Тл 494 – TL494, что это за “зверь” такой? – Начинающим – Теория

Схема генератора прямоугольных импульсов

Печатная плата генератора на TL494 и другие файлы находятся в отдельном .

Детали генератора импульсов

Конденсаторы С1-С4 времязадающей цепи выбираются под необходимый частотный диапазон и емкость их может быть от 10 микрофарад для инфранизкого поддиапазона до 1000 пикофарад – для наиболее высокочастотного.

При ограничении среднего тока в 200 мА схема способна достаточно быстро зарядить затвор, но
разрядить его выключенным транзистором невозможно. Разряжать затвор с помощью заземленного резистора – также неудовлетворительно медленно. Для этих целей применяется независимый комплементарный повторитель.

• Читайте: “Как сделать из компьютерного”.

Общее описание и использование

TL 494 и ее последующие версии – наиболее часто применяемая микросхема для построения двухтакных преобразователей питания.

• TL494 (оригинальная разработка Texas Instruments) – ИС ШИМ преобразователя напряжения с однотактными выходами (TL 494 IN – корпус DIP16, -25..85С, TL 494 CN – DIP16, 0..70C).
• К1006ЕУ4 – отечественный аналог TL494
• TL594 – аналог TL494 c улучшенной точностью усилителей ошибки и компаратора
• TL598 – аналог TL594 c двухтактным (pnp-npn) повторителем на выходе

Настоящий материал – обобщение на тему оригинального техдока Texas Instruments , публикаций International Rectifier (“Силовые полупроводниковые приборы International Rectifier”, Воронеж, 1999) и Motorola.

Достоинства и недостатки данной микросхемы:

• Плюс: Развитые цепи управления, два дифференциальный усилителя (могут выполнять и логические функции)
• Минус: Однофазные выходы требуют дополнительной обвески (по сравнению с UC3825)
• Минус: Недоступно токовое управление, относительно медленная петля обратной связи (некритично в автомобильных ПН)
• Минус: Cинронное включение двух и более ИС не так удобно, как в UC3825

1. Особенности микросхем TL494

Цепи ИОНа и защиты от недонапряжения питания . Схема включается при достижении питанием порога 5.5..7.0 В (типовое значение 6.4В). До этого момента внутренние шины контроля запрещают работу генератора и логической части схемы. Ток холостого хода при напряжении питания +15В (выходные транзисторы отключены) не более 10 мА. ИОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабилизация по выходу не хуже +/- 25мВ) обеспечивает вытекающий ток до 10 мА. Умощнять ИОН можно только используя npn-эмиттерный повторитель (см TI стр. 19-20), но на выходе такого “стабилизатора” напряжение будет сильно зависеть от тока нагрузки.

Генератор вырабатывает на времязадающем конденсаторе Сt (вывод 5) пилообразное напряжение 0..+3.0В (амплитуда задана ИОНом) для TL494 Texas Instruments и 0…+2.8В для TL494 Motorola (чего же ждать от других?), соответственно для TI F=1.0/(RtCt), для Моторолы F=1.1/(RtCt).

Допустимы рабочие частоты от 1 до 300 кГц, при этом рекомендованный диапазон Rt = 1…500кОм, Ct=470пФ…10мкФ. При этом типовой температурный дрейф частоты составляет (естественно без учета дрейфа навесных компонентов) +/-3%, а уход частоты в зависимости от напряжения питания – в пределах 0.1% во всем допустимом диапазоне.

Для дистанционного выключения генератора можно внешним ключом замкнуть вход Rt (6) на выход ИОНа, или – замкнуть Ct на землю. Разумеется, сопротивление утечки разомкнутого ключа должно учитываться при выборе Rt, Ct.

Вход контроля фазы покоя (скважности) через компаратор фазы покоя задает необходимую минимальную паузу между импульсами в плечах схемы. Это необходимо как для недопущения сквозного тока в силовых каскадах за пределами ИС, так и для стабильной работы триггера – время переключения цифровой части TL494 составляет 200 нс. Выходной сигнал разрешен тогда, когда пила на Cт превышает напряжение на управляющем входе 4 (DT). На тактовых частотах до 150 кГц при нулевом управляющем напряжении фаза покоя = 3% периода (эквивалентное смещение управляющего сигнала 100..120 мВ), на больших частотах встроенная коррекция расширяет фазу покоя до 200..300 нс.

