Однополосный модулятор схема: SSB модуляция

SSB модуляция

Содержание

Обнаружили ошибку? Выделите ее мышью и нажмите

Введение

Однополосная амплитудная модуляция (single side band SSB) нашла очень широкое распространение в системах связи. Это обусловлено тем, что SSB модуляция позволяет получить минимальную ширину спектра из всех способов модуляции. В данной статье мы рассмотрим принцип формирования сигналов с однополосной модуляцией.

Предполагается, что читатель знаком с понятием полосового радиосигнала, аналитического сигнала, а также преобразованием Гильберта.

Однополосная АМ с верхней и нижней боковыми полосами

Ранее при рассмотрении амплитудной модуляции было показано, что спектр АМ сигнала симметричен относительно несущей частоты сигнала, как это показано на рисунке 1.

Рисунок1: Спектры исходного модулирующего сигнала, сигнала с АМ и SSB сигналов с верхней и нижней боковой частотой

На верхнем графике рисунка 1 представлен спектр исходного модулирующего сигнала . Исходный модулирующий сигнал имеет полосу АМ сигнал имеет спектр представленный на втором графике рисунка 1. При этом спектр АМ сигнала симметричен относительно несущей и занимает полосу . Поскольку спектр АМ сигнала при вещественном модулирующем сигнале всегда симметричен, то можно передавать лишь одну из его половин (верхнюю или нижнюю относительно несущей), тем самым уменьшить занимаемую полосу в два раза относительно полосы АМ сигнала. Подавив одну из половин спектра АМ получим спектр однополосного АМ сигнала . Если подавить левую половину АМ спектра (синюю), то получим сигнал с верхней боковой полосой, а если подавить правую (красную) половину АМ спектра, то получим сигнал с нижней боковой полосой. Примечательно, что гармоника несущей частоты также подавляется, что позволяет максимально использовать мощность передатчика, в отличии от АМ сигнала.

Нам осталось понять как можно подавить одну из боковых полос. Первое что приходит в голову — полосовой фильтр. Однако для обеспечения требуемого подавления боковой полосы и несущей требуется фильтр с низким уровнем боковых лепестков, и очень узкой переходной полосой, что сказывается на порядке фильтра. Поэтому при формировании SSB сигнала прибегают к аппарату преобразования Гильберта и понятию аналитического сигнала.

Ранее говорилось, что полосовой радиосигнал может быть представлен в виде реальной части комплексного сигнала:

(1)

где — комплексная огибающая сигнала . Тогда любой полосовой сигнал может быть сформирован при помощи универсального квадратурного модулятора. В случае АМ сигнала — чисто вещественно, а значит спектр комплексной огибающей симметричен относительно нуля и умножение на комплексную экспоненту в выражении (1) переносит симметричный спектр на несущую, в результате получается симметричный относительно несущей спектр АМ. Для подавления одной боковой полосы требуется переносить на несущую комплексную огибающую, в спектре которой уже нет одной из боковых полос, тогда получим сигнал SSB как это показано на рисунке 2.

Рисунок2: Формирование SSB сигнала с верхней боковой полосой

На первом графике рисунка 2 показан симметричный относительно нулевой частоты спектр исходного вещественного модулирующего сигнала . Из исходного модулирующего сигнала формируется аналитический сигнал :

(2)

где – ортогональное дополнение , рассчитанное через преобразование Гильберта. Ранее при рассмотрении преобразования Гильберта и аналитического сигнала было показано, что спектр аналитического сигнала не имеет составляющих в отрицательной области частот (второй график рисунка 2). После чего, путем умножения комплексной огибающей на получаем комплексный сигнал , спектр которого представляет собой перенесенный на несущую частоту спектр аналитического сигнала (третий график рисунка 2, серыми стрелочками показан перенос спектра аналитического сигнала на несущую частоту). Взятие реальной части от комплексного сигнала приводит к вещественному SSB сигналу с верхней боковой полосой:

(3)

с симметричным относительно нуля спектром (нижний график рисунка 2, зелеными стрелочками показано уменьшение сигнала по амплитуде и появление симметрии относительно нулевой частоты).

Структурные схемы SSB модуляторов

Сравнивая выражение (3) с выражением полосового сигнала полученного при помощи универсального квадратурного модулятора:

(4)

можно записать:

(5)

Таким образом, для формирования SSB сигнала с верхней боковой полосой можно использовать универсальный квадратурный модулятор, как это показано на рисунке 3.

Рисунок3: Формирование SSB сигнала с верхней боковой полосой на основе универсального квадратурного модулятора

Здесь ПГ — преобразователь Гильберта, который может быть реализован в виде фильтра с частотной характеристикой вида:

(6)

или же в цифровым способом при помощи быстрого преобразования Фурье, что подробно описано здесь.

Мы рассмотрели SSB сигнал с верхней боковой полосой. Теперь рассмотрим SSB сигнал с нижней боковой полосой. Для формирования SSB с нижней боковой полосой достаточно исходный модулирующий сигнал и его ортогональное дополнение поменять местами:

(7)

тогда спектр сигнала будет иметь вид:

(8)

Таким образом, сигнал (7) не имеет составляющих в положительной области частот, и при умножении на получим сигнал, спектр которого расположен ниже несущей частоты. SSB сигнал с нижней боковой полосой можно представить следующим образом:

(9)

Таким образом, схема SSB модулятора с нижней боковой полосой представлена на рисунке 4.

Рисунок 4: Модулятор SSB сигнала с нижней боковой полосой

Таким образом, мы рассмотрели способы формирования SSB сигнала с нижней и верхней боковыми полосами.

Спектр SSB сигнала

Теперь рассмотрим простейший случай — однотональный SSB сигнал. Пусть исходный модулирующий сигнал имеет вид:

(10)

где- амплитуда модулирующего сигнала, – частота модулирующего сигнала, – начальная фаза. Ортогональное дополнение модулирующего сигнала равно:

(11)

Рассмотрим однотональный SSB сигнал с верхней боковой полосой. Подставляя в (3) выражения (10) и (11) получим:

(12)

Аналогично для однтонального SSB сигнала с нижней боковой полосой. Подставляя в (9) выражения (10) и (11) получим:

(13)

На рисунке 5 показан амплитудный и фазовый спектры для однотонального SSB сигнала с верхней и нижней боковыми полосами.

Рисунок5: Амплитудный и фазовый спектры SSB сигнала

Ну и в конце приведем пример SSB сигнала и его спектра. На рисунке 6 приведена осциллограмма исходного модулирующего сигнала состоящего из трех гармоник:

(14)

Несущая частота выбрана равной 5 кГц. На рисунке 7 показана осциллограмма SSB сигнала с верхней боковой полосой и его амплитудный спектр, а на рисунке 8 осциллограмма SSB сигнала с нижней боковой полосой и его амплитудный спектр.

Рисунок 6: Исходный модулирующий сигнал и его спектр

Рисунок 7: SSB сигнал с верхней боковой полосой и его амплитудный спектр

Рисунок 8: SSB сигнал с нижней боковой полосой и его амплитудный спектр

Выводы

Таким образом, в статье рассмотрена однополосная амплитудная модуляция. Приведены структурные схемы SSB модуляторов с верхней и нижней боковой полосой на базе универсального квадратурного модулятора. Показано, что для формирования SSB сигнала необходимо использовать в качестве комплексной огибающей полосового радиосигнала аналитический сигнал. Приведен амплитудный и фазовый спектр однотональной SSB модуляции, а также осциллограммы SSB сигнала при модулирующем сигнале, состоящим из трех гармоник.

Информация была полезна? Поделитесь с друзьями!

Facebook

Twitter

Мой мир

Вконтакте

Одноклассники

Список литературы

[1] Баскаков, С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. Москва, ЛЕНАНД, 2016, 528 c. ISBN 978-5-9710-2464-4

[2] Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы Москва, Советское радио, 1977, 608 c.

[3] Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов СПб, Питер, 2002.

Последнее изменение страницы: 07.02.2021 (14:14:14)

Страница создана Latex to HTML translator ver. 5.20.11.14

Однополосный радиопередатчик (Реферат) – TopRef.ru

Министерство общего и профессионального образования Российской Федерации

УГТУ – УПИ им. С.М. Кирова

Кафедра радиопередающих

устройств

Пояснительная записка к курсовому проекту

Проектирование однополосного

связного передатчика

Студент: Бурнев Б. В.

Группа: Р-478

Преподаватель: Булатов Л.И.

Екатеринбург, 2000

Анотация

В курсовой работе рассматриваются вопросы проектирования связного передатчика с ОБП, перестраиваемого в диапазоне частот 45 …. 50 МГц. Приведены схемная реализация узлов передатчика и расчет принципиальных схем некоторых из них.

Содержание

1.Условные обозначения ………………………………………………………………..4

2.Введение………………………………………………………………………………………5

3. Расчетная часть.

3.1 Расчет структурной схемы………………………………………………………..7

3.2 Расчет оконечного каскада………………………………………………………..10

3.2.1 Расчет коллекторной цепи…………………………………………. ………10

3.2.2 Расчет входной цепи. …………………………………………………………13

3.3 Расчет фильтра нижних частот. …………………………………………………16

3.4 Предварительный усилитель мощности. …………………………………….18

3.5 Расчет перестраиваемого генератора.

3.5.1 Расчет работы транзистора…………………………………………………..20

3.5.2 Расчет элементов колебательного контура. …………………………..21

3.6 Формирование однополосного сигнала. ………………………………………24

4. Импульсный источник питания……………………………………………………….27

5. Расчет токов в ветвях и напряжений на узлах ОК и ФНЧ………………….30

Заключение…………………………………………………………………………………….. ….32

Список литературы……………………………………………………………………………..32

6. Приложение…………………………………………………………………………………….33

1. Условные обозначения

БМ – балансный модулятор;

ОК – оконечный каскад;

ПФ – полосовой фильтр;

ФНЧ – фильтр нижних частот;

ГУН – генератор управляемый напряжением;

ПГ – перестраиваемый генератор;

ПЧ – промежуточная частота;

УПЧ – усилитель промежуточной частоты;

УНЧ – усилитель низкой частоты;

Г – генератор;

ДПКД – делитель, с переменным коэффициентом деления;

ФАПЧ – фазовая автоподстройка частоты;

УЭ – управляющий элемент;

КГ – кварцевый генератор;

АМ – амплитудная модуляция;

БТ – биполярный транзистор;

ОЭ – общий эмиттер;

ОБ – общая база;

КР – кварцевый резонатор.

2. Введение

В проекте рассматривается расчет связного радиопередатчика с однополосной модуляцией (ОБП). Такой вид модуляции является разновидностью амплитудной модуляции. Известно, что двухполосная АМ обладает высоким удельным расходом мощности, поскольку основная мощность сигнала сосредоточена на несущей частоте и лишь малая ее часть – в боковых лепестках, так же сигнал АМ занимает широкую полосу спектра (f_AM = 2f_B, где f_B – верхняя частота модулирующего процесса). Энергетически более выодна балансная модуляция (БМ), представляющая собой АМ с подавлением несущей.

При БМ на передачу сообщения затрачивается вся мощность передатчика, что и обуславливает ее высокую энергетическую эффективность.

Более экономичной по занимаемой полосе частот является однополосная модуляция, ширина спектра ОБП f_ОБП = f_B, что в два раза меньшеполосы сигналов АМ и БМ, при сохранении высокой энергетической эффективности. Данный вид модуляции можно трактовать как перенос спектра сообщения из области низких частот в область высоких частот.

Недостаток ОБП сигнала заключается в том, что для точного восстановления сообщения на приемной стороне необходимо формирование опорного колебания, частота и фаза которого должны точно совпадать с частотой и начальной фазой несущей. Однако, при ОБП несущая в спектре сигнала отсутствует, что приводит к искажениям сообщения при его восстановлении. При передаче речевых сообщений допустима некоторая расстройка по частоте (до десятков герц) между опорным колебанием и нсущей [8] без снижения существующего качества принятого речевого сигнала. Это позволяет формировать опорные автономным генератором и не передавать сигнал несущей.

В силу перечисленных выше причин ОБП широко применяется в системах передачи речевых сигналов, а вопросы связанные с проектированием и применением радиопередатчиков с однополосной модуляцией весьма актуальны.

Кроме того, представляют самостоятельный интерес методы формирования сигнала ОБП и схемные решения, их реализующие.

3. Расчетная часть.

3.1 Расчет структурной схемы.

