Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Приемник прямого преобразования на диапазон 40 метров

В рамках статьи Детекторный AM-приемник: теория и практика мы сделали наш первый радиоприемник. Надо признать, что данный приемник оставляет желать лучшего. Принять на него можно только мощные широковещательные AM-радиостанции. Притом, слышны они преимущественно в ночное время, и в динамике звучат совсем негромко. Сегодня мы познакомимся с более серьезной конструкцией — приемником прямого преобразования.

Примечание: Для повторения описанного приемника не требуется какое-либо сложное оборудование вроде анализатора спектра. Почти все компоненты, из которых состоит приемник, просто работали с первого раза и не требовали никакой настройки. Исключением является только гетеродин, в котором требуется подобрать кварцевые резонаторы и номинал катушки. Для его настройки подойдет любой КВ-приемник, например, тот же RTL-SDR v3.

Теория

Рассмотрим структурную схему приемника прямого преобразования:

Иллюстрация позаимствована из The ARRL Handbook.

Идея в следующем.

Сигнал с антенны проходит через фильтр. Фильтр оставляет только те частоты, которые мы можем захотеть принять. Например, для радиолюбительского диапазона 40 метров, это будут частоты 7.0-7.2 МГц. На схеме фильтр изображен вместе с предусилителем. С его помощью сигнал можно усилить на несколько децибел. Но, строго говоря, предусилитель не является обязательным. Далее идет смеситель, который перемножает сигнал с антенны с сигналом от гетеродина. Гетеродин имеет частоту, близкую к той, которую мы хотим принять. Допустим, нас интересует телеграфный сигнал на 7.011 МГц. При частоте гетеродина 7.010 МГц на выходе смесителя сигнал окажется на 7.011 МГц минус 7.010 МГц или ровно 1 кГц, что попадает в интервал от 20 Гц до 20 кГц, которые может слышать человек. Затем этот сигнал проходит через фильтр нижних частот (ФНЧ), усилитель низкой частоты (УНЧ) и воспроизводится на динамике или в наушниках.

Если вы помните, как работает смеситель, то можете обратить внимание на небольшую проблему. Допустим, на частоте 7.009 МГц также работает какой-то радиолюбитель. Тогда на выходе смесителя его сигнал окажется на той же частоте 1 кГц. То есть, два совершенно разных сигнала смешаются в один. Это называется зеркальный канал (image frequency).

Описанная проблема является главным недостатком приемника прямого преобразования. Также она является основной причиной, почему большинство современных приемников являются не приемниками прямого преобразования, а супергетеродинами. С другой стороны, описанный эффект может быть по-своему интересен, особенно если вы никогда не слышали его вживую. Главное же преимущество приемника прямого преобразования — простота конструкции.

Домашнее задание: Вещательные AM-радиостанции в диапазоне 41 метр идут с шагом 5 кГц: 7.205 МГц, 7.210 МГц, 7.215 МГц, и так далее. Каждая радиостанция занимает полосу в 5 кГц. Если сделать приемник прямого преобразования на этот диапазон, будет ли для него актуальна проблема зеркального канала? Объясните ответ.

Практика

Сделаем приемник на телефонный участок радиолюбительского диапазона 40 метров. Воспользуемся гетеродином из статьи Генератор переменной частоты Super VXO, а также смесителем из заметки Диодный кольцевой смеситель: теория и практика. Таким образом, нам остается сделать только фильтр ВЧ, предусилитель, ФНЧ, а также УНЧ.

Фильтр ВЧ был сделан по следующей схеме:

Это фильтр Чебышева нижних частот 7-го порядка. Фильтр был рассчитан в Elsie, а затем подогнан под имеющиеся компоненты в LTspice. Для запуска Elsie под MacOS я использую CrossOver. Почему был использован фильтр нижних частот вместо полосно-пропускающего фильтра? Просто в данной задаче нижние частоты нам не мешают, а компонентов в ФНЧ потребуется меньше. Кроме того, ФНЧ имеет меньшие вносимые потери.

В моем исполнении фильтр получился таким:

А вот его АЧХ:

Помним, что выход нашего гетеродина богат гармониками. Поэтому необходимо получить как можно большую аттенюацию в диапазоне 20 метров. Иначе приемник будет одновременно принимать станции с двух или более радиолюбительских диапазонов. Теперь допустим, что некая радиостанция проходит на 20 метрах с уровнем S9+20, и мы используем двухдиапазонную антенну на 20 и 40 метров. Тогда наш приемник будет принимать сигнал с уровнем примерно:

>>> (9*6+20-51.8)/6
3.7000000000000006

… S3-S4. Это все еще достаточно много. Для решения проблемы можно сделать второй такой же фильтр и поставить его на выходе гетеродина. Правда, это не спасет от нечетных гармоник, потому что они создаются самим смесителем. Также мы помним, что смеситель создает и другие артефакты. Более выигрышным решением будет поставить второй фильтр следом за первым, добившись еще большей аттенюации на 20 метрах. Впрочем, в своем приемнике я не стал использовать второй фильтр. Это бессмыслено, поскольку в моем QTH на 40 метрах уровень шума сильно выше S4.

Делать предусилитель изначально не планировалось. Выяснилось, что приемник работает и без него, однако радиолюбителей слышно довольно тихо. Причина, как я думал на тот момент, могла быть в слишком низком уровне сигнала от гетеродина для оптимальной работы смесителя. Мы знаем, что диодному кольцевому смесителю требуется уровень LO порядка 7 dBm. Выход же нашего LO составляет 4 dBm.

Был рассчитан усилитель примерно на 10 dB:

Можно заметить, что 4 dBm + 10 dB это больше, чем нам нужно. На то есть две причины. Во-первых, меня беспокоило, что усиление может оказаться меньше расчетного. Добавить небольшой аттенюатор всегда проще, чем переделывать усилитель. Во-вторых, на самом деле диодный кольцевой смеситель хорошо работает и с уровнем LO 10-13 dBm.

Схема взята из книги Hands-On Radio Experiments за авторством Ward Silver, NØAX и слегка адаптирована под имеющиеся компоненты и требуемый уровень усиления. Похожую схему можно найти в статье «A Beginner’s Look at Basic Oscillators», написанной Doug DeMaw, W1FB для журнала QST за февраль 1984 года, и вошедшую в книгу QRP Classics. В обоих источниках схема приводится в качестве буфера для VXO. Это обычный каскад с общим эмиттером (common-emitter amplifier). Трансформатор L1-L2 преобразует нагрузку 50 Ом в 50×(12/3)2 = 800 Ом, которые транзистор и видит на коллекторе.

Усилитель получился вот таким:

Он был проверен при помощи анализатора спектра со следящим генератором. На частотах от 1 до 30 МГц получилось усиление от 9 до 13 dB. На 7 МГц усиление составило 11 dB.

Впрочем, усиление сигнала от LO не дало желаемого эффекта. Зато усиление отфильтрованного сигнала с антенны позволило существенную повысить уровень аудио-сигнала. В таком положении усилитель и был оставлен.

УНЧ был сделан на базе популярной интегральной схемы LM386 по схеме из даташита [PDF]:

Конденсаторов на 250 мкФ не нашлось, поэтому я использовал 220 мкФ. На одной плате с УНЧ был размещен небольшой RC-фильтр. Резистор 3.3 кОм с конденсатором 15 нФ дают полосу по уровню -3 dB около 3 кГц, в самый раз для SSB:

>>> 1/(2*pi*3300*15/1000/1000/1000)
3215. 251375593845

Стоит напомнить, что крутизна АЧХ такого простого фильтра составляет лишь 6 dB на октаву (удвоение частоты). Если в ±15 кГц будет работать мощная станция, мы также услышим ее в наушниках, что есть большой минус. Плюс же такого решения заключается в интересном, необычном звучании приемника. Также он создает эффект «панадаптера» в мозгу пользователя. С более сложными фильтрами я хотел бы поэкспериментировать отдельно.

Плата с RC-фильтром и УНЧ:

LM386 имеет выходную мощность 0.325 Вт и рассчитан на нагрузку 8 Ом. С типичными наушниками-затычками 16 Ом 0.1 Вт к УНЧ нет никаких претензий. Закрытые наушники 38 Ом 1.6 Вт звучат очень громко. В тихой комнате их можно использовать в качестве динамика.

Результат

Все перечисленные компоненты были помещены в корпус от сгоревшего компьютерного блока питания, который мне любезно подарил сосед:

Сигнал идет по отрезкам кабеля RG-174. Между компонентами не помешали бы экранирующие перегородки. Делать я их пока не стал. Во-первых, работает и без них, а во-вторых, приемник планируется дорабатывать.

В корпусе имеется большое отверстие под вентилятор. Его было решено закрыть при помощи оргстекла:

Решетка расположена очень удачно. В будущем я собираюсь разместить за ней динамик. Конечно же, к такому корпусу я не мог не сделать подсветку:

Приемник питается напряжением от 9 до 13.8 В. Первое соответствует батарейке «крона», второе — стандартному напряжению питания КВ-трансиверов. Потребление тока составляет порядка 35-60 мА, в зависимости от напряжения питания и громкости.

Fun fact! Используя описанные принципы, можно сделать приемник на телеграфный участок диапазона 40 метров, телефонный участок диапазона 80 метров, да и вообще любой диапазон, не обязательно радиолюбительский.

Если у вас нет полноразмерной КВ-антенны, это не страшно. Приемник работает с небольшой телескопической антенной или куском провода длиной около метра.

Конечно, на такую антенну вы примите меньше станций, особенно если проживаете в городе с высоким уровнем шума от импульсных блоков питания и всякого такого.

Заключение

Безусловно, это не самый выдающийся КВ-приемник на свете. Но он работает, и довольно сносно. Представленную конструкцию можно использовать, как основу для будущих экспериментов. В приемник можно добавить S-метр, частотомер, схему автоматической регулировки усиления (АРУ), улучшить НЧ-фильтр и добавить встроенный динамик.

А на этом у меня все. Как обычно, буду рад вашим комментариям и вопросам.

Дополнение: В приемник был установлен динамик 8 Ом 1 Вт диаметром 75 мм. За счет объема корпуса он звучит очень громко, даже когда ручка регулировки громкости повернута лишь наполовину.

Дополнение: Вас также могут заинтересовать статьи Самодельный QRP трансивер на диапазон 40 метров и Самодельный SSB-трансивер на 40 метров.

Метки: Беспроводная связь, Любительское радио, Электроника.

Приемник прямого преобразования своими руками.

Новая жизнь приемника прямого преобразования  В. Т. Полякова.

Данная схема приемника прямого преобразования была разработана В. Т. Поляковым еще где-то в 80-х годах прошлого столетия. Тогда же была опубликована в книге «Азбука коротких волн».

Пытался повторить давным-давно эту конструкцию, но , тогда как следует она не заработала…

Сравнительно недавно этот приемник прямого преобразования обрел вторую жизнь благодаря публикациям С. Беленецкого, где этот радиоприемник был немного доработан и изложена методика его настройки . Ознакомиться с материалами можно здесь : http://us5msq.com.ua/gromkogovoryashhij-ppp-na-germanievyx-tranzistorax/

Поэтому решено было повторить эту конструкцию. Вот  так выглядит оригинал схемы этого приемника:

Как видно, этот приемник прямого преобразования рассчитан для приема любительских радиостанций в диапазонах 80м и 40м, работающих   телеграфом (CW ) и однополосной модуляцией (SSB).

Для повторения выбран громкоговорящий вариант этого радиоприемника с сайта автора:

Каркасы для катушек индуктивности использованы такие же, как и в описании приемника -четырехсекционные от старых переносных транзисторных радиоприемников. Количество витков пришлось увеличить на 15-20% против указанных на схеме. Причина этому- подстроечные сердечники контуров имеют много меньшую проницаемость ( около 100 ) против использованных автором (600НН). Индуктивность намотанных катушек контролировалась LC-метром. На мой взгляд, это обязательная процедура, дабы потом не ругать авторов по причине неработоспособности приемника. В качестве катушки ФНЧ использована стереофоническая универсальная магнитная головка от старого кассетного магнитофона.