Используя цепь вход

electriclub.ru

Регулируемый источник питания из БП ATX на TL494. Часть 1 — железо / Habr

Сегодня хотел бы рассказать Вам о своём опыте переделки самого обычного китайского БП ATX в регулируемый источник питания со стабилизацией тока и напряжения(0-20А, 0-24В).

В этой статье мы подробно рассмотрим работу ШИМ контроллера TL494, обратной связи и пробежимся по модернизации схемы БП и разработке самодельной платы усилителей ошибок по напряжению и току.

Честно признаться, сейчас я даже не могу назвать модель подопытного БП. Какой-то из многочисленных дешевых 300W P4 ready. Надеюсь, не нужно напоминать, что на деле эти 300W означают не больше 150, и то с появлением в квартире запаха жареного.

Рассчитываю на то, что мой опыт сможет быть кому-то полезен с практической точки зрения, а потому упор сделаю на теорию. Без нее всё равно не получится переделать БП т.к. в любом случае будут какие-то отличия в схеме и сложности при наладке.

Схема БП ATX
Для начала пройдемся по схеме БП ATX на контроллере TL494(и его многочисленных клонах).
Все схемы очень похожи друг на друга. Гугл выдает их довольно много и кажется я нашел почти соответствующую моему экземпляру.

Ссылка на схему в полном размере

Структурно разделим БП на следующие блоки:
— выпрямитель сетевого напряжения с фильтром
— источник дежурного питания(+5V standby)
— основной источник питания(+12V,-12V,+3.3V,+5V,-5V)
— схема контроля основных напряжений, генерация сигнала PowerGood и защита от КЗ

Выпрямитель с фильтрами это всё что в левом верхнем углу схемы до диодов D1-D4.

Источник дежурного питания собран на трансформаторе Т3 и транзисторах Q3 Q4. Стабилизация построена на обратной связи через опторазвязку U1 и источнике опорного напряжения TL431. Подробно рассматривать работу этой части я не буду т.к. знаю, что слишком длинные статьи читать не очень весело. В конце я дам название книги, где подробно рассмотрены все подробности.

Обратите внимание, в схеме по ошибке и ШИМ контроллер TL494 и ИОН дежурного питания TL431 обозначены как IC1. В дальнейшем я буду упоминать IC1 имея ввиду именно ШИМ контроллер.

Основной источник питания собран на трансформаторе Т1, высоковольтных ключах Q1 Q2, управляющем трансформаторе Т2 и низковольтных ключах Q6 Q7. Всё это дело раскачивается и управляется микросхемой ШИМ контроллера IC1. Понимание принципа работы контроллера и назначения каждого элемента его обвязки — это как раз то, что необходимо для сознательной доработки БП вместо слепого повторения чужих рекомендаций и схем.

Механизм работы примерно таков: ШИМ контроллер, поочередно открывая низковольтные ключи Q6 Q7, создает ЭДС в первичной обмотке трансформатора Т2. Видите, эти ключи питаются низким напряжением от дежурного источника питания? Найдите на схеме R46 и поймете о чем я. ШИМ контроллер также питается от этого дежурного напряжения. Чуть выше я назвал трансформатор Т2 управляющим, но кажется у него есть какое-то более правильное название. Его основная задача — гальваническая развязка низковольтной и высоковольтной части схемы. Вторичные обмотки этого трансформатора управляют высоковольтными ключами Q1 Q2, поочередно открывая их. С помощью такого трюка низковольтный ШИМ контроллер может управлять высоковольтными ключами с соблюдением мер безопасности. Высоковольтные ключи Q1 Q2 в свою очередь раскачивают первичную обмотку трансформатора Т1 и на его вторичных обмотках возникают интересующие нас основные напряжения. Высоковольтными эти ключи называются потому, что коммутируют они выпрямленное сетевое напряжение, а это порядка 300В! Напряжение со вторичных обмоток Т1 выпрямляется и фильтруется с помощью LC фильтров.

Теперь, надеюсь, в целом картину вы себе представляете и мы можем идти дальше.

