь необходимо учитывать шум напряжения и тока ОУ, шум генерируемые резисторами, а также усиление схема.

На рис. 4 показан не инвертирующий операционный усилитель с единичным усилением.

РИС.4

Схема может быть скачал здесь: Неинвертирующий операционный усилитель Noise

LTC6241 имеет плотность входного шумового напряжения 7-10 нВ / √Гц и плотность тока входного шума 0.56fA / √Hz при 1 кГц. Поскольку мы подключаем оба входа операционных усилителей к низкому уровню источник импеданса, плотность тока не беспокойство. Однако плотность входного шумового напряжения необходимо учитывать.

Для расчета шума схемы операционного усилителя все входы должны быть заземлены. Как мы увидим позже, это делает инвертирование конфигурация и неинвертирующая конфигурация идентичный. Входное шумовое напряжение операционного усилителя может быть смоделировано как напряжение последовательно с входом как показано на ФИГ.5

РИС.5

Очевидно, что, с вводом в цепь заземленного

Шум выходного напряжения = Шум входного напряжения = 7 нВ / √Гц

и это показано в РИС.6

РИС.6

Эта схема демонстрирует шум операционного усилителя без эффект усиления или внешних резисторов.Мы также можем по этой схеме видно, что LT Spice работает с шум входного напряжения 7,2 нВ / √Гц вместо типовое значение в таблице данных 7 нВ / √Гц.

Теперь мы рассмотрим влияние усиления и внешних резисторов на шумовые характеристики схемы. На ФИГ.7 показан неинвертирующий усилительный каскад с коэффициентом усиления 2

РИС.7

Эта схема может быть скачал здесь: Шум неинвертирующего усилителя

Мы упоминали ранее что при заземлении входов схемы на фиг. 7, как инвертирующая, так и не инвертирующая конфигурации идентичны, и теперь это легко увидеть.Есть 2 метода расчета выходного шума схема усилителя.

Метод 1

Метод 1 использует шум модель схемы фиг.7, как показано на фиг.8.

РИС. 8

Vn1 представляет собой шум самого ОУ (7.2 нВ / √Гц) и Vn2 представляет собой шум от резистора R1. Сейчас мы видно, что шум, создаваемый R1, равен эффективно применяется к входу инвертирующего усилитель, поэтому подвергается усилению усилитель, в данном случае коэффициент усиления 1 (поскольку шум как у такого нет фазы, коэффициент усиления -1 такой же, как у усиление +1). Vn3 представляет собой шум от резистора R2 и не подлежит никакому усилению. Шум Сам операционный усилитель применяется к не инвертирующему вход усилителя, поэтому зависит от усиления +2.

Чтобы найти общую шума (в нВ / √Гц) нам нужно возвести в квадрат вклады каждого источника шума, суммируйте их в вывод, затем извлеките квадратный корень. Это выглядит сложно, но включает в себя только простые (если немного утомительная) математика.

Из уравнения при вверху страницы резистор 100 Ом дает шум 1,28 нВ / √Гц.

Следовательно, общая шум, возникающий из-за шума напряжения операционного усилителя и шум резистора, видимый на выходе усилителя Схема на фиг.8:

√ {(7.2 нВ / √Гц x 2) 2 + (1,28 нВ / √Гц x 1) 2 + (1,28 нВ / √Гц) 2 } = 14,5 нВ / √Гц.

Теперь нам нужно рассмотрите влияние шума тока операционного усилителя. Поскольку наш неинвертирующий вход заземлен (для цель анализа шума), входной шумовой ток (0,56fA / √Hz) можно смоделировать как втекающую в инвертирующий вход. Поскольку неинвертирующий вход заземлены, и у нас есть отрицательные отзывы о усилителя, инвертирующий терминал находится на виртуальном Земля.Следовательно, текущий шум операционного усилителя протекает только через резистор обратной связи. Из Ома закон, он выдает напряжение

(R2 x i_noise) = 100 x 0,56fA / √Hz = 56fV / √Hz.

Хотя это незначительно, чтобы получить точный расчет общий выходной шум, нам нужно возвести это напряжение в квадрат и прибавьте его к квадрату напряжения шума рассчитано выше.

Таким образом, наш общий шум это

√ {(14,5 нВ / √Гц) 2 + (56 фВ / √Гц) 2 } = 14,5 нВ / √Гц

РИС. 9

Моделирование LTspice схемы показывает, что результат составляет 14,5 нВ / √Гц.

Было упомянуто, что альтернативный метод расчета шума может быть реализованным.

Метод 2

Представляя, куда положить источники шума в компонентах обратной связи усилитель может быть хитрым. Следовательно, метод 2 может оказались более интуитивно понятными и более простыми для визуализации. Рассматривая снова схему на фиг.7, если все входы заземлены, тогда выход будет на 0В тоже. Таким образом, резистор обратной связи R2 фактически находится в параллельно с R1.Имея это в виду, мы получаем эквивалентная схема шума, показанная на фиг.10

РИС.10

Здесь обратная связь резистор и входной резистор включены параллельно и шум резистора рассчитывается с использованием значение параллельного сопротивления. Однако с этим приближение шум подается на инвертирующий вход операционного усилителя, но без резистора обратной связи.Все есть не потеряно, однако, поскольку подача напряжения на инвертирующий вход операционного усилителя такой же, как и применение такое же напряжение на неинвертирующем контакте усилитель, поскольку, как было сказано ранее, мы не обеспокоен фазой. Таким образом, применяя шум напряжение на неинвертирующем входе подвергает шум до усиления (1 + R2 / R1). Таким образом, наш шум напряжения рассчитывается как

√ {(7,2 нВ / √Гц x 2) 2 + (0.907 нВ / √Гц x 2) 2 } = 14,5 нВ / √Гц

Где 0,907 нВ / √Гц шум двух параллельно включенных резисторов на 100 Ом. Это дает тот же шум напряжения, что и в методе 1.

Точно так же любой шум ток, протекающий через инвертирующий терминал, будет создают напряжение на параллельной комбинации R2 и R1. Это то же самое, что наложить шум напряжение на неинвертирующей клемме и подвергается до усиления (1+ R2 / R1), таким образом, «текущий» шум это:

(100 || 100) х 0.56fA / √Hz x 2 = 56fV / √Hz

Это дает то же самое текущий шум как в методе 1.

Общий шум

√ {(14,5 нВ / √Гц) 2 + (56 фВ / √Гц) 2 } = 14,5 нВ / √Гц

Мы обсуждали, как рассчитать выходной шум операционного усилителя и увидеть как это зависит от напряжения и тока шумовые характеристики усилителя, а также коэффициент усиления и окружающие резисторы.

Стоит повторить выше с резисторами 1к, 10к и 100к и они приведены в таблице ниже

R1 / R2

Рассчитано Шум при 1 кГц

LTspice Шум при 1 кГц

1к / 1к

15.47 нВ / √Гц

15,51 нВ / √Гц

10 000/10 000

23,13 нВ / √Гц

23,21 нВ / √Гц

100 тыс. / 100 тыс.

58,37 нВ / √Гц

59.36 нВ / √Гц

100 / 1к

80,33 нВ / √Гц

80,34 нВ / √Гц

1к / 10к

89,65 нВ / √Гц

89,97 нВ / √Гц

10 тыс. / 100 тыс.

155.75 нВ / √Гц

156,55 нВ / √Гц

Это ясно показывает что коэффициент шума операционного усилителя не сделан справедливость, если резисторы настройки усиления большие. К убедитесь, что вы получите тот уровень шума, за который заплатили, резисторы регулировки усиления должны быть такими же низкими, как усилитель позволит.

LTspice – это зарегистрированная торговая марка Linear Technology Корпорация

Схемы операционных усилителей для анализа шума | Ежедневная заметка о приложении | ОРЕЛ

В области электроники шум является случайным, и это делает его еще более опасным для чувствительных компонентов, таких как операционные усилители.Итак, как вы собираетесь достичь приемлемого отношения сигнал / шум с чем-то таким нестабильным? Сегодняшняя ежедневная заметка по приложению от Texas Instruments расскажет вам о типах шума, характеристиках и способах проведения анализа шума в любой схеме операционного усилителя.

Типы покрываемых шумов

В этом примечании к приложению сначала рассматриваются типы шума в электронных схемах. К пяти типам распространенных источников шума относятся:

  • Дробовой шум
  • Тепловой шум
  • Мерцающий шум
  • Взрывной шум
  • Лавинный шум

Дробовой шум возникает всякий раз, когда электрический заряд пересекает барьер, такой как PN-переход.Это событие вызывает импульс тока, который можно измерить по среднеквадратическому изменению, как показано ниже:

Здесь q – заряд, а df – разностная частота. Важно отметить, что дробовой шум не зависит от температуры и имеет постоянное значение на графике. Используя значения для каждого типа шума в этом приложении, вы сможете рассчитать дробовой, тепловой, мерцательный, импульсный и лавинный шум в вашей цепи.

Охват шумовых характеристик

В этом примечании к приложению также подробно описаны шумовые характеристики. Например, спектр шума определяет, как шум распространяется по частотному спектру на основе плотности мощности напряжения и плотности мощности шума. Для расчета шумовых спектров фликкер-шума можно использовать следующее уравнение:

Другие характеристики шума, описанные в этом примечании к приложению, включают:

  • Несколько источников шума
  • Интегрирующий шум
  • Эквивалентная ширина полосы шума

Шум цепи ОУ Модель

Наконец, в этом примечании к приложению рассматривается модель шума, используемая производителями операционных усилителей для измерения шумовых характеристик устройства.Эта модель состоит из двух компонентов. Источник напряжения включен последовательно с положительным входом и бесшумным операционным усилителем. Источник тока помещается между каждым входом и землей. Оба они взаимодействуют с бесшумным операционным усилителем. В совокупности модель шума операционного усилителя выглядит как на рисунке ниже:

Используя эту модель, можно выполнить ряд расчетов шума операционного усилителя для нескольких конфигураций операционного усилителя, включая:

  • Инвертирующие операционные усилители
  • Операционные усилители неинвертирующие
  • Дифференциальные операционные усилители

Загрузить это приложение Примечание

Как мы все знаем, шум – это общепринятая переменная в мире электроники.Но из-за слишком большого шума в вашей цепи может произойти непредвиденное поведение. Используя методы, представленные в этом примечании к приложению, вы будете готовы выполнять анализ шума на любом операционном усилителе. Пришло время согласовать соотношение сигнал / шум!

Загрузите заметку о приложении «Анализ шума в схемах операционных усилителей».

Источники шума операционного усилителя и минимизация системного шума

Шум возникает внутри операционного усилителя, в пассивных компонентах и ​​от внешнего излучения

КЕВИН ТРЕТТЕР
Главный инженер по маркетингу продукции
Microchip Technology, www.microchip.com

Как отмечают Даниэль Дефо и Бенджамин Франклин, в жизни есть только две вещи, которые можно сказать наверняка: смерть и налоги. К несчастью для тех, кто разрабатывает или использует электронику, есть еще одно: шум. Хотя электрического шума нельзя избежать, лучшее понимание различных источников шума и того, как каждый из них влияет на общий уровень шума системы, позволяет разработчикам минимизировать воздействие. С точки зрения системы, шум может происходить из самых разных источников.Существуют источники шума, которые генерируются внутри операционного усилителя, наряду с шумом от пассивных компонентов, которые используются в схеме операционного усилителя. Также существует множество внешних источников, таких как радиоволны или сеть переменного тока. В этой статье будут рассмотрены некоторые из этих источников шума, поскольку они относятся к внутренней работе операционных усилителей.

Мерцающий шум

1 / f-шум или фликкер-шум – это низкочастотное явление, вызванное неоднородностями на пути проводимости и токами смещения внутри транзисторов.На более высоких частотах мерцание шума незначительно, так как белый шум от других источников начинает преобладать; отсюда и название 1 / f. Этот низкочастотный шум может быть очень проблематичным, если входной сигнал близок к постоянному току, как это часто бывает на выходах тензодатчиков, датчиков давления, термопар или любого медленно движущегося сигнала датчика.

Хотя разработчики системы не могут контролировать внутренний фликкер-шум усилителя, они могут минимизировать этот источник шума, выбрав усилители, подходящие для конкретного применения.Если шум 1 / f вызывает большую озабоченность, то лучшим решением может быть выбор усилителя с автоподстройкой нуля или усилителя на основе прерывателя. В этих типах архитектур шум 1 / f удаляется как часть процесса коррекции смещения. Похоже, что это часть смещения усилителей и соответственно компенсируется.

Дробовой шум

Возможно, менее известным источником внутреннего шума является дробовой шум или шум Шоттки. Этот источник шума является результатом несовершенства проводимости носителей заряда.Электрический ток – это движение электронов в зависимости от приложенного потенциала. Когда эти электроны сталкиваются с препятствиями (дефектами металлов и т. Д.), Потенциальная энергия увеличивается до тех пор, пока электрон не выстреливает через барьер.

Поскольку дробовой шум связан с протеканием тока, при отсутствии тока дробового шума нет. Дробовой шум имеет гауссово распределение плотности вероятности и не зависит от частоты и температуры. Он обратно пропорционален квадратному корню из постоянного тока, поэтому меньший ток означает большее напряжение дробового шума.С другой стороны, по мере увеличения постоянного тока дробовой шум будет расти, но его пропорция в общем токе фактически уменьшится, увеличивая отношение сигнал / шум. Чтобы определить, является ли дробовой шум фактором в данной конструкции, уменьшите или увеличьте постоянный ток и посмотрите, не повлияет ли шум.

Тепловой шум

Также называемый шумом Джонсона, тепловой шум присутствует во всех активных и пассивных компонентах схемы. Тепло заставляет электроны увеличивать свое движение, что приводит к случайному фактору их движения, который производит шум.Таким образом, тепловой шум похож на дробовой шум в том, что он имеет гауссово распределение плотности вероятности и не зависит от частоты.

Тепловой шум присутствует и в пассивных компонентах. Это, пожалуй, наиболее заметно для резисторов, поскольку тепловой шум резистора зависит от размера сопротивления и температуры. Резисторы меньшего номинала имеют меньший тепловой шум, а более низкие температуры также помогают минимизировать тепловой шум.

Характеристики шума для операционных усилителей

Все эти источники шума, присутствующие в операционном усилителе, влияют на характеристики шума устройства.Когда дело доходит до выбора операционных усилителей, у системных разработчиков есть множество вариантов. Когда дело доходит до малошумящих операционных усилителей, разработчик должен учитывать ряд факторов, включая напряжение усилителя и шум тока, а также то, как усилитель будет использоваться в приложении.

В большинстве случаев при обсуждении шума производители будут рекламировать спецификацию «напряжение-шум-плотность» операционного усилителя. Хотя это важная спецификация, она не единственная. Часто более серьезной проблемой может быть текущий шум.Плотность шума входного напряжения указывается там, где преобладает белый шум усилителя. Белый шум – это шум усилителя, который спектрально постоянен и не зависит от частоты, следовательно (устраняя влияние шума 1 / f). Плотность токового шума, который представляет собой внутренний токовый шум усилителя, который отражается обратно на входные контакты, также указывается там, где преобладает белый шум усилителя, и имеет решающее значение для приложений с высоким входным сопротивлением.Чтобы понять, почему это так важно, давайте рассмотрим простой пример с использованием двух эквивалентных операционных усилителей: Microchip MCP621S и Texas Instruments LMP7731. В таблице 1 представлены некоторые ключевые характеристики этих двух усилителей.

Параметр

MCP621S

LMP7731

Максимальное входное напряжение смещения (мкВ)

200

500

GBWP (МГц)

20

22

Диапазон напряжения питания (В)

2.5 – 5,5

1,8 – 5,5

Плотность шума напряжения (нВ / √Гц)

13

2,9

Плотность шума по току (фА / √Гц)

4

1100

Таблица 1: Основные технические характеристики операционных усилителей

Эти два операционных усилителя схожи с точки зрения характеристик смещения, скорости и диапазона рабочего напряжения.С другой стороны, их шумовые характеристики значительно различаются. Операционные усилители часто рекламируются как малошумящие, если плотность напряжения-шума низкая. Но всегда ли усилитель с самой низкой плотностью шума и напряжением превосходит по шумовым характеристикам?

Давайте посмотрим на простую схему повторителя напряжения, показанную на рисунке 1.

Рис. 1: Простая схема повторителя напряжения.

Фактическая конструкция схемы должна учитывать шум от множества источников, включая внутренний шум ИС, тепловой шум всех компонентов, а также внешние источники шума.Однако в этом примере основное внимание будет уделено шуму, связанному с усилителем, и тепловому шуму входного сопротивления, обозначенному здесь как RIN. Для целей этого упражнения мы укажем тепловой шум этого резистора при температуре окружающей среды 25ºC.

Когда импеданс источника равен нулю, отсутствует шумовая составляющая из-за токового шума усилителя (поскольку этот ток должен проходить через импеданс, чтобы вызвать ошибку напряжения). Точно так же тепловой шум входного резистора также равен нулю, когда сопротивление равно нулю.В этом случае в шуме преобладает шум напряжения усилителя; поэтому LMP7731 обеспечивает превосходную производительность, как видно из первого столбца данных таблицы 2.