По проектному заданию требовалось расчитать связной однополосный передатчик со следующими параметрами:

1. Диапазон рабочих частот 45-50 МГц

2. Мощность 2.5 Вт

3. Сопротивление фидера 50 Ом

4. Подавление внеполосных излучений 40дБ

5. Питание от аккумуляторов 12 В

6. Относительная нестабильность частоты

Началом проектирования служит составление структурной схемы передатчика, согласно которой, потом рассчитываются отдельные каскады передатчика. За основу была взята стандартная структура передатчика, а количество и назначение отдельных каскадов выбиралось согласно требованиям технического задания, следующим образом:

Требуемая нестабильность частоты , учитывая, что такую стабилизацию частоты можно получить только при кварцевой стабилизации, необходимо построить кольцо ФАПЧ, с включенным в него для стабилизации частоты кварцевым генератором.

Тип сигнала передатчика – однополосный, поэтому требуется включать в схему балансный модулятор. При фазокомпенсационном методе формирования ОБП сигнал с микрофона и сигнал с генератора опорной частоты подаются на два входа БМ, на один вход напрямую, а на второй вход через фазовращатель. В результате на выходе сигнал НБП приходит в противофазе и взаимокомпенсируется, и остается только удвоенный сигнал ВБП. Поэтому при фазокомпенсационном методе достаточно использовать один балансный модулятор. При фильтровом методе сигнал НБП отфильтровывается, а получить фильтр, который позволял бы на частоте передатчика отфильтровать полосу частот, равную ширине речевого спектра, невозможно, поэтому требуется формирование ПЧ. Промежуточные частоты и параметры фильтров на выходе БМ подбираются таким образом, что бы комбинационные частоты и высшие гармоники не попали в диапазон рабочих частот передатчика. Для того, что бы выполнить все указанные требования, при проектировании передатчика с фильтровым методом формирования ОБП, потребуется три балансных модулятора. Проектируемый передатчик должен иметь перестройку в диапазоне частот, поэтому фазокомпенсационный метод не подходит, т.к. очень сложно реализовать фазовращатели, работающие в диапазоне частот. Вследствие вышеизложенных причин нужно использовать фильтровой метод [1], а значит схема будет содержать три балансных модулятора с фильтрами на их выходах . На вход каждого балансного модулятора подавать сигнал несущей промежуточной частоты, а значит требуется проектирование двух генераторов постоянной частоты (на вход третьего БМ подается сигнал со стабилизированного генератора управляемого напряжением).

Выходная мощность передатчика Р=2,5 Вт, а максимальная мощность, на которую может работать микросхема на которой собран БМ – 3035 мВт, а значит требуется усиление на два порядка. Такой коэффициент усиления невозможно получить только в оконечном каскаде, а значит требуется еще два или три усилительных каскада. Оконечный каскад обязательно требуется согласовать с фидером антенны, для этого ставится согласующая цепь. Для того, чтобы не допустить попадание гармоник сигнала в антенну необходимо перед антенной установить фильтр нижних частот. Структурная схема, построенная по результатам всех изложенных умозаключений показана в приложении.

С
игнал с выхода микрофона попадает на БМ1, на второй вход которого подается сигнал с кварцевого генератора с частотой 500 кГц, на выходе БМ1 полосовым электромеханическим фильтром отфильтровывается сигнал верхней боковой полосы, далее вторым БМ сигнал ОБП переносится за пределы диапазона перестройки передатчика, на частоту 85,5 МГц, полученный сигнал на БМ3 с помощью ГУНа переносится в заданный диапазон частот. Далее от сигнала отфильтровываются сигналы гармоник фильтром нижних частот, полученный сигнал усиливается в оконечном каскаде и, через цепь согласования попадает в антенну.

Для стабилизации частоты перестраиваемый генератор стабилизируется через кольцо ФАПЧ от кварцевого генератора. Установкой коэффициента деления ДПКД, установленного на выходе ПГ, задается частота колебаний ПГ, и, соответственно частота сигнала передатчика.

Однополосная амплитудная модуляция Хартли | Вісті вищих учбових закладів. Радіоелектроніка

C. Zhang et al., “Bidirectional 60-GHz ROF system with multi-GB/s m-QAM OFDM single-sideband modulation based on injection-locked lasers,” IEEE Photonics Technol. Lett., vol. 23, no. 4, pp. 245–247, 2011, doi: https://doi.org/10.1109/LPT.2010.2096413.

Y. Zhu, X. Ruan, K. Zou, F. Zhang, “Beyond 200G direct detection transmission with nyquist asymmetric TWIN-SSB signal at C-band,” J. Light. Technol., vol. 35, no. 17, pp. 3629–3636, 2017, doi: https://doi.org/10.1109/JLT.2017.2718098.

X. Gao, Y. Cai, B. Xu, F. K. Deynu, K. Qiu, “Zero guard band multi-TWIN-SSB system in single fiber bidirectional PON transmission,” IEEE Access, vol. 8, pp. 26814–26826, 2020, doi: https://doi.org/10.1109/ACCESS.2020.2971538.

R. 1MA243, Модуляция и Формирование Сигналов с Помощью Генераторов Сигналов Компании R&S. Rohde & Schwarz, 2017, uri: https://scdn.rohde-schwarz.com/ur/pws/dl_downloads/dl_application/application_notes/1ma225/1MA225_1rus_Modulation_Signal_Generation.pdf.

Z. Li et al., “Spectrally efficient 168 Gb/s/λ WDM 64-QAM single-sideband nyquist-subcarrier modulation with Kramers–Kronig direct-detection receivers,” J. Light. Technol., vol. 36, no. 6, pp. 1340–1346, 2018, doi: https://doi.org/10.1109/JLT.2017.2785858.

J. Benitez, M. Bolea, J. Mora, “High-performance low coherence interferometry using SSB modulation,” IEEE Photonics Technol. Lett., vol. 29, no. 1, pp. 90–93, 2017, doi: https://doi.org/10.1109/LPT.2016.2628963.

М. В. Верзунов, Однополосная Модуляция в Радиосвязи. Москва: Воениздат, 1972.

T. Maia, R. Ribeiro, P. Monteiro, “Impact of the modulation depth on self-homodyne optical single sideband systems,” in LEOS 2001. 14th Annual Meeting of the IEEE Lasers and Electro-Optics Society (Cat. No.01Ch47242), vol. 2, pp. 675–676, doi: https://doi.org/10.1109/LEOS.2001.968994.

Y. Zhou, J. Yu, Y. Wei, J. Shi, N. Chi, “Four-channel wdm 640 GB/s 256 QAM transmission utilizing kramers-kronig receiver,” J. Light. Technol., vol. 37, no. 21, pp. 5466–5473, 2019, doi: https://doi.org/10.1109/JLT.2019.2943122.

M. M. Alhasani, Q. N. Nguyen, G.-I. Ohta, T. Sato, “A novel four single-sideband m-QAM modulation scheme using a shadow equalizer for mimo system toward 5G communications,” Sensors, vol. 19, no. 8, p. 1944, 2019, doi: https://doi.org/10.3390/s19081944.

И. В. Горбатый, “Исследование свойств устройств для формирования и обработки сигналов на основе амплитудной модуляции многих составляющих,” Известия вузов. Радиоэлектроника, vol. 61, no. 10, pp. 592–604, 2018, doi: https://doi.org/10.20535/S0021347018100047.

А. Б. Коханов, “Однополосная квадратурная модуляция,” Известия вузов. Радиоэлектроника, vol. 60, no. 3, pp. 123–131, 2017, doi: https://doi.org/10.20535/S0021347017030013.

Г. Б. Двайт, Таблицы Интегралов и Другие Математические Формулы. Москва: Наука, 1966.

Р. Лайонс, Цифровая Обработка Сигналов, 2nd ed. Москва: Бином-Пресс, 2011.

А. Б. Коханов, “Восстановление фазы когерентной несущей частоты цифровым фазовым фильтром,” Известия вузов. Радиоэлектроника, vol. 56, no. 2, pp. 33–40, 2013, doi: https://doi.org/10.20535/S0021347013020039.

А. Б. Коханов, “Восстановление фазы когерентной несущей частоты при синхронном детектировании,” Известия вузов. Радиоэлектроника, vol. 55, no. 2, pp. 34–41, 2012, doi: https://doi.org/10.20535/S0021347012020033.

Я. С. Выгодский, Справочник по Элементарной Математике. Москва: Высшая школа, 1966.

М. П. Долуханов, Распространение Радиоволн. Учеб. Для Вузов. Москва: Связь, 1972.

Однополосный сигнал. Структурная схема приемника однополосных сигналов

В приемниках для получения однополосного приема используются кварцевые и электромеханические фильтры в тракте ПЧ. Суть их сводится к следующему. В гетеродинном приемнике устанавливают два смесителя U1 и U2 (рис.5), на которые подается напряжение гетеродина G1 со сдвигом фаз 90о (если гетеродин работает на половинной частоте сигнала, то 45о).

Рис.5. Схема гетеродинного приемника для однополосного приема
На выходах смесителей образуются сигналы биений, также сдвинутые по фазе друг относительно друга на 90о, причем если происходит прием ВБП, то фаза сигнала во втором канале отстает, а если НБП, то опережает фазу сигнала в первом канале. Если теперь фазу сигнала во втором канале дополнительно сдвинуть на 90о с помощью НЧ фазовращателя U4, то на выходах каналов сигналы будут синфазны и сложатся при приеме в ВБП; при приеме же в НБП они будут противофазны и скомпенсируют друг друга. Переключение выводов одного из фазовращателя (ВЧ U3 или НЧ U4) приводит к подавлению ВБП и выделению НБП.
В связи с трудностями достижения одинаковых амплитуд и точных фа-зовых сдвигов в каналах, особенно в НЧ фазовращателе, работающем в десятикратной полосе ЗЧ, подавление нежелательной боковой полосы в простых устройствах получается обычно не более чем в 100 раз, или на 40 дБ.
При однополосной модуляции эффективность и помехоустойчивость канала связи значительно возрастают. Это объясняется не только увеличением полезной мощности передатчика, но и в значительной мере специфическими особенностями приема однополосных сигналов.

Сужение излучаемой полосы частот в два раза по сравнению с AM сиг-налом позволяет уменьшить полосу пропускания приемника вдвое. Благодаря этому напряжение шумов на выходе приемника уменьшается в у~n раз, что соответствует выигрышу в отношении сигнал — шум в два раза по мощности.
Следующее важное преимущество однополосной модуляции- отсутствие несущей частоты и, как следствие, отсутствие интерференционных свистов при приеме однополосных сигналов. Это позволяет станциям располагаться не через 3 кГц, а через 2 кГц. При этом, хотя и будут прослушиваться помехи от соседних станций, разборчивость при одинаковой силе сигналов все же останется достаточной для уверенного приема, так как частотный спектр мешающих станций будет искажен до неузнаваемости, и сигналы их вследствие неразборчивости будут мешать мало.