 

Некоторые небольшие  трудности, возникшие при изготовлении этого приемника прямого преобразования:

1.Гетеродин заработал сразу. Примененный мною конденсатор переменной емкости от радиоприемника Урал-авто имеет диапазон перестройки емкости 6…500 пФ ( вместо 9…360 пФ  использованного в авторской конструкции).   С целью уменьшения перекрытия по частоте, и облегчения настройки  ( так как имеющийся в КПЕ встроенный верньер с замедлением 1:4  не обеспечивает достаточной плавности настройки) последовательно с КПЕ был включен конденсатор емкостью 160 пФ.

Гетеродин изначально был выполнен на транзисторе типа 2N2906.  В этом случае не удалось обеспечить оптимальное напряжение на диодах смесителя приемника, не смотря на то, что для этой цели имеются регулировочные резисторы в эмиттерной цепи транзистора ГПД. Эти резисторы должны были бы позволить выставить необходимое напряжения на диодах смесителя индивидуально для каждого диапазона. На практике, оптимальное напряжение удалось выставить только для диапазона 40м. Для диапазона же 80м напряжение было занижено. Не помогло даже увеличение количества витков катушки связи контура гетеродина L3.

Оптимальное напряжение на диодах смесителя –залог нормальной работы приемника. Поэтому пришлось искать решение, и оно нашлось!  Решение было простым- вместо 2N2906 был применен транзистор КТ3107И, с коэффициентом h31e=370. В этом случае амплитуда напряжения гетеродина была практически одинаковой и для 40м, и для 80м диапазонов, что позволило выставить оптимальное напряжение, необходимое для работы диодов смесителя.

 

  1. Усилитель низкой частоты. В качестве усилителя НЧ изначально был применен операционный усилитель NE5532 , с выходными транзисторами КТ815 и КТ814. Этот усилитель должным обазом не заработал- звучание было сильно искажено, коэффициент усиления был недостаточен.

Проблема была решена следующим образом: малошумящий усилитель NE5532 работает как предварительный каскад усиления. Выходные транзисторы КТ814/КТ815 удалены. В качестве оконечного усилителя мощности НЧ был использован готовый блок УНЧ от радиостанции Лен-Б на микросхеме TBA810S ( аналог-К174УН7):

Схема этого УНЧ:

Каскад на транзисторе Т1 2Т3168В работает как ключ, и блокирует вход УНЧ при работе шумоподавителя радиостанции. Этот каскад нам не нужен. Поэтому элементы T1, R1, R2, R3, R4, C10 удаляем.

Финальная принципиальная схема приемника прямого преобразования:

Приемник прямого преобразования был собран на печатной плате. Так выглядит собранный приемник. Указаны основные элементы приемника:

Поскольку приемник этот экспериментальный ,  изготовление корпуса к нему не предусматривалось.

Собственно плата приемника, конденсатор переменной емкости, плата УНЧ и регулятор громкости закреплены на небольшом импровизированном шасси, изготовленном из  дюралюминия.

Вид приемника в сборе:

Справа от платы приемника установлен КПЕ от радиоприемника Урал-авто со встроенным верньером 1:4.

Плата УНЧ закреплена в подвале шасси.

Вот, собственно и все. Настало время проверить работу приемника в реальном эфире. К выходу усилителя НЧ была подключена достаточно мощная колонка Technics SB-HD81:

Данный приемник прямого преобразования был испытан на радиолюбительских диапазонах 80м и 40м. На удивление, продемонстрировал очень неплохое качество приема.

Использованные антенны:  для диапазона 40м ( 7 МГц)- полноразмерный наклонный диполь, для диапазона 80м ( 3,5 МГц)- Inverted V.

 

P.S.

update от 14.05.2017:

Выкладываю подробно методику подбора оптимального напряжения гетеродина на диодах смесителя. Собственно, данная методика изложена в оригинальной статье-http://us5msq.com.ua/gromkogovoryashhij-ppp-na-germanievyx-tranzistorax/

Фрагмент схемы приемника, изображены входные цепи, смеситель, гетеродин:

Левый вывод  диода VD3 отсоединяем от остальной схемы и присоединяем к нему конденсатор С0 номиналом 100n, второй вывод которого «сидит» на общем проводе:К точке соединения левого вывода диода VD3 и вспомогательного конденсатора С0 подсоединяем цифровой тестер ( например-DT830B):Номиналы резисторов в эмиттерной цепи транзистора гетеродина VT1 подбираем так, чтобы постоянное напряжение, измеряемое цифровым тестером было  в пределах +0,8…+1,0В. Сначала подбирается резистор номиналом 680 Ом для диапазона 40м. И только после этого подбирается резистор номиналом 2,7 кОм для диапазона 80м. После этого удаляем вспомогательный конденсатор С0 и восстанавливаем соединение диода VD3 с остальной частью схемы.

Это общая методика. В моем конкретном экземпляре приемника при применении в гетеродине транзистора КТ3107И надобности в подборе напряжения гетеродина индивидуально для каждого диапазона не было- оказалось достаточно одного общего резистора номиналом 560 Ом.

Видеоролик о работе собранного экземпляра приемника прямого преобразования В. Т. Полякова:

 

Еще видео о работе приемника. Диапазон 3,5 МГц.

 

Еще ролик. Диапазон 7 МГц.

Простой приемник прямого преобразования

Ярослав Рахматуллаев
yaropolkow (at) gmail.com

Этот приемник составлен из кусочков обычных схем. Многое наученное от товарища Полякова, за что ему огромное спасибо. Приемник очень хорош. Лично я на него принимал в первый же день , RD3ZP, GN3TWM, DF5WBA, LA9BD и вчера принимал Африку с силой 56- 55. И совсем недавно SSB из Германии. Причем антенна длинной 6 метров обмотана вокруг окна. Как ни странно это первый приемник который у меня заработал. Ранее ни одна конструкция не работала вообще. Этот не только работает, но как я и говорил принимает дальние станции с низким количеством шумов. Есть один недостаток низкая селективность. Ну это понятно. Да и ухо современен легко принимает две станции рядом стоящие с друг другом.

Принципиальная схема (щелкните мышью для получения большого изображения)

О теперь о конструкции и деталях.

L1 и L2 содержит 14 витков. Наматывается первая, а потом вторая как бы поверх первой.
Катушка L3 содержит 32 витка, отвод от 8 снизу. Получается, что гетеродин настроен на 7 мгц.
L4 – L5 по 24 витка мотаются так же как L1 и L2. В качестве дросселя фильтра НЧ я применил головку от магнитофона.
Резистор на наушниках необходим, что б не сжечь ваши наушники, у меня они от плеера SONY поэтому решил уменьшить громкость сигнала. Все катушки намотал от каркаса от телевизора ПЧ.

Единственное что надо так это переменные конденсаторы правильно расставить. Что б они плавно растягивали диапазон. Пожалуй это самое хитрое. Потому что с простым конденсатором КПЕ тупо подставленным к контуру настройка происходит от 5. 5 мегагерц до 9 мегагерц. Поэтому сами понимаете, что надо то всего расстройку 14200 – 14300 Кгц. Вот и приходится мучится.
Конденсатор С 16 обязателен, так как увеличивает усиление.

Конечно он нуждается в доработках. Но лично я решил, что по сути за свои “2 копейки” он превосходно выполняет все функции. Например. Улучшить входные цепи. А смысл? АМ станции не мешают, сотовые гасятся как то сами. У меня просто сотовая вышка в 200 метрах от окна. Причем на прямую бьет в приемник. Если отключит УНЧ от смесителя то только вышку и слышно причем на 59++++. А так в эфире ее не слышно. Это радует. ГПД при правильной настройки и конструкции очень стабильно. Чувствительность вполне приемлема, и особенно отношение сигнал шум. Так что если и улучшать что то потом так это вообще создавать новую конструкцию. Не имеет смысл в “Запорожец” ставить кондиционер.

Надеюсь “неудачливым” новичкам пригодится эта конструкция. Все что над чем придется попотеть, так это вогнать его ГПД в диапазон. Но если у вас есть перемменик от 8 — 30 пф. то тогда не отступайте от схемы. У меня КПЕ от китайского приемника, причем подобраны выходы (от КПЕ) с самым малой емкостью. Это от 8 пф. – до 30.

Так что паяйте этот приемник. Когда ничего нет. Микросхема LM 386 позволяет работать на любые наушники. Парится не придется. ГПД на поливеке, стабильно и жрет около 1.5 милиампера. В смесители применяйте те диоды которые указанны, потому что КД 503 не совсем “симметричны”. Но если выбора нет то тогда их. Питание 9 – 12 вольт. Потребление 6 – 7 ma. Вот аткое чудо. Но на самом деле это модернизированный приемник Полякова. RA3AAE так что вся хвала ему.

 

Схема самодельного КВ приемника прямого преобразования (15м, 20м, 30м, 40м, 80м)

Принципиальная схема самодельного радиоприемника, который может пригодиться для приема SSB и CW радиостанций в любом из пяти диапазонов – 80М, 40М, 30М, 20М и 15М. Все зависит от параметров некоторых индуктивностей и емкостей. Схема – прямого преобразования.

Принципиальная схема

Сигнал из антенной системы поступает на входной контур L2-C1-C2 через катушку связи L1. расположенную на одном сердечнике с контурной катушкой L2 Входной контур настроен на середину диапазона или на наиболее интересную с точки зрения изготовителя приемника часть диапазона.

Выделенный сигнал через конденсатор С3 поступает на вход симметричного смесителя на основе микросхемы А1 типа SA602 (или аналога NE602). Вход данной микросхемы симметричный поэтому между двумя частями симметричного входа включена катушка L2.

Сигнал подается на первый вход (выв. 1). а второй вход (выв. 2) через емкость С4 заземляется на общий минус. Таким образом симметричный вход становится несимметричным, что позволяет ему работать с заземленным входным контуром.

Рис. 1. Принципиальная схема коротковолнового радиоприемника прямого преобразования для диапазонов 15м, 20м, 30м, 40м, 80м.

Микросхема SA602 (NE602) имеет встроенную схему гетеродина, которая здесь и используется. Частота настройки задается контуром L4-C9-C10-C8-C14.

Переменный конденсатор С9 с избыточным перекрытием по емкости, поэтому последовательно ему включается дополнительная емкость С10, ограничивающая его перекрытие, так чтобы перекрытие приемника по частоте не сильно выходило за края диапазона.

Гетеродин микросхемы выводится на выводы 6 и 7 Контур подключается к выводу 6 через конденсатор С11, а необходимая для генерации положительная обратная связь создается емкостным трансформатором С12-С13.

Гетеродин и преобразователь частоты питаются через параметрический стабилизатор на стабилитроне VD3 и резисторе R3. Это необходимо для улучшения стабильности удержания настройки на станцию.

Симметричный выход микросхемы А1 нагружен на первичную обмотку низкочастотного трансформатора Т1, имеющую отвод от середины, заземленный через конденсатор С16.

Первичная обмотка данного трансформатора совместно с конденсаторами С5 и С6 образует НЧ фильтр, подавляющий частоты выше 3000 Гц. Таким образом, при настройке на сигнал радиостанции, работающей SSB или CW на вторичной обмотке трансформатора Т1 выделяется напряжение звуковой частоты и поступает через конденсатор С20 на предварительный усилитель на транзисторе VТ2.

Каскад выполнен по схеме с общим эмиттером. Рабочая точка транзистора устанавливается резисторами R5 и R6.

Усиленный сигнал ЗЧ поступает через регулятор громкости R10 на усилитель НЧ на операционном усилителе А2. Коэффициент усиления операционного усилителя А2 задается резистором R11.

Резисторы R12 и R3 служат для создания нулевой точки, расположенной на половине напряжения питания. Это необходимо для того чтобы ОУ мог нормально работать при однополярном питании.

С выхода УНЧ сигнал поступает через разъем «ТЛФ» на высокоомные головные телефоны. Сюда можно подключить и низкоомные, но громкость звучания понижается. Либо нужно предусмотреть дополнительный УМЗЧ, на вход которого подавать сигнал с выхода А2.

Детали

Все катушки, кроме L3 и L5 намотаны на каркасах от контуров блоков УПЧИ старых ламповых телевизоров. Они представляют собой пластмассовые трубки с резьбовыми сердечниками из карбонильного железа.

В каждом каркасе по два сердечника Необходимо извлечь сердечники и распилить каркас на две части, затем ввернуть в каждую часть по одному сердечнику.