MCP621S
Источник шума (нВ / √Гц)

Значения R IN

0 Ом

10 кОм

100 кОм

Шум напряжения усилителя

13

13

13

Шум по току усилителя

0

0.04

0,4

Тепловой шум R IN

0

13

41

Общий шум

13

18

43

LMP7731
Источник шума (нВ / √Гц)

Значения R IN

0 Ом

10 кОм

100 кОм

Шум напряжения усилителя

2.9

2,9

2,9

Шум по току усилителя

0

11

110

Тепловой шум R IN

0

13

41

Общий шум

2.9

17

117

Таблица 2: Вклады шума в нВ / √Гц

Однако, если сопротивление источника увеличивается до 10 кОм, вклад теплового шума, связанного с этим сопротивлением, начинает возрастать. Напомним, что напряжение теплового шума резистора определяется как:

где

В TH = напряжение теплового шума (Vrms)
k = постоянная Больцмана (1.38 х 10 -23 )

T = Температура (ºK)

R = Сопротивление (Ом)

B = полоса пропускания (Гц)

Переформулируя это уравнение, чтобы получить тепловой шум как нВ / √Гц:

где

В TH ‘ = Тепловой шум в нВ / √Гц
При умножении на сопротивление источника ток усилителя LMP7731 также становится фактором, что не относится к MCP621S (см. Таблицу 2, вторая столбец данных).Наконец, в случае, когда полное сопротивление источника увеличивается до 100 кОм, тепловой шум сопротивления является доминирующим фактором для MCP621S. Однако в случае LMP7731 шум тока усилителя становится доминирующим (см. Таблицу 2, третий столбец данных).

Этот простой пример схемы подчеркивает тот факт, что необходимо учитывать шум напряжения и тока усилителя при анализе его шумовых характеристик для данного приложения. Для приложений с высоким импедансом, таких как pH-метр или термогенератор, критически важно использовать усилитель с низким уровнем шума, поскольку этот источник может быстро стать доминирующим фактором шума.

Узнать больше о Microchip Technology

[PDF] Анализ шума ОУ Technote 5 Май 1999 г.

Скачать Technote 5 Анализ шума ОУ, май 1999 …

Technote 5 мая 1999 г. Пересмотрено 19.11.02.

Анализ шума ОУ

Тим Дж. Соберинг SDE Consulting [адрес электронной почты защищен]

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума операционного усилителя

Page 2

Анализ шума операционного усилителя Это Technote проведет вас через анализ шума для простой схемы операционного усилителя.Представленные основы непосредственно применимы к более сложным системам. Будет проанализирована базовая конфигурация инвертирующего усилителя, показанная на рисунке 1.

Рис. 1. Базовая конфигурация инвертирующего ОУ

Первым шагом является построение модели шума для схемы. На рисунке 2 показана стандартная модель операционного усилителя. Используются три источника шума: en = шумовое напряжение усилителя, in + in- = инвертирующий и неинвертирующий входной ток, шумы. Эти источники представляют относящиеся к входу значения источников шума и не являются полностью некоррелированными, но рассматриваются как таковые, поскольку коэффициент корреляции равен редко указывается в таблицах данных.Источник en представляет шум усилителя, когда сопротивление источника равно нулю, а источники in характеризуют дополнительный шум, когда сопротивление источника не равно нулю. Все эти источники шума имеют спектральную составляющую, потому что они моделируют тепловые, дробовые, 1 f и другие источники шума в ИС.

Рисунок 2. Стандартная модель шума операционного усилителя

Чтобы построить модель шума для схемы на рисунке 1, операционный усилитель заменяется моделью из рисунка 2, а резисторы заменяются последовательной комбинацией бесшумного резистора и источник шума Джонсона с величиной (4kTRΔf) 0.5, где k – постоянная Больцмана (k = 1,38 × 10 -23 Дж / K), T – температура в K, R – сопротивление в Ω и Δf – эффективная ширина полосы шума в Гц. Эквивалентная схема показана на рисунке 3.

© 1999 Tim J. Sobering. Все права защищены.

Анализ шума операционного усилителя

Страница 3

Рисунок 3. Модель шума для схемы на Рисунке 1

Чтобы вычислить вклад шума от каждого источника, примените принцип суперпозиции и закоротите все другие источники напряжения и разомкните все остальные токи. источники.Следующий анализ проведет этот процесс поэтапно. Анализ предполагает, что усилители не идеальны, поэтому vo = Avva (1) Где: vo = выходное напряжение операционного усилителя va = напряжение между инвертирующим и неинвертирующим входами Av = коэффициент усиления разомкнутого контура операционного усилителя Этот уровень строгости не требуется для большинства анализа, однако в конце этого Technote мы рассмотрим некоторые графические методы и обсудим настройку численных методов для интегрирования шума по применимым частотным диапазонам, и в этом случае включение коэффициента усиления разомкнутого контура может быть полезным.В зависимости от конфигурации схемы определить полосу пропускания интеграции не всегда просто. Для каждого случая ниже результат будет упрощен с использованием предположения об идеальном операционном усилителе Av → ∞. Вклад шума R1

Рис. 4. Модель шума для вычисления вклада шума R1

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума операционного усилителя

Страница 4

Ссылка на рисунок 4, применение KCL на инвертирующем входном узле операционного усилителя дает 1:

vj (R1) + va R1

+

vo (R1) + va = 0 R2

(2)

Где: vj (R1) – шум Джонсона из-за R1 vo (R1) – выходное напряжение, возникающее из-за шума Джонсона из-за R1 Перегруппировка и решение для vo

vj (R1) R1

⎛ 1 1 1 ⎞ ⎟⎟ = 0 + vo (R1) ⎜⎜ + + ⎝ R2 Av R1 Av R2 ⎠

(3)

v (R) ⎛ 1 1 1 ⎞ ⎟⎟ = – j 1 vo (R1) ⎜⎜ + + R1 ⎝ R2 Av R1 Av R2 ⎠

(4)

⎞ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎠

(5)

⎛ ⎜ vj (R1)) ⎜ 1 vo (R1) = – 1 1 R1 ⎜ 1 + + ⎜ ⎝ R2 Av R1 Av R2 Умножение числителя и знаменателя на AvR1R2 дает

vo (R1) = −vj (R1)

Av R2 Av R1 + R2 + R1

(6)

Обратите внимание на следующие определения для α, β (коэффициент обратной связи), неинвертирующего усиления замкнутого контура и замкнутого контура. p инвертирующее усиление:

β =

R1 R1 + R2

(7)

α = 1− β =

R2 R1 + R2

(8)

Avcl (не) =

Av 1 + βAv

(9)

Avcl (inv) =

– αAv 1 + βAv

(10)

Avcl (inv) = −αAvcl (non)

(11)

Обратите внимание, что для идеального Op Amp (Av → ∞) и коэффициент усиления неинвертирующего замкнутого контура уменьшаются до: Обратите внимание, что полярность источника шума является произвольной, поскольку источники представляют гауссовские сигналы с нулевым средним и некоррелированы.Таким образом, фаза шумовых напряжений не имеет смысла. В расчетах выбирается полярность, чтобы уменьшить количество отрицательных знаков в результате.

1

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума ОУ

Страница 5

Avcl (non) =

1

(12)

β

Применяя вышеприведенные определения, уравнение (6) сводится к:

vo (R1) = – vj (R1)

αAv 1 + βAv

(13)

Учитывая, что это напряжение шума из-за R1, умноженное на усиление замкнутого контура для конфигурации инвертирующего операционного усилителя, это сокращается до:

vo (R1) = vj (R1) Avcl (inv)

(14)

Однако более полезным выражением будет

vo (R1) = −vj (R1) αAvcl (non)

(15)

Это потому, что -инвертирование коэффициента усиления замкнутого контура называется «усилением шума», и мы будем использовать его как общий коэффициент для определения шума на входе.Для идеального операционного усилителя уравнение (15) сводится к:

vo (R1) = – 4kTR1 Δf

α β

(16)

Обратите внимание, что:

α R2 = β R1

(17)

Для схемы на Рисунке 1 единственным ограничением полосы пропускания является коэффициент усиления без обратной связи усилителя, а частотная характеристика плоская, поэтому для вычисления вклада шума от R1 достаточно одного числа для эквивалентной ширины полосы шума 3 Δf в Требуется уравнение (11). В этом случае частота 3 дБ – это точка, где усиление инвертирования пересекает кривую усиления без обратной связи, поэтому ширина полосы шума (NBW) определяется как

Δf =

π 2

f3dB =

π

GBW π GBW = 2 Avcl (non) 2 ⎛1 + R2 ⎞ ⎜ R1 ⎟⎠ ⎝

(18)

Для этого примера определить Δf довольно просто.Для более сложной частотной характеристики требуется численный или графический подход к интегрированию. Подробнее об этом мы поговорим позже. Вклад шума из-за R2 Обращаясь к рис. 5 и снова применяя KCL на инвертирующем входном узле операционного усилителя, получаем:

va vo (R2) – vj (R2) + va + = 0 R1 R2 2

Ссылка “Technote 1 – Эквивалентная ширина полосы шума », Тим Дж. Соберинг, 24 мая 1991 г.

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

(19)

Анализ шума операционного усилителя

Страница 6

Решение для выходов vo

– vj (R2) R2

⎛ 1 1 1 ⎞ ⎟⎟ = 0 + vo (R2) ⎜⎜ + + ⎝ R2 Av R2 Av R1 ⎠

(20)

Рисунок 5.Модель шума для вычисления вклада шума из-за R2

vo (R2) =

vj (R2) R2

1 1 1 1 + + R2 Av R2 Av R1

vo (R2) = vj (R2)

(21)

Av R1 Av R1 + R1 + R2

(22)

βAv 1 + βAv

(23)

vo (R2) = vj (R2)

vo (R2) = vj (R2) βAvcl (не)

(24)

Однако обратите внимание, что для идеального операционного усилителя (Av → ∞) и

βAv = 1 1 + βAv

(25)

vo (R2) = 4kTR2 Δf

(26)

, поэтому это сокращается до:

Опять же, из-за простоты схемы, определение Δf несложно и дается уравнением (18).Вклад шума из-за en Обращение к рисунку 6 и повторное применение KCL на инвертирующем входном узле операционного усилителя дает:

– en Δf + va vo (en) – en Δf + va + = 0 R1 R2 Поскольку en обычно дается в в таблице данных как плотность шума (нВ / √Гц), ширина полосы шума √Δf включена в представление источника шума.

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

(27)

Анализ шума ОУ

Страница 7

Рисунок 6. Шумовая модель для расчета вклада шума из-за En

⎛ 1 ⎛ 1 1 ⎞ 1 1 ⎞ ⎟⎟ = 0 ⎟⎟ + vo (en ) ⎜⎜ – en Δf ⎜⎜ + + + ⎝ R1 R2 ⎠ ⎝ R2 Av R1 Av R2 ⎠

vo (en) = en

1 1 + R1 R2 Δf 1 1 1 + + R2 Av R1 Av R2

vo (en) = en Δf

Av (R2 + R1) Av R1 + (R2 + R1)

(28)

(29)

(30)

⎛ Av ⎞ ⎟⎟ vo (en) = ea Δf ⎜⎜ + 1 β A v ⎠ ⎝

(31)

vo (en) = en Δf Avcl (non)

(32)

Для идеального операционного усилителя это уменьшается до

⎛ R ⎞ 1 vo (en) = en Δf ⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ = en Δf β R1 ⎠ ⎝ Шумовой вклад in-

Рисунок 7.Модель шума для расчета вклада шума In-

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

(33)

Анализ шума операционного усилителя

Страница 8

Ссылка на рисунок 7 и повторное применение KCL на инвертирующем входном узле операционного усилителя дает:

va vo (in-) + va + – in- Δf = 0 R1 R2

(34)

Поскольку in- обычно указывается в таблице как плотность шума (pA / √Hz), ширина полосы шума √Δf снова включается в представление источника шума.

1 1 ⎞ ⎛ 1 vo (дюйм-) ⎜ + + ⎟ = in− Δf ⎝ R2 AvR1 AvR2 ⎠

(35)

⎛ ⎞ ⎜ ⎟ 1 ⎟ Δf ⎜ ⎜ 1 + 1 + 1 ⎟ ⎜ ⎟ ⎝ R2 AvR1 AvR2 ⎠

(36)

vo (in-) = in-

⎛ ⎞ Av R1 R2 ⎟⎟ vo (in-) = in- Δf ⎜⎜ ⎝ Av R1 + R1 + R2 ⎠

( 37)

vo (дюймы-) = дюймы- Δf (R1 R2) Avcl (не)

(38)

Дальнейшее уменьшение, взяв Av → ∞, дает

vo (in-) = in- R2 Δf

(39)

Вклад шума в +

Рисунок 8.Модель шума для вычисления вклада шума из-за In +

Обращаясь к Рисунку 8, можно определить, проверив, что vo (in +) = 0, потому что у источника шумового тока нет сопротивления для создания напряжения на нем. Пока этот источник будет проигнорирован. Однако общепринято добавлять сопротивление R3 к земле от неинвертирующего входа с целью подавления тока смещения. Или вход усилителя может быть подан на неинвертирующий вход, а R3 может быть сопротивлением источника или комбинацией сопротивления источника и оконечного сопротивления.Обратите внимание, что переключение усилителя на неинвертирующую конфигурацию не меняет никаких результатов анализа. Эффект от включения R3 будет рассмотрен позже.

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума ОУ

Страница 9

Общий шум Чтобы вычислить общий шум, начните с Уравнений (15), (24), (32) и (38), разделите на коэффициент усиления шума (Avcl (non) ), чтобы отнести шум к входу, вычлените NBW (Δf) и просуммируйте шум, извлекая квадратный корень из суммы квадратов.Результат, называемый шумом RTI (относящийся к входу), представлен в уравнении (40). 2

2

⎛ R2 ⎞ ⎛ R1 ⎞ ⎛ RR ⎞ ⎟⎟ + 4kTR2 ⎜⎜ ⎟⎟ + en 2 + in− 2 ⎜⎜ 1 2 ⎟⎟ vn (rti) = Δf 4kTR1 ⎜⎜ ⎝ R1 + R2 ⎠ ⎝ R1 + R2 ⎠ ⎝ R1 + R2 ⎠

2

(40)

Это уравнение работает, потому что 1) уравнения были записаны в терминах неинвертирующего усиления замкнутого контура или усиления шума и 2) всех источников шума см. ту же полосу интегрирования, заданную уравнением (18), и 3) частотная характеристика плоская, поэтому «интегрирование» является просто произведением амплитуды и NBW.Собственно, здесь есть одно предположение, требующее некоторой осторожности. Шумы напряжения и тока ОУ, en и in +, – обычно имеют характеристику 1 / f, а также могут проявлять пропорциональность f на высоких частотах, поэтому их рассмотрение как константа может привести к некоторой ошибке. Однако, учитывая, что шум 1 / f преобладает в очень ограниченной полосе пропускания (тип.

vn (rti)

2

2

⎛ R2 ⎞ ⎛ R1 ⎞ ⎛ RR ⎞ ⎟⎟ + 4kTR2 ⎜⎜ ⎟⎟ + en 2 + in− 2 ⎜⎜ 1 2 ⎟⎟ = 4kTR1 ⎜⎜ Δf ⎝ R1 + R2 ⎠ ⎝ R1 + R2 ⎠ ⎝ R1 + R2 ⎠

2

(41)

Теперь можно получить общий выходной шум путем вычисления уравнения (41) и умножения на коэффициент усиления шума и ширину полосы замкнутого контура.Используя следующие значения для цепи R1 R2 en in-, in +

28,7 Ом 487 Ом 1,25 нВ / √Гц 2,5 пА / √Гц

Таблица 1. Значения схемы для анализа

Используя приведенные выше уравнения, можно получить следующие результаты: полученный Источник шума R1 R2 en Общее количество RTI Шум

Вклад RTI 0,68 нВ / √Гц 0,17 нВ / √Гц 1,32 нВ / √Гц 0,072 нВ / √Гц 1,5 нВ / √Гц

Таблица 2. Результаты анализа шума в цепи в Рисунок 1

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума ОУ

Page 10

Давайте посмотрим, что происходит, когда мы добавляем R3 в схему.Это может представлять сопротивление источника для неинвертирующей конфигурации усилителя или может иметь такой размер, чтобы компенсировать смещение из-за входных токов смещения усилителя. В этом примере, давайте использовать R3 = R1 || R2 для подавления тока смещения.

Рисунок 9. Добавление R3 в схему

Это добавляет в схему два источника шума. Во-первых, in + теперь имеет сопротивление потоку, и мы должны включить vj (R3), шум Джонсона из-за R3. Полная эквивалентная схема показана на рисунке 10.