ШИМ контроллер TL494.
Давайте разберемся как же устроен ШИМ контроллер TL494.
Будет лучше, если вы скачаете даташит www.ti.com/lit/ds/symlink/tl494.pdf, но в принципе я постараюсь вынести из него самое главное с помощью картинок. Для более глубокого понимания всех тонкостей советую вот этот документ: www.ti.com/lit/an/slva001e/slva001e.pdf

Начнем, как это ни странно, с конца — с выходной части микросхемы.
Сейчас всё внимание на выход элемента ИЛИ (помечен красным квадратом).
Выход этого элемента в конкретный момент времени напрямую управляет состоянием одного или обоих сразу ключей Q1 Q2.
Вариант управления задаётся через пин 13(Output control).

Важная вещь №1: если на выходе элемента ИЛИ лог 1 — выходные ключи закрыты(выключены). Это верно для обоих режимов.
Важная вещь №2: если на выходе элемента ИЛИ лог 0 — один из ключей(или оба сразу) открыт(включен).

Вырисовывается следующая картина: по восходящему фронту открытый ранее транзистор закрывается(в этот момент они оба гарантированно закрыты), триггер меняет своё состояние и по нисходящему фронту включается уже другой ключ и будет оставаться включенным пока снова не придет восходящий фронт и не закроет его, в этот момент опять триггер перещёлкивается и следующий нисходящий фронт откроет уже другой транзистор. В single ended режиме ключи всегда работают синхронно и триггер не используется.

Время, когда выход находится в лог. 1(и оба ключа закрыты) называется Dead time.
Отношение длительности импульса(лог. 0, транзистор открыт) к периоду их следования называется коэффициент заполнения(PWM duty cycle). Например если коэффициент 100% то на выходе элемента ИЛИ всегда 0 и транзистор(или оба) всегда открыт.

Простите, но стараюсь объяснять максимально доступно и почти на пальцах, потому что официальным сухим языком это можно и в даташите прочитать.

Ах да, зачем же нужен Dead time? Если коротко: в реальной жизни верхний ключ будет тянуть наверх(к плюсу) а нижний вниз(к минусу). Если открыть их одновременно — будет короткое замыкание. Это называется сквозной ток и из-за паразитных емкостей, индуктивностей и прочих особенностей такой режим возникает даже если вы будете открывать ключи строго по очереди. Чтобы сквозной ток свести к минимуму нужен dead time.

Теперь обратим внимание на генератор пилы(oscillator), который использует выводы 5 и 6 микросхемы для установки частоты.
На эти выводы подключается резистор и конденсатор. Это и есть тот самый RC генератор о котором наверное многие слышали. Теперь на выводе 5(CT) у нас пила от 0 до 3.3В. Как видим, эта пила подается на инвертирующие входы компараторов Dead-time и PWM.

С терминами и работой выходной части ШИМ контроллера более-менее определились, теперь будем разбираться при чем тут пила и зачем нам все эти компараторы и усилители ошибок. Мы поняли, что отношение длительности импульса к периоду их следования определяет коэффициент заполнения, а значит и выходное напряжение источника питания т.к. в первичную обмотку трансформатора будет вкачиваться тем больше энергии, чем больше коэффициент заполнения.

Для примера разберемся, что нужно сделать чтобы установить коэффициент заполнения 50%. Вы еще помните про пилу? Она подается на инвертирующие входы компараторов PWM и Dead time. Известно, что если напряжение на инвертирующем входе выше чем на неинвертирующем — выход компаратора будет лог.0. Напомню, что пила — это плавно поднимающийся от 0 до 3.3в сигнал, после чего резко падающий на 0в.
Таким образом, чтобы на выходе компаратора 50% времени был лог.0 — на неинвертирующий вход нужно подать половину напряжения пилы(3.3в/2=1,65в). Это и даст искомые 50% duty cycle.

Заметили, что оба компаратора сходятся на том самом элементе ИЛИ, а значит, пока какой-то из компараторов выдает лог.1 — другой не может ему помешать. Т.е. приоритет имеет тот компаратор, который приводит к меньшему коэффициенту заполнения. И если на Dead time компаратор напряжение подается снаружи, то на PWM компаратор можно подать сигнал как извне(3 пин) так и с встроенных усилителей ошибок(это обычные операционные усилители). Они тоже соединяются по схеме ИЛИ, но т.к. мы уже имеем дело с аналоговым сигналом — схема ИЛИ реализуется с использованием диодов. Таким образом контроль над коэффициентом заполнения захватывает тот усилитель ошибки, который просит меньший коэффициент заполнения. Состояние другого при этом не имеет значения.