Таким образом, из одного каркаса получается два. Как сказано в начале статьи, этот приемник может работать в пяти диапазонах при соответствующих параметрах индуктивностей и емкостей.

В таблице 1. приводятся данные для емкостей (в пФ) и для катушек (в числах витков). Катушки числом витков до 22-х включительно наматываются проводом ПЭВ 0,43.

Для катушек с большим числом витков используется провод тоньше – ПЭВ 0,23. Все намотки выполняются виток к витку в один ряд. Катушка L1 наматывается на поверхность уже намотанной катушки L2.

Таблица 1

Диапазон С12 и С13 пф C3 и С11пф С2 пф С10 пф С14 пф L1 вит L2 и L4 вит
80м 1000 100 120 80 100 4 42
40М 560 56 68 30 56 3 32
30М 560 56 68 30 56 3 22
20М 220 27 62 15 56 2 18
15М 150 18 56 10 36 2 12

Низкочастотный трансформатор Т1 -переходной трансформатор (не путать с выходным!) от старого карманного транзисторного AM-приемника. Можно использовать трансформатор от таких приемников как «Сокол», «Селга», «Альпинист», «Кварц» выпуска 60-80-годов, а так же конструкторов для сборки приемников «Юность», «Сверчок», «Малыш».

Здесь вторичная обмотка (с отводом) работает как первичная, а первичная как вторичная. Автор использовал трансформатори из набора «Юность».

Катушки L3 и L5 – готовые высокочастотные дроссели. Микросхему SA602 можно заменить на SA612, NE602, NE612. Операционный усилитель LM741 можно заменить практически любым операционным усилителем, например, КР140УД708, К140УД7, К140УД6, КР140УД608.

Стабилитрон КС168А – на любой стабилитрон на напряжение от 5 до 8 V. Все конденсаторы должны быть рассчитаны на напряжение не ниже 12V.

Снегирев И. РК-05-18.

ПРИЁМНИК ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Принципиальные схемы приёмника прямого преобразования на транзисторах. Назначение узлов.

1. Преселектор-усилитель радиочастоты.

В задачу этого блока входит ослабление сильных внедиапазонных мешающих сигналов, побочных каналов приёма, соответствующих частотам 2Fгет., 3Fгет. и т.д. и увеличение минимального уровня принимаемых в заданном диапазоне сигналов до уровня собственных шумов преобразователя (2), что способствует повышению чувствительности приёмника.

Преселектор усилитель – схема

Рис. 3.  Схема полосового фильтра.

2.  Преобразователь частоты.

Преобразователь осуществляет непосредственный перенос радиочастоты (РЧ) в звуковую частоту (ЗЧ). Он должен иметь высокий коэффициент передачи, малый уровень шума (для повышения чувствительности). В конструкции используется смеситель на встречно-параллельных диодах.

3.  Гетеродин.

Гетеродин – генератор колебаний высокой частоты небольшой мощности. Гетеродин во многом определяет качество приёма радиостанции. Первое, очень важное требование, предъявляемое к гетеродину – высокая стабильность его частоты. Любая незначительная нестабильность гетеродина будет приводить к изменению тона телеграфного либо спектра телефонного сигналов. Другое, не менее важное требование состоит в отсутствии модуляции сигнала гетеродина шумом, фоном переменного тока, изменениями напряжения питания. Плавная перестройка частоты гетеродина осуществляется с помощью конденсатора переменной ёмкости.

Схема гетеродина приведена на Рис. 4.

4.    Фильтр нижних частот (ФНЧ).

ФНЧ должен подавлять низкочастотные сигналы, частота которых верхней границы речевого спектра ( >3 кГц). Качество фильтра определяется в первую очередь числом фильтрующих звеньев (порядком). В конструкции приёмника использован однозвенный индуктивно-ёмкостный фильтр.

Схема фильтра нижних частот  Рис. 5.

5.    Усилитель звуковой частоты (УЗЧ).

В приёмнике прямого преобразования почти всё усиление происходит в УЗЧ. Он должен иметь большое усиление, порядка 10тыс. … 100тыс. раз, по возможности наименьший уровень шума, обладать достаточной мощностью для обеспечения работы телефонов или громкоговорителя. УЗЧ должен быть хорошо защищённым от наводок электромагнитных волн непосредственно на его вход, наводок по электропитанию.

Усилитель звуковой частоты (УЗЧ).  Рис. 6.

В данной конструкции предусмотрен приём сигналов на головные телефоны с сопротивлением 50 Ом. 

Конструкция и детали.

Перечень номиналов использованных деталей:

Преселектор-усилитель, преобразователь  (1,2)  см. рис.2.

Резисторы (мощностью 0,25 Вт):

  • R1  –  560 Ом,
  • R2  –  10  Ом,
  • R3  –  100 Ом,
  • R4  –  10 Ом,
  • R5  –  1,8 кОм.

Конденсаторы:

  • С1  –  10 н,
  • С2  –  0,1 мкФ,
  • С3  –  10 н,
  • С4  –  10 н.

Диоды VD1, VD2  –  КД503А.

Транзистор VT1  –  КТ3102Г.

  • Трансформатор Т1  – на ферритовом кольце 2000 НМ, 18 витков ПЭВ-0,15, намотка в три свитых провода.

Гетеродин.   (3) Рис. 4.

Резисторы:

  • R1  –  12 Ком,
  • R2  –  12 кОм,
  • R3  –  680 Ом,
  • R4  –  220 Ом.

Конденсаторы:

  • С1  –  220 пФ,
  • С2  –  5-50 пФ КПЕ,
  • С3  –  220 пФ,
  • С4  –  470 пФ,
  • С5  –  510 пФ,
  • С6  –  0,1 мкФ.

Диод VD1  –  КС168А.

Транзистор VT1  –  КТ315А.

Фильтр нижних частот (ФНЧ).  (4)   рис. 5.

Конденсаторы:

  • С1  –  47 н,
  • С2  –  47 н,

Дроссель Т1 – на ферритовом кольце 2000 НМ, 250 витков ПЭЛШО-0,12.

Усилитель звуковой частоты (УЗЧ)   (5)  рис.6.

Резисторы:

  • R1  –  потенциометр, 4,7 кОм,
  • R2  –  22 кОм,
  • R3  –  12 кОм,
  • R4  –  10 кОм,
  • R5  –  47 кОм,
  • R6  –  47 кОм,
  • R7  –  2,2 кОм,
  • R8  –  12 кОм,
  • R9  –  2,4 кОм.

Конденсаторы:

  • С1  –  10 мкФ,
  • С2  –  4,7 мкФ,
  • С3  –  47 мкФ,
  • С4  –  10 мкФ.

Транзисторы:

  • VT1  – КТ3102Г,
  • VT2, VT3  – КТ315А.

Итак, радиоприемник испытывался на коллективной радиостанции и показал хорошие результаты: услышано  многие российские и зарубежные радиостанции. Приемник отлично подходит для начинающего радиолюбителя для наблюдений за диапазоном 40 метров. Автор работы: Голубкин  Николай Сергеевич, г. Ростов-на-Дону.

   Форум по приёмникам

   Форум по обсуждению материала ПРИЁМНИК ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Эксперименты с приемниками прямого преобразования. Часть 1.

Эксперименты с приемниками прямого преобразования. Часть 1.

Существует несколько разновидностей приемников, которых объединяет то, что они  схемотехнически очень просты. Это их основное преимущество и часто оно является главным. Данные приемники различаются по назначению.

 

1. Регенератор.

    Предназначен для приема АМ, хотя могут принимать SSB и CW.

2. Приемник с прямым захватом частоты.

    Применяется для приема ЧМ, в основном WFM.

3. Сверхрегенератор.

    Пдля приема АМ. В основном применяется в простых радиостанциях и системах дистанционного управления (ДУ)

4. Приемник прямого преобразования (ППП)

    Основное назначение это примем SSB и CW

Эти приемники привлекают тем, что каскады ВЧ у них имеют 1 – 2 транзистора, а вся остальная обработка сигналов идет по НЧ, что уже легче, если опыта в постройке приемников еще мало, а попробовать хочется.

У первых трех есть еще и недостаток, что в них невозможно сделать кварцевую стабилизацию частоты приема. Частоту ППП можно стабилизировать кварцем и вот решил попробовать, нельзя ли его приспособить для целей простейшего дистанционного управления вместо сверхрегенератора. В этом случае приемник получается узкополосный, а частоту приема можно будет стабилизировать кварцем.

Про ППП конечно лучше почитать у В.Т. Полякова в книжке «Приемники прямого преобразования для любительской связи»

https://sunduk.radiokot.ru/loadfile/?load_id=1287555491 

Но там рассмотрены вопросы радиолюбительской связи.

Взяв оттуда уже ставшую классической, схему ППП со смесителем на встречно-параллельных диодах начал свои эксперименты.

У меня не было цели создавать какую либо законченную конструкцию. Цель была просто проверить саму эту возможность и посмотреть, с какими проблемами придется   столкнуться при этом.

Для начала спаял такую схему из книжки В.Т. Полякова.

 

Видно, что ничего нового в схеме нет, кроме того, что частота гетеродина стабилизирована кварцем, но это не существенно. Это просто схема из книжки и она будет как бы базовый блок. К нему будем подключать схемы обработки принятого сигнала по НЧ.

Паял я все на макетке, т.к. когда садился паять, то сначала смутно понимал, какая же схема в конце то концов получится.

 

 

Сначала попробуем приспособить его для ДУ с АМ. Для этого само собой потребуется передатчик с АМ. Чем меньше будет мощность передатчика в нашем случае, тем удобнее будет пользоваться им в экспериментах, т.к. при этом не нужно будет далеко относить его, что бы видеть реальные результаты.

Я сделал такую схему передатчика-маячка.

 

 

Как видим, что в передатчике и приемнике одинаковые кварцы, но возбуждаются они на частотах с разницей в несколько килогерц, в данном случае разница 8 кГц. В передатчике частота уводится вверх с помощью конденсатора С6, что стоит последовательно с кварцем. В коллекторе стоит контур настроенный на удвоенную частоту кварца. Если быть точнее, то кварцы у меня 14,318 МГц, которые вытащил из старой материнской платы ПК. Если замкнуть переключатель S1, по наш передатчик передает просто несущую частоту. Если S1 разомкнуть, то идет модуляция импульсами. Понятно, что в подобной системе нельзя получить большую скорость, поэтому частоту модуляции выбираем в пределах 100 – 200 кГц.

Т.о. у нас получилось, что если включим передатчик, замкнув переключатель S1 и подключив осциллограф к стоку Т1, увидим сигнал частотой 8кГц амплитудой в милливольты.

 

Сначала рассмотрим подробнее схему приемника, точнее, что получилось из всех этих экспериментов.

VT1 это УВЧ. По сути просто усилитель с ОБ. Его можно сделать и на транзисторе n-p-n с Fт не менее 300 МГц, например КТ368. На входе конечно лучше добавить контур настроенный на частоту 28 МГц, но в этом случае контура в УВЧ придется ставить в экраны. Если дальность нужна совсем маленькая, то в принципе УВЧ можно и не ставить.

VT2 это гетеродин. Его тоже можно сделать на транзисторе p-n-p с Fт не менее 150 МГц, например КТ313, КТ343, КТ349 и т.д. или на транзисторе n-p-n КТ3102, КТ315, КТ342 и т.д. Избирательность по соседнему каналу обеспечивает ФНЧ на элементах С6, L3, С7. Частота среза ФНЧ где то около 10 кГц.

Про фильтр подробнее, т.к. он определяет избирательность по соседнему каналу приемника. Работоспособность приемника не нарушится, если ФНЧ сделать на основе RC, т.е. вместо L3 поставить резистор. Это конечно внесет дополнительное затухание сигнала, но  это не главное. В этом случае вид АЧХ нашего приемника будет выглядеть как то так.

 

 

Нас интересует точка 8 кГц на нашей АЧХ и как видим форма нашей АЧХ далека от оптимальной. Нам бы желательно выделить нужный нам участок около 8 кГц, а у нас выделяется низкочастотный участок и в принятом сигнале может появиться низкочастотная помеха, которая будет создавать сбои в работе нашего ДУ.

Если в качестве ФНЧ применим схему на LС и нагрузим его на его характеристическое сопротивление, то получим примерно такую АЧХ.