Рис. 10. Модель шума с добавлением R3

Вклад шума из-за in + Начиная с in +, как показано на рисунке 11

va – in + Δf R3 v0 (in +) + va – in + Δf R3 + = 0 R1 R2

(42)

⎛ 1 ⎛RR ⎞ 1 1 ⎞ ⎟⎟ = 0 – in + Δf R3 ⎜⎜ 3 + 3 ⎟⎟ + v0 (in +) ⎜⎜ + + ⎝ R1 R2 ⎠ ⎝ R2 Av R2 Av R1 ⎠

(43)

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума операционного усилителя

Страница 11

Рис. 11. Модель шума, включая R3 для вычисления вклада шума из-за In +

⎛RR ⎞ 1 v0 (in +) = in + Δf R3 ⎜⎜ 3 + 3 ⎟⎟ ⎝ R1 R2 ⎠ ⎛⎜ 1 + 1 + 1 ⎞⎟ ⎜R ⎟ ⎝ 2 Av R2 Av R1 ⎠ v0 (in +) = in + Δf R3

Av (R1 + R2) Av R1 + R1 + R2

v0 (in +) = in + Δf R3 Avcl (нет)

(44)

(45) (46)

Для идеального операционного усилителя это уменьшается до:

v0 (вход +) = вход + Δf R3

1

β

Вклад шума из-за R3

Рисунок 12.Модель шума для расчета вклада шума из-за R3

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

(47)

Анализ шума операционного усилителя

Страница 12

Обращение к схеме на рисунке 12 и применение KCL к инвертирующему входному узлу операционного усилителя дает

va – vj (R3) R1

+

vo (R3) – vj (R2) + va R2

= 0

⎛ 1 ⎛ 1 1 ⎞ 1 1 ⎞ ⎟⎟ = 0 ⎟⎟ + vo (R3) ⎜⎜ – vj (R3) ⎜⎜ + + + RRRARAR 2 ⎠ v 1 v 2 ⎠ ⎝ 1 ⎝ 2 ⎛ 1 1 ⎞ 1 ⎟⎟ vo (R3) = vj (R3) ⎜⎜ + ⎝ R1 R2 ⎠ 1 + 1 + 1 R2 Av R1 Av R2 vo (R3) = vj (R3)

Av (R1 + R2) Av R1 + R1 + R2

vo (R3) = vj (R3) Avcl (не)

(48)

(49)

(50)

(51) (52)

Упрощение для идеального выхода ОУ:

vo (R3) = 4kTR3 Δf

1

β

(53)

Чтобы увидеть, как добавление R3 повлияло на шум в схему, измените уравнения (46) и (52), чтобы вычислить вклады RTI.Используйте R3 = R1 || R2 = 27,1 Ом. Обратите внимание, что это добавление не повлияло на другие источники шума, и их можно скопировать из таблицы 2. В таблице 3 суммированы результаты. Источник шума R1 R2 en ininR3 Общий шум RTI

Вклад RTI 0,68 нВ / √Гц 0,17 нВ / √Гц 1,32 нВ / √Гц 0,072 нВ / √Гц 0,072 нВ / √Гц 0,68 нВ / √Гц 1,66 нВ / √Гц

Таблица 3. Результаты анализа шума в цепи на Рисунке 9

Отмена тока смещения привела к увеличению общего шума на> 10%. Что еще более важно, это иллюстрирует значительное влияние сопротивления источника на шумовые характеристики усилителя.Улучшение шумовых характеристик Существует несколько способов управления шумом в цепи. Один из самых универсальных – это управление пропускной способностью. Это включает в себя как путь прохождения сигнала, то есть изменение частотной характеристики усилителя вне зависимости от усиления разомкнутого контура операционного усилителя, так и несигнальные эффекты, такие как R3 выше. Например, используя приведенные выше результаты, R3 оказывает значительное влияние, потому что он «видит» выигрыш в полосе пропускания разомкнутого контура. Предположим, что выбранный выше операционный усилитель имеет fT = 100 МГц (произведение GBW).Уравнение (18) дает

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума ОУ

Страница 13

Δf = 8,74 МГц. Однако добавление конденсатора C3 = 1 мкФ через R3 изменяет ширину полосы шума в обоих уравнениях (46) и (52), не влияя на усиление сигнала или ширину полосы, по сравнению с рассчитанной с использованием уравнения 18 на

Δf ‘=

π

1 = 9,23 кГц 2 2πR3C3

(54)

Это уменьшает вклад шума от R3 и in + на

Δf Δf ′

= 30.8

(55)

В результате вкладом шума от R3 можно пренебречь. По этой причине при рассмотрении шума, приведенного к входу, требуется небольшая осторожность – не все источники шума видят одинаковое усиление и частотную характеристику на выходе. Другой распространенный метод изменения частотной характеристики усилителя – это добавление конденсатора C2 через R2, чтобы ослабить отклик усилителя до того, как он пересечет кривую усиления без обратной связи. Это оказывает прямое влияние на вклад шума от R1, R2 и in- за счет уменьшения их NBW до:

Δf ′ ′ =

π

1 2 2πR2C2

(56)

Изучите схему, показанную на рисунке 133.Это общая конфигурация, которая обращается к большинству возможностей схемы операционного усилителя. Коэффициент усиления от «A» к выходу равен Avcl (non), коэффициент усиления от B к выходу равен Avcl (inv). Единственный новый компонент – это C1, емкость инвертирующего входа на землю. Конденсаторы C1 и C3 могут представлять входную емкость операционного усилителя или емкость источника (например, схему фотодиода). Имейте в виду, что PSpice не всегда моделирует входную емкость.

Рис. 13. Общая конфигурация операционного усилителя

Подробное обсуждение шума в схемах операционного усилителя см. В разделе «Приложения операционного усилителя», Walter G.Юнг, редактор, стр. 1.76 – 1.87, Analog Devices, 2002. Рис. 13, Рис. 14 и Таблица 4 взяты из этой ссылки.

3

© 1999 Тим Дж. Соберинг. Все права защищены.

Анализ шума ОУ

Page 14

На рисунке 14 показана частотная характеристика такой схемы. Обратите внимание, что R3 и C3 не включены в этот ответ, но они образовали бы полюс на 1 / (2πR3C3), если бы вход был подан на клемму «A». Также обратите внимание, что частотная характеристика больше не плоская, как предполагалось выше, а fp и fz представляют положения полюса в 1 / (2πR2C2) и нуля в 1 / (2πR2C1), соответственно.Усиление (дБ) УСИЛЕНИЕ ОТКРЫТОГО КОНТУРА

УСИЛЕНИЕ ШУМА

fCL = ПОЛОСА ЗАМКНУТОГО КОНТУРА 1 + C1 / C2

1 + R2 / R1

fZ

fP

LOG f

fCL

Рисунок 14. Шум усиление и усиление разомкнутого контура

В зависимости от значений для C1 и C2, усиление шума может иметь пиковые значения (показано) или если C1

Аудиоразработки с Операционными усилителями

Аудиоразработки с Операционными усилителями
Elliott Sound Products Аудиосистемы с операционными усилителями

© 2000 – Род Эллиотт (ESP)
Обновлено янв.2021 г.

верхний
Основной индекс Указатель статей
Содержание
Введение

Сегодня существует несколько конструкций звуковых частот, в которых не используются операционные усилители (операционные усилители или просто операционные усилители).На протяжении многих лет плохой операционный усилитель подвергался большой критике, в основном с ложными заявлениями о «слышимости», искажениях и других так называемых дефектах. Есть даже люди, которые будут сравнивать басовые характеристики операционных усилителей, что является безумием (IMO) – все прекрасно работают с постоянным током, и ни у одного не будет обнаружено недостатка в низкочастотных характеристиках (то есть без потери (или усиления) басов от ). любой операционный усилитель с такой же конфигурацией резистора обратной связи и конденсатора связи).

Обратите внимание, что хотя термин «звук» используется в этой серии статей, он не обязательно означает звук в традиционном смысле.Бесчисленные промышленные процессы работают в одном и том же частотном диапазоне, поэтому, когда вы видите термин «аудио», он обычно означает «звуковая частота» – и охватывает диапазон от постоянного тока до, возможно, 30-40 кГц или около того.

Некоторые из наиболее простых операционных усилителей имеют ограничения, которые в некоторых случаях делают их менее желательными, но большинство из них не имеют себе равных по линейности, а общие показатели гармонических искажений составляют всего 0,00003%. Это может быть важно для промышленных процессов, а также для Hi-Fi, потому что очень высокая линейность также означает потенциал для очень высокой точности.Даже самые простые типы все еще находят свое применение в простых низкоскоростных цепях управления и других нетребовательных приложениях.

Операционный усилитель впервые был использован в 1930-х годах в качестве основы для аналоговых компьютеров, и во время Второй мировой войны были разработаны системы точного наведения для оружия. Поскольку в то время интегральные схемы были неизвестны (это было до изобретения транзистора), самые ранние версии были сделаны с использованием ламп. Основная идея состоит в том, чтобы иметь усилитель с дифференциальными входами, благодаря Алану Блюмлейну, который запатентовал схему, которую мы теперь называем «длиннохвостой парой» в 1936 году.Конечной целью была схема, работа которой контролируется только внешними компонентами обратной связи. Изменяя схему обратной связи, можно было выполнять различные «операции». Как правило, эти первые операционные усилители могли складывать и вычитать, и это важные функции по сей день (даже в аудио). Одним из первых коммерческих операционных усилителей был K2-W, созданный George A Philbrick Researches (GAP / R), в котором использовались пара ламп 12AX7, дифференциальный входной каскад и выход катодного повторителя. Для получения дополнительной информации о ранней истории операционных усилителей см. Ссылки.

С появлением микросхем и технологий массового производства операционные усилители стали очень популярными и остаются таковыми – со значительным оправданием.

Эта статья будет сосредоточена в основном на аудио (включая Hi-Fi) приложениях, но есть некоторые конфигурации, которые настолько замечательны, что я не могу устоять перед искушением включить их. По большей части, любая из показанных конфигураций может использовать самый простой (и дешевый) операционный усилитель, который вы можете получить (особенно для тестирования), если только чрезвычайно широкая полоса пропускания или низкий уровень шума не являются первостепенными соображениями.Для любой из тестовых схем это не проблема.

Я также предлагаю вам создать Совет по проектированию и тестированию операционных усилителей (Проект 41), который идеально подходит для экспериментатора. Большинство показанных схем могут быть построены с использованием этой тестовой платы и будут работать безупречно, хотя будут ограничения в отношении полосы пропускания и шума из-за двойных операционных усилителей LM1458, рекомендованных для этого проекта. Эта рекомендация неслучайна – если используются быстрые операционные усилители, многие схемы будут колебаться из-за длинных дорожек (и проводов) от входов и выходов.


Некоторые особенности операционных усилителей

Среди сообществ DIY и “апгрейдов” часто звучат заявления о том, что тот или иной операционный усилитель демонстрирует “превосходный” басовый отклик. Это можно описать как «более полный», «более протяженный» или «быстрый» бас (причем последнее является оксюмороном). Эти утверждения без исключения бессмысленны. Все операционные усилители имеют отклик, который распространяется на постоянный ток, несколько ниже любой частоты, которую слушает любой , независимо от музыкального жанра.На частотах от постоянного тока до, возможно, 100 Гц или около того, ни один из когда-либо созданных операционных усилителей не покажет ни малейшей разницы в любой данной схеме. Некоторые могут иметь немного большее или меньшее смещение постоянного тока, но оно никогда не должно выходить за пределы схемы предусилителя, поскольку постоянный ток, приложенный к громкоговорителю, может частично сместить звуковую катушку из магнитного зазора, обычно вызывая повышенные искажения.

Если кто-то думает, что операционный усилитель может изменить низкочастотную характеристику его системы, он подвергается «предвзятости подтверждения», психологическому феномену, когда слушатель ожидает, что услышит разницу, и воображает, что действительно слышит разницу , хотя ничего не изменил .Это реальный эффект, и никто (я действительно имею в виду , никто ) не застрахован. Я работал со звуком всю свою трудовую жизнь, и если я не буду очень осторожен, все равно легко представить, что что-то звучит «лучше», когда нет измеримой разницы.

Операционные усилители

и, в частности, одни из лучших из имеющихся, обладают исключительно хорошими характеристиками с низким уровнем искажений и широкой частотной характеристикой, превосходящей все, что требуется в аудиосхемах. Почтенный NE5532 остается одним из лучших в мире, и, несмотря на свой возраст, он сравнительно недавно был улучшен LM4562 / LME49860 / LME49720 и им подобными.Существуют более быстрые операционные усилители, операционные усилители с лучшими характеристиками смещения постоянного тока и другие операционные усилители с меньшими искажениями, но двойной операционный усилитель NE5532 (и одиночная версия, NE5534) уже более чем способны удовлетворить более 99% всех общих требований к звуку.

Многие из самых известных и любимых альбомов конца 1980-х годов и позже были сведены и сведены с помощью консолей, содержащих сотен операционных усилителей NE5532. Они были опорой профессионального звука более 30 лет, и представить себе, что их замена на операционные усилители за 20 долларов, которые, как «кто-то» сказал, имеют «лучший бас», – чистая глупость.К сожалению, утверждения такого рода, как правило, обретают собственную жизнь, и вскоре вы увидите, как они повторяются так много раз, что вы думаете, что это должно быть правдой. Повторение лжи не делает ее истинной, независимо от того, сколько раз она повторяется.

Наконец, есть дискретные операционные усилители, обычно сделанные так, чтобы их можно было подключать к гнездам, предназначенным для стандартных устройств на интегральных схемах. Некоторые из них имеют очень высокую производительность, но за это приходится платить – многие пугающе дороги.В то время как часто звучат дикие заявления об их «превосходной» производительности, некоторые из них не лучше NE5532, а другие не так хороши. Все они обычно довольно большие и могут не поместиться на многих печатных платах из-за того, что другие части находятся в непосредственной близости. Некоторые из них могут даже не поместиться в корпус, особенно в ограниченном пространстве (например, в тонких корпусах).


1 – Основные формулы

Чтобы разобраться в этой статье, вам необходимо знать закон Ома и его производные.Закон Ома является фундаментальным для электроники, и, приложив немного больше усилий, можно получить большинство других формул, основанных на сопротивлении. Закон Ома гласит, что потенциал в 1 вольт через сопротивление в 1 Ом вызовет протекание тока в 1 ампер. Это выражается как:

R = V / I … где R – сопротивление, V – напряжение, а I – ток, или …
I = V / R … или …
V = I × R

Позже мы также будем использовать формулы для индуктивного реактивного сопротивления и емкостного реактивного сопротивления, а также для расчета частотной характеристики и конструкции некоторых фильтров.Они будут представлены по мере необходимости. Многие люди «боятся» электроники, потому что считают, что математические знания высокого уровня необходимы, но для базовых схем это совсем не так. Во всех случаях я стараюсь сводить формулы к минимуму, необходимому для хорошего понимания. На сайте ESP не показаны подробные и сложные математические функции, если они не являются абсолютно необходимыми для понимания происходящего.

Вы увидите ссылки на «мгновенный уровень« x »вольт переменного тока». В любой момент времени у переменного напряжения есть мгновенное напряжение – это напряжение, которое присутствует в данный момент, и для анализа может рассматриваться как постоянное.Это справедливо только в том случае, если мы рассматриваем этот уровень «постоянного тока» как переходный процесс, поскольку многие схемы вообще не работают до постоянного тока (многие другие работают, но это не относится к делу).


2 – Основные правила операционных усилителей

Много лет назад я преподавал электронику и в целях объяснения разработал то, что назвал «Основные правила операционных усилителей». Есть два правила, и хотя реальная жизнь никогда не похожа на теорию (я мог бы заполнить страницу подходящими примерами, но воздержусь), они очень точно описывают работу всех схем операционных усилителей…

# 1 Операционный усилитель будет пытаться подать на оба входа точно такое же напряжение (через цепь отрицательной обратной связи).

# 2 Если он не может этого сделать, выход будет принимать полярность наиболее положительного входа

Излишне говорить, что это требует пояснений. Итак, давайте посмотрим на Правило №1.

# 1 Операционный усилитель попытается сделать оба входа одинаковым напряжением

Когда операционный усилитель работает в линейном режиме (что является большей частью для аудио и большинства других схем усиления), цепь отрицательной обратной связи вызовет появление напряжения на инвертирующем входе (-вход), то есть ( почти ) точно соответствует тому, что присутствует на неинвертирующем входе (+ in).Любое изменение напряжения на клеммах или отражается изменением выходного сигнала, которое вызывает прохождение большего или меньшего тока в цепи обратной связи для восстановления равновесия. Для отрицательной обратной связи должно быть сопротивление между выходом операционного усилителя и его инвертирующим входом . Обычно от инвертирующего входа подключается второй резистор для установки коэффициента усиления схемы. Этот резистор может подключаться к земле, «искусственному заземлению» или использоваться в качестве входа.

Если вам это непонятно, см. Дальнейшие объяснения ниже – но помните Правило 1 -го ! Хотя это звучит упрощенно, на самом деле он настолько хорошо описывает линейную работу, что вам редко придется беспокоиться (по крайней мере, во время анализа схемы) незначительными отклонениями, которые неизбежно возникают из-за ограниченного усиления, входных напряжений смещения и т. Д.Это важно, но они не помогают понять, чего пытается достичь устройство.

# 2 Если Правило # 1 не может быть выполнено, выход примет полярность самого положительного входа

Есть много схем, которые используют операционные усилители в нелинейном режиме, и это также может произойти, если выход не может достаточно быстро изменять свое напряжение (это называется ограничением скорости нарастания). В этих случаях, если клемма + in будет наиболее положительной, то выходной сигнал будет иметь положительное значение (на максимально возможной скорости, также известной как скорость нарастания).Если клемма -in более положительная, выход будет отрицательным.

Это состояние обычно является результатом отсутствия (отрицательной) обратной связи и может включать или не включать положительную обратную связь , когда выход операционного усилителя подключен (через резистор) к неинвертирующему входному контакту . Положительная обратная связь не является обязательным требованием для Правила № 2, это совершенно необязательно, в зависимости от того, чего хочет достичь дизайнер.