Обратная связь.
Хорошо, теперь как на всём этом построить источник питания? Очень просто! Нужно охватить БП отрицательной обратной связью. Разница между желаемым(заданным) и имеющимся напряжением называется ошибка. Если в каждый момент времени воздействовать на коэффициент заполнения так, чтобы исправить ошибку и привести ее к 0 — получим стабилизацию выходного напряжения(или тока). Обратная связь является отрицательной до тех пор, пока реагирует на ошибку управляющим воздействием с противоположным знаком. Если обратная связь будет положительной — пиши пропало! В таком случае обратная связь будет увеличивать ошибку вместо того чтобы уменьшать ее.

Всё это работа для тех самых усилителей ошибок. На инвертирующий вход усилителя ошибки подается опорное напряжение(эталон), а на неинвертирующий заводится напряжение на выходе источника питания. Кстати внутри ШИМ контроллера есть источник опорного напряжения 5В, который является точкой отсчёта во всех измерениях.

Компенсация обратной связи
Даже не знаю как бы по-проще это объяснить. С обратной связью всё просто только в идеальном мире. На практике же если вы изменяете коэффициент заполнения — выходное напряжение меняется не сразу, а с некоторой задержкой.

К примеру усилитель ошибки зарегистрировал понижение напряжения на выходе, откорректировал коэффициент заполнения и прекратил вмешиваться в систему, но напряжение продолжает нарастать и потом усилитель ошибки вынужден снова корректировать коэффициент заполнения уже в другую сторону. Такая ситуация происходит из-за задержки реакции. Так система может перейти в режим колебаний. Они бывают затухающими и незатухающими. Блок питания в котором могут возникнуть незатухающие колебания сигнала обратной связи — долго не протянет и является нестабильным.

У обратной связи есть определенная полоса пропускания. Допустим полоса 100кГц. Это означает, что если выходное напряжение будет колебаться с частотой выше 100кГц — обратная связь этого просто не заметит и корректировать ничего не будет. Конечно, хотелось бы, чтобы обратная связь реагировала на изменения любой частоты и выходное напряжение было как можно стабильнее. Т.е. борьба идет за то, чтобы обратная связь была максимально широкополосной. Однако та самая задержка реакции не позволит нам сделать полосу бесконечно широкой. И если полоса пропускания цепи обратной связи будет шире чем возможности самого БП на отработку управляющих сигналов(прямая связь) — на некоторых частотах отрицательная обратная связь будет внезапно становиться положительной и вместо компенсации ошибки будет ее еще больше увеличивать, а это как раз условия возникновения колебаний.

Теперь от задержек в секундах давайте перейдем к частотам, коэффициентам усиления и фазовым сдвигам…
Полоса пропускания это максимальная частота, на которой коэффициент усиления больше 1.
С увеличением частоты коэффициент усиления уменьшается. В принципе это справедливо для любого усилителя.
Итак, чтобы наш БП работал стабильно должно выполняться одно условие: во всей полосе частот, где суммарное усиление прямой и обратной связи больше 1(0дБ), отставание по фазе не должно превышать 310 градусов. 180 градусов вносит инвертирующий вход усилителя ошибки.

Вводом в обратную связь различных фильтров добиваются того, чтобы это правило выполнялось. Если очень грубо, то компенсация обратной связи это подгонка полосы пропускания и ФЧХ обратной связи под реакции реального источника питания(под характеристики прямой связи).

Тема эта очень не простая, под ней лежит куча математики, исследований и прочих трудов… Я лишь стараюсь в доступном виде изложить саму суть вопроса. Могу порекомендовать к прочтению вот эту статью, где хоть и не так на пальцах, но тоже в доступном виде освещен этот вопрос и даны ссылки на литературу: bsvi.ru/kompensaciya-obratnoj-svyazi-v-impulsnyx-istochnikax-pitaniya-chast-1

От теории к практике
Теперь мы можем взглянуть на схему БП и понять что в ней много лишнего. В первую очередь я выпаял всё, что относится к контролю выходных напряжений(схема формирования сигнала Power good). Нейтрализовал встроенные в ШИМ контроллер усилители ошибок путем подачи +5vref на инвертирующие входы и посадив на GND неинвертирующие. Удалил штатную схему защиты от КЗ. Выпилил все не нужные выходные фильтры от напряжений которые не используются… Заменил выходные диоды на более мощные. Заменил трансформатор! Выпаял его из качественного БП где написанные 400W действительно означают 400W. Разница в размерах между тем, что стояло тут до этого говорит сама за себя:

Заменил дроссели в выходном фильтре(с того-же 400W БП) и конденсаторы поставил на 25В:

Далее я разработал схему, позволяющую регулировать стабилизацию выходного напряжения и устанавливать ограничение тока выдаваемого БП.