Однополосная модуляция – Энциклопедия по машиностроению XXL

При однополосной модуляции радиостанции называются однополосными. При амплитудной модуляции спектр модулированного сигнала содержит составляющую несущей частоты (fo) и двух боковых полос (рис. 7.29, о). Составляющая несущей частоты информа-  [c.372]

Оптические несуш,ие частоты можно модулировать столь же разнообразными способами, как и обычные несуш,ие, т. е. по амплитуде (интенсивности), фазе, частоте или методом однополосной модуляции (с переносом частоты). Модуляцию можно осу-ш,ествлять либо внутри резонатора лазера, либо внешними элементами системы. Механизмом модуляции может служить сдвиг фаз, обусловленный электрооптическим эффектом, акустическое взаимодействие, а также целый ряд других явлений. В данном параграфе мы изложим прямые или гетеродинные методы детектирования модуляции эти методы позволяют определять коэффициент модуляции независимо от ее характера. Сначала излагается очень простой метод измерений на постоянном токе который позволяет косвенным путем определить высокочастотный сдвиг фаз во внешнем электрооптическом модуляторе. В этом вводном примере рассматривается, пожалуй, самый ценный метод определения модуляции, поскольку многие внешние оптические модуляторы — электрооптического типа.  [c.487]

Затем мы покажем, как по сдвигу фаз, найденному таким методом, определить коэффициент модуляции в случае модуляции по фазе, по амплитуде (интенсивности) и однополосной модуляции. Поскольку обоснование необходимых соотношений требует детального изложения теории электрооптического светового модулятора, для краткости результаты будут приведены без вывода. Интересующиеся читатели могут обратиться к цитируемым нами работам по методам оптической модуляции для дальнейшего изучения данного вопроса.  [c.488]

В. Однополосная модуляция. Если считать, что модулятор представляет собой чисто вращающую двоякопреломляющую  [c.491]

Измерение однополосной модуляции светового пучка  [c.495]

Наибольший уход (до 2—3 кГц) допустим при амплитудной модуляции (АМ), причем ои практически не сопровождается потерей разборчивости речи. При однополосной модуляции (ОМ) отклонение частоты сопровождается потерей естественности и по мере увеличения отклонения — потерей разборчивости речи. При отсутствии помех и большом отношении сигнал/шум максимально допустимый уход составляет 200—250 Гц, но при наличии помех отклонение частоты более чем на 100 Гц снижает качество связи. В телеграфном режиме (ТЛГ) требования к стабильности частоты передатчика зависят от полосы пропускания приемника, наличия мешающих сигналов и их уровни.  [c.38]

В аналоговых ССВ для передачи сигналов на участках Земля— Космос и Космос — Земля используют частотную модуляцию. Известно, что если на вход частотного детектора приемника воздействует равномерный флуктуационный шум, то спектр мош,-ности шума на выходе частотного детектора быстро нарастает с частотой Ош на рис. 10.15). Из рис. 10.15 видно, что сигналы ЗВ находятся в области максимальных шумов. Поэтому, если для уплотнения спектра использовать однополосную модуляцию, как в системах с ЧРК, то для получения требуемого отношения сигнал-шум потребуется большая мош,ность сигнала ЗВ. Это нецелесообразно, так как в этом случае значительная часть девиации частоты при частотной модуляции будет выделена сигналу ЗВ и качество передачи телевидения ухудшится.  [c.312]

Нелинейные искажения можно существенно уменьшить, используя однополосную модуляцию. При передаче одной из боковых полос (ОБП), например нижней частично подавленной несущей частоте, и при использовании в приемнике принципа синхронного детектирования частотно-избирательные замирания приведут только к появлению случайным образом меняющихся частотных искажений, которые на слух мало ощутимы. Помимо существенного улучшения качества КВ приема, передача одной боковой полосы (ОБП вещание) позволит вдвое сократить полосу частот и тем увеличить количество радиоканалов.  [c.334]

Почему при использовании однополосной модуляции в КВ радиовещании изменяется характер искажений воспроизводимого сигнала  [c.374] Если частотная модуляция, как было отмечено выше, способствовала улучшению качества радиовещания на ультракоротких волнах, то она не была способна решить задачу уплотнения каналов радиосвязи. Эта задача была решена путем перевода коммерческой (профессиональной) радиосвязи на работу однополосным методом.  [c.386]

КВ радиостанции (их обычно называют связными) служат для дальней связи самолета с землей (обычно на полный радиус действия самолета). Работают в диапазоне декаметровых волн (коротких волн — КВ, рис. 7.2) на частотах от 2 до 30 Мгц. Используется частично диапазон гектометровых волн (средних волн — СВ, рис. 7.2). За счет ионосферного распространения дальность действия таких станций может быть 2000—6000 км. Возможна работа в телефонном и телеграфном режимах. Телефонная связь может осуществляться с применением амплитудной модуляции (AM) и однополосной модуляции (ОМ).  [c.372]

Рис. 7.29. Спектры при AByxnOvHo -ной и однополосной модуляциях а — двухполосная амплитудная модуляция 6 — однополосная модуляция в—однополосная модуляция с пилот-сигналом (ПС)

Все эти недостатки пытались устранить многие оптики, однако прошло около 15 лет, прежде чем удалось возродить идею Габора. Решаюш,им толчком к этому послужила деятельность двух радистов, Иммета Лейта и Юриса Упатниекса, которые осуществили синтез теории связи и оптики. Лейт и Упатниекс, используя понятия и принципы однополосной модуляции в технике связи, ввели наклонный пучок, создающий когерентный фон, и этим самым полностью устранили недостатки первоначальной схемы Габора. Большую роль сыграл лазер, который к 1962 г. стал распространенным источником интенсивных когерентных пучков света. Спустя год Лейт и Упатниекс демонстрировали с помощью двухлучевой голограммы высококаче-  [c.6]

Некоторые из возможностей использования оптической интерференционной решетки в качестве несущей были рассмотрены Дюффье по крайней мере еще в 1944 г. в его классической работе 16] и затем вновь в 1958 г. [17]. Несколько позже Дюффье Ломан [18] предложил использовать оптические эквиваленты однополосной модуляции в безлинзовой голограммной фотографии, описанной Габором в 1948 г. (см. также [8], [19]). Более подробное обсуждение теоретических и экспериментальных основ голографии можно найти в работе [10], а также в гл. 6.  [c.27]

Второй этап развития голографии связан с созданием в 1960 г. газового лазера видимого излучения с высокой степенью когерентности. Два инженера – И. ЛейтиЮ. Упатниекс, используя принципы однополосной модуляции в технике связи, применили наклонный пучок света, создающий когерентный фон, чем полностью устранили недостатки первоначального эксперимента Д. Габора. С помощью двухлучевой голограммы они продемонстрировали высококачественное трехмерное изображение предметов, подтвердив предсказание Габора. Качество изображения было таким высоким, а объемность была настолько реальной, что для того, чтобы подробнее рассмотреть левую или правую сторону предмета, достаточно было сместить голову в этом направлении. Приоткрывалась другая, невидимая ранее, сторона предмета. Это очень впечатляло Многие ученые и инженеры увлеклись голографией, началось ее победное шествие по многим лабораториям мира. С помощью голографии надеялись решить многие проблемы автоматическое распознавание, объемное кино, объемное телевидение. Сенсационным статьям журналистов (далеких от подлинной науки) не было конца. Прогнозы – один заманчивее другого А широкое внедрение голографии задерживалось из-за ряда технических трудностей. Не было еще лазеров с высокой степенью когерентности, не было фотоматериалов с высочайшей разрешающей способностью при  [c.3]

Оптическая однополосная модуляция с подавлением несуш ей (ОППН) выгодна при передаче информации в системах с оптическим гетеродинным детектированием [65]. Пользуясь на входе одночастотным световым пучком большой мощности, можно также добиться эффективного преобразования в излучение со сдвинутой частотой [72]. Это применяется для генерации входных пучков со смешанными частотами, смещенными относительно частоты лазера, но так, что пучки когерентны с лазерным источником. Во всех таких случаях желательно измерять степень подавления несущей и нежелательной боковой полосы.  [c.495]

В первом ОППН-модуляторе [71] вдоль светового пучка один за другим были установлены два электрооптических кристалла КН2РО4 (KDP), которые возбуждались двумя одинаковыми сигналами, сдвинутыми по фазе на 90°. Кристаллы ориентировались так, чтобы выполнялись фазовые соотношения между сигнальной и оптической волнами, необходимые для осуществления однополосной модуляции. Поляризованная по кругу входная волна с левым вращением и амплитудой А дает поляризованную по кругу компоненту с левым вращением в выходном излучении, которое состоит из следующих частот частоты несущей со/ и целого ряда частот со/ + поУт (о)т — частота моду-  [c.496]

Кроме телеграфного режима, амплитудной и однополосной модуляции, владелец радиостанции 1 категорий может, работать радиоте.летайпом (буквопечатающей аппаратурой) па специальному разрешению.  [c.4]

На КВ советские радиолюбители используют следующие излучения 1) с незатухающими колебаниями (телеграф и по специальному разрешению радиотелетайп, т. е. передача буквопечатания по радио) 2) с амплитудной модуляцией 3) с однополосной модуляцией.,  [c.92]

Ллнеиные усилители. Широко применяются линейные усилители в связи с распространением однополосной модуляции. Однополосный сигнал обычно формируется на низком уровне (единицы милливатт), поэтому перед подачей в антенну его необходимо усилить. Линейный усилитель может использоваться также для усия лшя АМ и телеграфных сигналов.  [c.103]

В настоящее время однополосная модуляция (ОМ) являёгся основной при радиотелефонной любительской связи по следующим соображениям. Спектр АМ сигнала (рис. 4.1, а) при передаче речи состоит из двух боковых полос (верхней и нижней) и несущей частоты. -Каждая боковая полоса состоит из многих частот, соответствующих частотным компонентам в звуковом модулирующем спе-ктре, причем каждая из частот нижней боковой полосы имеет соответствующую ей частоту в верхней боковой полосе. Их амплитуды равны, и они расположены на одинаковом расстоянии по оси частот от несущей. Следовательно, ширина спектра АМ сигнала вдвое больше, чем высшая частота модулирующего спектра.  [c.179]

На первой ступени преобразования частоты, называемой индивидуальным преобразованием, 12 каналов ТЧ объединяются в первичную 12-канальную группу, занимающую полосу 60. … .. 108 кГц. В качестве метода преобразования частоты используется однополосная модуляция, при которой из полного АМ колебания передается одна боковая полоса частот без несущей. В пункте приема при детектировании несущая частота создается генераторным оборудованием приемной станции. Генераторы несущих частот приемной и передающей станций высокостабильные, но между собой не синхронизированы и не сфазированы.  [c.292]

Один случай относится к детектированию сигнала с СВЧ-мо-дуляцией при использовании гетеродина, частота которого отличается от сигнальной больше, чем на полосу модуляции. Сдвиг частоты гетеродина можно получить, пропуская его излучение через электрооптический преобразователь частоты или однополосный модулятор. Чтобы избежать трудностей, связанных  [c.523]

ОДНОПОЛОСНАЯ ПЕРЕДАЧА — передача радиосигналов с сохранением только одной боковой полосы частот в спектре амплитудномодулированного колебания. При амплитудной модуляции информация полностью содержится в каждой из двух полос боковых частот. О. п. дает четырехкратный энергетич. выигрыш, улучшает отношение сигнал/шум и ослабляет селективные замирания несущей частоты, ухудшающие разборчивость радиопередачи. Т. к. при О. п. необходимо точное восстановление несущей в приемнике, что связано с его усложнением, то О. п. применяется только в спец. линиях радиосвязи и в многоканальной телефонии.  [c.482]

Получила распространение т. п. совместимая однополосная передача т. к. частоаный спектр речи и музыки наиболее интенсивен в области пизких частот (от 200 до 2000 гц), то, вводя корректирующие дополнит, гардюники, компенсирующие искажения на этих частотах, и сохраняя несущую, приспосабливают О. п. к обычным радиоприемникам амплитудной модуляции.  [c.482]

Любительский КВ приемник обычно предназначается для приема телеграфных сигналов (ТЛГ), однополосно-модулироваыных (ОМ) телефонных сигналов полностью подавленной несущей, иногда для приема сигналов телетайпа (КТТУ) и сигналов с амплитудной модуляцией (АМ).  [c.54]

Ширина полосы излучения работе в телеграфном режиме не более 0,1кГц при амплитудной модуляции — не более 6 кГц при однополосной — 3 кГц.  [c.92]

Другой путь — применение при уплотнении пе однополосной, а частотной модуляции и получение за счет этого дополнительного выигрыша при демодуляции (рис. 10.16). В модуляторах ЧМ] сигналы ЗВ модулируют по частоте поднесущую 6,5. .. 8,5 МГц, а затем эти колебания суммируются с телевизионным сигналом и подаются на вход частотного модулятора ЧМ2. На приемной стороне демодуляция осуществляется в обратной последовательности. Таким образом, звуковой сигнал подвергается двойной ЧМ. При этом за счет расширения спектра сигнала ЗВ на поднесущих получается дополнительный выигрыш по помехоустойчивости. Поскольку спектр сигнала ЗВ на несколько порядков уже спектра сигнала телевидения, расширение спектра на входе ЧМ2 существенной роли не играет, а получаемый выигрыш оказывается достаточным, чтобы не ухудшить отношения сигнал-шум при передаче телевидения.  [c.312]

---

3.2: Однополосная и двухполосная модуляция

Простейшая реализация аналоговой модуляции приводит к модулированному несущему сигналу, спектр которого состоит из несущей, верхней и нижней боковых полос. Можно исключить одну из боковых полос при модуляции AM или одну из боковых полос, установленных при модуляции PM и FM, создавая модуляцию SSB с одной боковой полосой. Однако это необходимо реализовать в DSP. В то же время несущая может быть подавлена, что приводит к модуляции с подавленной несущей или совместной модуляции SSB-SC.