Практически нет схемы операционного усилителя, которую вы не смогли бы понять, если эти Правила прочно утвердятся в вашем сознании.Даже схемы, в которых странным образом используются внешние транзисторы, будут подчиняться Правилам. Операционный усилитель, который не работает так, как указано выше, используется за пределами своих нормальных рабочих параметров, и результаты будут непредсказуемыми и почти всегда неудовлетворительными.

Часто объясняется, что операционный усилитель реагирует только на разницу между двумя входами, а не на их общее напряжение (синфазное напряжение – это любое напряжение, которое появляется на обоих входах , когда цепь находится в равновесии).Хотя по сути это правда, это не дает абсолютной ясности «Правил» и не помогает общему пониманию. Возможность игнорировать общее напряжение называется коэффициентом подавления синфазного сигнала (CMRR) и будет рассмотрена позже в этой статье.


3 – Важная информация об операционных усилителях

Прежде чем мы рассмотрим сами схемы, нам нужно взглянуть на некоторые параметры, с которыми вы столкнетесь, как подавать питание и обходить шины питания и так далее. Есть много параметров, которые вы увидите в таблицах данных, и они будут рассмотрены более подробно чуть позже.Нет смысла делать это сейчас, так как важность будет потеряна, пока вы не узнаете больше о самом операционном усилителе.


3.1 – Конфигурации Операционные усилители

бывают разных конфигураций, но наиболее распространенными являются:

Одиночный – один операционный усилитель в 8-контактном корпусе DIL (Dual In Line) или SOP (небольшой контур (SMD))
Dual – Два отдельных операционных усилителя, совместно использующих только контакты источника питания – обычно в 8-контактном DIL или SOP (может также включать SIP – однорядный корпус и 14-выводные корпуса)
Quad – Четыре отдельных операционных усилителя, опять же с общим источником питания – чаще всего в 14-выводном DIL или SOP

Удивительно, но почти все операционные усилители используют одни и те же распиновки, и они были созданы много лет назад почтенным µA741 для одиночных операционных усилителей, а подобные двойные операционные усилители LM1458 подготовили почву для других последующих.Многие квадроциклы также используют одинаковые распиновки, и это позволяет людям очень долго менять операционные усилители на «лучшие». Для упаковки SMD (устройства для поверхностного монтажа) используются различные термины, включая SOP, SOIC, MSOP и другие. Доступные стили и размеры доступны в таблице данных для операционного усилителя, который вы хотите использовать.

Однако – не рассчитывайте на полную стандартизацию! Есть некоторые вариации, и хотя они встречаются редко, они все же существуют. Я не буду касаться каких-либо различных устройств – будут показаны только общие версии распиновки.


Рисунок 1 – Распиновка общих операционных усилителей

На рис. 1 показаны стандартные соединения для одиночных, сдвоенных и четырехъядерных операционных усилителей, но имейте в виду, что оставшиеся контакты на общих одиночных устройствах могут иногда использоваться не так, как показано. Чаще всего доступны дополнительные соединения:

  • Offset Null – используется для настройки усилителя, чтобы гарантировать, что входные транзисторы идеально сбалансированы, так что при отсутствии входного сигнала на выходе будет ноль вольт. Это важно для схем усилителя постоянного тока.
  • Компенсация
  • – Некоторые одиночные операционные усилители не имеют встроенных конденсаторов частотной компенсации, и вместо этого они подключаются извне. Это позволяет дизайнеру больше свободы, а высокочастотные характеристики операционного усилителя могут быть оптимизированы для достижения проектных целей.

Иногда вы можете увидеть, что эти соединения используются нетрадиционными способами. Это может быть сделано для получения большей пропускной способности, чем обычно доступно, или, возможно, просто для того, чтобы дизайнер мог показать, насколько он умен.В любом случае я не буду углубляться в эти аспекты процесса проектирования. Некоторые операционные усилители имеют компенсацию определенного минимального усиления. Например, NE5534 (одиночный операционный усилитель) стабильно имеет коэффициент усиления , равный трем (10 дБ) или более, без добавления компенсирующего конденсатора . Если требуемый коэффициент усиления меньше трех, требуется внешняя компенсация для предотвращения колебаний.


3.2 – Применение питания

Ни одна (активная) цепь не работает без питания, поэтому это должно быть первым шагом.Большинство операционных усилителей работают с максимальным напряжением 36 В между клеммами питания. Поскольку это абсолютный максимум, работа при более низком напряжении является общим правилом, и наиболее распространенным является использование от ± 12 В до ± 15 В для питания схемы. Некоторые операционные усилители рассчитаны на более высокое напряжение, а другие – на меньшее, поэтому обратитесь к спецификациям производителя. Есть также много новых устройств, которые рассчитаны на работу 5 В (или ± 2,5 В), и они умрут, если будут работать от любого напряжения, превышающего установленное абсолютное максимальное напряжение.

Двойной источник питания не требуется, но он упрощает конструкцию и рекомендуется для большинства приложений. Преимущество двойного источника питания состоит в том, что все входы и выходы имеют заземление. Это может устранить большое количество конденсаторов из сложной конструкции и является наиболее распространенным способом питания большинства схем операционных усилителей. Обратите внимание, что с коммерческой точки зрения устранение (или сокращение) конденсаторов делается по экономическим причинам, а не из-за большого желания «упростить» тракт прохождения сигнала или устранить «вредные» конденсаторы.

Поскольку распиновка почти всегда одинакова, в большинстве случаев будет применим рисунок 1, но, как я сказал ранее, «Не рассчитывайте на это!». В случае сомнений получите спецификацию у производителя. Если не сомневаетесь, все равно получите спецификацию.

Коэффициент отклонения блока питания
Коэффициент подавления помех от источника питания операционного усилителя является мерой шума источника питания, который попадает в выходной сигнал. В большинстве листов спецификаций приведены условия испытаний для этого измерения, и к ним следует обращаться, если предполагается необычная конструкция.В большинстве случаев на это можно не обращать внимания.

В обход
Хотя большинство операционных усилителей имеют очень хороший PSRR, это не может компенсировать IC индуктивность выводов (или дорожек) источника питания, и это может привести к серьезным нарушениям в работе используемого операционного усилителя. Всегда рекомендуется обходить источник питания конденсаторами – особое внимание следует уделять высокоскоростным операционным усилителям. В шунтировании всегда должны использоваться конденсаторы с хорошими высокочастотными характеристиками, и многослойная (также известная как монолитная) керамика является лучшей в этом отношении.Обычно в конструкциях используются электролитические конденсаторы, которые сами по себе обходятся конденсаторами малой емкости (100 нФ). Это гарантирует, что вся индуктивность трассы должным образом нейтрализуется, и помогает предотвратить колебания. Когда это происходит с высокоскоростным операционным усилителем, он обычно находится в диапазоне МГц, и его может быть чрезвычайно трудно увидеть на базовых осциллографах.

Верным признаком колебаний является необъяснимое искажение, которое таинственным образом исчезает (или появляется), когда вы касаетесь операционного усилителя или компонента в непосредственной близости от него.


Рисунок 2 – Обход источников питания операционных усилителей

Даже с операционными усилителями HS электролитические конденсаторы (обычно) не требуются для каждого устройства (обычно нужны только на каждой плате), но настоятельно рекомендуется использовать керамические байпасные колпачки между выводами питания каждого устройства. На рисунке 2 показан распространенный метод обхода источников питания для схем операционного усилителя («A»), но есть и другие. В некоторых случаях источники питания могут быть соединены не с землей (землей), а только друг с другом. Это имеет то преимущество, что шум питания не попадает в систему заземления («B»).Подход, который я обычно использую при проектировании печатных плат, показан буквой «C» с парой электродов в точке, где постоянный ток подключен к печатной плате, и байпасным колпачком между источниками питания каждого операционного усилителя (или корпуса операционного усилителя).

Заявления о том, что обход источника питания портит звук (мусор), или что керамические колпачки никогда не должны использоваться в аудио, даже для обхода (больше мусора), и даже что конденсаторы высокой емкости (> 1 мкФ) замедляют звук (без ограничения) чушь). Эти утверждения часто делаются мошенниками и шарлатанами, а затем увековечиваются невольными любителями и другими людьми, которые не знают достаточно, чтобы провести подробный анализ.Подобные утверждения следует полностью игнорировать – они фактически не имеют под собой никаких оснований, и действительно, в каждом случае обычно верно обратное.

Обратите внимание, что одного обхода недостаточно для обеспечения стабильности при любых условиях. Плохая компоновка печатной платы также может создавать проблемы, и часто необходимо принимать дополнительные меры предосторожности с компоновкой, чтобы избежать проблем, которые может быть чрезвычайно сложно отследить. Это вдвойне верно для неопытных дизайнеров, которые не знают общих «факторов риска».Вы узнаете, что у вас есть проблема с компоновкой или обходом, если медленный операционный усилитель работает нормально, но более быстрый операционный усилитель колеблется или вызывает сильный звон при переходных сигналах (включая прямоугольные волны). Распространенной ошибкой является отсутствие выходного резистора (обычно 100 Ом) для изоляции выхода операционного усилителя от емкостных нагрузок, таких как коаксиальные кабели (включая стандартные межсоединения RCA).


3,3 – Неиспользуемые операционные усилители

Бывают случаи, когда вы используете сдвоенный операционный усилитель, но вам нужна только одна секция, или четырехъядерный, но только три.Хотя неиспользуемый операционный усилитель можно оставить отключенным, это не считается хорошей практикой проектирования. В некоторых случаях (хотя я этого не видел) вполне возможно, что «плавающий» (т. Е. Отключенный) операционный усилитель может вызвать неправильное поведение схемы, поэтому его следует подключить, чтобы не создавать проблем.

Самый простой – просто присоединить неиспользуемый выход к его инвертирующему входу, а неинвертирующий вход подключить к опорному напряжению. В зависимости от вашей схемы это может быть заземление или опорное напряжение, которое обычно составляет половину напряжения питания.Например, если вы используете только «первый» операционный усилитель двойного усилителя, работающий от источника питания 9 В, у вас будет опорное напряжение +4,5 В. Просто соедините контакты 6 и 7 и подключите контакт 5 к источнику питания +4,5 В.

Это подключает неиспользуемый операционный усилитель в качестве буфера единичного усиления, поэтому он работает в нормальном диапазоне и не может делать ничего плохого.


3.4 – Идеальный операционный усилитель

Идеальный операционный усилитель имеет бесконечно высокое входное сопротивление и, следовательно, не требует тока смещения. Он также способен к бесконечному усилению без обратной связи, поэтому между двумя входами нет ошибок (т.е.е. Правила 1 и 2 действуют во всех случаях). Идеальный операционный усилитель также имеет неограниченную полосу пропускания, отсутствие внутренней задержки и выходное сопротивление нулевого сопротивления. Он способен подавать столько тока, сколько может потреблять нагрузка, без какого-либо снижения напряжения. Идеального операционного усилителя не существует.

Хотя идеальный операционный усилитель не существует, он является общей моделью почти для всех схем операционного усилителя, и на практике встречается мало ошибок в результате проектирования идеального и фактического использования реального (неидеального) устройства.Допуск даже самых лучших резисторов в конечном итоге ограничит точность любой схемы операционного усилителя на низких частотах (где коэффициент усиления самый высокий). Этот номер не означает, что любой операционный усилитель может использоваться в любой схеме – ожидается, что разработчик сможет определить оптимальное устройство для этой задачи.

Особое внимание необходимо уделить любой схеме операционного усилителя, которая работает с очень высоким (или низким) импедансом (входным или выходным). Любой операционный усилитель будет работать без внешней нагрузки, но большинство из них не может обеспечить оптимальную производительность при низком импедансе (600 Ом или меньше).Высокие входные импедансы обычно требуют операционных усилителей на полевых транзисторах, чтобы минимизировать шум и смещение постоянного тока, вызванное входным резистором смещения. Вы также должны быть осторожны с величиной усиления, ожидаемой от одного каскада, потому что операционный усилитель может «исчерпать» усиление на высоких частотах. Есть много соображений по поводу специализированных схем, но для большинства аудиоприложений требуется только низкий уровень искажений (не все операционные усилители одинаковы!) И, как правило, низкий уровень шума. Требования также зависят от уровня сигнала – например, использование «обычного» операционного усилителя для фонокорректора с подвижной катушкой будет разочарованием!

Хотя большинство схем показывают, что выход операционного усилителя относится к общему проводу системы (обычно земля / земля), сам операционный усилитель не имеет внутреннего эталона – эталон задает конструкция, а , а не – операционный усилитель.На этапе проектирования одна из задач дизайнера – настроить ссылку, которая представляет собой просто соединение, общее как для ввода, так и для вывода. Это должно быть только в пределах, установленных блоками питания и самим устройством. При использовании (скажем) ± 15 В, общим обычно является ноль вольт (земля). В зависимости от конструкции это может быть другое напряжение – операционному усилителю все равно, пока он используется в технических характеристиках.

Основные практические ограничения реальных операционных усилителей следующие:

  • Входное сопротивление – Обычно от одного до нескольких сотен МОм.Входы на полевых транзисторах используются для входов с очень высоким импедансом (1 Ом не является редкостью).
  • Усиление – 100-150 дБ от постоянного тока до нескольких герц является нормальным, затем спад на 6 дБ / октаву (20 дБ / декада), некоторые имеют большее усиление на более высоких частотах ¹
  • Синфазное входное напряжение – обычно ограничивается напряжениями питания, но может быть на 0,6 В больше (или меньше для отрицательного размаха) с некоторыми ИС
  • Полоса пропускания – операционные усилители с допустимым пределом высоких частот 1 МГц при единичном усилении теперь распространены, а некоторые расширяются намного дальше (100 МГц или более)
  • Выходной ток – наиболее распространенные операционные усилители ограничены выходным током примерно до 20 мА, хотя некоторые могут обеспечить больше (например, до 50 мА)
  • Скорость нарастания – скорость изменения выхода в В / мкс.Диапазон от 0,5 В / мкс до 20 В / мкс (некоторые из них быстрее, но их также сложнее использовать)
  • Дифференциальное входное напряжение – большинство операционных усилителей допускают дифференциальные входы вплоть до напряжений питания, но некоторые имеют диодную защиту и ограничены до ± 600 мВ
¹ Это особенно актуально, когда высокочастотная компенсация является внешней и / или операционный усилитель рассчитан на минимальное усиление. (это означает, что устройство не может использоваться в качестве повторителя напряжения с единичным усилением)

Есть и другие параметры, такие как входное напряжение смещения и ток, но мы пока не будем касаться этих параметров.Силовые операционные усилители (усилители мощности IC) могут быть рассчитаны на ток до 10 А, но это выходит за рамки этого раздела статьи. Они не квалифицируются как «настоящие» операционные усилители, но ведут себя очень схожим образом и имеют аналогичные требования и / или ограничения по входу и выходу (в зависимости от выходной мощности).

Использование идеальных операционных усилителей предполагается для большей части следующего, но все они предназначены для правильной работы с реальными устройствами. На практике разница между идеальным операционным усилителем и реальным усилителем настолько мала, что ею можно пренебречь, но с одним важным исключением – пропускной способностью.Это единственная область, в которой большинство операционных усилителей демонстрируют свои ограничения, но после правильного понимания довольно легко поддерживать более чем адекватную частотную характеристику даже для базовых операционных усилителей.

Входное синфазное напряжение может быть важным в некоторых приложениях. В идеале операционный усилитель реагирует только на разницу напряжений между его входами. Теоретически при условии, что это не изменится, фактическое напряжение между двумя входами и общим (линия нулевого напряжения) может быть где угодно в пределах указанного диапазона без изменения выходного напряжения .Другими словами, входы могут принимать любое напряжение между отрицательным и положительным питанием, и на выходе (почти) не будет никаких изменений.

В реальном (а не идеальном) операционном усилителе произойдут некоторые изменения, и это определено как коэффициент подавления синфазного сигнала. Операционный усилитель с CMRR 100 дБ (нередко) гарантирует, что изменение выходного напряжения на 100 дБ меньше, чем изменение входного напряжения (применительно к , оба входа одновременно ). Любая разница между входами обычно усиливается.CMRR зависит от коэффициента усиления операционного усилителя без обратной связи, поэтому обычно он хуже на высоких частотах. Высокое синфазное напряжение может отрицательно сказаться на характеристиках искажения, но редко до такой степени, что становится слышно.

Хотя Правило № 1 гласит, что операционный усилитель будет пытаться подать на оба входа одинаковое напряжение, это может применяться только в том случае, если коэффициент усиления операционного усилителя бесконечен. Если операционный усилитель имеет коэффициент усиления 100 дБ (в 100 000 раз), то разница входного напряжения будет составлять 1/100 000 выходного напряжения. Если на выходе 1 В (для схемы с единичным усилением), разница между входами будет 10 мкВ.Хотя это вполне реально, но в 99% распространенных приложений на это можно не обращать внимания. Правило №1 остается в силе, если вы не пытаетесь заставить операционный усилитель делать что-то «интересное».