Схема реализует внешние усилители ошибок собранные на операционных усилителях LM358 и несколько дополнительных функций в виде усилителя шунта(INA197) для измерения тока, нескольких буферных усилителей для выдачи величины установленного и измеренного тока и напряжения на другую плату, где собрана цифровая индикация. О ней я расскажу в следующей статье. Выдавать на другую плату сигналы как есть — не лучшее решение т.к. источник сигнала может быть достаточно высокоомным, провод ловит шум, мешая обратной связи работать устойчиво. В первой итерации я с этим столкнулся и пришлось всё переделать. В принципе на схеме всё подписано, подробно комментировать ее не вижу смысла и думаю, что для тех кто понял теорию выше, должно быть всё довольно очевидно.

Отмечу лишь, что цепочки C4R10 и C7R8 это и есть компенсация обратной связи о которой я говорил выше. Честно говоря, в ее настройке очень помогла прекрасная статьи эмбэддера под ником BSVi. bsvi.ru/kompensaciya-obratnoj-svyazi-prakticheskij-podxod Этот подход реально работает и потратив денек-другой мне удалось добиться стабильной работы БП описанным в статье методом. Сейчас, конечно, я бы справился часа за два наверно, но тогда опыта не было и по неосторожности я взорвал не мало транзисторов.

Ах да, обратите внимание на емкость C7! 1uF это довольно много. Сделано это для того, чтобы обратную связь по току зажать в быстродействии. Это такой грязный хак для преодоления нестабильности возникающей на границе перехода от стабилизации напряжения к стабилизации тока. В таких случаях применяют какие-то более навороченные приёмы, но так заморачиваться я не стал. Супер точная стабилизация тока мне не нужна, к тому же к моменту, когда я столкнулся с этой бедой — проект переделки БП успел здорово надоесть!

По этой схеме лазерным утюгом была изготовлена плата:

Она встраивается в БП вот таким образом:

В качестве шунта для измерения тока выбран кусок медной проволоки длинной сантиметров 10 наверно.

Корпус я использовал от довольно качественного БП Hiper. Кажется это самый проветриваемый корпус из всех что я видел.

Также возник вопрос о подключении вентилятора. БП ведь регулируется от 0 до 24В, а значит кулер придется питать от дежурки. Дежурка представлена двумя напряжениями — стабильными 5В, которые идут на материнскую плату и не стабилизированным, служебным питанием около 13.5В которое используется для питания самого ШИМ контроллера и для раскачки управляющего трансформатора. Я использовал обычный линейный стабилизатор чтобы получить стабильные +12В и завёл их на маленькую платку терморегуляции оборотов кулера, выпаянную с того-же Hiper’a. Платку закрепил на радиаторе шурупом просто из соображений удобства подключения кулера.

Радиаторы кстати пришлось изогнуть ибо они не вмещались в корпус нового формата. Лучше перед изгибанием их нагревать паяльной станцией, иначе есть шанс отломать половину зубов. Терморезистор регулятора закрепил на дросселе групповой стабилизации т.к. это самая горячая часть.

В таком виде БП прошел длительные испытания, питая кучу автомобильных лампочек дальнего света и выдерживал нагрузки током порядка 20А при напряжении 14В. А еще он гордо зарядил несколько автомобильных аккумуляторов, когда у нас в Крыму выключали свет.

Будущее уже рядом
Тем временем я задумал немного нестандартную систему индикации режимов работы БП, о чем в последствии немного сожалел, но всё-же она работает!

Так что в следующей статье вас ждет программирование ATMega8 на C++ с применением шаблонной магии, различных паттернов и самописная библиотека для вычислений с фиксированной точкой поверх которой реализовано усреднение отсчётов АЦП и перевод их в напряжение/ток по таблице с линейной интерполяцией. Каким-то чудом всё это уместилось в 5 с копейками килобайт флэша.

Не переключайте канал, должно быть интересно.