 

Получилось уже лучше, т.у. убрали подьем в районе НЧ, но опять же нас интересует точка 8 кГц. Вот усиление в этой точке желательно сделать максимальным, а остальное подавить. Конечно лучше всего поставить не ФНЧ, а полосовой фильтр со средней частотой 8 кГц, но это усложнит настройку. Потом я этот вариант попробую, но пока я  пошел по другому пути. Просто сделал нагрузку фильтра намного больше его характеристического сопротивления, что бы получить такую АЧХ.

 

Вот я с помощью приставки ГКЧ к осциллографу смотрю на полученную АЧХ нашего приемника.

Про приставку ГКЧ и про работу с ней я уже писал здесь.

https://radiokot.ru/forum/viewtopic.php?p=2644775#p2644775

Да и не только здесь, поэтому повторяться не буду. Там все подробно написано.

Понятно, что ППП не обладает избирательностью по зеркальному каналу, поэтому и такая картинки, т.е. передатчик может работать на частоте на 8 кГц ниже частоты сигнала или выше. Про избирательность по зеркальному каналу ППП можно почитать в книжке В.Т. Полякова, ссылку на которую давал выше. Нужно еще учитывать, что если например сделать приемник на частоту 27 МГц с ПЧ равной 455(465) кГц, то он тоже практически не будет иметь избирательности по зеркальной частоте, точнее будет, но очень маленькую.

 

Что бы получить такую АЧХ, после фильтра пришлось поставить каскад на полевом транзисторе, что понятно имеет большое входное сопротивление. Можно конечно поставить эмиттерный повторитель, но он не имеет усиления по напряжение и это усиление пришлось бы компенсировать в последующих каскадах. Я пробовал так, но при этом увеличились шумы, что привело к снижению чувствительности, не говоря уж о том, что усилитель стал работать неустойчиво и пришлось бороться с самовозбуждением.

Здесь как бы напрашивается активный ФНЧ, например на ОУ, но к сожалению он тоже сильно шумит и это опять же приводит к снижению чувствительности. Хотя если требования к приемнику низкие или сделать активный смеситель, то можно и поставить, т.е. ставим ФНЧ на RC, а потом активный полосовой фильтр на ОУ. Можно также сделать вариант с двумя фильтрами, т.е. с ФВЧ и ФНЧ и этим выделить нужную на полосу частот. Этот вариант я потом попробую. Можно еще  конечно ФНЧ все таки сделать на LC. Потом усилить на напряжению раз в десять, а потом поставить активный полосовой фильтр на ОУ или на транзисторах на частоту 8 кГц, но я не стал, хотя возможно потом тоже попробую.

Про катушку L3.

Я взял первый попавшийся ферритовый броневой сердечник и проводом 0,1 мм намотал витков на сколько сил хватило. У меня хватило на 400 витков. Потом любым методом определяем её индуктивность. У меня получилось 25 мГн. После этого считаем какой конденсатор нужен в контуре, чтобы его резонансная частота была 10 кГц. У меня получилось, что нужен конденсатор 10 нанофарад, а это значит, что конденсаторы С6 и С7 должны быть по 20 нанофарад. Они же там включены последовательно, а значит их общая емкость будет 10 нанофарад, т.е. резонансная частота этого контура должна быть порядка 10 кГц.

 

Немного отклонились. Мы остановились, что на стоке транзистора получили сигнал частотой 8 кГц.

 

Сначала подстроим контур L1, С4 в УВЧ на максимум полученного сигнала.

Теперь подберем оптимальное напряжение гетеродина.

Все это описано в книжках. Вот берем книжку В.Т. Полякова, ссылку на которую уже давал. Там написано  про оптимальное напряжение гетеродина.

 

У меня это напряжение подбирается с помощью резистора R7. Вместо него включаем переменный резистор и подбираем. Я просто включал свой передатчик без модуляции. Осциллограф на сток транзистора Т1. Резистор на максимум и постепенно уменьшаем. Сначала амплитуда сигнала на стоке растет, а потом рост прекращается. Вот на этом и нужно остановится. Измерить резистор и поставить R7 постоянный.

Антенны у меня по 20 см. Передатчик отодвигаем так, что бы сигнал был виден, Чем дальше отодвинем, тем точнее будет настройка и контура и уровня сигнала с гетеродина.

Теперь идем дальше.

К нашему основному блоку приемника нужно подключить УНЧ с усилением порядка 3000 – 4000. Я взял схему из этой статьи.

https://radiokot.ru/circuit/analog/games/24/

 

Настройка этого усилителя описана в статье по ссылке. R4 поставил 1 Ом. Я его подобрал так, что бы с антенной длиной 50 см и с выключенным передатчиком, шумы на выходе были порядка 0,1 вольта.

Сразу нарисую окончательную схему. Про следующие каскады напишу потом.

 

Теперь включаем в передатчике модуляцию и на выходе усилителя, т.е. на коллекторе VT5. наблюдаем такую картинку.

 

Понятно, что если этот сигнал продетектировать АМ детектором, то получим те же импульсы, которыми модулировали в передатчике. Детектор сделан на транзисторе VT6. В схеме детектора нужно подобрать резистор R12 так, что бы через транзистор детектора VT6 в отсутствии сигнала протекал ток 1 мка. Это увеличит чувствительность детектора к слабым сигналам. Можно контролировать напряжение на резисторе R13. На нем при отсутствии сигнала должно быть напряжение порядка 5 – 8 mV. Что бы сигнал на детектор не поступал, нужно отпаять конденсатор С16.

Теперь остальные сигналы.

Вот я продетектировал и смотрю на коллекторе VT5.

 

Здесь 1V/Дел.

После детектора лучше поставить компаратор. Я триггер Шмидта на транзисторах  поставил, хотя все это можно сделать, например на логике и на ОУ, в том числе и усилитель. Возможно потом я это попробую.

Т.к. после триггера Шмидта уровень нуля порядка 1 – 1,5 вольта, после него можно поставить ключ. У меня это VT9.

Это сигнал после триггера Шмидта, т.е. на коллекторе VT8.

Порог срабатывания триггера Шмидта выбрал порядка 1,6 – 2 вольта.

 

Сравнил работу данного приемника с приемником на основе сверхрегенератора по схеме, что в этой статье.

https://radiokot.ru/circuit/analog/games/11/

 

Мой ППП работает лучше. При одной и той же дальности и с одинаковыми антеннами  сигнал на выходе ППП довольно чистый, а на выходе сверхрегенератора зашумленный и на выходе появляется много ложных импульсов.

Данные катушек.

L1 намотана на каркасе диаметром 6 мм проводом 0,4 мм.  Содержит 15 витков.

L2 намотана поверх L1 и содержит 4 витка тонкого провода.

L3 намотана на каркасе диаметром 4 мм проводом 0,15 мм.  Содержит 25 витков.

L4 намотана поверх L3 и содержит 8 витка тонкого провода.

Катушки расположены под углом 90 градусов по отношению друг к другу.

Теперь пробуем делать ППП для приема узкополосной ЧМ.

 Дальше к “Части 2”

 

 

 

Приемник прямого преобразования 28-29,7 МГц » Вот схема!


Приемник предназначен для работы в частотном диапазоне 28-29,7 мГц, принимая сигналы, модулированные CW и SSB. Полоса пропускания 3000 Гц, чувствительность при отношении сигнал / шум 10 дб не хуже 0,3 мкв. Подавление внеполосных AM сигналов и подавление сигнала гетеродина не хуже 70 дб. Выходная мощность ЗЧ сигнала 100 мвт. Принципиальная схема приемника показана на рисунке.

Преобразователь частоты (смеситель) построен на противофазно управляемых полевых транзисторах VT1 и VT2. Такой смеситель по сравнению с диодным имеет существенные преимущества. Он имеет высокий коэффициент передачи и широкий динамический диапазон при минимальном уровне шума, потому, что через каналы транзисторов протекает очень маленький ток. который состоит только из тока входного сигнала.

В результате транзистор шумит не более, чем обычный резистор, соответствующего сопротивления. Резистор R1 служит для подачи необходимого отрицательного напряжения смещения на затворы транзисторов (для данных транзисторов -2.5V)

На выходе смесителя включен фильтр DL1 С3 С4 с частотой среза около 3 кГц. Сопротивление фильтра 4,5 кОм. Затем следует предварительный УЗЧ с коэффициентом усиления более 1000 на операционном усилителе А1.

Оконечный усилитель сделан по простой двухкаскадной схеме с двухтактным выходом на транзисторах VT3-VT5. Громкость регулируется резистором R5, для прослушивания используется малогабаритный динамический громкоговоритель В1.

Гетеродин вырабатывает частоты, вдвое ниже частот входных сигналов (противофазное управление транзисторами смесителя, получается что каждому периоду входного сигнала соответствует полупериод гетеродинного). На транзисторе VT7 сделан задающий генератор, его контур L4C21C22 перестраивается при помощи переменного конденсатора С21 в пределах 7…7,425 МГц.

На транзисторе VT6 сделан удвоитель частоты, его контур L2C16 настроен на 14 МГц. Такое построение вызвано стремлением получить наибольшую стабильность частоты гетеродина и наименьшее влияние внешних емкостей (в частности на С21). Гетеродин вырабатывает переменное напряжение 1,58 и питается от стабилизатора на VT8.

Катушки L1-L3 намотаны ка каркасах диаметром 6 мм с подстроенными сердечниками марки СЦР-1. L1 содержит 10 витков с отводом от 2-го. L2 – 8 витков. L3 – 3 витка. Провод ПЭВ 0,6, L4 намотана на керамическом каркасе диаметром 18 мм с латунным подстроечником, она содержит 5 витков провода ПЭВ 1,0.

Для намотки дросселя DL1 используется кольцевой магнитопровод К16x8x4 марки 2000НМ, он содержит 500 витков ПЭВ 0,06. Высокочастотный трансформатор Т1 намотан на кольце К7х4х2 из феррита 100НН. Для его намотки складывают вместе три провода ПЭЛШО 0,15 и таким образом наматывают одновременно все три обмотки – по 12 витков.

Питается приемник от двух полярное о источника +/- 12В.

на приемнике прямого преобразования – Учебное пособие

TUTORIAL

On the Direct Conversion Receiver – A Tutorial

Повышенное давление для низкого энергопотребления, малого форм-фактора, низкой стоимости и уменьшения количества материалов в таких радиоприложениях, как мобильная связь, побудило академические круги и промышленность возродить приемник прямого преобразования . Прямое преобразование, от которого давно отказались в пользу зрелого супергетеродинного приемника, появилось в последнее десятилетие или около того благодаря усовершенствованным технологиям обработки полупроводников и продуманным методам проектирования.В этой статье описаны характеристики приемника прямого преобразования и проблемы, которые он поднимает.

Ashkan Mashhour,
William Domino
и Norman Beamish
Conexant Systems
Newport Beach, CA

Очень похож на свой хорошо зарекомендовавший себя супергетеродинный аналог приемника, впервые представленный в 1918 году Армстронгом, 1 происхождение приемника прямого преобразования ( DCR) относятся к первой половине прошлого века, когда одиночный приемник с понижающим преобразованием был впервые описан Ф.M. Colebrook в 1924 г., 2 и термин «гомодин». Дополнительные разработки в 1947 году привели к публикации статьи Д.Г. Tucker, 3 , который первым ввел термин «синхродин» для обозначения приемника, который был разработан как прецизионный демодулятор для измерительного оборудования, а не радиоприемника. Другая статья Такера в 1954 г. 4 сообщает о различных одиночных приемниках с понижающим преобразованием, опубликованных в то время, и разъясняет разницу между гомодинным (иногда называемым когерентным детектором) и синхродинными приемниками – гомодинный приемник получает гетеродин напрямую ( от передатчика, например), тогда как синхродинный приемник синхронизирует автономный гетеродин с входящей несущей.

За последнее десятилетие или около того стремление беспроводного рынка и создание технологии монолитной интеграции вызвали исследовательскую деятельность по приемникам прямого преобразования, которые интегрированы с оставшимися аналоговыми и цифровыми частями приемопередатчика, имеют потенциал для достижения “единого”. -чип радио “гол. Кроме того, он поддерживает многорежимные, мультистандартные приложения и тем самым представляет собой еще один шаг к программному радио.