Во многих академических статьях вы найдете формулы, которые учитывают коэффициент усиления операционного усилителя без обратной связи (т.е. коэффициент усиления без обратной связи). Для практического применения в этом нет необходимости. Даже если вы используете резисторы с допуском 1%, в большинстве случаев допустимое отклонение резистора является ограничивающим фактором, , а не усиление разомкнутого контура операционного усилителя.Если каскад имеет коэффициент усиления без обратной связи 100 и настроен на коэффициент усиления 10 с обратной связью, коэффициент усиления будет 9,1 – значительная ошибка. Чтобы получить коэффициент усиления в пределах 1% от требуемого (× 10), коэффициент усиления без обратной связи должен быть не менее 1000 (коэффициент усиления с обратной связью 9,9, ошибка 1%). При коэффициенте усиления без обратной связи 10 000 (80 дБ) коэффициент усиления составляет 9,99, погрешность всего 0,1%. Эти критерии применяются во всех топологиях обратной связи, поэтому редко нужно учитывать коэффициент усиления разомкнутого контура

.

Более или менее «типичный» операционный усилитель будет иметь более чем достаточное усиление, чтобы гарантировать, что значение, которое вы устанавливаете с помощью внешних резисторов, находится в пределах допуска резисторов.Известный µA741 (один из первых операционных усилителей общего назначения по доступной цене) имеет типичное усиление без обратной связи 200 В / мВ (× 200 000 или 106 дБ). Это означает, что напряжение ошибки будет не более 5 мкВ / В. В неинвертирующем каскаде операционного усилителя, если входное напряжение составляет 1 В, напряжение на инвертирующем входе составляет 1 В ± 5 мкВ.


4 – Основные схемы операционных усилителей

В следующем сборнике показаны наиболее распространенные конфигурации усилителей. Они задуманы как линейные усилители, поскольку в них практически отсутствуют искажения (разумеется, в пределах возможностей самого операционного усилителя).

По мере нашего прогресса большинство этих оригинальных схем мы будем видеть снова и снова, поскольку они являются самой основой построения звуковой схемы с использованием операционных усилителей.

Во всех случаях предполагается двойной источник питания, и это не показано на схемах. Это отчасти для ясности, поскольку дополнительная схема затрудняет понимание схем, а отчасти потому, что в любом случае принято не показывать все подключения питания. Мы все знаем, что они должны быть там, поэтому нет смысла снова и снова показывать очевидное.Точно так же не показаны байпасные конденсаторы и другие вспомогательные компоненты – только основной операционный усилитель и связанные с ним компоненты.

Вы также увидите ссылку на «мгновенное значение формы сигнала переменного тока». Это похоже на снимок, и мы просто останавливаем время, пока анализируем работу схемы. В любой точке сигнала переменного тока он может иметь только одно значение напряжения и тока, , независимо от сложности источника сигнала. Синусоида не отличается от любого другого сигнала – при условии, что его амплитуда и частота находятся в пределах возможностей операционного усилителя .


4.1 – Неинвертирующий усилитель

Самая распространенная из всех конфигураций – это неинвертирующий усилитель. Поэтому я буду использовать это как отправную точку, потому что это также самый простой для понимания. На рисунке 3 показан полностью обычный неинвертирующий усилитель напряжения на операционном усилителе.


Рисунок 3 – Неинвертирующий операционный усилитель

Rin – это входной резистор, он необходим, потому что операционному усилителю требуется опорное напряжение на входе. В этом случае опорным напряжением является шина нулевого напряжения (земля).Входное сопротивление равно значению Rin параллельно входному сопротивлению операционного усилителя. Как правило, последнее можно игнорировать, потому что оно очень высокое.

Коэффициент усиления (Av – усиление, напряжение) задается соотношением R1 и R2 и равен:

Av = (R1 + R2) / R2 (или R1 / R2 + 1)

Коэффициент усиления этого каскада не может быть меньше единицы, независимо от используемых резисторов. Как показано на диаграмме, усиление составляет 11 раз, поэтому вход 100 мВ станет 1.Выход 1 В. Чтобы пересмотреть Правило № 1, очевидно, что если 100 мВ (мгновенный переменный или постоянный ток) появляется на + in, усилитель должен иметь 1,1 В на выходе, поскольку делитель напряжения R1 / R2 гарантирует, что 100 мВ также появится на – в. Это получается из простой формулы делителя напряжения, которая до странности знакома …

Vd = (R1 + R2) / R2 (или R1 / R2 + 1)

Это будет справедливо для любого усиления и любого выхода в пределах возможностей источника питания и конструкции операционного усилителя.Сигнал на частоте 10 МГц не будет соответствовать правилу, поскольку операционный усилитель почти наверняка не сможет усилить такую ​​высокую частоту. Входное напряжение 10 В с коэффициентом усиления 11 также нарушит правило, поскольку на операционный усилитель подается только ± 15 В, а выходное напряжение не может превышать напряжение питания. Точно так же нагрузка 8 Ом нарушит правило, поскольку операционный усилитель не может обеспечить ток, необходимый для управления такой нагрузкой.

Чтобы увидеть, как операционный усилитель ведет себя в этих ненормальных условиях, я предлагаю построить схему и запустить тесты, если у вас есть доступ к осциллографу.Изучите входы, а также выход, так как входы, безусловно, наиболее интересны, когда операционный усилитель, кажется, нарушает правила.


4.2 – Инвертирующий усилитель

Когда-то все усилители инвертировали. Одиночный вентильный или транзисторный каскад (кроме буферного каскада с катодом или эмиттерным повторителем) всегда инвертирует сигнал, и именно так и должно быть (см. Основы работы усилителя – Как работают усилители для получения дополнительной информации).

С появлением операционных усилителей все это изменилось, и инвертирующий усилитель стал совсем другим, чем простые дискретные конструкции.Коэффициент усиления снова устанавливается парой резисторов, но вывод + in заземляется либо напрямую, либо через резистор. Эта конфигурация также называется каскадом виртуального заземления (или виртуального заземления) и часто используется в микшерных консолях и многих других схемах обработки сигналов.

Использование в этом режиме имеет как преимущества, так и недостатки. Преимущество состоит в том, что на входах нет синфазного сигнала, потому что два входа будут иметь (близкое к) нулевое напряжение. Все операционные усилители имеют некоторые дополнительные искажения из-за высоких синфазных напряжений, и хотя это редко является реальной проблемой, они могут снизить производительность, если вам нужны сверхнизкие искажения.Недостатком является то, что схема имеет более высокое «усиление шума», чем эквивалентный неинвертирующий каскад. Для буфера с единичным усилением шум будет вдвое больше, чем у неинвертирующего каскада. Шумовое усиление равно R2 / R1 +1. Инвертирующие каскады никогда не следует использовать в схемах со сверхмалым шумом.


Рисунок 4 – Инвертирующий усилитель

Поскольку + in заземлен, а Правило № 1 гласит, что оба входа должны быть одинаковыми, -in будет также иметь потенциал земли (т. Е. Ноль вольт).Предположим, что на входе 100 мВ постоянного тока. На выходе будет -1 В постоянного тока, коэффициент усиления -10 (минус указывает только на то, что он инвертирующий, а не на то, что схема имеет «отрицательное усиление», которое на самом деле является потерей).

Входное сопротивление равно значению R1, а коэффициент усиления по напряжению равен R2 / R1 или 10, как показано. Обратите внимание, что эта конфигурация допускает отрицательное усиление (убыток). Если R1 больше, чем R2 (скажем, 20k), то усиление равно R2 / R1, как и раньше, то есть теперь -0,5.

Чтобы убедиться, что уравнение усиления работает, посмотрите на вход 100 мВ (снова мгновенный переменный или постоянный ток).Входной ток будет 100 мВ / 1 кОм (по закону Ома), то есть 100 мкА. Ток через резистор обратной связи должен быть в точности равным и противоположным, чтобы обеспечить нулевое напряжение на клемме -in (чтобы мы не нарушали Правило №1). Как это бывает, -1V / 10k дает нам -100µA, токи нейтрализуются, и требования удовлетворяются, так как выход отрицательный.

Как и раньше с неинвертирующим усилителем, ограничения операционного усилителя и его источника питания могут привести к нарушению правила №1, но теперь усилитель больше не работает в линейном режиме, и правило №2 вступает во владение.Наблюдение за клеммой -in покажет искаженную форму волны, когда операционный усилитель больше не может работать в линейном режиме.


Рисунок 4A – Инвертирующий усилитель с Т-образной обратной связью

На рисунке 4A показана альтернативная инвертирующая схема. Использование R3 и R4 означает, что можно использовать более высокий входной импеданс, но с несколько сниженным штрафом за шум из-за (очень) высокого сопротивления в цепи обратной связи. Показанная схема имеет коэффициент усиления 11,2, и если бы использовалась схема на Рисунке 4, входной резистор (R1) должен был бы быть 10 кОм, а резистор обратной связи (R2) тогда был бы 112 кОм (усиление R2 / R1).Резистор обратной связи высокого номинала создает шум (подробности см. В разделе «Шум в усилителях звука»). При использовании показанной схемы снижаются номиналы резисторов, а также их вклад в шум.

Прирост посчитать немного сложнее. На самом деле это всего лишь простая формула, которую можно достаточно легко восстановить из ее составных частей, если вы увидите (и поймете) отношения. Предположим, что входное напряжение 1 В (пиковое или постоянное), и обратите внимание, что R2 эффективно параллелен с R4 (вход операционного усилителя находится под нулевым вольт).При условии, что R1 равно R2, усиление составляет …

.
Av = R3 / (R4 || R2) + 1, где Av – коэффициент усиления по напряжению, а ‘||’ означает «параллельно с»
Av = 2,2k / (220 || 10k) + 1
Av = 2,2k / 215,3 + 1 = 11,2 (11,2183, если вы хотите быть точным)

Мы знаем, что на инвертирующем входе операционного усилителя должно быть нулевое напряжение для линейной работы, поэтому напряжение на выходе операционного усилителя должно обеспечивать ровно 1 В в центре «Т» (R2, R3 и R4). Следовательно, на выходе должно быть -11.2 В, чтобы получить -1 В в этой точке, поэтому напряжение на инвертирующем входе составляет 1 В + -1 В = 0 В. Хотя эта схема немного более запутана, чем просто использование резистора обратной связи 112 кОм, она действительно обеспечивает достойное снижение шума. Это становится более важным при дальнейшем увеличении входного импеданса и / или усиления. Вы ничего не можете сделать для увеличения входного сопротивления, кроме увеличения значений R1 и R2.

Более утомительно подсчитывать усиление, если R1 и R2 не равны, но это можно сделать, и я оставляю читателю это выяснить.В общем, обычно нет веских причин для изменения этих сопротивлений, потому что большая часть усиления обычно устанавливается с помощью R3 и R4. Если необходим инвертор с высоким входным сопротивлением, лучше использовать неинвертирующий буфер перед инвертирующим каскадом, чтобы можно было минимизировать все значения сопротивления.

При использовании способа, показанного на рисунке 4A, собственный шум операционного усилителя усиливается на 12,2, а операционный усилитель на всегда на шумнее при использовании в инвертирующих конфигурациях, чем для неинвертирующей схемы с тем же усилением.


4.3 – Инвертирующие и неинвертирующие буферы

Очень распространенное применение операционных усилителей – это буферный каскад, который (для неинвертирующей конфигурации) может иметь чрезвычайно высокий входной импеданс и низкий выходной импеданс. Как и во всех схемах операционных усилителей, выходное сопротивление может быть очень низким (обычно <10 Ом), но допустимый выходной ток не позволяет схеме управлять таким импедансом более 20 мА или около того, что типично для большинства операционных усилителей. Это ограничит выходное напряжение (до ограничения) максимумом +/- 160 мВ или около 113 мВ RMS на 8 Ом.Искажения будут недопустимо высокими, и конечный результат не заслуживает дальнейшего рассмотрения.


Рисунок 5 – A) Инвертирующий и B) Неинвертирующий буфер

Во многих случаях неинвертирующий буфер можно заменить эмиттером или истоковым повторителем, но производительность далеко не так хороша. Входное сопротивление ниже, выходное сопротивление выше, а коэффициент усиления не совсем единица. Кроме того, имеется больше искажений и меньшая мощность выходного привода, а также более высокий ток покоя.

Инвертирующий буфер удобен больше, чем что-либо еще, и представляет собой обычный инвертирующий усилитель с единичным усилением. Входное сопротивление такое же, как у R1, и очень высокие значения невозможны без чрезмерного шума цепи. Инвертирующий буфер также страдает от повышенного «шумового усиления» (усиление собственного внутреннего шума ИС). Это связано с тем, что сигнал имеет единичное усиление, а входной шум IC имеет усиление 2. Фактически, все каскады инвертирующих операционных усилителей имеют шумовое усиление, равное усилению по напряжению плюс один.Например, инвертирующий каскад с коэффициентом усиления 10 имеет коэффициент усиления шума 11. Шум – это отдельная тема, которая подробно обсуждается в статье «Шум в усилителях звука».


4.4 – Смещение постоянного тока

Когда любой операционный усилитель используется для усиления постоянного тока, будет некоторое смещение постоянного тока. В цепях переменного тока это легко устранить, если использовать конденсаторы на входе, выходе или и то, и другое. Величина смещения постоянного тока зависит от многих факторов, но присутствует (почти) во всех устройствах. Единственным исключением являются типы со стабилизацией прерыванием, в которых используется внутреннее переключение для устранения любой составляющей постоянного тока, не связанной с входным напряжением.Это специализированные операционные усилители, которые здесь не рассматриваются.

Распространенное утверждение состоит в том, что неинвертирующий вход должен иметь резистор (либо на землю, либо на сигнал постоянного тока с низким сопротивлением, требующий усиления). К сожалению, многие люди будут утверждать (и они обычно ошибаются), что резистор должен иметь то же значение, что и резистор обратной связи (то есть от выхода до инвертирующего входа). На самом деле сопротивление должно быть рассчитано с использованием информации из таблицы данных операционного усилителя для тока смещения, но вы можете получить приблизительное значение, используя то же значение, что и входной резистор .Однако это еще не настоящий ответ – на конечный результат влияет множество факторов.

Оптимальное значение можно найти эмпирически (экспериментируя на верстаке) или расчетным путем, последнее является наиболее сложным. Некоторые операционные усилители имеют контакты, предназначенные для подключения к подстроечному узлу смещения постоянного тока, и, хотя это определенно работает (или возможность не будет предоставлена), это то, что необходимо отрегулировать при построении схемы. В качестве приблизительного ориентира для очень , резистор «компенсации» смещения постоянного тока будет (близок) к значению резистора обратной связи и резистора к земле , подключенного параллельно .Например, на рисунке 5A неинвертирующий вход должен быть подключен к земле через резистор 5 кОм. Обычно (но не всегда) он имеет параллельный конденсатор для предотвращения избыточного шума, а конденсатор должен иметь реактивное сопротивление менее 5 кОм на самой низкой интересующей частоте (только для схемы на Рисунке 5A).

Операционные усилители с входом

JFET имеют здесь определенное преимущество. Входной ток близок к нулю – операционный усилитель TL07x имеет входной ток смещения 65 пА (типичный), что становится проблемой только при сопротивлении более 10 МОм (постоянное напряжение на 10 МОм всего 650 мкВ).Для сравнения: NE5532 с входным резистором 10 МОм может вызвать появление на резисторе 2 В (типичный входной ток смещения 200 нА). Смещение постоянного тока, создаваемое входным током смещения, в значительной степени не имеет значения для операционных усилителей JFET (и, возможно, CMOS), если только значения резисторов не являются исключительно высокими. Однако в некоторых конфигурациях это может быть не , а , и измерения необходимы.

В мои намерения не входит ни подробно описывать проблемы, ни углубляться в математику.Если требуется очень низкое смещение постоянного тока, вам придется выбрать операционный усилитель для данной задачи и либо поэкспериментировать, либо самостоятельно рассчитать оптимальные значения резистора. Во многих примечаниях по применению это описывается почти до мучительных подробностей, и я не буду этого делать здесь. Достаточно сказать, что это важно, если вы усиливаете постоянный ток (обычно в измерительных приложениях), но для аудио это почти не имеет значения, потому что составляющая постоянного тока легко удаляется с помощью конденсатора.


5 – Некоторые интересные варианты основных схем

Пришло время взглянуть на несколько из множества вариаций основных схем, рассмотренных выше.Невозможно охватить все различные схемы, которые были сделаны с использованием операционных усилителей, поскольку их так много, что я мог бы легко получить самую длинную веб-страницу в мире. Я сомневаюсь, что это было бы оценено большинством из вас.

Я расскажу только о наиболее распространенных или наиболее интересных, так как это даст лучшее представление о том, насколько на самом деле универсальны эти строительные блоки. Все последующие схемы будут работать – они не теоретические, а реальные, и все они могут быть выполнены на плате для тестирования операционных усилителей.


5.1 – Усилители с высоким сопротивлением

Неинвертирующий буфер использовался очень интересными способами. Например, стандартный недорогой операционный усилитель TL071 имеет входной ток смещения около 65 пА и заявленное входное сопротивление 10 12 Ом. Чтобы представить это в перспективе – если предположить, что у нас есть способ подавать ток смещения, не влияя на входное сопротивление, – входное сопротивление может достигать 1 000 000 000 000 Ом. То есть 1 Ом (1 Тера-Ом – это 1000 Гиг-Ом).На практике мы полностью не сможем добиться этого, поскольку сопротивление изоляции печатной платы не соответствует этой цифре, а малейшее загрязнение резко снизит импеданс.