Простейшей системой, которая реализует модуляцию SSC-SC, является модулятор Hartley [1, 2], показанный на рисунке 3.1.1. Эта схема дает однополосной модуляции ( SSB ) или, точнее, однополосной модуляции с подавленной несущей ( SSB-SC ) модуляции . Эта схема используется во всех современных радиоприемниках, принимая модулированный сигнал, центрированный на промежуточной частоте, и сдвигая его по частоте так, чтобы он был центрирован на другой частоте, немного ниже или немного выше несущей модулятора Хартли. {\ circ} \) версии со сдвигом по фазе также смешиваются перед добавлением вместе. Поток сигнала выглядит следующим образом, начиная с \ (m (t) = \ cos (\ omega_ {m1} t), \: p (t) = \ cos (\ omega_ {m1} t – π / 2) = \ sin (\ omega_ {m1} t) \) и сигнал несущей \ (c_ {1} (t) = \ cos (\ omega_ {c} t) \):

\ [\ begin {align} a_ {1} (t) & = \ cos (\ omega_ {m1} t) \ cos (\ omega_ {c} t) = \ frac {1} {2} \ left [\ cos ((\ omega_ {c} – \ omega_ {m1}) t) + \ cos ((\ omega_ {c} + \ omega_ {m1}) t) \ right] \ nonumber \\ b_ {1} (t) & = \ sin (\ omega_ {m1} t) \ sin (\ omega_ {c} t) = \ frac {1} {2} \ left [\ cos ((\ omega_ {c} – \ omega_ {m1}) t) – \ cos ((\ omega_ {c} + \ omega_ {m1}) t) \ right] \ nonumber \\ \ label {eq: 1} s_ {1} (t) & = a_ {1} (t ) + b_ {1} (t) = \ cos ((\ omega_ {c} – \ omega_ {m1}) t) \ end {align} \]

, поэтому выбирается нижняя боковая полоса (USB).

То есть, если модулирующий сигнал с конечной полосой пропускания \ (m (t) \) был смешан только один раз с несущей \ (c_ {1} (t) \), спектр выходного сигнала \ (a_ {1} (t ) \) будет включать верхнюю и нижнюю боковые полосы, а также несущую, как показано на рисунке \ (\ PageIndex {1} \) (a). С модулятором Хартли получается спектр, показанный на рисунке \ (\ PageIndex {1} \) (b).

При цифровой модуляции сохраняется как верхняя, так и нижняя боковые полосы, но подавляется несущая. Обе боковые полосы необходимы для восстановления сигнала, но спектр используется эффективно, поскольку модулирующий сигнал сложен из двух компонентов, подумайте о действительных / мнимых частях или информации об амплитуде / фазе.Поскольку требуется блок DSP, результирующий модулированный сигнал должен иметь относительно низкую частоту, а затем требуется второй каскад преобразования частоты для сдвига модулированного сигнала на желаемую рабочую частоту, см. Рисунок \ (\ PageIndex {2} \). Этот второй каскад является модулятором SSB-SC, однако, поскольку входом второго каскада является сигнал DSB-SC, конечный радиочастотный сигнал является сигналом DSB-SC.

Все концепции, представленные в этом разделе, все еще используются в современных радиостанциях, но теперь они в основном реализованы в блоке DSP, а не в аналоговом оборудовании.

Рисунок \ (\ PageIndex {1} \): Спектр модулированной несущей с модулирующим сигналом конечной полосы пропускания \ (f_ {m} \), где \ (f_ {m1} \) является центральной частотой сигнала основной полосы частот.

Рисунок \ (\ PageIndex {2} \): Двухкаскадный модулятор с сигналом основной полосы частот BB1, входящий в первый модулятор Mod1, производящий сигнал промежуточной частоты \ (\ text {IF} _ {1} \). Это становится сигналом основной полосы частот, \ (\ text {BB} _ {2} \), для второго модулятора, \ (\ text {Mod} _ {2} \), производящего радиочастотный сигнал, RF.

Высокоскоростной генератор с одной боковой полосой, использующий нано-осциллятор крутящего момента магнитного туннельного перехода

Устройства

Устройство представляет собой наностолбик STNO на основе MTJ с круглым поперечным сечением номинального диаметра ( D ) 180 нм, как показано на рис. 1 (а). Структура устройства: IrMn (5 нм) / CoFe (2,1 нм) / Ru (0,81 нм) / CoFe (1 нм) / CoFeB (1,5 нм) / MgO (1 нм) / CoFeB (3,5 нм). Антиферромагнитный слой IrMn используется для обеспечения обменного смещения на соседнем слое, закрепленном на CoFe (PL), который антиферромагнитно через Ru соединяется с композитным опорным слоем CoFe / CoFeB (RL).Слой CoFeB над туннельным барьером MgO является свободным слоем (FL). Намагниченность RL принимается вдоль положительной оси x . Намагниченность FL в нулевом поле антипараллельна намагниченности RL, так что угол между свободным и опорным слоями, определяемый как φ , равен 180 °. Намагниченность ФЛ может быть когерентно повернута внешним магнитным полем от 140 ° до 220 ° ¹⁵ . Произведение сопротивления на площадь в параллельном состоянии составляет около 1.5 Ом мкм ² . Туннельное магнитосопротивление исследуемого устройства составляет 84%, как показано на рис. 1 (b), который показывает магнитосопротивление, измеренное вдоль φ = 180 °. Магнитосопротивление показывает сдвиг петли гистерезиса из-за межслойной обменной связи, H _МЭК между FL и RL. Измеренный H _МЭК составляет около 110 э.

Рисунок 1

Структура устройства и свойства автономной работы. ( a ) Устройство магнитного туннельного перехода с номинальным диаметром D = 180 нм состоит из IrMn (5) / CoFe (2,1) / Ru (0,81) / CoFe (1) / CoFeB (1,5) / MgO (1). ) / CoFeB (3.5) (толщины в нм). ( b ) Петля магнитосопротивления наностолбика MTJ показывает туннельное магнитосопротивление 84%, измеренное при φ = 180 °. ( c ) Частота и ( d ) мощность в зависимости от постоянного тока (при отсутствии радиочастотного тока), измеренные при H _{приложение} = 450 э, φ = 190 °.( e ) и ( f ) – результаты моделирования при тех же условиях эксперимента и при T = 300 K.

Характеристики свободного хода

На рисунке 1 (c, d) показано поведение частоты и мощности в зависимости от постоянного тока, измеренное с магнитным полем в плоскости H _{приложение} = 450 Э и φ = 190 ° ³⁰ . Как и ожидалось для этого устройства ^30, , прецессия соответствует намагничиванию FL, для которого частота сдвигается в красную область и мощность увеличивается очень быстро с постоянным током.На рис. 1 (e, f) показано соответствующее смоделированное поведение частоты и мощности FL в зависимости от постоянного тока, которое демонстрирует отличное согласие с экспериментом. Важным свойством этого автономного режима является наличие максимальной частоты работы STNO, f _макс ~ 5,74 ГГц как для экспериментов, так и для моделирования. Как мы покажем ниже, это свойство необходимо для наблюдения LSSB.

Экспериментальные результаты генерации LSSB

На рис.2 показано, как возникает модуляция с одной нижней боковой полосой (LSSB), когда дополнительный радиочастотный сигнал накладывается на постоянный ток ( I _dc ). Дополнительный радиочастотный сигнал с относительно низкой частотой аналогичен информации, которая должна быть отправлена ​​с высокочастотной несущей, генерируемой STNO. Генерация LSSB показана на рис. 2 (a – f) при различных токах модуляции и частотах модуляции соответственно. Генерация LSSB характеризуется резким исчезновением верхней боковой полосы из спектра.На рис.2 (а) показаны образцы спектров при I . _dc = 4,4 мА для разных токов модуляции ( I _кв.м ), показывая только нижнюю боковую полосу. На рисунке 2 (б, в) показан частотный спектр как функция I . _кв.м при f _кв.м = 500 МГц для двух примеров токов смещения постоянного тока I _{постоянного тока} = 4.4 мА и I _{постоянного тока} = 6,4 мА. На рис. 2 (г) показаны спектры при I . _dc = 4,4 мА для разных значений f _кв.м , а на рис.2 (д, е) показан частотный спектр для f _кв.м = 150–500 МГц при I _кв.м = 1.2 мА при постоянных токах смещения I _{постоянного тока} = 4,4 мА и I _{постоянного тока} = 6,4 мА. Пороговый ток ( I _th ) для автоколебаний в этом устройстве около 6 мА ^31,32 . Следовательно, I _dc = 4,4 мА находится в подпороговой области, тогда как I _{постоянного тока} = 6.4 мА выше пороговой области. Сигналы, полученные на I _dc = 4,4 мА относятся к сигналам термического ферромагнитного резонанса ⁴ . Следовательно, мощность несущей и боковых полос в случае I _dc = 4,4 мА намного меньше, чем для I _{постоянного тока} = 6,4 мА.

Рисунок 2

Модуляция одной нижней боковой полосы.( a ) Пример спектра, показывающий модуляцию одной боковой полосы при I _dc = 4,4 мА для разных токов модуляции. Карта зависимости мощности от частоты и тока модуляции для f _кв.м = 500 МГц при ( b ) I _{постоянного тока} = 4,4 мА и ( c ) I _{постоянного тока} = 6.4 мА. ( d ) Пример спектра, показывающий модуляцию одной боковой полосы при I _dc = 4,4 мА для разных частот модуляции. Карта зависимости мощности от частоты и частоты модуляции для I _кв.м = 1,2 мА при ( e ) I _{постоянного тока} = 4,4 мА и ( f ) I _{постоянного тока} = 6.4 мА. Белая пунктирная линия на (f) разделяет области NFAM и LSSB.

Для корпуса I _dc = 4,4 мА, LSSB получается во всем диапазоне f _кв.м = 150–500 МГц [рис. 2 (e)], тогда как для I _dc = 6,4 мА, LSSB получается для f _кв.м > 275 МГц, как показано белой пунктирной линией на рис.2 (е). Это можно объяснить на основе f . _макс наблюдается на рис. 2 (c) и (d). Для I _dc = 4,4 мА, STNO модулируется близко к f _макс , так что частота верхней боковой полосы попадает в область, где режим не разрешен. Следовательно, мы получаем модуляцию LSSB для f _кв.м = 150–500 МГц при I _{постоянного тока} = 4.4 мА. В случае I _dc = 6,4 мА, несущая частота ( f ₀ ) находится на ~ 275 МГц далеко от f _макс , что объясняет более высокий порог i . e ., f _кв.м = 275 МГц для наблюдения чистой LSSB. Таким образом, частота возникновения LSSB напрямую связана с разницей ( f _макс – f ₀ ) [См. Дополнительную информацию], которые составляют ~ 65 МГц и ~ 272 МГц, для I _{постоянного тока} = 4.4 мА и I _dc = 6,4 мА соответственно. Следовательно, рабочая область SSB сильно зависит от величины постоянного тока и работает выше I . _th сдвигает начало SSB на более высокое f _кв.м для данного I _кв.м .

Детальное исследование показывает, что SSB может быть достигнута на частотах до 1 ГГц (не показано).Мы также достигли модуляции верхней боковой полосы (USSB) для различных экспериментальных условий: H . _app = 200 Oe и φ = 260 °. В этом состоянии частота STNO показывает синий сдвиг с постоянным током смещения [см. Дополнительную информацию]. Однако сигналы, полученные в этих условиях, имели большую ширину линии. Следовательно, в этом исследовании мы сконцентрируемся на LSSB.

Моделирование макроспина

Поведение модуляции LSSB было воспроизведено моделированием макроспина, выполненным при T = 300 K, как показано на рис.3. Как и в условиях эксперимента, мы выбрали два тока смещения из рис. 1 (е). Эти условия I _dc = 5 мА и 6,4 мА, соответствующие подпороговой области и выше пороговой области соответственно. Результаты моделирования демонстрируют превосходное качественное согласие с экспериментальными результатами на рис. 2. При f _кв.м = 500 МГц, LSSB может быть достигнуто для I _кв.м = 0.5–3 мА в обоих регионах. На I _кв.м = 1,2 мА, LSSB может быть достигнуто во всем диапазоне от до _кв.м = 100–500 МГц для подпороговой области I _{постоянного тока} = 5 мА. Для надпороговой области I _dc = 6,4 мА, LSSB может быть достигнуто для f _кв.м > 275 МГц при I _кв.м = 1.2 мА [белая пунктирная линия на рис. 3 (е)]. При моделировании мы также изучили поведение модуляции при гораздо более высоком токе смещения I . _dc = 7 мА, и обнаружено, что LSSB может быть достигнута при относительно высоком f _кв.м > 425 МГц [белая пунктирная линия на рис. 3 (f)] для I _кв.м = 1,2 мА. Фактически начало f _кв.м , где отчетливо виден SSB, выше порогового тока увеличивается с I _dc , что качественно согласуется с экспериментом.Установлено, что при фиксированном токе модуляции возникновение LSSB также связано с разницей ( f _макс – f ₀ ) при моделировании в соответствии с экспериментальными результатами [см. Дополнительную информацию].