Настоящая статья отсылает к нескольким недавним публикациям 5,6 , которые предоставляют подробный обзор и понимание, а также демонстрируют возобновившийся интерес к приемникам прямого преобразования.Преодолевая некоторые проблемы, связанные с традиционным супергетеродином, и будучи более склонным к интеграции, DCR, тем не менее, имеет ряд неотъемлемых проблем. После краткого описания альтернативных и хорошо зарекомендовавших себя архитектур приемников в этой статье представлена ​​техника приема с прямым преобразованием и освещены некоторые проблемы системного уровня, связанные с DCR.

ТРАДИЦИОННЫЕ МЕТОДЫ ПРИЕМА

Супергетеродинный приемник

Супергетеродинный или гетеродинный приемник является наиболее широко используемой техникой приема и находит множество применений от персональных устройств связи до радио и ТВ-тюнеров.Он широко используется и хорошо изучен. Он доступен во множестве комбинаций, 7,8,9 , но по существу основан на том же принципе – РЧ-сигнал сначала усиливается в частотно-селективном каскаде с низким уровнем шума, а затем преобразуется на более низкую промежуточную частоту (ПЧ) со значительным усиление и дополнительная фильтрация, и, наконец, преобразование с понижением частоты в полосу модулирующих сигналов с помощью фазового дискриминатора или прямого микшера, в зависимости от формата модуляции. Этот метод проиллюстрирован схемой на Рисунке 1.

Использование супергетеродинной техники влечет за собой несколько компромиссов. Отказ от изображения – основная проблема в этой архитектуре. Во время первого преобразования с понижением частоты до ПЧ любая нежелательная активность на частоте, разнесенной на f , смещение IF от частоты гетеродина (f , LO ) на противоположной стороне f , LO от желаемого радиочастотного канала, вызовет продукт смешения попадает прямо в канал понижающего преобразования при f IF .На практике полосовой фильтр RF, обычно устройство на поверхностных акустических волнах (SAW), используется для выбора полосы перед малошумящим усилителем (LNA), а второй фильтр следует за LNA для подавления изображения. Если эти фильтры идентичны, они разделяют бремя двух функций. Но некоторое количество подавления изображения должно следовать за LNA, поскольку без него коэффициент шума LNA фактически удвоится из-за подмешивания усиленного шума изображения в канал ПЧ. Вместо ВЧ-фильтра на ПАВ также могут использоваться другие технологии пассивной фильтрации, такие как диэлектрические или керамические резонаторы.Чем выше IF, тем менее строгие требования к частоте среза фильтра отклонения изображения. На ПЧ наличие мешающего сигнала вблизи канала требует резкой фильтрации по всему каналу; эта фильтрация выполняется после первого микшера фильтром выбора канала, который также часто является фильтром ПЧ на ПАВ. На рисунке 2 показан этот процесс фильтрации. По сути, упражнение заключается в тщательно разработанном балансе между несколькими переменными, включая подавление, обеспечиваемое различными фильтрами, частотное планирование и линейность активных каскадов.Двойные ПЧ предоставляют дополнительное пространство для маневра с избирательностью фильтра, но несколько усложняют частотное планирование.

Селективность, требуемая от двух вышеупомянутых фильтров (с точки зрения дробной полосы пропускания), делает их в обозримом будущем неподходящими кандидатами для интеграции из-за низких добротностей текущих кремниевых процессов и их приходится реализовывать громоздкими компоненты вне кристалла. Фильтр канала ПЧ, в частности, требует для его реализации резонаторов с высокой добротностью – чем выше ПЧ, тем меньше относительная полоса пропускания фильтра (то есть его отношение полосы пропускания к центральной частоте), что требует еще более высокой добротности.Это требование высокой добротности обычно удовлетворяется за счет использования пьезоэлектрических ПАВ и кварцевых фильтров. Это вводит дополнительные ограничения, так как эти фильтры часто требуют неудобных оконечных сопротивлений, а согласование может влиять на такие проблемы, как шум, усиление, линейность и рассеяние мощности соседних активных каскадов. Чем уже дробная полоса пропускания, тем более вероятно, что форма полосы пропускания фильтра будет проявлять крайнюю чувствительность к изменениям в значениях согласующих элементов. Кроме того, специфичность фильтра ПЧ для полосы пропускания сигнала и, следовательно, используемого стандарта делает супергетеродинные приемники непригодными для работы с несколькими стандартами.Тем не менее супергетеродин известен своей высокой избирательностью и чувствительностью.

Приемники отклонения изображения

В качестве альтернативы, за счет разумного использования тригонометрических идентификаторов изображение может быть удалено без необходимости какой-либо фильтрации отклонения изображения после LNA. Это принцип приемников с отклонением изображения 8,10 , первым из которых является архитектура Хартли, представленная в 1928 году 11 . Он использует два смесителя с их гетеродинами в квадратурном фазовом соотношении; это разделяет сигнал ПЧ на синфазную (I) и квадратурную (Q) составляющие.Затем он сдвигает компонент Q на 90 ° перед повторным объединением двух путей, где полезный сигнал, присутствующий на обоих путях с одинаковой полярностью, усиливается, в то время как изображение, присутствующее на обоих путях с противоположной полярностью, нейтрализуется. Двойная архитектура Хартли, известная как приемник с отклонением изображения Уивера, 12 , обеспечивает относительный фазовый сдвиг одного пути на 90 ° за счет использования второго гетеродина на маршруте к другой ПЧ или к основной полосе частот. Достигается тот же результат. Однако надежность этих приемников сильно зависит от точности трактов I / Q, то есть от коэффициента усиления и фазового дисбаланса между двумя ветвями.На рисунках 3 и 4 показаны схемы архитектур Хартли и Уивера с подавлением изображения, соответственно (продукты высокочастотного смешения удаляются с помощью фильтрации нижних частот – на рисунках не показано).

Приемник с одинарным преобразованием с низкой ПЧ

Одиночный преобразователь с низкой ПЧ, показанный на рисунке 5, является потомком DCR. Его основная цель – защитить приемник от всех проблем, связанных с постоянным током, которые имеют отношение к DCR, сохраняя при этом преимущество DCR, заключающееся в устранении высокодобротных фильтров ПЧ. Как видно из названия, вместо прямого преобразования сигнала в полосу модулирующих частот гетеродин немного смещен от несущей RF, обычно от одного до двух каналов.Низкая ПЧ означает, что относительная полоса пропускания полосовой фильтрации ПЧ велика, что позволяет реализовать ее с компонентами с низкой добротностью. ПЧ ПАВ или кварцевый фильтр, необходимый в случае высокой ПЧ, можно заменить активным RC-фильтром или другим фильтром, подходящим для работы на низких частотах, что также способствует интеграции кремния. Сигнал с низкой ПЧ может быть преобразован в основную полосу частот через другой смеситель или, предпочтительно, в цифровой области после аналого-цифрового (A / D) преобразования. Конечно, это происходит за счет более быстрых аналого-цифровых преобразователей с более высоким разрешением.Если частота ПЧ равна ширине только одного или двух каналов, то невозможно обеспечить подавление изображения на РЧ, так как РЧ фильтр должен быть достаточно широким, чтобы пропускать все каналы системы. В этом случае все отклонение изображения должно происходить из-за квадратурного преобразования с понижением частоты в низкую ПЧ, которое само по себе напоминает архитектуру Хартли, после добавления преобразования основной полосы частот.

Широкополосная ПЧ с двойным преобразованием

Эта архитектура, показанная на рисунке 6, очень похожа на супергетеродинную конфигурацию.В этом случае первый смеситель использует гетеродин с фиксированной частотой, и все каналы в диапазоне RF переводятся в IF, сохраняя свои позиции относительно друг друга. Второй смеситель использует настраиваемый гетеродин, таким образом выбирая желаемый канал для преобразования в полосу модулирующих частот. Последующий фильтр нижних частот подавляет соседние каналы.

ПРИЕМНИКИ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Прием с прямым преобразованием, показанный на рисунке 7, также называемый гомодинным или нулевым ПЧ, является наиболее естественным решением для приема информации, передаваемой несущей.Однако только в последнее десятилетие или около того этот тип приема нашел применение, кроме пейджеров. 13 Прием с прямым преобразованием имеет несколько качеств, которые делают его очень подходящим для интеграции, а также для многополосной, многостандартной работы, но существуют серьезные внутренние препятствия, которые долгое время держали его в тени супергетеродинной техники.

Во-первых, проблема изображения была устранена, поскольку IF равна нулю, а изображение для желаемого канала (для всех сигналов, кроме однополосных) является самим каналом.Тогда требуется только один гетеродин, что означает только один вклад фазового шума. Следовательно, отпадает необходимость в громоздких внешних фильтрах. Фильтрация теперь происходит только на низких частотах (основная полоса) с некоторым усилением, что означает меньшее потребление тока, чем на более высоких частотах (для управления паразитами устройства), меньшее количество компонентов и меньшая стоимость. Однако на практике перед преобразованием с понижением частоты может потребоваться удалить сильные внеполосные помехи или сигналы блокировки, чтобы избежать снижения чувствительности приемника за счет насыщения последующих каскадов, а также создания гармоник и интермодуляционных составляющих, которые затем появятся в основная полоса.Такой фильтр можно разместить, например, после МШУ. Однако DCR порождает ряд проблем.

Смещения постоянного тока

При прямом преобразовании, поскольку интересующий сигнал преобразуется в полосу модулирующих частот очень рано в цепочке приема, без какой-либо фильтрации, кроме выбора диапазона РЧ, различные явления способствуют созданию сигналов постоянного тока, которые непосредственно появляются как мешающие сигналы в интересующей полосе частот, как показано на рисунке 8.

LO может проводиться или излучаться по непредусмотренному пути к входному РЧ-порту смесителя, таким образом эффективно смешиваясь сам с собой, создавая нежелательную составляющую постоянного тока на выходе смесителя.Что еще хуже, эта утечка гетеродина может достигнуть входа МШУ, что приведет к еще более сильному результату. Этот эффект представляет собой высокий барьер против интеграции гетеродина, смесителя и LNA на единой кремниевой подложке, где многочисленные механизмы могут способствовать плохой изоляции. К ним относятся связь подложки, отскок заземления, излучение связующего провода, а также емкостная и магнитная связь.

И наоборот, сильный сигнал внутриполосной интерференции, однажды усиленный LNA, может найти путь к входному порту гетеродина смесителя, таким образом снова вызывая самосмешивание.

Некоторое количество мощности гетеродина будет проходить через смеситель и МШУ (из-за их неидеальной обратной развязки) к антенне. Излучаемая мощность, создавая помехи другим приемникам в соответствующей полосе частот, может нарушать стандарты излучения данной системы. Важно отметить, что, поскольку частота гетеродина находится внутри полосы приема, входные фильтры ничего не делают для подавления этого излучения гетеродина. Кроме того, излучаемый сигнал гетеродина может затем отражаться зданиями или движущимися объектами и повторно улавливаться антенной.Этот эффект, однако, не имеет существенного значения по сравнению с упомянутым выше самосмешиванием гетеродина и самосмешиванием сигнала блокировки.

Утечка сигналов гетеродина или радиочастоты на противоположный порт смесителя – не единственный способ создания нежелательного постоянного тока. Любой каскад, демонстрирующий нелинейность четного порядка, также будет генерировать выходной сигнал постоянного тока. Более подробно это будет рассмотрено позже.

Будет ли продукт постоянного тока снижать чувствительность приемника, зависит от типа системы. Очевидно, что для устранения постоянного тока на выходе смесителя предпочтительно использовать пару переменного тока.Некоторые схемы модуляции, такие как частотная манипуляция (FSK), используемые в пейджинговых приложениях, демонстрируют небольшое ухудшение, если низкочастотные компоненты спектра отфильтрованы, как показано на рисунке 9. Однако другие схемы модуляции представляют пик на постоянном токе и емкостной Связь по переменному току приведет к значительной потере информации и, следовательно, к значительному снижению коэффициента ошибок по битам (BER). В системах TDMA, таких как GSM, нет значительного низкочастотного спектрального пика, но связь по переменному току все равно становится невозможной.Это происходит из-за противоречивых требований к конденсатору связи переменного тока в системе TDMA – конденсатор должен быть достаточно большим, чтобы избежать появления широкой выемки на постоянном токе, но он должен быть достаточно маленьким, чтобы все переходные процессы стабилизировались при включении питания устройства. приемник (каждый кадр) до начала приема данных.