На самом деле, мы можем легко рассчитывать на то, что сможем получить входное сопротивление 100 МОм или более (у меня есть проект для испытательного усилителя на 1 ГБ), но необходимо соблюдать осторожность, поскольку с резисторами с высокими номиналами возникает дополнительный шум. Поскольку шум в резисторе пропорционален напряжению на резисторе и его сопротивлению, легко увидеть, как простая схема может стать настоящим генератором шума.На рисунке 6 показаны схема и компоновка печатной платы усилителя с очень высоким импедансом.


Рисунок 6 – Усилитель с высоким сопротивлением

Резистор смещения подключается к выходу, что позволяет снизить сопротивление при сохранении чрезвычайно высокого входного импеданса. Подобная схема может быть использована для конденсаторного микрофона (например), который обычно будет иметь такую ​​маленькую емкость, что любая нагрузка снизит низкочастотные характеристики до неприемлемой степени.Можно увидеть охранную дорожку вокруг входа и конца R1. Что такое сторожевой путь? Читайте дальше ….

Для предотвращения проблем, связанных с сопротивлением печатной платы, входная секция может быть «ограждена» секцией дорожки, подключенной обратно к выходу. Таким же образом работают начальная загрузка и защита. Защитная дорожка работает, поддерживая напряжение от источника с низким импедансом вокруг входной цепи, равное напряжению на входе. Если они имеют одинаковое напряжение, ток утечки не будет протекать.На самом деле все не так просто.

Предположим, что операционный усилитель имеет усиление 100 дБ на частоте 1 кГц (наша тестовая частота). Это равняется 100000 – немного стесняется бесконечности! Поскольку операционный усилитель имеет конечное усиление, буфер «единичного усиления» фактически будет иметь коэффициент усиления 0,99999, а не 1, как мы предполагали. Эта ошибка снижает способность операционного усилителя идеально настроить схему, поэтому входное сопротивление 100 кОм будет эффективно увеличено только до 10 ГОм.

Но подождите … как это вообще увеличивает эффективное сопротивление? Это очень просто.Предположим, что на усилитель подается мгновенное переменное напряжение 1 вольт. Обычно это вызывает ток 10 мкА в резисторе 100 кОм на Рисунке 6. Поскольку в результате самонастройки напряжение на стыке R1 и R2 (Рисунок 6B) составляет 0,99999 В, на самом деле существует только 1 – 0,99999 = 10 мкВ. резистор. Входной ток теперь составляет 10 мкВ / 100 кОм = 100 пА (1 пикоампер – 10 E-12 A). Теперь мы можем рассчитать эквивалентное сопротивление как R = 1V / 100pA = 10G Ом. Он будет падать при увеличении частоты, поскольку операционный усилитель начинает исчерпывать усиление.

О да, термин «бутстрап» происходит от маловероятного изображения человека, «поднимающегося с пола на собственных шнурках». Как вы могли догадаться, этот термин несколько устарел, но никогда не было никаких попыток его изменить (слава богу). Он призван показать, что невозможное можно сделать, но на самом деле это не невозможно, и это просто очень умный пример нестандартного мышления.

Схема самонастройки не может использоваться на постоянном токе, поскольку для ее работы требуется конденсатор.Это не такое уж большое ограничение, как может показаться на первый взгляд, так как DC совершенно не слышно. Однако для некоторых приложений требуется высокое сопротивление по постоянному току, а затем очень высокое сопротивление. необходимы значения (например, мой тестовый предусилитель на 1 ГБ).

Многие распространенные преобразователи используют емкость в качестве механизма. Конденсаторные (то есть конденсаторные) микрофоны являются наиболее распространенным примером, но есть и многие другие. Обычно они питаются от высокого напряжения (50-200 В) через резистор очень высокого номинала.Можно было бы ожидать шума, но обычно они намного тише, чем ожидалось. На самом деле это легко объяснить …

Емкость может быть небольшой, но сопротивление резистора настолько велико (обычно 10 МОм или более), что сам преобразователь действует как конденсатор фильтра. Например, даже конденсатор 100 пФ является отличным фильтром нижних частот при питании с импедансом 100 МОм, имеющим верхнюю частоту -3 дБ, равную 16 Гц. Любой шум эффективно отфильтровывается емкостью преобразователя.Помните также, что на резисторе не должно быть напряжения, поскольку это означает, что что-то потребляет ток (неприемлемо для емкостного преобразователя).

Однако следует понимать, что схема начальной загрузки может иметь некоторые непредвиденные последствия. Составная схема включает в себя емкость используемого датчика, и если она изменится (например, при использовании другого датчика или более длинного кабеля), схема может либо отключиться раньше, чем ожидалось, либо показать ярко выраженный пик отклика на некоторой низкой частоте, которая определена. компонентами обратной связи.Схема начальной загрузки является обратной связью и по умолчанию создает фильтр верхних частот, который может иметь очень высокую добротность.

Это тема, достойная отдельной статьи, и, выполнив множество тестов именно с такой схемой, я слишком хорошо знаю, что это может создать проблемы.


5.2 – Имитация индуктивности

Эта трасса должна быть одной из классических на все времена. Хотя это также можно сделать с одним транзистором (включая JFET или MOSFET), производительность версии операционного усилителя настолько лучше, что альтернативу действительно не стоит рассматривать.

Катушки индуктивности всегда были проблемой в электронике, поскольку они по своей природе относительно большие и сделаны из катушки с проволокой, как правило, улавливают гул сети, а также другие шумы в электромагнитном спектре. Идея моделирования катушки индуктивности с помощью операционного усилителя возникла давно. Изобретателем был голландский инженер по имени Бернар Теллеген, которому мы все в большом долгу за то, что это такая полезная схема. См. Википедию для получения дополнительной информации.


Рисунок 7 – Имитация индуктивности

Схема намного меньше реальной катушки индуктивности (по крайней мере, для больших значений) и не страдает от наводок.У него есть ограниченная добротность (добротность), но в аудиосистеме редко требуются схемы с очень высокой добротностью, так что это не проблема. Он также варьируется в умеренно широком диапазоне, что очень сложно с «подлинным» изделием с проволочной намоткой. R2, параллельный «цепи» индуктора, редко отображается на диаграммах «эквивалентности», но если вы хотите получить точное представление, его необходимо включить. Смоделированные и реальные катушки индуктивности работают одинаково, если включено параллельное сопротивление.

Итак, как это работает?

Идея очень проста, но работать с ней сложнее. По сути, в схеме используется конденсатор, который «меняет направление» его работы, образуя «катушку индуктивности». Существенный характер индуктора заключается в том, что он сопротивляется любому изменению своего тока, поэтому, если к индуктивности приложено постоянное напряжение, ток будет медленно расти, а напряжение будет падать до тех пор, пока внутреннее сопротивление не станет значительным.

Катушка индуктивности также лучше пропускает низкие частоты, чем высокие, в отличие от конденсатора.Идеальный (снова это слово) индуктор имеет нулевое сопротивление, поэтому он будет пропускать постоянный ток без ограничений, но будет иметь бесконечно высокий импеданс на бесконечной частоте. Обычно считается, что эти пределы выходят за пределы звукового диапазона.

Чтобы понять, как работает схема, помните, что выход операционного усилителя (почти) точно такой же, как и неинвертирующий вход. Представьте, что на вход внезапно подается постоянное напряжение 1 В через резистор R1. Операционный усилитель игнорирует внезапную нагрузку, потому что изменение связано непосредственно со входом через C1.Операционный усилитель будет иметь высокий импеданс. Так же, как индуктор.

С течением времени C1 заряжается через R2, напряжение на R2 падает, операционный усилитель воспринимает входной сигнал все меньше и меньше и начинает потреблять ток со входа через R1. Это продолжается, когда конденсатор приближается к полной зарядке, и операционный усилитель имеет входное напряжение, близкое к нулю, поэтому выходное напряжение также близко к нулю вольт.

В конце концов, резистор R1 становится единственным ограничивающим фактором для протекания тока, и это проявляется как последовательное сопротивление внутри катушки индуктивности, точно так же, как сопротивление провода в реальной катушке индуктивности.Это последовательное сопротивление ограничивает доступную добротность как моделируемой, так и реальной катушки индуктивности, с основным различием в величине – реальные катушки индуктивности обычно имеют меньшее сопротивление, чем моделируемая разновидность, но с высокими значениями индуктивности, часто необходимыми для звука, это может быть неверно.

Индуктивность измеряется в Генри, и для моделируемой катушки индуктивности равна ….

L = R1 × R2 × C1

Более точная версия формулы (из-за Зигфрида Линквица) показана ниже, но обычно ошибка простой версии будет очень низкой с типичными значениями – соотношение 100: 1 обычно будет самым низким из используемых, и это будет иметь ошибку всего 1%.Допуск компонентов будет иметь больший эффект, но для полноты, вот точная версия …

L = C1 × R1 × (R2 – R1)

… так что для показанной схемы это 1 Генри. Это большая индуктивность, и она была бы очень дорогой и громоздкой, если бы была сделана обычным способом. Реальная индуктивность будет иметь меньшее сопротивление и более высокую добротность, но потребуется большой железный сердечник, чтобы выдерживать даже небольшое количество постоянного тока, а индуктивность будет меняться в зависимости от того, сколько постоянного тока присутствует.Смоделированная катушка индуктивности ограничена допустимым током операционного усилителя, поэтому может выдерживать ток до +/- 20 мА без изменения производительности.

Имитация индуктора имеет некоторые ограничения …

  • Первое (и самое неприятное) это то, что один конец индуктора заземлен. Хотя смоделированные катушки индуктивности были сделаны плавающими (могут быть подключены в как хотите) они дорогие и редкие. К счастью, стандартная версия вполне подходит для многих аудиоприложений, так что это не так уж и здорово. бремя.
  • Имитация катушки индуктивности не может быть изготовлена ​​с высокой добротностью, поскольку значение R1 не может быть достаточно низким, чтобы обеспечить добротность более 10. Это связано с тем, что ограничения операционного усилителя – для R1 обычно указывается минимальное значение 100 Ом, хотя иногда используются более низкие значения. Это представляет собой последовательное сопротивление (эквивалентно сопротивлению провода в реальной катушке индуктивности).
  • Параллельно моделируемой катушке индуктивности параллельно имеется сопротивление, равное значению R1 + R2.Хотя это можно измерить, это не так. вообще помеха для практического схемотехнического проектирования.
  • Хотя смоделированная катушка индуктивности во многом похожа на настоящую, в ней нет такого же накопителя энергии, и она не может реагировать, как настоящая рана. индуктор. Когда входное напряжение внезапно снимается с реальной катушки индуктивности, коллапс магнитного поля вызывает большой импульс напряжения противоположной полярность – это не происходит должным образом с моделируемой катушкой индуктивности, поскольку в ней отсутствует магнитное поле.Смоделированная катушка индуктивности по-прежнему будет пытаться, но обратная ЭДС ограничена размахом напряжения операционного усилителя, поэтому импульс обратного хода ограничен этим значением.

На рисунке 8 показаны два простых ЖК-фильтра. В одном из них используется настоящая катушка индуктивности, а в нижней цепи – смоделированная катушка индуктивности. Оба они представляют собой последовательные резонансные цепи и настроены на одну и ту же частоту (159 Гц). Контрольный уровень (в верхней части графика) равен 0 дБ, и ни одна из схем не демонстрирует заметных потерь за пределами полосы заграждения.


Рисунок 8 – Фильтры LC, реальные и имитированные

Производительность обоих почти идентична, и график отклика показывает отклик обоих. «Rw» – это сопротивление обмотки катушки, которое эквивалентно R1 в цепи гиратора. У смоделированной катушки индуктивности может быть немного более мелкая выемка, примерно 37 дБ вместо 40 дБ. Частота рассчитывается от …

f = 1 / (2π × √ (L × C)) Гц

Последовательный резонансный контур имеет минимальное сопротивление при резонансе и в показанной конфигурации будет действовать как режекторный фильтр, уменьшая уровень на резонансной частоте.Из-за относительно низкой добротности выемка не очень резкая, но смоделированная катушка индуктивности является важным строительным блоком для эквалайзеров и дисплеев спектра и довольно часто встречается в аудио.

Обратите внимание, что на стыке Cin и катушки индуктивности напряжение выше входного. Это нормальное поведение для последовательного резонансного контура. Это происходит и с имитируемой катушкой индуктивности, но амплитуда ограничена напряжением питания операционного усилителя. Настоящая катушка индуктивности не имеет такого ограничения, и при наличии достаточного входного тока могут генерироваться чрезвычайно высокие напряжения.


5.3 – Полнопроходной фильтр

Пропускной фильтр – один из самых странных. Он отлично передает все частоты, без какого-либо ослабления в пределах возможностей используемого операционного усилителя. Все, что он делает, это изменяет фазу сигнала, и эта схема используется во всем, от схем фазовой коррекции для сабвуферов до педалей гитарных эффектов. Иногда он также используется в качестве аналоговой задержки, но подходит только для очень коротких задержек (обычно менее 1 мс). Это универсальный и полезный строительный блок, схема которого показана на рисунке 9.


Рисунок 9 – Полнопроходной фильтр

Показанная схема будет иметь фазовый сдвиг 90 градусов на частоте 159 Гц. На постоянном токе фазовый сдвиг составляет 180 °, а на высоких частотах – 360 ° (обратите внимание, что фазовый сдвиг на 360 ° равен , почти совпадает с 0 ° – есть небольшая разница для переходных сигналов, поэтому эти два сигнала можно считать идентичными. только для условий установившегося сигнала). Сдвиг фазы относительно центральной частоты совершенно не слышен, но если вместо R2 заменить потенциометр, фаза может качаться вперед и назад.Это слышно, и путем каскадирования ряда этих схем можно создать педали эффектов «фазер» или вибрато (частотная модуляция). Один из последних описан на страницах моих проектов.

Входной сигнал эффективно подается на оба входа операционных усилителей, но всегда есть небольшая разность фаз, за ​​исключением постоянного тока или бесконечной частоты. Значение C1 и R2 определяет частоту, при которой происходит сдвиг на 90 ° (или 270 °), а частота определяется по формуле …

fo = 1 / (2π × R2 × C1)… где fo – частота сдвига фазы на 90 °

Быстрый анализ покажет, как это работает. Предположим, что вход постоянного тока равен 1 В; при постоянном токе колпачок не действует, поэтому схема работает как инвертирующий буфер. Таким образом, выходной сигнал составляет -1 В, поэтому имеется фазовый сдвиг на 180 °. На высоких частотах реактивное сопротивление C1 незначительно, и полный входной сигнал подается на клемму + in операционного усилителя. Помня Правило № 1, выход операционного усилителя будет таким, что оба входа будут иметь одинаковое напряжение, и для этого выход должен быть равен входу на высоких частотах.

На промежуточных частотах комбинация C1 и R2 вместе с R1 и R3 гарантирует, что выходная амплитуда останется постоянной, но фаза изменится. Относительное положение C1 и R2 можно поменять местами, что изменит характеристики схемы.


5.4 – Генератор фазового сдвига

В жизни есть много вещей, которых я не понимаю, но одна из самых простых – это генератор фазового сдвига, реализованный с использованием операционного усилителя. Не поймите меня неправильно – схему я прекрасно понимаю.То, что я не понимаю, – это почему (до сравнительно недавнего времени) я никогда не видел, чтобы эта схема была опубликована – нигде ???

В период своего расцвета схема генератора с фазовым сдвигом использовалась почти везде, где требовался простой генератор синусоидальной волны, и я видел, как он был сделан с клапанами, транзисторами и даже полевыми транзисторами. Обратите внимание, что при использовании с одним транзистором, вентилем или полевым транзистором положения резисторов и конденсаторов меняются местами (т. Е. Конденсаторы включены последовательно, а резисторы соединены с землей).То, что у меня было , а не , которое я видел до тех пор, пока я его не разработал, было генератором фазового сдвига, использующим операционный усилитель и конфигурацию, показанную ниже. Как выяснилось, хотя я этого не видел, видел мой верный (де-факто) редактор в Великобритании. Эта статья была впервые опубликована в 2000 году, и с тех пор показанная схема была опубликована на многих веб-страницах, но факт остается фактом, что еще в 2000 году в Интернете не было никаких признаков этого.

С тех пор я видел его в ряде публикаций, в том числе в книге Джона Линсли-Гуда «Искусство линейной электроники».JLH также предоставляет уравнение для расчета частоты …

f o = √6 / (2π × C × R)), где R – сопротивление (R1 = R2 = R3), а C – емкость (C1 = C2 = C3)

Коэффициент усиления контура должен составлять 29,25 дБ в соответствии с Линсли-Худом, и, не имея дополнительной информации, я должен предположить, что формула применима только в том случае, если все резисторы и конденсаторы равны, а коэффициент усиления будет минимальным, необходимым для колебания цепи. У любого операционного усилителя будет достаточное усиление для частот, по крайней мере, до нескольких кГц.


Рисунок 10 – Генератор фазового сдвига

Стабильность частоты этой схемы довольно хорошая, но, как и у всех генераторов с фазовым сдвигом, амплитуда изменяется при изменении частоты. Для изменения частоты можно изменять любой резистор, а использование потенциометра позволяет непрерывно изменять его в диапазоне 5: 1 (или больше, если вы экспериментируете со значениями компонентов).