Рисунок 3

Результаты моделирования макроспина: карта зависимости мощности от частоты и тока модуляции для f _кв.м = 500 МГц при ( a ) I _{постоянного тока} = 5 мА, ( b ) I _{постоянного тока} = 6.4 мА и ( c ) I _{постоянного тока} = 7 мА. Карта зависимости мощности от частоты и частоты модуляции для I _кв.м = 1,2 мА при ( d ) I _{постоянного тока} = 5 мА, ( e ) I _{постоянного тока} = 6,4 мА и ( f ) I _{постоянного тока} = 7 мА.Белые пунктирные линии на ( e ) и ( f ) разделяют области NFAM и SSB.

Согласие с теорией нелинейной частотной и амплитудной модуляции

Очень впечатляет генерация LSSB с полным подавлением верхней боковой полосы. Мы покажем, что это является следствием комбинированной нелинейной частотной и амплитудной модуляции (NFAM) ³³ . Теория NFAM предсказывает неравную амплитуду боковых полос и была успешно применена к наноконтактным STNO ^{18,19, а также к спиновым нано-осцилляторам Холла23} .На рис. 4 (а, б) показано экспериментальное поведение мощности несущей и боковых полос первого порядка с током модуляции, измеренным при f _кв.м = 200 МГц для I _dc = 4,4 мА и 6,4 мА соответственно. Как видно, верхняя боковая полоса имеет значительно меньшую мощность, чем нижняя боковая полоса.

Рисунок 4

Интегрированная мощность несущей (красные треугольники) и верхней (синие квадраты) и нижней (зеленые кружки) боковых полос первого порядка для f _{кв. {3} / 4 \) – параметры амплитудной модуляции.{I} \ pm l {f} _ {m} \), где l = n + 2 m + 3 p + 4 q ± h – положительное целое число, которое представляет порядок боковой полосы . Амплитудная модуляция ( k и , где i = 1, 2, 3, 4) и частотная модуляция ( λ и , где i = 1, 2, 3) индексы вычисляются на основе полиномов четвертого и третьего порядка, соответствующих характеристике свободного хода частоты и амплитуды с током смещения.Эти подгонки и соответствующий расчет индексов амплитудной и частотной модуляции показаны в дополнительной информации в Интернете.}

Сохраняем I _кв.м в диапазоне 0–1,5 мА, так что модуляция действует как небольшое возмущение. Как и ожидалось из теории модуляции, мощность несущей уменьшается, а мощность нижней и верхней боковой полосы увеличивается с увеличением тока модуляции. Теория NFAM количественно воспроизводит ту же зависимость от тока модуляции I _кв.м [Рис.4 (a, b)] как I _кв.м увеличивается. Однако для I _dc = 4,4 мА, верхняя боковая полоса всегда полностью подавляется, и присутствует только нижняя боковая полоса. Такая асимметричная мощность боковой полосы является следствием нелинейности STNO. На I _dc = 6,4 мА, мощность LSSB отлична от нуля на 200 МГц.

Влияние полевого крутящего момента на генерацию SSB

Для дальнейшего изучения происхождения SSB в нашем эксперименте мы исследовали влияние полевого крутящего момента на модуляцию SSB, используя моделирование макроспина.На рисунках 5 (a – f) показано влияние отношения полевого крутящего момента к крутящему моменту передачи вращения, b _f = 0, 0,25 и 0,50 в широком диапазоне f _кв.м = 150–1000 МГц и I _кв.м = 0,5–3 мА. Из сравнения видно, что при более высоком полевом моменте не наблюдается явной модуляции SSB.При низких значениях b _f = 0,25, порог f _кв.м резко увеличивается с 275 МГц до 525 МГц по сравнению с состоянием b _f = 0. Используя более высокое значение b _f = 0.5 увеличивает начало f _кв.м для просмотра SSB на 725 МГц. Такое поведение LSSB с полевым крутящим моментом ожидается на основе следующих аргументов: LSSB в основном вызван нелинейностью большой амплитуды и слабым красным смещением частоты, показанными на рис. 1. Полевой член влияет на возможность перестройки частоты с помощью тока смещения [см. дополнительный рис. 4 (a)] ^30,34,35 . Следовательно, для более высоких полевых членов частота верхней боковой полосы может лежать ниже f _max с конечной мощностью, приводящей к исчезновению LSSB.Таким образом, наблюдение LSSB в наших экспериментальных результатах указывает на наличие меньшего полевого крутящего момента, что согласуется с нашей более ранней работой над аналогичными устройствами ^30,36 .

Рисунок 5

Результаты моделирования макроспина: карта зависимости мощности от частоты и тока модуляции при I _{постоянного тока} = 6,4 мА и f _кв.м = 500 МГц для ( a ) b _f = 0, ( б ) б _f = 0.25, и ( c ) b _f = 0,5. Карта зависимости мощности от частоты и частоты модуляции для I _кв.м = 1,2 мА при ( d ) b _f = 0, ( e ) b _f = 0.25, и ( f ) b _f = 0,5. Белые пунктирные линии на ( d ) и ( e ) разделяют области NFAM и SSB. Цветовая шкала, показанная на ( f ), применима ко всем ( a – f ).

Что такое модуляция с одной боковой полосой (SSB)? определение, генерация, преимущества, недостатки и применения однополосной модуляции

Определение : Однополосная модуляция (SSB) – это схема амплитудной модуляции, в которой по каналу передается только одна боковая полоса.Он также известен как SSB-SC , что является аббревиатурой от Single Sideband Suppressed Carrier , поскольку он позволяет полностью подавить одну боковую полосу и несущую.

Как мы знаем, метод модуляции DSB-SC генерирует выходную волну, имеющую вдвое большую ширину полосы, чем у исходного модулирующего сигнала. Таким образом, чтобы избежать удвоения коэффициента полосы пропускания в такой системе модуляции до , был введен метод модуляции SSB-SC .

Почему при модуляции SSB разрешено подавление боковой полосы?

Был принят метод модуляции с одной боковой полосой, поскольку подавление одной из двух боковых полос вместе с несущей не приводит к потере информации.

Это так, потому что две боковые полосы модулированного сигнала особенно связаны друг с другом. Другими словами, мы можем сказать, что две боковые полосы несут схожую информацию. Таким образом, для передачи информации нам нужна только одна боковая полоса. Таким образом, подавляя одну боковую полосу вместе с несущей, никакая информация не теряется.

Следовательно, требования к полосе пропускания также снижаются вдвое, и есть вероятность размещения удвоенного количества каналов с использованием метода модуляции SSB.

Математическое выражение

Пусть будет модулирующий сигнал,

m (t) = A _m cos (2πf _m t)

и несущий сигнал

c (t) = A _c cos (2πf _c t)

Как мы уже обсуждали, подобное выражение в модуляции DSB-SC. Итак, здесь мы можем написать,

Это комбинация 2 боковых полос,

Однако мы знаем, что для амплитудно-модулированной волны DSB-SC требуется полоса пропускания 2f _м .Но из-за наличия одной боковой полосы в модуляции SSB требования к полосе пропускания снижаются вдвое. Следовательно, полоса пропускания в случае волны амплитудной модуляции SSB-SC составляет f _m .

Методы генерации модулированной волны с одной боковой полосой

1. Метод частотной дискриминации (метод фильтрации)
2. Метод фазового сдвига

Давайте теперь обсудим эти два подробно:

1 . Метод частотной дискриминации

Во-первых, взгляните на блок-схему метода фильтрации для подавления одной боковой полосы.

Используемый здесь симметричный модулятор генерирует на выходе амплитудно-модулированную волну DSB-SC.

Поскольку выходной сигнал DSB содержит две боковые полосы, и подавляется только компонент несущей, поэтому дополнительно необходим фильтр подавления боковой полосы, чтобы исключить одну из двух боковых полос.

Характеристики фильтра должны быть такими, чтобы он имел плоскую полосу пропускания и имел высокое затухание за пределами полосы пропускания.Итак, чтобы иметь такой отклик, настроенная схема должна иметь очень высокую добротность ().

Чтобы иметь такую ​​высокую добротность, необходимо, чтобы разница между частотой модуляции и несущей частотой была большой. Нет никакого практического способа достичь такой высокой стоимости.

Таким образом, модуляция на начальном этапе осуществляется сбалансированным модулятором на низкой частоте около 100 кГц . После этого одна боковая полоса подавляется фильтром. Но, поскольку частота сигнала SSB очень низкая по сравнению с частотой передатчика.Итак, сбалансированный смеситель и кварцевый генератор используются в схеме для повышения частоты сигнала SSB до уровня частоты передатчика.

Затем сигнал SSB поступает на линейный усилитель для дальнейшего усиления. Процесс повышения частоты иногда также называют Преобразование с повышением частоты .

В основном для устранения нежелательной боковой полосы используются ЖК, керамический, кварцевый или механический фильтр. Хотя керамические или кварцевые фильтры дешевы, но обеспечивают лучшие результаты на рабочей частоте выше 1 МГц.Среди всего этого механические фильтры обладают лучшими характеристиками, поэтому широко используются.

Преимущества метода фильтрации :

1. Обеспечивает достаточно ровную и широкую полосу пропускания.
2. С помощью этого метода мы можем получить подходящее подавление боковой полосы.

Недостатки метода фильтрации :

1. Преобразование частоты с повышением частоты в конце необходимо, поскольку система не генерирует SSB на высоких частотах.
2. Дорогой фильтр увеличивает общую стоимость системы.

2. Метод фазового сдвига

На рисунке ниже показана блок-схема метода фазового сдвига, используемого для генерации сигнала SSB.

Сигнал несущей, генерируемый источником несущей, подается на сбалансированный модулятор 1 или BM ₁ после сдвига фазы на 90 °. Кроме того, на BM ₁ подается модулирующий сигнал или сигнал основной полосы частот.

Кроме того, несущая напрямую подается на сбалансированный модулятор 2 или BM ₂ , вместе с этим сигнал модуляции, сдвинутый по фазе на 90 °, также применяется к нему.Таким образом, на выходе двух балансных модуляторов достигаются сигналы, состоящие из двух боковых полос. BM ₁ генерирует USB и LSB , но оба с фазовым сдвигом + 90⁰ .

Аналогично, BM ₂ также генерирует сигнал с обеими боковыми полосами, но USB сдвигается на + 90⁰ , а LSB сдвигается на -90⁰ .

Далее, суммирующий усилитель складывает выходной сигнал двух балансных модуляторов.Поскольку два симметричных модулятора сдвигают USB на +90 ° каждый, это генерирует сигнал двойной амплитуды. Однако 2 симметричных модулятора сдвигают LSB на + 90⁰ и -90⁰, таким образом компенсируя друг друга.

Следовательно, на выходе суммирующего усилителя мы имеем только USB из сигнала SSB .

Преимущества метода фазового сдвига :

1. Не требует каскада преобразования частоты с повышением частоты.
2. Модулирующий сигнал может быть низкочастотным звуковым сигналом.
3. Переключение между боковыми полосами проще.

Недостатки метода фазового сдвига :

1. Схема фазовращателя сложна.
2. Для точности требуется фазовый сдвиг, что является сложной задачей.

Преимущества модуляции SSB

1. Позволяет передавать несколько сигналов.
Метод
2. SSB требует меньшей полосы пропускания по сравнению с методом DSB.
3. Потребляется меньше энергии.
4. Позволяет передавать сигнал высокой мощности.
5. Обеспечивает меньше помех из-за уменьшения полосы пропускания.

Недостатки SSB модуляции

1. Реализация SSB носит сложный характер.
2. Дорого.
Метод
3. SSB требует, чтобы передатчик и приемник были очень стабильными по частоте. Поскольку небольшое изменение частоты ухудшит качество сигнала.

Применение модуляции SSB

• Он необходим во всех приложениях, где требуется энергосбережение и низкая пропускная способность.
• Техника используется для связи точка-точка.
• Также используется в наземной и воздушной мобильной связи.
• Он также находит свое применение в телеметрии и радиолокационной связи.