В приемниках TDMA, которые не могут быть связаны по переменному току, временной интервал ожидания (непосредственно перед приемом) все еще может быть хорошо использован, сохраняя значение смещения в конденсаторе и затем вычитая его из пути прохождения сигнала во время взрыв.Это точно такой же метод, который обычно используется для коррекции смещений постоянного тока, возникающих во втором миксе супергетеродинных приемников TDMA, где этот микс переходит в полосу модулирующих частот (в этом случае единственной проблемой, вызывающей постоянный ток, является самосмешивание гетеродина). В этом методе значение постоянного тока, создаваемого приемником, получается в предварительном измерении перед приемом пакета. При использовании этого метода важно, чтобы путь прохождения сигнала до смесителя был открыт во время предварительного измерения постоянного тока, чтобы предотвратить влияние больших сигналов блокировки на результат.Переменные или блуждающие смещения чаще всего вызываются блокирующими сигналами, которые могут появиться в любое время. Эти смещения нельзя скорректировать с помощью процесса измерения и вычитания, потому что сигналы блокировки могут появляться во время измерения, а не во время пакета, или наоборот. Для постоянного тока, вызванного блокировкой, наиболее эффективными мерами являются устранение путей самосмешивания и максимизация линейности для предотвращения постоянного тока с самого начала. В противном случае сохраняется возможность постфактуальной коррекции постоянного тока при цифровой обработке сигнала, происходящей в основной полосе частот.

Методы цифровой обработки сигналов (DSP) могут использоваться для удаления смещения постоянного тока в системах TDMA таким образом, чтобы его нельзя было дублировать в аналоговой области – можно буферизовать полный временной интервал принятого сигнала, среднее значение которого определяется а затем удаляется из каждой точки данных сигнала. Результирующий сигнал имеет нулевое среднее. Для таких систем, как GSM, нежелательным результатом этого является потеря любого постоянного тока, который является частью сигнала, но типичный эффект от этого минимален. На рисунке 10 показано использование такого метода для типичного приемника GSM.Этот метод может быть дополнительно усовершенствован, отслеживая среднее значение по частям пакета, что позволяет обнаруживать внезапные источники помех или блокаторов и отменять их произведение постоянного тока только там, где оно возникает. Тщательная компоновка также может улучшить изоляцию.

Нелинейности

Как упоминалось ранее, другой проблемой для DCR является нелинейность. Как и в случае супергетеродинного приемника, DCR дает ложные отклики.Для супергетеродина это происходит на входных частотах RF, где N (RF) ± M (LO) = IF, в то время как для DCR они возникают, когда N (RF) M (LO) = 0. Когда несущая блокирующего сигнала падает на одну из этих частот. паразитные частоты, сигнал преобразуется в основную полосу с сопутствующим сдвигом в его полосе частот, в зависимости от порядка паразитных составляющих.

Что еще более важно, большие блокирующие сигналы также вызывают постоянный ток в приемнике прямого преобразования, будь то паразитная частота или нет. Постоянный ток создается на выходе смесителя и усиливается каскадами основной полосы частот.Это в первую очередь связано с нелинейностью смесителя второго порядка, характеризующейся точкой пересечения второго порядка (IP2) и интермодуляцией второго порядка (IM2). Его можно смягчить за счет чрезвычайно хорошо сбалансированной схемы. Однако смеситель и МШУ обычно требовали несимметричной конструкции, поскольку антенна и гипотетический фильтр предварительной селекции обычно были несимметричными.

В большинстве систем важна интермодуляция третьего порядка, поскольку она обычно попадает в полосу частот вблизи интересующих сигналов и характеризуется точкой пересечения третьего порядка (IP3).При прямом преобразовании нелинейность второго порядка становится критической, поскольку она создает сигналы основной полосы частот, которые теперь появляются как мешающие сигналы в полезном сигнале, преобразованном с понижением частоты. IM2 измеряется IP2. IP2 определяется так же, как IP3, как показано на рисунке 11. Может быть проведен двухтональный или однотональный тест, а IP2 определяется путем экстраполяции низкочастотного тона биений в первом или составляющей постоянного тока в первом. последний, пока он не пересечет основную кривую. Чтобы проиллюстрировать случай однотонального теста, входной сигнал –

.

x (t) = Acost (ωt).

Предполагая нелинейность, моделируемую полиномом

Можно видеть, что составляющая постоянного тока из-за нелинейности второго порядка растет с удвоенным наклоном основной гармоники в логарифмическом масштабе. В точке пересечения:

Из-за удвоенного наклона продукта второго порядка

IIP2 = Pin + Δ с Δ = Pout IM2

Шум

Низкочастотный шум 14 становится серьезной проблемой в DCR, поскольку значительный выигрыш распределяется на каскады основной полосы частот после смесителя.Слабые уровни сигнала в несколько милливольт в основной полосе частот все еще очень уязвимы для шума. Это требует более сильного усиления РЧ-каскада, чтобы уменьшить низкий коэффициент шума блоков основной полосы частот, но, конечно, это должно быть компенсировано проблемами линейности, только что описанными, которые сопровождают более высокое РЧ-усиление.

Фликкер-шум, или шум 1 / f, является основным источником шума в основной полосе частот. Связанный с потоком постоянного тока, он имеет спектральный отклик, пропорциональный 1 / f. В ВЧ схемах 1 / f-шум имеет тенденцию модулироваться на ВЧ-сигнал, а в случае смесителя с выходом основной полосы частот 1 / f-шум имеет особенно высокий коэффициент преобразования.На практике фликкер-шум становится проблемой для МОП-устройств, а не биполярным, и моделируется как источник напряжения, включенный последовательно с затвором. Шум 1 / f усложняет использование МОП-транзисторов для ВЧ-схем, так как основной метод его уменьшения в МОП-транзисторе заключается в увеличении размера транзистора, что увеличивает емкость устройства, что отрицательно сказывается на усилении ВЧ-сигнала. По этой причине в конструкциях смесителей DCR предпочтительно использовать биполярные транзисторы. На первых каскадах основной полосы частот после смесителя становится возможным использовать МОП-устройства, поскольку компромисс размера транзистора возможен на низких частотах.

I / Q Mismatches

Из-за высокой частоты гетеродина невозможно реализовать IQ-демодулятор в цифровом виде. Аналоговый IQ-демодулятор демонстрирует несбалансированность усиления и фазы между двумя ветвями, а также появление смещений по постоянному току. Такие недостатки искажают восстановленное созвездие. Если предположить, что и – амплитуда и фазовая рассогласование, соответственно, между квадратурными портами демодулятора, и комплексный сигнал, падающий на него, имеет синфазную и квадратурную составляющие I и Q, тогда

I выход

=

(Icos (ωt) + Qsin (ωt)) 2cos (ωt)

Q из

=

(Icos (ωt) + Qsin (ωt)) 2 (1 +) sin (ωt +)

Фильтрация высокочастотных членов дает

I выход

=

Я

Q из

=

(1 +) (Isin + Qcos)

На рисунке 12 показано, как это влияет на данную диаграмму созвездия.Однако в системах DCR сопоставление IQ не так важно, как в архитектурах с отклонением изображения. Скорее, это важно только постольку, поскольку речь идет о точности модуляции.

Аналоговые и цифровые (на основе DSP) методы калибровки и адаптации были описаны для корректировки этих дисбалансов. 15

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Приемник с прямым преобразованием – привлекательный, но сложный прием.Он успешно применяется к таким устройствам, как пейджеры, мобильные телефоны, карты беспроводного подключения к ПК и Интернету, спутниковые приемники и т. Д., В различных технологических процессах и с повышенным уровнем интеграции. В ближайшем будущем он появится во многих других приложениях.

БЛАГОДАРНОСТИ

Авторы хотели бы поблагодарить Дариуша Агахи и Мортена Дамгаарда из Conexant Systems за их ценный вклад в эту статью. *

Ссылки

1.Л. Лессинг, «Человек высокой верности: Эдвин Ховард Армстронг, биография», Bantam Books, New York, 1969.

2. F.M. Коулбрук, “Homodyne”, Wireless World and Radio Rev., 13, 1924, стр. 774.

3. D.G. Такер, «Синхродин», Electronic Engng, 19, март 1947 г., стр. 7576.

4. D.G. Такер, “История гомодина и синхродина”, Журнал Британского института радиоинженеров, апрель 1954 г.

5. А.А. Абиди, “Радиоприемопередатчики прямого преобразования для цифровой связи”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.30, No. 12, December 1995.

6. Б. Разави, «Конструктивные соображения для приемников прямого преобразования», IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, Vol. 44, No. 6, June 1997.

7. S.J. Franke, “ECE 353 Radio Communication Circuits”, факультет электротехники и вычислительной техники, Университет Иллинойса, Урбана, Иллинойс, 1994.

8. Б. Разави, “RF Microelectronics”, Prentice Hall, Upper Saddle River, NJ, 1998

9.Дж. К. Руделл и др., «Последние разработки в области мультистандартных КМОП-трансиверов с высокой степенью интеграции для систем персональной связи», Международный симпозиум по маломощной электронике и дизайну, 1998 г.

10. Дж. К. Руделл, «Проблемы проектирования RFIC», лекция примечания, Калифорнийский университет в Беркли / Национальный технологический университет, 1997.

11. Р. Хартли, «Модулятор с одной боковой полосой», Патент США № 1666206, апрель 1928 г.

12. DK Уивер, “Третий метод генерации и обнаружения сигналов с одной боковой полосой”, Труды IRE, Vol.44, декабрь 1956 г., стр. 17031705.

13. I.A.W. Вэнс, “Полностью интегрированный приемник радиопейджинга”, IEE Proc., Vol. 129, No. 1, 1982, pp. 26.

14. П.Р. Грей, Р.Г. Мейер, «Анализ и проектирование аналоговых интегральных схем», третье издание, John Wiley & Sons, New York, 1993.

15. J.K. Каверс и М.В. Ляо, «Адаптивная компенсация потерь дисбаланса и смещения в приемопередатчиках с прямым преобразованием», IEEE Transactions on Vehicle Technology, Vol. 42, ноябрь 1993 г., стр.581588.

Ашкан Машхур получил диплом инженера ENST в Бретани, Франция, и степень магистра в Университетском колледже Лондона, Великобритания, в 1997 году. Затем он перешел в Nokia Networks, Камберли, Великобритания, где работал инженером-радиотехником. Его исследования включали разработку новых технологий RF / DSP и архитектур линейных приемопередатчиков для базовых станций будущего поколения. В настоящее время он работает в Conexant Systems, Ньюпорт-Бич, США. С ним можно связаться по адресу: [email protected]

Уильям Домино получил степень BSEE в Университете Южной Калифорнии в 1979 году и степень MEng в Калифорнийском государственном политехническом университете, Помона, Калифорния, в 1985 году.В 1979 году он присоединился к бизнесу Collins Radio компании Rockwell International, Ньюпорт-Бич, США, где он разработал модели электромеханических фильтров ПЧ, методы проектирования и производственные процессы. В настоящее время он является главным инженером по радиочастотным системам в подразделении беспроводных систем компании Conexant Systems, также в Ньюпорт-Бич, США. Он участвовал в проектировании и разработке архитектур интегрированных приемопередатчиков для IS-136, пакетной радиосвязи Mobitex и мобильных телефонов GSM. С ним можно связаться по адресу: [email protected]

Норман Бимиш получил степень бакалавра наук и докторскую степень в Университетском колледже Дублина, Ирландия, в 1989 и 1994 годах соответственно. Его докторская диссертация была в области DSP и цифровой связи с особым интересом к выравниванию каналов, содержащих нелинейности. С 1994 по 1995 год он занимал должность инженера-исследователя в компании Teltec, Ирландия. В настоящее время он является главным инженером компании Conexant Systems, Ньюпорт-Бич, США, где его основные интересы связаны с системами беспроводной связи в основной полосе частот, в частности, для сотовой связи GSM и 3G. системы и связь с расширенным спектром.С ним можно связаться по адресу: [email protected]

Приемник прямого преобразования – обзор

5.3 Интермодуляционные искажения

Интермодуляционные искажения обычно определяют уровень внутриполосных негармонических искажений из-за нелинейности второго и третьего порядка. Продукт интермодуляции (IM) – это паразит, обычно определяемый в ответ на два сильных узкополосных сигнала или тона на входе приемника (или нелинейного устройства). Продукты IM из-за искажений второго и третьего порядка являются наиболее распространенными типами.В практических радиочастотных системах интермодуляция может возникать из-за двух сильных источников помех, таких как сигналы 802.11a, производящие значительный продукт IM в полосе полезного сигнала СШП. Одним из способов решения проблемы является надлежащая фильтрация перед LNA, чтобы в достаточной мере ослаблялись нежелательные сигналы. Однако в большинстве случаев фильтрация должна сопровождаться проектированием нелинейных компонентов с достаточной линейностью, чтобы дополнительно минимизировать искажения.