Это прекрасный пример того, что операционный усилитель не может подчиняться Правилу №1, и его работа полностью регулируется Правилом №2.Схема намеренно нестабильна, и операционный усилитель всегда пытается догнать, но безуспешно. Если бы было иначе, схема перестала бы колебаться.

Частота – это корова, чтобы определить, используются ли разные значения для R или C, и хотя я считаю, что – это формула , это, по-видимому, очень утомительный процесс (я сам этого не видел). Схема, показанная выше, будет работать на частоте около 360 Гц с выходным синусоидальным напряжением около 125 мВ (с источниками питания ± 5 В) – хотя формула JLH указывает, что она должна колебаться на частоте 390 Гц.Если вы действительно хотите знать , вам придется его построить. Изменение номинала любого резистора или конденсатора изменит искажение, частоту и амплитуду. Прямоугольная волна на выходе близка к полному напряжению питания (ограниченному выходной схемой операционного усилителя). При питании ± 5 В, как показано выше, амплитуда прямоугольной волны составляет около ± 3,5 В при использовании операционного усилителя TL071.

Синусоида, показанная на осциллограмме, получена от терминала «Sine», а прямоугольная волна – с выхода операционного усилителя («Sqr»).Цепочка резисторов и колпачков действует как схема фазового сдвига, и колебания происходят на той частоте, где есть точный сдвиг на 180 градусов, преобразовывая отрицательную обратную связь в положительную. Схема стабильна на постоянном токе, так как имеет отрицательную обратную связь через цепочку резисторов.

Давайте посмотрим, как это работает. Помните Правило №2? Теперь посмотрим на сигнал на инвертирующем входе. Как видите, выход принимает полярность наиболее положительного входа, поэтому, когда клемма -in положительная, выход отрицательный.В течение определенного периода времени, зависящего от сопротивления и емкости, напряжение на клемме -in упадет до нуля вольт и в конечном итоге станет отрицательным – выход сразу станет положительным, и цикл будет повторяться. Как и все схемы фильтров, цепь резистор / конденсатор (R / C) вводит временную задержку, и именно она (плюс сформированный простой фильтр нижних частот) создает синусоиду с искажением около 2%. Отнюдь не замечательно, но вполне адекватно для ряда простых приложений.

Синусоидальный выходной сигнал имеет относительно высокий импеданс, и перед использованием его следует буферизовать с помощью операционного усилителя. Любая нагрузка изменит как амплитуду, так и частоту.


5.5 – триггерный осциллятор Шмитта

Генератор триггера Шмитта, также известный как автономный мультивибратор, является гораздо более традиционным с точки зрения конструкции операционных усилителей. Как и генератор с фазовым сдвигом (на самом деле, как и все генераторы), это по своей природе нестабильная схема. Также, как и в предыдущем примере, эта схема не может подчиняться Правилу №1 (поскольку это сделает ее стабильной), поэтому вместо этого следует Правилу №2.


Рисунок 11 – Триггерный осциллятор Шмитта

Эта схема очень распространена там, где требуется генератор, но, как показано, выдает треугольную форму волны с довольно высоким содержанием гармоник. Выходной сигнал операционного усилителя – прямоугольная волна. Обратите внимание на использование положительной обратной связи через R2 и R3. Это конкретное соединение создает триггер Шмитта, полезную, но довольно непостижимую схему для новичка. Хотя это простая схема, понимания того, как она работает, нет.

Предположим, что напряжение питания составляет ± 5 В, и мы будем использовать потери в выходном каскаде операционного усилителя, как показано на рисунке 11.Мы начнем с того момента, когда на выходе операционного усилителя будет + 3,5 В. На клемме + in будет 1,75 В, поскольку между выходом и землей есть делитель напряжения. Таким образом, C1 будет заряжаться до положительного напряжения до тех пор, пока напряжение не станет немного выше 1,75 В. Поскольку необходимо соблюдать Правило № 2, вход -ve теперь более положительный, поэтому выход будет отрицательным. Теперь крышка должна разрядить свое положительное напряжение и начать зарядку до отрицательного напряжения. Когда отрицательное напряжение меньше (больше отрицательного) -1.75 В, выходной сигнал будет положительным, и цикл будет повторяться. Выходной прямоугольный сигнал составляет ± 3,5 В, а треугольный сигнал – ± 1,75 В.

Хотя бы можно определить частоту этого осциллятора, а она примерно равна ….

Х = R3 / (R2 + R3)
f o = 1 / (2 × R1 × C1 × ln ((1 + X) / (1 – X))

Для приведенного выше примера (после того, как было отмечено, что ln – это натуральный логарифм (основание ‘e’), а не основание 10), частота равна…

X = 100 тыс. / 200 тыс. = 0,5
f o = 1 / (2 × 100k × 10nF × ln (1,5 / 0,5))
f o = 1 / (0,002 × ln (3))
f o = 455 Гц

Выходной сигнал треугольной волны имеет относительно высокий импеданс, и его необходимо буферизовать с помощью операционного усилителя, прежде чем использовать его для чего-либо. Любая нагрузка изменит частоту, но не амплитуду (это фиксируется делителем напряжения R2 и R3). Если нагрузка слишком велика, осциллятор остановится. В остальном это надежный недорогой генератор, который прост в сборке и подходит везде, где требуется прямоугольная волна (или буферизованная треугольная волна).Он будет нормально работать от однополярного источника питания, но вам потребуются два резистора R3 , каждый из которых удваивает значение, которое вы обычно используете. Один подключен к источнику питания + ve, а другой – к земле, при этом центральный отвод подключен к неинвертирующему (+ ve) входу операционного усилителя и R2. Резисторы образуют делитель напряжения с номинальным центральным напряжением 1/2 напряжения питания.

Время нарастания и спада на выходе прямоугольной волны настолько велико, насколько позволяет операционный усилитель. Если операционный усилитель имеет низкую скорость нарастания (например, µA741) и у вас есть размах размаха 6 В, время нарастания и спада прямоугольной волны будет около 8 мкс.Генератор, построенный на таком медленном операционном усилителе, можно будет использовать до 4 кГц. TL071 или аналогичный будет вполне доволен до 30 кГц и более. Однако это не точная схема, и она не подходит, если вам нужна очень стабильная частота.


Приложение к части 1 (паразитная емкость)

Одна вещь, которая не описана выше, – это потенциальная чувствительность инвертирующего входа к паразитной емкости. Даже небольшое количество может создать проблемы на высоких частотах. Само собой разумеется, что все дорожки на печатной плате, которые подключаются к инвертирующему входу, должны быть как можно короче.Если он используется в качестве точки суммирования (например, в смесителе), то суммирующие резисторы должны находиться рядом с операционным усилителем. Эта проблема усугубляется при использовании высокоскоростных операционных усилителей, и, если ее не решить, в крайних случаях могут возникнуть колебания.


Рисунок A1 – Компенсация входной емкости

Одним из способов решения любых проблем, вызванных емкостью, является использование конденсатора параллельно с резистором обратной связи (C comp ), как показано выше. Значение определяется емкостью на входе, коэффициентом усиления схемы, номиналами резисторов и обычно является неизвестной величиной.Все дорожки на печатной плате имеют некоторую емкость, и ее влияние увеличивается, если на печатной плате есть заземляющий слой. В большинстве случаев будет легче получить подходящую емкость обратной связи экспериментальным путем, потому что обычно бывает сложно или невозможно измерить ее напрямую.

Например, если показанная схема имеет паразитную емкость 100 пФ (чего на самом деле довольно сложно достичь). Компенсационный конденсатор должен быть около 15 пФ, чтобы предотвратить повышение частоты и нестабильность потенциала.Если один из входов удален (или оставлен плавающим), значение C comp должно быть больше – около 18 пФ. Любая паразитная емкость инвертирующего входа вызовет проблемы независимо от топологии схемы. Выше показан инвертирующий каскад, но он так же важен для неинвертирующего каскада с (например) переключаемыми резисторами для управления усилением.

К счастью, это редко является проблемой, с которой кто-либо сталкивается, потому что разумная практика компоновки гарантирует, что паразитная емкость будет низкой, и очень редко можно увидеть какой-либо высокочастотный звон с прямоугольным входом, который является верным признаком потенциальной нестабильности.При показанном довольно преувеличенном значении паразитной емкости C нестабильность практически гарантирована, но, к счастью, паразитная емкость больше нескольких пФ встречается редко. Это обычно приводит к возникновению любых проблем за пределами верхней АЧХ операционного усилителя.

Например, даже при использовании «идеального» операционного усилителя, 22 пФ C , паразитный приведет к увеличению выходного сигнала на 3 дБ при частоте чуть менее 2,9 МГц – очень немногие операционные усилители имеют полезный коэффициент усиления на такой высокой частоте, поэтому это не проблема. Однако, если вы изучите схему Project 88, вы увидите, что если первый каскад усиления установлен на усиление 0 дБ, резистор обратной связи заменяется перемычкой.Тогда паразитная емкость не влияет на отклик. Также есть предупреждение, чтобы убедиться, что хотя бы один переключатель усиления включен, чтобы минимизировать влияние паразитной емкости.

Хотя вы не будете часто сталкиваться с этой конкретной проблемой, вам необходимо знать об этом. Кажущаяся «незначительной» ошибка со следами печатной платы может вызвать проблемы. Если вы не подозреваете о возможных нежелательных проблемах с высокими частотами (которые могут включать колебания с очень быстрыми операционными усилителями), то вы не знаете, что искать.

В некоторых случаях вы увидите конденсатор, подключенный к резистору обратной связи как на инвертирующем, так и на неинвертирующем каскадах, с усилением или без него. Обычно это выбирается, чтобы вызвать спад сигнала выше звукового диапазона и, таким образом, предотвратить усиление нежелательных высоких частот. В большинстве случаев я не включаю «компенсационный» конденсатор при проектировании схем операционного усилителя, потому что он может (в крайних случаях) обеспечить путь для внешних РЧ (радиочастотных) помех обратно на инвертирующий вход операционного усилителя.Значение ограничения (если используется) определяется желаемой верхней частотой -3 дБ и значением резистора обратной связи от выхода до инвертирующего входа. Например, если R fb составляет 10 кГц, и вы хотите, чтобы частота -3 дБ была равна 40 кГц, предел компенсации будет 400 пФ. Это приведет к снижению выходного сигнала на 1 дБ при 20 кГц, поэтому ограничение в 100 пФ будет лучшим выбором (-0,13 дБ при 20 кГц).


Приложение 2 – Эквивалентная схема µA741

Чтобы дать вам представление о сложности операционного усилителя, на следующем рисунке показана (примерно) эквивалентная схема для известного Fairchild µA741.Это был первый дизайн с внутренней компенсацией, выпущенный в 1968 году. Он быстро стал бестселлером и был проще в использовании, чем все, что было до него. ΜA741, возможно, является наиболее широко используемым операционным усилителем всех времен, и, несмотря на свой возраст, он все еще доступен по сей день. Показанная схема была упрощена, и в сети есть несколько версий, большинство из которых очень похожи на показанные.

Когда впервые был выпущен, наиболее распространенным корпусом была металлическая банка (корпус TO-99), а также керамический 14-контактный корпус DIL для военных спецификаций.Я впервые начал использовать их (металлические банки!) Примерно в 1972 году, и в то время они были на удивление дорогими. Однако, чтобы получить такую ​​же производительность от дискретной схемы, необходимо использовать гораздо больше деталей, и в конечном итоге будет стоить примерно столько же, сколько и ИС (особенно с учетом времени сборки).


Рисунок A2 – Эквивалентная схема µA741

Широко используются зеркала тока, а количество резисторов сведено к минимуму. Это связано с тем, что резисторы – неэффективный способ использования кремния, и их значение может быть трудно контролировать с какой-либо точностью.Поскольку схема является «эквивалентной», она отличается от схемы, представленной в некоторых таблицах данных. Некоторые вещи, которые работают в ИС, не работают с отдельными частями, и наоборот. Входной каскад – это предполагаемая дифференциальная пара, но для входных транзисторов используются эмиттерные повторители для уменьшения тока смещения и увеличения эффективного входного импеданса. Остальная часть схемы обеспечивает усиление по напряжению и, наконец, выходной каскад с защитой от короткого замыкания.

Что отличает µA741 от предыдущих операционных усилителей, так это компенсационный конденсатор.Все предыдущие операционные усилители использовали внешнюю компенсацию, и создание стабильного операционного усилителя с единичным усилением без внешней компенсации сделало его незаменимым для бесчисленных приложений. Базовая архитектура также используется во многих других конструкциях, в первую очередь в модели 1458 – по сути, двойной µA741.

В 1970-е годы было трудно найти схему, в которой не использовал бы хотя бы один мкА741, часто с дополнительными дискретными частями для увеличения выходного тока или уменьшения входного шума. Даже фонокорректоры (с дискретным входом для снижения шума) использовали µA741 – не совсем идеально, но в целом лучше, чем полностью дискретные конструкции, которые были до него.Доступно довольно много веб-страниц, которые подробно описывают µA741, поэтому, если вы хотите узнать больше, выполните поиск в Интернете.

Веб-сайт

One даже предлагает комплект для создания собственной полностью дискретной версии µA741 – поскольку я не связан с продавцом, я не собираюсь указывать здесь URL-адрес, но его легко найти. Изучение схемы (особенно с помощью моделирования) поучительно, и схема, показанная выше, моделируется очень хорошо. Искажения выше, чем у модели µA741 симулятора, но в остальном производительность очень похожа.Практически невозможно построить схему ИС из дискретных частей и получить идентичную производительность, потому что компоненты в ИС оптимизированы (и очень хорошо согласованы там, где это необходимо). С дискретными частями это сделать не так просто, поэтому производительность пострадает. Тем не менее, это поучительно и помогает понять, как работают операционные усилители на интегральных схемах.


Часть 2 Часть 3


Список литературы

При составлении этой статьи я использовал различные ссылки, большинство из которых основано на моих собственных накопленных знаниях.Часть этих накопленных знаний напрямую связана со следующими публикациями:

National Semiconductor Linear Applications (I и II), опубликовано National Semiconductor
National Semiconductor Audio Handbook, опубликовано National Semiconductor
IC Op-Amp Cookbook – Walter G Jung (1974), опубликовано Howard W. Sams & Co., Inc. ISBN 0-672-20969-1
Листы технических данных от National Semiconductor, Texas Instruments, Burr-Brown, Analog Devices, Philips и многих других.
Philbrick Archive – много информации об очень ранних ламповых операционных усилителях, а также более поздних транзисторных версиях. Отличное чтение!

Рекомендуемая литература

AN166 – Базовая теория обратной связи, Рекомендации по применению Philips Semiconductors, декабрь 1988 г. (см. Примечание 1)
Операционные усилители для всех – Рон Манчини, главный редактор Texas Instruments, сентябрь 2001 г.

Примечание 1: ошибок в этом документе, и я добавил примечания в формате PDF, объясняющие, что не так в каждом месте.



Основной индекс Указатель статей
Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и © 2000. Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены в соответствии с Международные законы об авторском праве. Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только для личного использования, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта.

Страница создана и авторские права © Род Эллиотт, 25 апреля 2000 г. / Обновлено 3 мая – дополнительная информация добавлена ​​/ июнь 2017 – дополнительная информация, незначительное переформатирование. / Октябрь 2019 – включены схема и текст µA741 / октябрь 2021 – добавлены «Основные моменты».


Коэффициент усиления шума – обзор

8.4 QWIP и QCD

Этот раздел посвящен сравнению QWIP и QCD. Подробное обсуждение QWIP см. В прекрасной работе Ref. [4]. С момента публикации в 2007 году новые разработки QWIP следовали пяти основным направлениям: (i) наращивание промышленного производства для тепловизионных приложений, (ii) усовершенствования оптической связи, которые подробно рассматриваются в разделе 8.5, (iii) высокоскоростные и гетеродинные QWIP, которые описаны в разделе 8.6, (iv) детектирование ТГц диапазона [58], и (v) интригующая перспектива электронных состояний, связанных в континууме [59, 60].

В отличие от КХД, КВИП являются фотопроводниками: для создания фототока необходимо приложить постоянный ток смещения к структуре, который будет накладываться на значительный темновой ток. Это была историческая причина, по которой КХД были впервые предложены в качестве альтернативы КВИП, но мы обращаем внимание читателя на тот факт, что отсутствие темнового тока в КХД не эквивалентно отсутствию темнового шума, как обсуждалось в предыдущем разделе.«Отсутствие темнового тока» в КХД означает, что они уменьшили темновой шум, и что в приложениях для получения изображений конденсатор считывания не заполнен током, по которому нет сигнала.

Как показано на рис. 8.10, QWIP имеют гораздо более простую полосную структуру, чем QCD, где каждый период состоит из одной QW и одного барьера. Более простая ленточная структура – это обоюдоострый меч: это означает меньшее количество степеней свободы для квантовой инженерии и используемых материальных систем, но также и то, что устройства относительно проще проектировать и реализовывать, и в некоторой степени они более надежны по сравнению с КХД.

Рис. 8.10. Схема структуры и принципа работы полосы QWIP (слева) в сравнении с КХД (справа). Связанные уровни представлены зеленым . Желтыми стрелками показаны пути некоторых электронов. Фигурные красные стрелки представляют переходы ISB, вызванные фотопоглощением.