Кристаллы кварца в основном используются при производстве фильтров, которые используются в системе модуляции SSB.

Оптическая однополосная модуляция на основе оптических волноводов с кремнием на изоляторе со связанными резонаторами

1.

Введение

Микроволновая фотоника, объединяющая миры радиочастотной техники и оптоэлектроники, привела к постоянно растущему интересу к ее использованию для генерации, обработки, управления и распространения микроволновых и миллиметровых сигналов. ^{1 – 4} В микроволновых фотонных системах оптическая однополосная модуляция (OSSB) часто требуется для таких приложений, как радиопередача по оптоволокну, фазированная антенная решетка с фотонным управлением, микроволновый фотонный фазовращатель и оптический векторный анализатор цепей. ^{5 – 8} Ранее были представлены различные подходы для генерации модуляции OSSB. Один метод заключается в использовании π / 2-фазового сдвига через гибридный ответвитель в модулятор Маха – Цендера с двумя входами или модулятор поляризации ^{9 , 10} или через оптический преобразователь Гильберта. ^{11 , 12} Конструкция с оптоволоконной петлей Саньяка и двухэлектродным модулятором бегущей волны также была продемонстрирована для достижения модуляции OSSB, где модулированная полоса пропускания в основном ограничивалась гибридным радиочастотным (RF) ответвителем. ¹³ Другой способ генерации сигналов OSSB основан на использовании оптической фильтрации для устранения одной из оптических боковых полос в схеме модуляции интенсивности или фазовой модуляции. Это было продемонстрировано различными подходами, такими как вынужденное рассеяние Бриллюэна, режекторный фильтр с однородной волоконной решеткой и волоконная брэгговская решетка с фазовым сдвигом для селекции узких боковых полос. ^{14 – 16} В последнее время интегрированные устройства микроволновой фотоники, основанные на структурах кольцевого резонатора, вызвали большой исследовательский интерес в интегрированной фотонике, поскольку они малы и демонстрируют отличные характеристики. ^{17 – 19} В частности, OSSB была достигнута в Ref. 20 за счет использования интерферометра Маха – Цендера с кольцевым резонатором для подавления оптической боковой полосы для радиочастотных сигналов между 1,2 и 2,2 ГГц. Кремниевый кольцевой модулятор использовался для модуляции длин волн сигнала, расположенных в нулевом резонансе, для достижения генерации сигнала OSSB на одной частоте 60 ГГц. ²¹ Кроме того, высокий коэффициент контрастности материала кремний на изоляторе (КНИ) делает его привлекательной платформой для компактных оптических волноводов со связанными резонаторами (CROW), ²² , предлагая значительное преимущество монолитного каскадирования с другими кремниевыми фотонными устройствами. модуляторы, такие как продемонстрированные в работе.23. Хотя фильтры SOI CROW использовались в различных функциях, таких как мультиплексирование с разделением по длине волны, канализаторы и мультиплексоры из-за их благоприятных характеристик в качестве высокоселективных фильтров и линий оптической задержки из-за большой групповой задержки вблизи резонанса, ^{24 , 25} , их применение в системах модуляции OSSB не исследовалось. Фактически, гибкая платформа синтеза CROW, которая упрощает разработку оптических фильтров высокого порядка с плоской вершиной в полосе пропускания, обеспечивает привлекательный профиль для подавления высокой боковой полосы в широком диапазоне микроволновых частот.

В этой статье мы предлагаем и демонстрируем новую генерацию модуляции OSSB, основанную на компактном интегрированном фильтре SOI CROW высокого порядка. Представлен анализ различных порядков фильтров CROW специально для модуляции OSSB, включая тщательное изучение влияния как амплитуды, так и фазы оптических фильтров, а также изменений РЧ-мощности из-за дисперсии волокна. Кроме того, мы также обосновали использование оптического полосового фильтра на основе SOI CROW, который имеет широкую и плоскую полосу пропускания, а также резкий спад для значительного увеличения рабочей полосы пропускания модуляции OSSB.Экспериментальные результаты показывают оптимальную генерацию модуляции OSSB с подавлением боковой полосы более 23 дБ и пульсацией РЧ мощности около ± 1 дБ для широкополосной передачи РЧ сигналов в дисперсионной среде с крутизной групповой задержки +330 пс / нм.

2.

Результаты моделирования и обсуждения

В предлагаемой генерации модуляции OSSB полосовой фильтр высокого порядка на основе CROW используется для выбора оптической несущей и одной из боковых полос оптического сигнала с двойной боковой полосой (ODSB).Чтобы обеспечить максимальный коэффициент подавления, несущая должна быть расположена близко к краю наклона фильтра так, чтобы нежелательная боковая полоса приходилась на крутой край фильтра, в то время как оставшаяся боковая полоса идеально лежала в пределах или близко к плоской полосе пропускания фильтра. фильтр для предотвращения последующего ослабления желаемой боковой полосы. Это приводит к тому, что одна боковая полоса значительно ослабляется, в то время как другая пропускается относительно без изменений. Таким образом, конструкция полосового фильтра высокого порядка является решающим аспектом в оптимизации производительности системы OSSB, и цель состоит в том, чтобы определить оптимальные параметры, которые удовлетворяют показателям производительности требуемой системы модуляции OSSB.В этой статье технические требования к конструкции системы модуляции OSSB следующие: (i) подавление большой боковой полосы и (ii) небольшие изменения мощности РЧ через диспергирующую среду, например, оптическое волокно.

2.1.

Подавление боковой полосы

Во-первых, мы исследуем производительность различных порядков SOI CROW для модуляции OSSB. При разработке полосового фильтра использовался метод связи мод. ²⁶ Была рассмотрена унифицированная полоса пропускания фильтра 70 ГГц для приема высокочастотных радиочастотных сигналов.Чтобы сохранить небольшой размер отпечатка и при этом сохранить небольшие потери на изгибе, радиус кольца был установлен равным примерно 4 мкм. ²⁷ На рис. 1 показаны смоделированные амплитудные и фазовые характеристики фильтров CROW разных порядков. По мере увеличения порядка фильтра с микрокольцом отчетливо видно увеличение крутизны наклона фазы, а также улучшенный коэффициент формы фильтра. На рисунке 2 показан коэффициент подавления боковой полосы, достигаемый на микроволновых частотах около 10, 20 и 30 ГГц для фиксированной оптической несущей с рабочей длиной волны, расположенной на переднем фронте фильтров разных порядков.Как можно видеть, фильтры шестого, седьмого и восьмого порядков, основанные на CROW, показывают достижение подавления боковой полосы более 20 дБ. Максимальная скорость увеличения подавления боковой полосы происходит при переходе от фильтра пятого к шестому порядку с наблюдаемым приращением более 5 дБ. Последующее увеличение порядка фильтров с 6 до 8 увеличит подавление боковой полосы только на 1 дБ для каждого введенного дополнительного микрокольца.

Рис. 1

(а) пропускание и (б) фазовые характеристики различных порядков полосовых фильтров на основе оптических волноводов со связанными резонаторами (CROW).

Рис. 2

Коэффициент подавления боковой полосы как функция порядка фильтров на микроволновых частотах 10, 20 и 30 ГГц.

2.2.

Колебания мощности радиочастоты

Затем мы анализируем радиочастотные отклики результирующей генерации модуляции OSSB после распространения в дисперсионной среде. При моделировании учитывались одномодовые волокна различной длины, чтобы полностью понять характеристики предлагаемой модуляции OSSB. Более того, каждый из фильтров CROW по своей сути представляет дополнительный оптический фазовый сдвиг в системе, где их фазовые характеристики можно увидеть на рис.1 (б). Поскольку это приведет к добавлению частотно-зависимого изменения фазы в оставшиеся боковые полосы и несущую, необходимо исследовать оптические фазовые эффекты полосовых фильтров CROW разного порядка на обнаруженные РЧ-отклики. На рисунке 3 показаны колебания РЧ-мощности принятого сигнала OSSB после передачи по оптоволокну разной длины с учетом и без учета влияния фазы фильтра CROW. Чтобы максимизировать рабочую полосу частот модуляции OSSB, несущая была размещена в месте, которое способствовало наименьшей величине пульсаций РЧ мощности, что близко к точке 3 дБ отклика фильтра.При моделировании использовалось типичное значение дисперсии 17 пс / нм / км для стандартного одномодового волокна на длине волны 1550 нм и ширина полосы РЧ от 40 МГц до 40 ГГц для модуляции OSSB. Можно видеть, что влияние фазы оптического фильтра вызывает небольшое увеличение примерно на 0,3 и 0,5 дБ в общей вариации RF для фильтров четвертого и пятого порядков, показывая, что фаза фильтра оказывает небольшое влияние на Вариации мощности RF. Фазовым эффектом можно пренебречь даже в фильтрах CROW более высокого порядка с шестым, седьмым и восьмым порядками, демонстрируя несущественное влияние на принимаемый РЧ-сигнал из-за линейности оптической фазы.Для микрокольцевого фильтра CROW четвертого и пятого порядков видно, что флуктуации амплитуды RF быстро увеличиваются с увеличением длины волокна. Это в первую очередь связано с низким коэффициентом подавления боковой полосы, что позволяет дисперсии оказывать доминирующее влияние на изменение РЧ мощности. В случае повышенных порядков фильтров значительное увеличение коэффициента подавления боковой полосы снижает зависимость дисперсии от пульсаций мощности. Это очевидно из того факта, что изменение полученной ВЧ мощности в зависимости от анализируемого диапазона значений дисперсии <2.5 и 2,7 дБ для фильтров шестого и седьмого порядков, что значительно меньше увеличения на 6,1 и 3,8 дБ изменения ВЧ-мощности, полученного от фильтров четвертого и пятого порядка соответственно. Однако, несмотря на несколько более высокий коэффициент подавления, отображаемый фильтром восьмого порядка на частотах 10, 20 и 30 ГГц, также наблюдалось значительно более высокое изменение мощности РЧ в принимаемом сигнале на 4,5 дБ, что указывает на возможный компромисс в отношении коэффициента подавления OSSB, составляющего компоненты более низкой частоты для фильтров более высокого порядка.Это связано с тем, что помимо удаления нежелательной нижней боковой полосы путем размещения длины волны несущей на переднем фронте фильтра, следует отметить, что фильтры более высокого порядка также будут вносить последующее ослабление в оставшуюся оптическую боковую полосу на низких частотах модуляции РЧ из-за крутой наклон края фильтра, что приводит к более высоким колебаниям мощности РЧ. Для модуляции OSSB с рабочей полосой частот от 40 МГц до 40 ГГц фильтр шестого порядка обеспечивает оптимизированные характеристики, поскольку он не только в достаточной степени подавляет нежелательные боковые полосы, но также минимизирует ослабление, вносимое в оставшиеся боковые полосы на низких частотах.Это очевидно из РЧ-откликов, как показано на рисунке 4, рассчитанных при различных уровнях дисперсии в диапазоне от 0 до 600 пс / нм для генерации модуляции OSSB на основе фильтра CROW шестого порядка. Можно видеть, что, хотя большие колебания РЧ-мощности наблюдаются в основном на низких частотах, пульсации РЧ-мощности не превышают 2,5 дБ для всего диапазона измеренной дисперсии и РЧ-частоты.

Рис. 3

Изменение мощности радиочастоты (RF) в зависимости от дисперсии для микрокольцевых фильтров CROW различных порядков.Сплошная линия: фильтр с фазой. Пунктирная линия: фильтр с нулевой фазой.

Рис. 4

ВЧ-характеристика мощности как функция параметра дисперсии для генерации оптической однополосной (OSSB) модуляции на основе CROW-фильтра шестого порядка.

3.