Нелинейность второго порядка особенно важна в архитектуре прямого преобразования, где сигналы микшируются из диапазона RF в полосу модулирующих частот и наоборот посредством единственного каскада микширования.Для нелинейной системы, как показано на рисунке 5.2, нелинейность второго порядка из-за двухтонального входа может проявляться как произведение IM на выходе. Этот продукт IM может попасть в диапазон желаемого сигнала. Например, рассогласование транзисторов в одном сбалансированном смесителе в сочетании с отклонением рабочего цикла гетеродина от 50% вызывает асимметрию в схеме, позволяя некоторым сигналам перед смесителем проходить через него без смешивания с основной полосой частот, как показано на рисунке 5.3 [ 1].

Рисунок 5.2. Интермодуляционные искажения из-за нелинейности второго порядка

Рисунок 5.3. Влияние сквозного соединения смесителя на принятый полезный сигнал основной полосы частот

Это явление проявляется следующим образом. Предположим, что принятый сигнал демонстрирует определенное количество вариаций AM из-за фильтрации передачи или изменений канала в условиях замирания. Тогда принятый сигнал можно концептуально представить как:

(5.18) x (t) = {Γ + γcos (ωmt)} {Acos (ωct) -Bsin (ωct)}

, где Γ – медленно меняющийся сигнал. предполагается, что она постоянна в течение длительного периода времени, а γcos (ωmt) представляет собой низкочастотный AM-сигнал, как указано в [1].После того, как принятый сигнал претерпит нелинейность второго порядка, тогда:

(5.19) x2 (t) = {Γ + γcos (ωmt)} 2 {Acos (ωct) -Bsin (ωct)} 2×2 (t) = {Γ2 + γ22 + 2Γγcos (ωmt) + γ22cos (2ωmt)} × {A2 + B22 + A22cos (2ωct) -B22cos (2ωct) -ABsin (2ωct)}

Интересующий член в (5.19) – это произведение (A2 + B2) Γγcos (ωmt), который при пропускании через смеситель появляется в основной полосе частот. Эта демодуляция компонентов AM служит для дальнейшего искажения принятого сигнала.

Нелинейность второго порядка может быть охарактеризована с помощью точки пересечения второго порядка.Определите входную среднеквадратичную мощность одиночного тона с центром в ωi для нелинейной системы или устройства как:

(5.20) Pi = 12αi2Rs, i = 1,2

, где R s – резистор источника. Среднеквадратичная выходная мощность нелинейной системы или устройства на основной частоте равна:

(5.21) Po = 12β12ai2RL, i = 1,2

, где R L – нагрузочный резистор. Пусть мощность искажения продукта IM, подаваемого на нагрузочный резистор R L , составляет:

(5,22) Pd = (β2α1α2) 22RL

Рассматриваемый сигнал IM возникает из-за | ω1-ω2 | продукт, который, как предполагается, попадает в полосу, как показано на рисунке 5.3. Для простоты предположим, что входная и выходная мощности должны быть нормализованы для соответствующих резисторов источника и нагрузки. Кроме того, предположим, что два тона имеют одинаковую мощность на входе нелинейного устройства, то есть P 1 = P 2 = P или просто α = α 1 = α 2 . Определите амплитуду сигнала, обусловленного основной частотой, как:

(5.23) Ψω1,2 = | β1 | α

, а амплитуду сигнала, обусловленного продуктом IM, как:

(5.24) Ψω1-ω2 = | β2 | α1α2 = | β2 | α2

Абсолютные значения используются для упрощения математических предположений. Определите точку пересечения второго порядка, относящуюся к входу (IIP2), как точку, для которой величина произведения IM равна амплитуде основного сигнала, как показано на рисунке 5.4, то есть

Рисунок 5.4. IIP2 и OIP2 – это проекции на ось x и y точки пересечения второго порядка, для которой амплитуда произведения IM равна амплитуде основного выходного сигнала

(5.25) Ψω1 = Ψω1-ω2⇒ | β1 | α = | β2 | α2⇒IIP2≡α = | β1 || undefinedβ2 |

Рассмотрим соотношение:

(5.26) Ψω1,2Ψω1- = | β1 | α | β2 | α2 = | β1 || β2 | 1α = IIP2α

Затем приведенный к входу продукт IM, то есть значение произведение IM, относящееся к входу системы или устройства – это:

(5.27) IM = Ψω1-ω2 | β1 | = α2IIP2

Выразив соотношение в (5.27) через мощность, получим:

( 5.28) PIM = 12 (IM) 2 = 12α4 (IIP2) 2 = 4pi22 (IIP2) 2 = pi2PIIP2

Выражая (5.28) в дБм, получаем известное соотношение:

(5.29) PIM, дБ = 2Pi, дБм-PIIP2, дБм

Обратите внимание, что если мощность входного тона задана как определенное Δ дБ в дБ ниже PIIP2, дБм, скажем, Pi, дБм = PIIP2, дБм-ΔдБ, тогда:

(5,30) PIM, дБ = 2Pi, дБм-PIIP2, дБм = 2 (PIIP2, дБМ-ΔдБ) -PIIP2, дБм = PIIP2, дБм-2ΔдБ

То есть приведенная ко входу мощность IM составляет 2Δ дБ ниже PIIP2, дБм.

В случае, когда два тона имеют разную мощность, можно легко показать, что (5.29) может быть выражено в терминах мощности двух тонов как:

(5.31) PIM, дБ = Pi, 1, дБм + Pi, 2, дБм-PIIP2, дБмПи, 1, дБм – входная мощность первого тона Pi, 2, дБм – входная мощность второго тона

Альтернативный способ Получение (5.29) состоит в следующем. Отношение линейной мощности выходной мощности IM к выходной мощности основной гармоники определяется как:

(5,32) POIMPo = 0,5β22α40,5β12α2 = α2 (IIP2) 2 = PiPIIP2⇒PIM = POIMβ12 = Pi2PIIP2

Это верно поскольку Po = 0,5β12α2 = β12Pi. Выражая соотношение (5.32) в дБм, получаем соотношение (5.29).

При проектировании системы важно помнить, что IIP2 – это фиктивная точка, которая служит только для определения нелинейности второго порядка. Выходная мощность системы будет сжиматься задолго до того, как входная мощность достигнет уровня IIP2 дБм .

Как упоминалось ранее, искажения второго порядка проблематичны в приемниках с прямым преобразованием. Постоянный ток и низкочастотные составляющие в LNA обычно отфильтровываются через связь по переменному току и полосовую фильтрацию. Однако ключевой вклад в искажение второго порядка в такой архитектуре вносят РЧ-преобразователь I / Q с понижением частоты, а также каскады усиления основной полосы.Обратите внимание, что в архитектуре прямого преобразования большая часть усиления приходится на полосу частот модулирующих сигналов после преобразования с понижением частоты. Такой приемопередатчик обычно требует высокого уровня IIP2 системы.

Пример 5-1: Система IIP2 MBOA UWB

Системный NF устройства MBOA UWB составляет 6,5 дБ. Ширина занимаемой полосы сигнала составляет 528 МГц. Для декодирования максимальной скорости передачи данных 480 Мбит / с требуется CNR приблизительно 9,0 дБ. Предположим, что есть два мешающих сигнала 802.11a. Мощность каждого сигнала источника помех составляет –29 дБмВт.Предположим, мы ожидаем, что минимальный уровень шума увеличится только на 0,5 дБ. Какой требуется IIP2?

Напомним, что минимальный уровень шума определяется как:

(5,33) Pnoisefloor = 10 log10 (kTB) + NF = -174 дБм / Гц + NF + 10 log10 (B) Pnoisefloor = -174 + 9 + 10 log10 ( 528 × 106) = – 80,27 дБм

Ухудшение из-за IM приведет к увеличению минимального уровня шума на 0,5 дБ до -79,77 дБм с 280,27 дБм. Затем мощность продукта IM может быть вычислена как:

(5,34) PIM = 10 log10 (10-79,77 / 10-10-80,27 / 10) = – 89,41 дБм

Напомним, что:

(5.35) PIM, дБ = 2Pi, дБм-IIP2dBm⇒PIIP2, дБм = 2Pi, дБм-PIM, dBPIIP2, дБм = 2Pi, дБм-PIM, дБ = 2 × (-29) -89,41 = 31,41 дБм

Эти результаты суммированы в таблице 5.2.

Таблица 5.2. Расчет IIP2 системы

Требуемый IIP2 (дБм) Значение
Система NF 6,50
Полоса пропускания (МГц) 528
Требуемый CNR @ Мбит / с (дБм) ) 9,00
Шумовой пол –80.27366
Повышение минимального уровня шума из-за IM (дБ) 0,5
Минимальный уровень шума (дБ) –79,77366
Мощность сигнала IM (дБм) –89,40941
Мощность сигнала источника помех (дБм) –29
Требуемый IIP2 (дБм) 31,40941

Точка пересечения третьего порядка является важной мерой производительности, которая определяет величину искажения, вызываемого полезный сигнал из-за интермодуляции двух мешающих сигналов.Это проиллюстрировано на рисунке 5.5, где вход в нелинейную систему состоит из желаемого входного сигнала и двух мешающих тонов. Нелинейность системы создает продукт IM, который может возникать в полосе полезного сигнала. Рассмотрим мешающие сигналы в (5.2). Предположим, что продукт интермодуляции из-за 2w1 2 w2 попадает в полосу полезного сигнала. Кроме того, предположим, что величина двух тонов α1 и α2, падающих на приемник, достаточно мала, так что члены, обусловленные нелинейностями более высокого порядка, могут быть проигнорированы.Как правило, влияние нелинейности третьего порядка может быть минимизировано на входе системы путем минимизации полосы пропускания фильтра выбора полосы или фильтра определения полосы (BDF). 1 Однако уменьшение полосы пропускания этого фильтра увеличивает его стоимость, сложность, размер и вносимые потери. При разработке системы выбирается компромисс между параметрами фильтра BDF и системой IIP3.

Рисунок 5.5. Интермодуляционные искажения из-за нелинейности третьего порядка

Рассмотрим выходной сигнал нелинейной системы:

(5.36) y (t) = {β1α1 + 32β3 (12α13 + α1α22)} cos (ω1t) + 34β3α12α2cos [(2ω1-ω2) t] +…

Предположим, что два мешающих тона имеют одинаковую входную мощность, то есть α = α 1 = α 2 . Кроме того, предположим, что | β1 | ≫ | β3 |; то соотношение в (5.36) можно переформулировать как:

(5.37) y (t) = β1α cos (ω1t) ︸Linear Term + 94β3α3 cos (ω1t) + 34β3α3 cos [(2ω1-ω2) t] + …

Определите входную точку IP3 (IIP3) как величину, для которой линейная амплитуда cos (ω1t) равна амплитуде члена интермодуляционных искажений, связанного с cos [(2ω1-ω2) t].Математически это можно выразить как:

(5,38) | β1 | α = 34 | β3 | α3

, что означает, что точка IIP3 равна:

(5,39) IIP3≡α | = 43 | β1 || β3 |

Это явление проиллюстрировано на рисунке 5.6, где проекция точки пересечения на ось x известна как точка IIP3, тогда как проекция той же точки на ось y является точкой OIP3. Следовательно, когда амплитуда входных тонов α увеличивается, амплитуда продукта IM увеличивается в кубической пропорции, соответственно.В логарифмическом масштабе, как показано на рисунке 5.6, величина произведения IM увеличивается в три раза быстрее, чем амплитуда из-за основной частоты. Опять же, как было сказано ранее относительно IIP2, IIP3 является фиктивной точкой, используемой для определения нелинейности третьего порядка. Выходная мощность системы будет долго сжиматься, прежде чем входная мощность достигнет уровня IIP3 дБм . Тем не менее, IIP3 и OIP3 – отличные технические характеристики, по которым можно судить и сравнивать нелинейности системы и устройства.