От А. Делга, Л. Дуеннетта, М. Карраса, В. Трините, П. Буа, Джонсона и дробовых шумов в межподполосных детекторах, Прил. Phys. Lett. 102 (16) (2013) 163507.

За кажущейся простотой зонной структуры скрывается очень богатая панель явлений, связанных с электронным переносом: связь между двумерными (2D) квантовыми локализованными состояниями и трехмерным (3D) свободным электроном. газ, неоднородность электрического поля и эффекты объемного заряда по всей конструкции, нетривиальное влияние контакта инжектора.На данный момент нет четкой, установленной и предсказательной картины и модели физики устройства QWIP, которая была бы эквивалентна матрице плотности Ванье-Штарка моделей NGEF для транспорта QCD и QCL.

Например, происхождение и количественная оценка усиления фотопроводимости и шума в QWIP были предметами горячих споров [4]. Это усиление фотопроводимости, отсутствующее в КХД, является причиной того, почему КВИП и КХД имеют разные IQE и, следовательно, EQE (их эффективности поглощения очень похожи).Он основан на неуловимой вероятности захвата p c : это вероятность для электрона, текущего в континууме состояний над барьерами и падающего в данный период, быть захваченным квантовой ямой указанного периода по сравнению с течением через Это. b 1/ p c – среднее количество периодов, которое электрон (и в частности фотоэлектрон) пройдет до того, как будет захвачен. Теорема Рамо-Шокли говорит нам, что каждый фотоноситель, который проходит 1/ p c периодов, эквивалентен заряду e / ( Np c ), протекающему между внешними электродами.IQE в QWIP записывает η i = p e / ( Np c ), что согласуется с уравнением. (8.8). В результате соотношение между QWIP и QCD EQE составляет по существу 1/ p c (или N , если 1/ p c > N ). Два комментария: во-первых, в стандартных QWIP (привязанных к квазисвязанному дизайну) p e обычно выше, чем в QCD, что является еще одной причиной (но второго порядка) увеличения EQE.Во-вторых, при комнатной температуре pc → 1, так что усиление фотопроводимости QWIP имеет тенденцию исчезать.

Итак, физическая картина усиления фотопроводимости в QWIP также была в центре внимания многочисленных дискуссий, и мы предлагаем здесь эйлерову интерпретацию, вдохновленную картиной главного уравнения переноса [33]: создание фотоэлектрона является дополнительным возмущением стационарное состояние, возмущение, которое распространяется по всей конструкции. В детекторах IB, когда поглощение фотонов создает пару электрон-дырка, оба заряда удаляются, так что локально не возникает эффекта пространственного заряда.Напротив, в детекторах ISB «дырки» – это ионизированные донорные примеси, которые не перемещаются из периода, в котором они «созданы», в том смысле, что они становятся неэкранированными уносимым их фотоэлектроном. Так что фотопоглощение нарушает стационарное состояние в том смысле, что оно создает чистый дополнительный положительный заряд в период, когда происходит поглощение. Этот чистый дополнительный заряд создает эффекты пространственного заряда, которые распространяются к контактам и, в частности, к инжектору, где снижается барьер и вводится дополнительный ток: это источник фототока, который вымывается дополнительным (по сравнению со скоростью в стационарном состоянии). ) захвата в исходную скважину с эффективностью, зависящей от p c .Возвращаясь к описанию, где периоды в КХД расположены последовательно, а срезы области поглотителя в детекторах IB расположены параллельно, периоды в QWIP находятся между ними: они составляют p c последовательно и 1 – p c параллельно. Эффект наличия неподвижных «отверстий» больше усиливается при параллельной установке, чем при последовательной.

Картина шума в QWIP естественно следует из обсуждения в предыдущем разделе.При типичных рабочих напряжениях поток электронов сильно направлен, и наблюдается только дробовой шум. Когда все носители испытывают один и тот же случайный процесс (здесь захват и излучение в квантовые ямы и из них), шум имеет типичную пуассоновскую форму: ситуация концептуально аналогична случаю мезоскопической физики одного канала проводимости с вероятностью передачи Т . В выражении Пуассона 2 eF | I |, коэффициент Фано преобразуется в F = 2 г с коэффициентом 2, учитывающим как генерацию, так и рекомбинацию.

Был жаркий спор о том, каким должно быть усиление шума g , который был завершен, когда модель Бека [61] была подтверждена как теоретически строгим подходом Рамо-Шокли [62], так и экспериментально в фотоэлектрические QWIPs [63], где p c = 1 и g должны быть равны 1/2 N , N – количество периодов. Было достигнуто согласие написать g = (2 – p c ) / 2 Np c .Другие выражения могут быть получены при наличии лавинообразных процессов [64]. Со всеми мерами предосторожности, подробно описанными в Разделе 8.2, обнаруживающая способность в QWIP может быть записана как

(8.20) D * = ℛ / 4e2 − pc2NpcJNeV≫kBT

, что действительно только вдали от 0 В и должно быть , а не . быть продлен к равновесию, добавив еще один член Джонсона. Дж – полная плотность тока при освещении, но поскольку поток электронов однонаправленный Дж = Дж темный + Дж opt .Это дает простое условие для температуры перехода ограниченного режима из оптического в темный (и, в частности, T BLIP ), когда J dark = J opt . Однако обратите внимание, что, в отличие от КХД, обнаруживающая способность по-прежнему зависит от микроскопической величины, которая составляет p c . Единственный способ измерить p c экспериментально – это сравнить коэффициент усиления шума с его выражением, приведенным выше, поэтому в этом смысле исследователи QWIP всегда должны измерять шум.

Что такое усиление шума на самом деле? И как это определяется в общем случае?

Хорошо, после лота дополнительных исследований, я думаю, что дошел до сути. На самом деле я уверен, что он только приближается к дну, поскольку я нашел эту тематическую область довольно глубокой, но я думаю, что я подошел достаточно близко, чтобы пролить немного света.

Основное заблуждение

Поворотным моментом в моем понимании стал момент, когда я понял, что уравнение, которое я начал с OP:

$$ G = \ frac {A_o} {1 + A_o \ beta} $$

– это уравнение блок-схемы , а не уравнение цепи .Это две разные вещи, и перевод между одним и другим часто нетривиален. Тот факт, что перевод на тривиален для простого неинвертирующего корпуса операционного усилителя, возможно, ловушка для неосторожных, я определенно первым пришел в голову 🙂

Мы скоро увидим, почему это важно.

Что такое

коэффициент усиления шума на самом деле?

Усиление шума (в схеме операционного усилителя) – это усиление слабого сигнала, подаваемого на неинвертирующий (+) вход.

Это так называется, потому что шум часто называют «относящимся к входу», имея в виду шумовой сигнал, который должен присутствовать на входе для создания заданного выходного шума. Это позволяет «сосредоточить» шум, возникающий в различных частях операционного усилителя, в одно эквивалентное значение, упрощая любой анализ, которому на самом деле не важно, где внутри черного ящика возникает шум.

В простом неинвертирующем усилителе коэффициент усиления шума такой же, как коэффициент усиления сигнала:

Это имеет смысл, если учесть, что сигнал подается непосредственно на неинвертирующий вход, и небольшое дифференциальное напряжение, приложенное к этому узлу, будет иметь точно такое же усиление, что и сигнал.

Я думаю, что блок-схема лучше всего показывает это. Вероятно, это не является строго необходимым для понимания этого простого неинвертирующего случая, но я нашел его решающим для понимания общего случая . Кроме того, \ $ \ beta \ $ – это переменная блок-схемы, поэтому мы можем избежать повторяющихся мысленных трансляций от блока к схеме, если будем оставаться в области блок-схемы, когда используем ее для рассуждений.

Узел \ $ + \ $ на суммирующем блоке соответствует неинвертирующему входу операционного усилителя (в данном случае , но не , как мы увидим ниже).Легко увидеть, что между шумовым сигналом и «реальным» сигналом нет никакой разницы, и коэффициент усиления шума в этом случае составляет:

$$ NG = \ frac {A_o} {1 + A_o \ beta} $$

В своей книге Уолтер Юнг определяет усиление шума как \ $ 1 / \ beta \ $. И, я думаю, все мы знаем, что уравнение, приведенное выше, равно , приблизительно \ $ 1 / \ beta \ $ при \ $ A_o \ beta \ gg 1 \ $. Фактически, это приближение отлично подходит для получения коэффициента усиления шума постоянного тока, положения длинной плоской части по оси Y в начале кривой ее величины на диаграмме Боде.Но если вы хотите увидеть его частотно-зависимое поведение (например, для построения графика в SPICE), вам нужно использовать длинную форму.

Хорошо, мы находимся на пути к вычислению усиления шума в общем случае, но остается одна проблема: как определить значение бета (\ $ \ beta \ $)? Сначала это может быть неочевидно, но это проблема, потому что компоненты, которые участвуют в бета-версии, могут также участвовать в других блоках . Нет никакой гарантии, что в сети обратной связи все они есть сами по себе; Фактически, нам не нужно смотреть дальше, чем конфигурация инвертирующего усилителя, в качестве примера их «общего» (возможно, точнее, взаимозависимых ).

Рассмотрим схему инвертирующего усилителя ниже:

Блок-схема этой схемы оказывается такой:

Я не буду вдаваться в подробности того, как вы попали сюда по принципиальной схеме, но это может стать интересным последующим вопросом, если вы захотите его опубликовать. По сути, вы создаете эквивалент Тевенина, просматривая \ $ R_f \ $ с инвертирующего терминала, а затем используете суперпозицию, чтобы получить два вклада в суммирующий узел.Обратите внимание, что здесь \ $ V_e \ $ представляет \ $ V_- – V _ + \ $ на входах операционного усилителя, поэтому \ $ A_o \ $ и \ $ \ beta \ $ имеют знаки минус в своих выражениях.

Есть пара интересных вещей, которые мы можем увидеть:

  1. Входной сигнал \ $ v_ {in} \ $ не появляется непосредственно в суммирующем узле. Сначала он ослабляется на \ $ T_i \ $ (\ $ T_i \ $ здесь означает входной коэффициент пропускания ). Это объясняет, почему коэффициент усиления шума не равен усилению сигнала для инвертирующей топологии.Шумовое усиление является атрибутом контура основного усилителя, а не всей схемы.

  2. \ $ \ beta \ $ то же самое, что и для неинвертирующего случая (после того, как вы разобрались со знаками). Это объясняет, почему коэффициент усиления шума одинаков для инвертирующей и неинвертирующей топологий.

  3. \ $ R_f \ $ и \ $ R_ {in} \ $ появляются в как в выражениях блока \ $ \ beta \ $, так и \ $ T_i \ $. Это отражает взаимозависимость между сетью обратной связи и сетью входного затухания.Таким образом, изменение одного из импедансов изменяет как сигнал, так и коэффициент усиления шума. Таким образом, невозможно изменить их отдельно, изменив значения существующих компонентов сети обратной связи.

Итак, что такое «принудительное усиление шума» и почему это работает?

Я занялся этим вопросом усиления шума, преследуя интерес к стабильности / компенсации операционного усилителя, а не к шуму. Я нашел пару ссылок, в которых утверждалось (перефразировано) «… принудительное усиление шума – это мощный метод компенсации, о котором многие инженеры-аналоговые инженеры не знают о … ». Моя реакция была:« Хм, звучит интересно! Обожаю аналоговые черные арты! Что такое усиление шума? И как заставить его делать то, чего он не хочет? »

Что ж, после этого недавнего исследования я склонен думать, что “принудительное усиление петли ” (вниз) является более подходящим выражением, поскольку это то, что повышает стабильность. Коэффициент усиления контура равен \ $ A_o \ beta \ $; изменение \ $ \ beta \ $ – не единственный способ изменить этот продукт. Это станет более ясным через минуту.

Напоминаем, что так выглядит приведенная выше схема «принудительного усиления шума» применительно к неинвертирующему усилителю:

Если мы проведем такой же анализ эквивалента Тевенина, чтобы изолировать блоки обратной связи и ввода, мы получим блок-схему, которая будет выглядеть так:

Мы можем наблюдать несколько интересных моментов:

  • Путь обратной связи ослабляется \ $ T_f \ $.Это эффективно снижает долю обратной связи, увеличивая коэффициент усиления замкнутого контура основного усилителя, также известный как коэффициент усиления шума.

  • Вход ослабляется на \ $ T_i \ $, , что в точности совпадает с \ $ T_f \ $ . Обычно это приводит к уменьшению общего усиления сигнала схемы. Однако в этом случае это уменьшение в точности компенсируется увеличением коэффициента усиления шума , и общий коэффициент усиления сигнала не изменяется.

  • Поскольку \ $ T_i \ $ и \ $ T_f \ $ одинаковы и оба они появляются непосредственно перед суммирующим блоком, алгебра блок-диаграмм позволяет нам переместить этот блок на другую сторону лета, как показано на рисунке ниже. .Однако будьте осторожны, хотя подобные манипуляции с блок-схемой по-прежнему дают вам правильный ответ для общей передаточной функции \ $ V_ {out} / V_ {in} \ $, соответствия любого заданного сигнала (соединительной линии) сигналу физическая точка в цепи может быть нарушена.

Обращаясь к эквивалентной диаграмме, которую мы получаем, мы видим, что желаемое снижение коэффициента усиления контура может быть достигнуто путем ослабления коэффициента усиления основного усилителя без изменения общего коэффициента усиления сигнала (на низких частотах).

Покойный профессор Джеймс Роберж из Массачусетского технологического института (Массачусетский технологический институт) продемонстрировал это действительно превосходное видео (начало примерно 35:17). В итоге я просмотрел всю серию из 20 лекций (большую часть дважды 🙂 и очень рекомендую 🙂

Я также разработал, как напрямую построить график усиления шума в LTspice, я разместил это в качестве дополнительного вопроса, если вы хотите взглянуть: Как построить график усиления шума схемы операционного усилителя в SPICE ?.

Усиление шума – это то, как шум (внутренний по отношению к входу операционного усилителя) усиливается резисторами обратной связи В СВЯЗИ (что очень важно) с «невидимой» емкостью от инвертирующего входа до земли i.е. на входах паразитная емкость. Рассмотрим стандартный неинвертирующий усилитель: –

Обычно мы предполагаем, что выходное напряжение равно \ $ V_ {IN} \ times 1 + \ dfrac {R2} {R1} \ $ до тех пор, пока частота не достигнет предела, при котором падающее усиление разомкнутого контура приводит к соответствующему падению усиления замкнутого контура. Я собираюсь добавить к приведенной выше схеме две вещи, которые сделают ее более актуальной с точки зрения анализа усиления шума: –

Два добавленных компонента – емкость утечки инвертирующего входа и внутренний источник шума внутри каждого входа операционного усилителя.

С точки зрения шума (и сигнала) усиление увеличивается за счет добавления конденсатора через R1. R1 шунтируется (на высоких частотах) реактивным сопротивлением конденсатора. Это означает, что увеличивается как усиление сигнала, так и (так сказать) усиление шума.

Итак, заключительная часть этой истории – сюжет: –

От постоянного тока вверх усиление определяется обычным усилением, то есть 1 + R2 / R1, затем в какой-то момент C1 начинает постепенно шунтировать R1, и усиление растет с частотой.Это возрастающее усиление продолжается до тех пор, пока не встретит отклик в разомкнутом контуре, а затем, естественно, падает с падением коэффициента усиления разомкнутого контура.

Вот что такое усиление шума при применении к схеме неинвертирующего операционного усилителя.

Коэффициент усиления шума операционного усилителя всегда определяется выражением \ $ G_N \ $ = \ $ 1 \ + \ \ frac {R_F} {R_ {IN}} \ $ при условии, что коэффициент усиления разомкнутого контура \ $ AV_ {OL} \ $ это >> \ $ A_ {CL} \ $ (коэффициент усиления замкнутого контура), где для вашей схемы \ $ R_ {IN} \ $ задается (как вы заметили) \ $ R_G \ $ || \ $ R_N \ $. Это неинвертирующий коэффициент усиления усилителя, справедливый как для инвертирующих, так и для неинвертирующих конфигураций.

Коэффициент усиления шума используется для критериев стабильности, а не усиления сигнала.

Вот небольшой удобный рисунок:

Если усилитель имеет очень высокое усиление разомкнутого контура, то усиление замкнутого контура является усилением шума.

Ваша схема выше такая же, как и схема C.

Как вы обнаружили, изменяя \ $ R_ {IN} \ $, вы можете изменить запас устойчивости за счет увеличения шума и смещения.

Определение коэффициента усиления с обратной связью усилителя:

[Обновление]

В ответ на комментарии:

Коэффициент усиления шума усилителя не является частным случаем; это всегда неинвертирующий коэффициент усиления усилителя, который в конечном итоге устанавливает коэффициент усиления усилителя с обратной связью.

Коэффициент усиления шума равен \ $ 1 \ + \ frac {R_F} {R_ {IN}} \ $, а коэффициент усиления сигнала равен 1 + \ $ \ frac {R_F} {R_G} \ $.

Обратите внимание, что \ $ R_ {IN} \ $ всегда является входным импедансом, как видно из инвертирующего входа при переменном токе (так что в данном случае это закороченные входы).

Ваш источник переменного тока имеет нулевой импеданс и поэтому подключает (для переменного тока) \ $ R_ {IN} \ $ к земле с целью анализа; попробуйте добавить сопротивление источника, чтобы понять, почему это может изменить ситуацию.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.