Кстати, обещанная в начале книга:
Куличков А.В. «Импульсные блоки питания для IBM PC»
radioportal-pro.ru/_ld/0/15_caf3ebe8f7eaeee.djvu

P.S. Надеюсь, изложенное выше окажется полезным. Строго не судите, но конструктивная критика приветствуется.

Added для RO пользователей которые не могут писать комментарии: email: altersoft_пёс_mail.ру

habr.com

РОЛЬ МИКРОСХЕМ СЕРИИ TL494 В ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКАХ ПИТАНИЯ

РОЛЬ МИКРОСХЕМ СЕРИИ TL494 В ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКАХ ПИТАНИЯ

Черкасский Павел Андреевич

студент 3 курса кафедры «Внутризаводского электрооборудования и автоматики» Армавирского механико-технологического института, г. Армавир

Е-mail: Cherkass@list.ru

Паврозин Александр Васильевич

научный руководитель, доцент  кафедра «Общенаучных дисциплин» Армавирского механико-технологического института, г. Армавир

Для того, чтобы понять назначение микросхемы TL494 в импульсных генераторах, необходимо ознакомиться с понятием широтно-импульсной модуляции и смежными ей понятиями.

1. Широтно-импульсная модуляция.

Широтно-импульсной модуляцией называют процесс изменения скважности импульсного сигнала постоянной частоты под действием внешнего сигнала.

Скважность – это отношение периода следования импульсов к их длительности. Чаще используют обратную скважности величину –

коэффициент заполнения, измеряемый в процентах.

Рисунок 1. «Широтно-импульсное модулирование
синусоидальным сигналом»

Широтно-импульсную модуляцию применяют в импульсных источниках питания, в схемах управления скоростью вращения электромоторов, мощностью источников света, тепла и других потребителей электроэнергии. Силовые транзисторы, управляемые ШИМ-сигналом, работают в ключевом режиме. Такой режим благоприятен для транзистора, т. к. он большую часть времени находится либо в режиме насыщения, либо в режиме отсечки. В обоих режимах на транзисторе выделяется небольшая тепловая мощность. В первом режиме на транзистор падает небольшое напряжение, а в режиме отсечки через транзистор протекает малый ток. Именно поэтому, импульсные преобразователи напряжения и генераторы по сравнению с аналоговыми обладают малыми потерями мощности на элементах управления.

2. Алгоритм формирования ШИМ импульсов.

Микросхема TL494 позволяет управлять раздельно частотой и скважностью генерируемого ею сигнала в достаточно широких пределах.

Основой устройства формирования импульсов различной длительности, но одинаковой частоты является генератор пилообразных импульсов DA6 (рис. 2) [1].

Рисунок 2. «Функциональная схема TL494»

Пилообразное напряжение поступает с генератора на компараторы DA1 и DA2. Частота генератора пилообразного напряжения DA6 определяется номиналами резистора и конденсатора, подключённых к 5-му и 6-му выводам. Ширина импульсов на выходе компаратора DA2 прямопропорциональна напряжению на его неинвертирующем входе (см. диаграмму 1 на рис. 3). В обычном режиме выходной сигнал компаратора DA1 не влияет на состояние выхода элемента ИЛИ DD1, т.к. оно определяется более широкими импульсами выхода компаратора DA2. D-триггер DD2 делит частоту импульсов поступающих с выхода DD1 пополам (см. диаграммы 3, 4 на рис. 3).

Рисунок 3. «Временные диаграммы работы модулятора»

Логика его работы заключается в следующем: по фронту импульса на входе С1 состояние входа 1D передаётся на прямой выход триггера Q. Пока на вход С1 не поступит новый импульс, состояние входа D1 не влияет на выходы триггера.

Вывод 13 позволяет выбирать режим работы выходных транзисторов VT1 и VT2: двухтактный при логической 1 (см. диаграммы  5, 6) и однотактный при логическом 0 (см. диаграмму 7). В двухтактном режиме частота импульсов на выходе равна половине частоты генератора. В однотактном режиме триггер DD2 не задействован, и на базы транзисторов поступают инвертированные элементами ИЛИ-НЕ DD5 и DD6 импульсы с выхода DD1. Компаратор DA1 со смещением на неинвертирующим входе 0,12 В ограничивает максимальную длительность импульсов в выходном каскаде на уровне 96 % в однотактом режиме и 58 % в двухтактном. Таким образом компаратор DA1 предотвращает появление на выходе сдвоенного импульса в двухтактном режиме работы микросхемы (см. диаграммы 2, 5, 6). При необходимости управления скважностью выходных импульсов используется неинвертирующий вход компаратора DA2: если напряжение на указанном входе компаратора станет меньше, чем напряжение на неинвертирующем входе компаратора DA2, то компаратор  DA1 перехватит управление элементом ИЛИ DD1.