Результаты экспериментов

На рис. 5 показано изображение, полученное с помощью сканирующего электронного микроскопа, фильтра CROW шестого порядка, изготовленного на пластине КНИ, состоящей из шести слабосвязанных резонаторов. Высота волновода с кремниевым сердечником составляет 220 нм, а ширина – 450 нм как для автобуса, так и для беговых дорожек.Длина обхода каждого кольцевого резонатора составляет около 25 мкм. Чтобы получить коэффициент связи мощности между шиной и кольцом, равный 0,25, зазор между волноводом шины и кольцевым резонатором с беговой дорожкой составляет 158 нм. Для измерения амплитудной характеристики фильтра настраиваемый лазерный источник управлялся извне для сканирования всех длин волн от 1553 до 1556 нм с разрешением по длине волны 10 пм. Измеренный оптический отклик получается путем отслеживания соответствующего изменения оптической мощности с помощью измерителя оптической мощности.Фазовая характеристика фильтра может быть вычислена на основе измеренной групповой задержки оптического фильтра, полученной с использованием метода фазового сдвига модуляции. Для этого измерения проблема фазовой неоднозначности, вызванная несимметричными боковыми полосами, устраняется за счет использования оптического модулятора с одной боковой полосой, состоящего из двухэлектродного модулятора Маха – Цендера и электрического гибридного ответвителя (Marki Microwave). ^{28 – 30} Из-за частоты среза квадратурного гибридного ответвителя РЧ-сигнал на 2.Частота 5 ГГц генерировалась векторным анализатором цепей (Agilent N5230A) и подавалась на оптический однополосный модулятор, где электрический сигнал, полученный после фотодетектирования, возвращался в векторный анализатор цепей для измерения групповой задержки. На рис. 6 измеренные амплитудные и фазовые характеристики показаны синими сплошными линиями, а теоретические отклики показаны красными пунктирными линиями для сравнения. Наклоны нарастающего и спадающего фронтов амплитудной характеристики составили 71.9 и 98,7 дБ / нм соответственно. Измеренная оптическая ширина полосы составляет около 70 ГГц для резонанса, расположенного на 1554,5 нм. Полоса пропускания фильтра показывает отклонение на 3 дБ от теоретического значения, как показано на рис. 6 (а), из-за случайного несоответствия размеров внутри колец. Это также имеет прямое влияние на построенную оптическую фазовую характеристику, как показано на рис. 6 (b), который представляет смещение и слегка увеличенную нелинейность в накоплении фазы в полосе пропускания фильтра.

Фиг.5

Изображение, полученное с помощью сканирующего электронного микроскопа, изготовленного фильтра CROW с микрокольцом кремний-на-изоляторе.

Рис. 6

Измеренный фильтр CROW шестого порядка: (а) амплитудная характеристика и (б) фазовая характеристика.

Эксперимент, основанный на установке, показанной на рис. 7, был проведен для проверки принципа работы системы нового поколения OSSB. Настраиваемый лазерный источник модулировался с помощью электрооптического модулятора (EoSpace), управляемого радиочастотным генератором (Agilent E8257D), который генерирует две оптические боковые полосы перед вводом в оптический полосовой фильтр на основе SOI CROW.Изготовленный фильтр подавляет одну из боковых полос первого порядка, в то время как оптическая несущая и другие боковые полосы пропускаются, таким образом достигается формат модуляции OSSB. Ожидается, что резонансный сдвиг из-за флуктуации температуры будет поддерживаться в пределах ± 0,2 ГГц для режима поперечного электрического волновода с эффективным показателем 2,5 за счет использования внешнего термоэлектрического регулятора температуры (Newport), подключенного к микросхеме, который обеспечивает термостабильность ± 0,01 град в течение 24 часов. ³¹ Волоконная брэгговская решетка с линейным чирпированием (LCFBG) использовалась для обеспечения оптической дисперсии, идентичной дисперсии одномодового волокна длиной 20 км. Наконец, сигнал OSSB был принят фотодетектором (u2t). В качестве доказательства концепции на рис. 8 показаны оптические спектры сгенерированного сигнала OSSB на частоте 20 ГГц, измеренные с помощью анализатора оптического спектра высокого разрешения с полосой разрешения 150 МГц (Finisar Wave Analyzer). Характеристики модуляции OSSB с подавлением нижней и верхней боковых полос были исследованы путем рассмотрения двух случаев: когда оптическая несущая сначала выравнивалась по переднему фронту, а затем следовала за задним фронтом фильтра.Используя сначала передний фронт фильтра, был получен сигнал OSSB с подавлением нижней боковой полосы 20 дБ, когда длина волны несущей была установлена ​​на 1554,2 нм. Когда несущая частота была настроена на 1555,1 нм, передний фронт фильтра был развернут, таким образом преобразовав подавленную боковую полосу из нижней боковой полосы в верхнюю боковую полосу и представив подавление верхней боковой полосы на 23 дБ, как показано красной линией на рис. 8. Подавление боковой полосы может быть дополнительно улучшено за счет минимизации оптического отклонения фильтра SOI за счет уменьшения несоответствий при изготовлении.Следует отметить, что достижимое подавление боковой полосы зависит от относительного положения несущей относительно отклика фильтра и, таким образом, зависит от дрейфа длины волны лазера. Чтобы гарантировать надежность системы, можно использовать схему управления с обратной связью для стабилизации лазера, в то время как отклонение в положении отклика фильтра можно скорректировать с помощью механизма тепловой настройки.

Рис. 7

Экспериментальная установка системы однополосной модуляции.

Фиг.8

Оптический спектр генерируемого сигнала OSSB с подавлением нижней боковой полосы (черная линия) и подавлением верхней боковой полосы (красная линия) при модуляции на частоте 20 ГГц (после прохождения через оптический фильтр).

Для оценки производительности представленной системы модуляции OSSB были экспериментально измерены частотные характеристики РЧ с оптическим фильтром и без него. Здесь в качестве линии дисперсионной задержки использовалась LCFBG (Proximion) с крутизной групповой задержки +330 пс / нм.РЧ-сигнал, восстановленный на фотодиоде, измерялся векторным анализатором цепей с полосой пропускания 20 ГГц (VNA, Agilent). На рисунке 9 показана измеренная РЧ-мощность как функция частоты. Можно видеть, что замирание мощности 33,2 дБ, вызванное глубокой дисперсией, генерируется в системе ODSB без использования оптического фильтра для генерации модуляции OSSB. Напротив, интеграция оптического полосового фильтра КНИ в систему позволяет ВЧ-отклику быть почти постоянным в широком диапазоне частот от 0 до 20 ГГц, ограниченном диапазоном измерения ВАЦ, с пульсацией 3.5 и 2 дБ обнаружены, когда оптическая несущая была расположена на переднем и заднем фронтах фильтра соответственно. Демонстрация может быть расширена, чтобы охватить монолитную или гибридную интеграцию электрооптического модулятора и фильтра CROW. ²³ Текущие разработки в области интегрированных электрооптических модуляторов уже продемонстрировали полосу модуляции более 35 ГГц на основе истощения несущей, что делает возможными в ближайшем будущем интегрированные системы однополосной модуляции с большой рабочей полосой пропускания. ³²

Рис. 9

РЧ-ответы системы ODSB и OSSB с (a) подавлением верхней боковой полосы (красная пунктирная линия) (b) подавлением нижней боковой полосы (черная пунктирная линия).

4.

Заключение

В заключение, мы предложили и экспериментально продемонстрировали новую систему модуляции OSSB, использующую оптический полосовой фильтр на основе SOI CROW. Насколько нам известно, это первая экспериментальная демонстрация использования фильтра SOI CROW для реализации системы модуляции OSSB, способной работать в широкой полосе пропускания с эффективным подавлением нижней и верхней боковых полос.Измеренная пульсация мощности РЧ всего 2 дБ в широком диапазоне является убедительным свидетельством того, что предлагаемая система почти не подвержена влиянию потери мощности, вызванной хроматической дисперсией волокна, и хорошо подходит для реализации в качестве ключевого компонента, интегрируемого в различные системы обработки микроволновых сигналов. системы.

Благодарности

Эта работа была поддержана Министерством обороны Австралии. Авторы выражают благодарность Pengju Bian и Jiangtao Qiu из Сиднейского университета за их помощь в измерении SEM.

Ссылки

6.

Z. Tang, S. Pan и J. Yao, « Оптический векторный анализатор цепей высокого разрешения на основе широкополосного однополосного модулятора с перестраиваемой длиной волны », Опт. Экспресс, 20 (6), 6555 –6560 (2012). http://dx.doi.org/10.1364/OE.20.006555 OPEXFF 1094-4087 Google Scholar

11.

C. Sima et al., « Интегрированный интерферометрический однополосный фильтр с фазовым управлением на основе планарных брэгговских решеток, реализующих фотонное преобразование Гильберта », Опт.Lett., 38 (5), 727 –729 (2013). http://dx.doi.org/10.1364/OL.38.000727 OPLEDP 0146-9592 Google Scholar

13.

М. Ю. Франкель и Р. Д. Эсман, « Оптический однополосный модулятор с подавленной несущей для широкополосной обработки сигналов », J. Lightwave Technol., 16 (5), 859 –863 (1998). http://dx.doi.org/10.1109/50.669019 JLTEDG 0733-8724 Google Scholar

15.

Дж. Парк, В. Сорин и К.Лау, « Устранение ухудшения хроматической дисперсии волокна на оптической передаче миллиметрового диапазона 1550 нм », Электрон. Lett., 33 (6), 512 –513 (1997). http://dx.doi.org/10.1049/el:19970325 ELLEAK 0013-5194 Google Scholar

25.

F. N. Xia et al., « Сверхкомпактные кольцевые резонаторные фильтры высокого порядка с использованием субмикронных кремниевых фотонных проводов для оптических межсоединений на кристалле », Опт.Экспресс, 15 (19), 11934 –11941 (2007). http://dx.doi.org/10.1364/OE.15.011934 OPEXFF 1094-4087 Google Scholar

28.

R. Hui et al., « Система SCM 10 Гбит / с с использованием оптической однополосной модуляции », в Proc. Конференция по оптоволоконной связи, (2001). Google ученый

29.

Д. Дериксон, Fiber Optic Test and Measurement, Prentice-Hall, New Jersey (1998). Google ученый

30.

Т. Ниеми, М. Уусимаа и Х. Людвигсен, « Ограничения метода фазового сдвига при измерении пульсаций плотной групповой задержки волоконных брэгговских решеток », IEEE Photonics Technol. Lett., 13 (12), 1334 –1336 (2001). http://dx.doi.org/10.1109/68.969899 IPTLEL 1041-1135 Google Scholar

Биография

Шицзе Сун получила степень бакалавра наук в области электроники и науки в Шанхайском университете, Шанхай, Китай, в 2008 году, и степень магистра электротехники в Сиднейском университете, Сидней, Австралия, в 2013 году.В настоящее время она работает над докторской степенью в лаборатории волоконной оптики и фотоники Сиднейского университета.

Сяоке И получила докторскую степень в Технологическом университете Наньян, Сингапур, в 2004 году. С 2003 года она работает в Школе электротехники и информационной инженерии Сиднейского университета, Австралия. Сейчас она адъюнкт-профессор, а также стипендиат QEII, награжденный австралийским исследовательским советом. Ее основные исследовательские интересы включают обработку фотонных сигналов, микроволновую фотонику и фазированные антенные решетки.Она владеет рядом патентов, выданных и находящихся на рассмотрении в этих областях.

Суен Синь Чу получила степень бакалавра электротехники в Сиднейском университете, Сидней, Австралия, в 2013 году. В настоящее время она работает над докторской степенью в лаборатории волоконной оптики и фотоники Сиднейского университета.

Ливэй Ли получил степень бакалавра (с отличием) и докторскую степень в области электротехники в Сиднейском университете, Новый Южный Уэльс, Австралия, в 2009 и 2013 годах соответственно.В настоящее время она занимается исследованием постдокторантуры в Школе электротехники и информационной инженерии Сиднейского университета. Ее текущие исследования включают в себя микроволновую фотонику, обработку фотонных сигналов, системы оптической связи, световые волны и волоконно-оптическую связь.

Биографии других авторов недоступны.

Однополосная передача – обзор

IA Мультиплексирование с частотным разделением

В статье под названием «Модуляция» было показано, что умножение сигнала нижних частот на синусоиду f ₀ Гц преобразует спектр сигнал на f ₀ Гц.Этот принцип может быть использован с пользой, когда желательно передать несколько сигналов низкочастотного сообщения через один и тот же канал. Передатчик с мультиплексированием с частотным разделением для n сообщений, m ₁ ( t ), m ₂ ( t ),…, m _n ( t ) , с полосами пропускания Вт ₁ , Вт ₂ ,…, Вт _n соответственно показано в виде блок-схемы на рис.1а. Каждое сообщение используется для модуляции поднесущей, которая в данном случае считается однополосной. Выходы модуляторов поднесущей суммируются и, возможно, используются для модуляции несущей, чтобы переместить весь спектр в некоторую заранее заданную частотную позицию. Этот шаг может не требоваться в некоторых приложениях.

РИСУНОК 1. (a) модулятор FDM и (b) демодулятор.