Таким образом, TL494 содержит регулируемый генератор, усилитель ошибки, компаратор регулировки мёртвого времени, триггер управления, прецизионный источник опорного напряжения 5 В и схему управления выходным каскадом. Компаратор регулировки мёртвого времени имеет постоянное смещение, которое ограничивает минимальную длительность мёртвого времени величиной порядка 4 %. Микросхема допускает внешнюю синхронизацию встроенного генератора подключением вывода R к выходу источника опорного напряжения и подачей входного пилообразного напряжения на вывод С. Такой режим используется при синхронном включении нескольких микросхем.

3. Использование ШИМ-контроллера TL494 в генераторе прямоугольных импульсов с возможностью независимой плавной регулировки частоты и скважности.

Напряжение питания микросхем TL494 может быть в пределах от 7 до 40 В. Размах импульсов равен . Рабочие частоты микросхем данной серии лежат в диапазоне от 1 до 300 кГц. Для задания частоты работы генератора используются резисторы и конденсаторы, номиналы которых лежат в следующих пределах: R = 1…500 кОм, C = 470 пФ…10 мкФ. Расчёт частоты для разных производителей микросхемы отличается: для Texas Instruments,  – для Motorola (рис. 4) [2].

Рисунок 4. «Зависимость диапазона генерируемых частот от номиналов навесных элементов»

В генераторе [3] для осуществления регулировки скважности импульсов на 4-й вывод микросхемы подаётся напряжение с делителя напряжения, при этом его суммарное сопротивление не должно превышать 100 кОм. Данный генератор (рис. 4) работает в однотактном режиме. Каждый транзистор выходного каскада микросхемы может обеспечить ток до 250 мА. Т. к. данный генератор работает в однотактном режиме, то при необходимости выходной ток можно увеличить до 500 мА, соединив транзисторы параллельно.

Рисунок 5 «Схема генератора»

Выходной каскад микросхемы представляет собой эмиттерный повторитель, который управляет МДП транзистором. Высокие входные значения ёмкости и сопротивления МДП транзистора обуславливают накопление заряда в его затворе. Если этот заряд не рассасывать, то транзистор будет постоянно открыт. Чтобы получить крутые спады импульсов на нагрузке, необходимо в момент спада импульсов на выходе микросхемы быстро разряжать затвор МДП транзистора. В данном генераторе функцию рассасывания заряда выполняет устройство, схема которого представлена на рис. 6.

 Когда на выходе микросхемы появляется фронт импульса, затвор МДП транзистора заряжается, ток через диод запирает нижний по схеме pnp транзистор. При снижении потенциала на выходе микросхемы диод запирается, позволяя открыться pnp транзистору и разрядиться затвору.              

Рассчитаем средний ток рассасывания заряда, неучи тывая нелинейность зависимости ёмкости затвора от напряжения на нём. Заряженный до 7 В затвор IRFZ46N содержит заряд 30 нКл (см. Fig 6 из datasheet IRFZ46N). Чтобы закрыть транзистор, нужно разрядить ёмкость его затвора до 2 В, т.е. нужно рассосать заряд, равный 25 нКл.

При частоте 300 кГц, скважности, равной 2 и длительности спада импульсов, равной 3% от полупериода следования импульсов, время рассасывания

.

Средний ток при этом равен

Таким образом, комплексная нагрузка L1 управляется прямоугольными импульсами, частоту и скважность которых можно изменять в широких пределах. Применяемый в данном генераторе тип выходного транзистора IRFZ46N позволяет создавать в нагрузке токи до 50 А при напряжениях до 50 В.

Приложение 1. Рисунок печатной платы генератора, рассчитанный частично на деталях SMD, устанавливаемых методом поверхностного монтажа. Среда разработки – программа Sprint Layout. Размер платы – 40х30 мм.

Список литературы:

1.     http//www.ti.com

2.     http//www.cxem.net/pitanie/5-180.php

3.     http//www.matri-x.ru/energy/generator_tl_494.shtml

sibac.info