Предполагается, что частоты поднесущих разделены так, что f ₂ – f ₂ ≥ W ₁ , f ₃ – f ₂ ≥ W ₂ ,…, f _n – f _{n – 1} ≥ W _{n – 1} , так что отдельные спектры сигналов сообщений, модулированных с расширенным спектром, не перекрытие.Понятно, что если используется однополосная модуляция поднесущей с минимальным разносом между поднесущими, задается минимальная требуемая ширина полосы передачи

(1) BT = ∑i = 1nWi

Демодуляция FDM на приемном конце, как показано на рис. 1b, выполняется сначала через демодулятор несущей, если модуляция несущей использовалась на передающей стороне, а затем через набор полосовых фильтров, сосредоточенных на соответствующих сигналах с модуляцией поднесущей, чтобы отделить их друг от друга.Последним шагом является пропускание каждого модулированного поднесущей сигнала через демодулятор поднесущей. В этом случае используется когерентная демодуляция, поскольку на передающей стороне используется однополосная модуляция. Требуется когерентный опорный сигнал несущей, и удобный способ добиться этого – отправить его через один из подканалов, обычно самый высокочастотный, а затем разделить его по частоте до требуемых частот поднесущих.

Примером текущего приложения FDM является широкополосная доставка данных в дом или малый бизнес.В настоящее время используются многие подходы к решению этой так называемой задачи «последней мили». Одним из них является более полное использование оборудования кабельного телевидения, при котором восходящие цифровые каналы данных добавляются к обычному спектру аналогового кабельного телевидения (50–450 МГц) ниже 50 МГц, а нисходящие каналы данных добавляются выше 450 МГц (450–750 МГц). . Внутри каждого из этих частотных каналов FDM фактическая доставка данных осуществляется с временным мультиплексированием (см. Обсуждение TDM ниже), как определено диспетчером полосы пропускания.

Мультиплексирование с частотным разделением каналов – это простая для реализации схема. Его основным недостатком является то, что любые нелинейности канала будут генерировать гармонические (целые числа, кратные частотам поднесущих) и интермодуляционные (суммы и разности гармоник частот поднесущих) искажения, которые могут мешать желаемым сообщениям.

I.B Мультиплексирование с временным разделением

Мультиплексирование с временным разделением может применяться в случаях, когда сообщения представлены в формате импульсной модуляции.На рисунке 2 показана такая схема, в которой для представления сообщений используется амплитудно-импульсная модуляция m ₁ ( t ), m ₂ ( t ),…, m _n ( t ), которые теперь предполагается, что все имеют полосу пропускания Вт Гц. Коммутатор производит выборку каждого сообщения по очереди, которая, согласно теореме выборки, должна иметь минимальную скорость 2 Вт выборки в секунду на одно сообщение. На принимающей стороне второй коммутатор, который синхронизирован с коммутатором на передающей стороне, выполняет обратное перемежение выборок, соответствующих соответствующим сообщениям.Затем фильтр нижних частот позволяет восстанавливать каждое сообщение из его значений выборки. Используя обратную теорему выборки, можно показать, что теоретические требования к минимальной полосе пропускания для TDM точно такие же, как и для FDM.

РИСУНОК 2. Система с временным мультиплексированием.

В TDM может использоваться любой формат аналоговой импульсной модуляции, и фактически нет ограничений на импульсы, представляющие аналоговые сообщения. Однако, когда сообщения являются цифровыми, необходимы дополнительные соображения, такие как кадрирование (будет обсуждено позже).Мультиплексирование с временным разделением позволяет избежать проблем перекрестных помех FDM. Однако необходимо поддерживать синхронизацию всех выборок сообщений и синхронизировать декмутацию на принимающей стороне с коммутацией на передающей стороне. Мультиплексирование с временным разделением также позволяет обрабатывать сообщения с неравной полосой пропускания за счет использования творческой выборки. Например, для трех сообщений м ₁ , м ₂ и м ₃ ширины полосы Вт , Вт и 2 Вт коммутатор будет состоять из одного контакта для м ₁ , один для м ₂ и два для м ₃ в последовательности м ₁ м ₃ м ₂ м ₃ м ₁ м ₃ м ₂ м ₃ ….

Квадратурное мультиплексирование IC

Метод передачи двух разных сигналов сообщения на одной и той же несущей частоте заключается в модуляции одного на косинусную несущую, скажем, с частотой f _c , а другого на синусоидальную несущую та же частота. Этот метод называется квадратурным мультиплексированием. Если два сигнала сообщения обозначены как m ₁ ( t ) и m ₂ ( t ), квадратурно-мультиплексированный сигнал определяется как

(2) xct = Acm1tcos2πfct + m2tsin2πfct

Отдельные сигналы сообщений, m ₁ ( t ) и m ₂ ( t ), восстанавливаются путем умножения полученного сигнала на 2 cos 2π f _c t и 2 sin 2π f _c t , и пропускание этих продуктов через фильтры нижних частот с шириной полосы не менее м ₁ ( t ) и м ₂ ( t ), с результирующими выходами фильтров нижних частот м ₁ ( t ) и м ₂ ( t ), соответственно.Примером системы, использующей квадратурное мультиплексирование, является спутниковая система глобального позиционирования, где код сброса / захвата (C / A) передается на одной квадратурной несущей, а точный (P) код – на другой.

Боковые полосы – обзор | Темы ScienceDirect

II.A.3 Однополосная модуляция

Амплитудная модуляция и модуляция DSBSC расточительны для полосы пропускания, поскольку обе требуют полосы передачи, равной удвоенной ширине полосы сообщения.В любом случае половина ширины полосы передачи занята верхней боковой полосой модулированной волны, тогда как другая половина занята нижней боковой полосой. Однако верхняя и нижняя боковые полосы однозначно связаны друг с другом в силу их симметрии относительно несущей частоты; то есть, зная амплитудный и фазовый спектры одной из боковых полос, мы можем однозначно определить другую. Это означает, что в том, что касается передачи информации, необходима только одна боковая полоса, и если несущая и другие боковые полосы подавляются в передатчике, информация не теряется.Таким образом, канал связи должен обеспечивать только ту же полосу пропускания, что и сигнал основной полосы частот, и это интуитивно удовлетворительный вывод. Когда передается только одна боковая полоса, система модуляции упоминается как система с одной боковой полосой (SSB).

Точное описание волны SSB в частотной области зависит от того, какая боковая полоса передается. В любом случае, основная функция системы модуляции SSB заключается в переводе спектра модулирующей волны с инверсией или без нее в новое место в частотной области; требования к ширине полосы передачи системы вдвое меньше, чем у систем с амплитудной или DSBSC-модуляцией.Таким образом, преимущество использования модуляции SSB в основном связано с уменьшением требований к полосе пропускания и устранением мощной несущей волны. Основным недостатком системы модуляции SSB является ее стоимость и сложность.

Описание волны SSB во временной области намного сложнее, чем описание волны DSBSC. В частности, мы пишем

(6) s (t) = 12Acm (t) cos (2πfct) ± 12Acmˆ (t) sin (2πfct)

, где mˆ (t) – преобразование Гильберта сигнала основной полосы частот m ( т ).Преобразователь Гильберта состоит из двухпортового устройства, которое оставляет неизменными амплитуды всех частотных составляющих входного сигнала, но обеспечивает сдвиг фазы на -90 ° для всех положительных частотных составляющих входного сигнала и фазовый сдвиг на +90. ° для всех отрицательных частотных составляющих. Знак минус в правой части уравнения. (6) относится к SSB-модулированной волне, которая содержит только верхнюю боковую полосу, тогда как знак плюс относится к SSB-модулированной волне, которая содержит только нижнюю боковую полосу.

На рисунке 2e показана волна SSB (с верхней частотой), возникающая в результате использования однотональной модуляции. На рис. 2е показана соответствующая волна SSB с нижней частотой.

SSB Демодуляция – Панорадио SDR

Демодуляция сигналов с одной боковой полосой (SSB) требует особого внимания, поскольку простое микширование приводит к наложению верхней и нижней боковых полос на звуковых частотах. В следующей статье дается обзор различных методов демодуляции SSB и их использования в программно определяемых радиостанциях.Модуляторы и демодуляторы SSB иногда также называют смесителями с отклонением изображения .

Метод фильтрации – это традиционный метод приема SSB в аналоговых супергетальных приемниках. Обычно первый смеситель сначала переводит сигнал на промежуточную частоту (ПЧ). На ПЧ полосовой фильтр с резкой полосой пропускания (например, кварцевый фильтр) просто выбирает только одну из двух боковых полос и подавляет другую. Затем второй микшер преобразует оставшуюся боковую полосу в звуковые частоты. При необходимости аудиоспектр может быть инвертирован с помощью инжекции гетеродина высокого уровня в одном из каскадов микшера.

Метод фильтрации приема SSB

Метод фильтрации требует наличия очень резких фильтров на ПЧ и широко распространен в аналоговой области, где используются кварцевые фильтры. Подавление боковой полосы определяется резкостью и ослаблением фильтра на нежелательной боковой полосе.

Метод фазирования использует комплексную обработку IQ для разрешения наложения нижней и верхней боковой полосы на звуковых частотах. Входящий сигнал напрямую преобразуется в звуковые частоты сложным микшером, создающим компоненты I и Q.Сложный смеситель требует синусоидального и косинусного гетеродина (например, реализуемого с помощью фазового сдвига на 90 °). Следующие ниже фильтры нижних частот с шириной одной боковой полосы определяют окончательную полосу пропускания. После фильтрации компонент Q необходимо сдвинуть на 90 ° с помощью преобразователя Гильберта, прежде чем его можно будет добавить или вычесть для выбора одной боковой полосы.

Метод фазирования для приема SSB

Для обеспечения приемлемого подавления боковой полосы необходимо точно согласовать фазовый сдвиг на 90 ° для гетеродина и 90 ° между I и Q, а также их амплитуду.Это вряд ли практично с аналоговыми компонентами. Однако в цифровой области фазовый сдвиг гетеродина может быть легко реализован с помощью синусоидальной и косинусоидальной формы волны. Также изменения амплитуды не являются проблемой при цифровой обработке, если фазовый сдвиг на 90 ° для Q распределяется между I и Q трактом с фазовращателем на 45 ° и -45 °. Это делает метод фазирования интересным для реализации в программно-конфигурируемой радиостанции.

Единственный недостаток – точная реализация фазового сдвига 45 °. Даже с цифровым фильтром трудно добиться точного и постоянного сдвига на 45 ° по всем звуковым частотам.На практике уже небольшие отклонения фазы приводят к запрету очень хорошего подавления боковой полосы, особенно для частот на частотных границах боковых полос.

Подавление боковой полосы для метода фазирования с различными фазовыми и амплитудными ошибками показывает уязвимость к дисбалансу. Даже крошечная амплитудная погрешность всего 0,1 дБ и фазовая погрешность 0,1 градуса ограничивают подавление до 45 дБ.

Дополнительная литература для метода фазирования:

Демодулятор Уивера (также называемый «третьим методом», помимо методов фильтрации и фазирования) для приема SSB был представлен Д.Уивер в «Третьем методе генерации и обнаружения однополосных сигналов». Он немного отличается от первых двух методов, поскольку не разрешает наложение нижней и верхней боковой полосы. Вместо этого Weaver просто преобразует часть спектра в звуковые частоты без каких-либо двусмысленностей. Демодулятор Уивера использует два сложных каскада микширования. Первые каскады смесителя преобразуют сигнал, чтобы центрировать его на нулевой частоте . Здесь желаемая полоса пропускания выбирается фильтрами нижних частот с половиной полосы пропускания боковой полосы (f_ {edge} = BW_ {SSB} / 2).Второй каскад микшера преобразует сигнал, чтобы выровнять его частоты со звуковыми частотами. Суммирование или вычитание I и Q выбирает ориентацию выходного спектра (нормальную или инвертированную).

Метод Уивера для приема SSB

Метод Вивера очень хорошо подходит для программно-определяемых радиостанций, поскольку цифровые смесители и их синусоидальные и косинусные сигналы гетеродина могут генерироваться с чрезвычайно высокой точностью по фазе и амплитуде. То же самое и для двух идентичных фильтров нижних частот.Таким образом, не происходит изменений коэффициента усиления и фазы, а схема идеально сбалансирована для обеспечения очень высоких характеристик.

Дополнительная литература о демодуляторе Уивера:

Возможны и другие методы демодуляции SSB, например полагаться на тот факт, что любой тип модуляции можно рассматривать как суперпозицию амплитудной и фазовой / частотной модуляции (см.