Рисунок 5.6. IIP3 и OIP3 – это проекции на ось x и y точки пересечения третьего порядка, для которой амплитуда произведения IM равна амплитуде основного выходного сигнала

Чтобы указать IIP3 и OIP3, рассмотрите соотношение:

Ψω1,2Ψ2ω1-ω2 = | β1 | α34 | β3 | α3 = (IIP3) 2α2

(5.40) Ψ2ω1-ω2 = 34 | β3 | α3

где: Ψω1,2 = undefined | β1 | α – линейная амплитуда основной гармоники на выходе системы, а Ψ2ω1-ω2 = 34 | β3 | α3 – амплитуда продукта IM.Дальнейшие манипуляции с (5.40) показывают, что:

(5.41) Ψ2ω1-ω2 = | β1 | α3 (IIP3) 2

Относя произведение IM к входу, соотношение в (5.41) становится:

(5.42) IM = Ψ2ω1-ω2 | β1 | = α3 (IIP3) 2

Выражая результат в (5.42) в дБм, получаем известное соотношение:

(5.43) PIM, дБ = 3Pin, дБм-2PIIP3 , дБм

В случае, если два тона не имеют равной мощности, мощность произведения IM на частоте IM fIM = ± 2f1 ± f2, где f 1 и f 2 – это частоты первый и второй тоны можно переписать как:

(5.44) PIM, dB = 2Pin, 1, dBm + Pin, 2, dBm-2PIIP3, dBmPin, 1, dBm – входная мощность первого тона, Pin, 2, dBm – входная мощность второго тона

Наконец, это Интересно сравнить IIP3 с 1-дБ-CP:

(5,45) 20 log10 (α1dBCPIIP3) = 20 log10 (0,145 | β1β3 | 43 | β1 || β3 |) = – 9,6357 дБ

Соотношение, представленное в ( 5.45) верно только для систем без памяти.

Пример 5-2: Система IIP3 MBOA UWB

Предположим, что фильтр определения полосы, требуемый на входе в систему MBOA UWB, имеет минимальное подавление 20 дБ в полосе UNII 2 .Кроме того, предположим, что два мешающих сигнала 802.11a падают на приемник со средней мощностью -16,0103 дБм каждый. Пусть система СШП работает в режиме FFI 3 с центральной частотой 4488 МГц. Мощность передаваемого сигнала составляет -41 дБм / МГц. В полосе пропускания канала 528 МГц имеется 122 бина, которые несут информацию. Ширина каждого бина составляет 4,125 МГц. Для этой конструкции мы требуем, чтобы мощность продукта IM была на 6 дБ меньше мощности принятого полезного сигнала. Какой требуемый IIP3 системы? Чтобы упростить анализ, предположим, что сигналы претерпевают потери в свободном пространстве.Расстояние между передатчиком и приемником сигнала MBOA составляет 1,2 м. Усиление антенны как на передатчике, так и на приемнике составляет 0 дБи .

Мощность передаваемого сигнала в режиме FFI задается как 41 дБм / МГц. Учитывая, что количество несущих (или бинов), которые содержат энергию в сигнале MBOA OFDM, равно 122, причем каждый бин имеет полосу пропускания 4,125 МГц, общая мощность передачи в этом режиме составляет:

(5,46) Ptx = -41 дБмВт. / МГц + 10 log10 (122 бина × 4,125 МГц / бин) ≈ -14 дБм

На несущей частоте 4488 МГц длина волны составляет:

(5.47) λ = cfc = 299,800,0004488e6 = 0,0668004 mete

Потери на пробеге в свободном пространстве определяются как:

(5,48) PL = 10 log10 (4πdλ) 2 = 10 log10 (4π × 1.20.0668004) 2≈47,07 дБ

Следовательно, мощность принятого сигнала:

(5,49) PRx = Ptx-PL = -14 дБм-47,07 дБ ≈ -61,05 дБм

Мощность принимаемого источника помех на выходе BDF составляет:

(5,50) Pi = -16,01 дБм-20 дБ = -36,01 дБм

Поскольку требуется проектировать для системы IIP3, которая производит произведение IM на 6 дБ меньше мощности принятого сигнала при указанных выше параметрах, IIP3 задается как:

(5.51) PIIP3, дБм = 3Pi-PIM2 = 3 × (-36,0103) – (- 61.0544-6) 2 = -20,4883 дБм

Результаты этого упражнения сведены в Таблицу 5.3

Таблица 5.3. Вычисление IIP3 на основе мощности помех и мощности продукта IM

IIP3 (вне диапазона) Значение
Rx 802.11 помехи на входе BDF (дБм) −16,0103
BDF подавление 20
Мощность помех Rx после BDF (дБм) −36.0103
Ptx FFI UWB (дБм / МГц) −41
Ширина полосы одного бина (МГц) 4,125
Количество занятых бинов 122
Ширина занимаемой полосы сигнала (МГц) ) 503,25
Мощность передаваемого сигнала в режиме FFI (дБм) −13,98216
Несущая частота СШП (МГц) 4488
Скорость света 299 800 000
Лямбда СШП 0.0668004
Расстояние между передатчиком и приемником (м) 1,2
Потери на трассе (дБ) 47.072247
Мощность полезного сигнала Rx (дБм) −61.05441
Желаемая мощность IM-сигнала (дБм) −67,05441
Требуемый IIP3 (дБм) −20,48825

Пример 5-3: Система IIP3 для CDMA IS95 трубки

Уровень чувствительности CDMA IS95 трубки указан в IS98 должен быть −104 дБмВт с минимально допустимым CNR −1 дБ.Учитывая, что коэффициент шума приемника равен 6,8 дБ, что представляет собой приемник IIP3, при котором IM третьего порядка ухудшает (увеличивает) минимальный уровень шума приемника на 3,5 дБ? Напомним, что полоса пропускания приемника составляет 1,23 МГц. Мощность принимаемого источника помех составляет -43 дБм.

Увеличенный минимальный уровень шума приемника, относящийся к входу системы, определяется как:

(5,52) Pсниженный уровень шума = Pnoisefloor + 3,5 = -174 дБм / Гц + 10 log10 (B) + NF︸Полный уровень шума приемника + 3,5 = -174 дБм / Гц + NF + 10 log10 (B) = -103.3 дБм

Мощность шума, создаваемого продуктом IM, определяется как:

(5,53) PIM = 10 log10 (10Pдеградированный минимальный уровень шума / 10-10Pnoise floor / 10) = 10 log10 (10 (-174 + NF + 10 log10). (B) +3,5) / 10-10 (-174 + NF + 10 log10 (B)) / 10) = – 106,32 дБм

Тогда IIP3 системы определяется как:

(5,54) PIIP3, дБм = 3Pi-PIM2 = 3 × (-43) – (- 106,32) 2 = -11,34 дБм

Создание приемника прямого преобразования: часть 1

В этой серии сообщений я собираюсь отправиться в путешествие. Мы собираемся вместе изучить приемник прямого преобразования, и я покажу вам все, что смогу.Давайте начнем!

Зачем нужен приемник прямого преобразования?

Когда я перезапустил любительское радио в декабре 2016 года, это было с моим BITX40. Замечательный маленький трансивер от Ашхара Фархана. Я посмотрел на описание схемы и схему на hfsignals.com и должен признать, я действительно не понимал, на что смотрю. Я понял, что такое большинство компонентов, и мало что еще. Перенесемся в декабрь 2018 года, и теперь я понимаю намного больше. Я ремонтировал и модифицировал свой BITX40 не раз, а также внес в него значительные изменения.Некоторые были успешными, а некоторые нет. Но каждый эксперимент научил меня большему. Сегодня у него есть VFO на базе Arduino, который запускает сильно модифицированный / взломанный скетч uBITX.

Итак, как это соотносится с приемником прямого преобразования? Где-то в своих онлайн-чтениях я читал о приемнике с прямым преобразованием – более простой топологии без недостатков супергетеродина, с которой я к настоящему времени довольно хорошо знаком.

В августе 2018 года Ханс Саммерс объявил о QSX. Хотя он еще не вышел, он довольно много рассказал о его дизайне.Это приемник прямого преобразования , и тесты показывают его высокую чувствительность. Затем я прочитал сообщение Уэса Хейворда на w7zoi.net «50 лет прямого преобразования», и оно пролило серьезный свет на то, как работают приемники прямого преобразования, а также на их историю и наследие.

Выбор приемника прямого преобразования для сборки

Наконец-то все дошло до критической точки – я хочу построить одну из этих вещей! Некоторые поисковые системы нашли много разных дизайнов с разным уровнем сложности, но ни один из них не выделился для меня.В предыдущем разговоре с Ашхаром Фарханом в группе BITX40 и uBITX в Facebook он упомянул, что Experimental Methods in RF Design (не случайно, книга, частично написанная вышеупомянутым Уэсом Хейвордом), содержит пример схемы приемника прямого преобразования, который имеет только 3 транзистора – звучит здорово! Я отложил книгу в нашей местной библиотеке (в которой есть фантастических подборок книг для радиолюбителей) и ждал… и терял терпение.

Я снова отправил сообщение в группу Facebook, ища предложения по созданию схемы.Фархан предложил дизайн, который он опубликовал в 2007 году: DC40.

Первый взгляд на DC40

Как следует из названия, DC40 – это приемник прямого преобразования для 40 метров. Рабочий приемник оживает, имея всего 3 транзистора, несколько катушек индуктивности и другие базовые пассивные компоненты. Вместо того, чтобы рассказывать вам все об этом, я умоляю вас прочитать собственное описание Фархана на странице DC40 на его веб-сайте.

Схема основана на деталях, которые легко доступны в Индии.Трансформаторы установлены на сердечниках балуна ТВ, а передний фильтр намотан на нейлоновую шайбу. Эти детали на самом деле труднее достать, если они не лежат у вас в ящике для мусора. Я не. Трансформаторы будут намотаны на тороиды FT37-43, а передняя часть – на T37-6 или, возможно, T50-6.

Начало работы

Первое, что порекомендовал построить Фархан, – это аудиоусилитель. Я поискал в своей хижине указанный LM386. Я был уверен, что у меня есть одна и старая плата Pixie, но я выбросил их некоторое время назад.Ой!

DC40 Audio Amplifier

В моей коллекции вещей я нашел старое карманное радио AM. Там был TDA2822m, микросхема усилителя стерео звука. Я поискал в Google схему моноусилителя на основе TDA2822m и нашел такую ​​схему на freewiringdiagram.blogspot.com.

После тестирования на макетной плате я достал медную печатную плату и построил ее в уродливом стиле, как показано слева. Но я чувствую, что это совсем не уродливо. Хотя я хочу, чтобы радио работало, когда я закончу, я также хочу, чтобы оно было красивым – посмотрим, как оно пойдет!

Что будет дальше

В этой серии я собираюсь задокументировать сборку как можно больше и опишу изменения в схеме, которые я планирую.) и получите уведомление, когда будет готов следующий взнос. Фоток строительства будет много, и не волнуйтесь, я тоже покажу свои ошибки. 73!

НАЖМИТЕ ЗДЕСЬ, чтобы увидеть Часть 2

Сопутствующие

Quad Demodulators Arm Приемники прямого преобразования

Приемники базовых станций для беспроводных систем следующего поколения должны обеспечивать более высокую производительность при более низкой стоимости, чем их предшественники. Архитектура приемника с прямым преобразованием является хорошим кандидатом для удовлетворения этих противоречивых требований.Хотя в прошлом этот подход применялся к различным конструкциям, производительность была снижена из-за ограничений доступного оборудования, включая демодуляторы. К счастью, улучшенные характеристики квадратурных демодуляторов на интегральных схемах (ИС) делают конструкции приемников с прямым преобразованием жизнеспособной альтернативой традиционным супергетеродинным архитектурам приемников.

Чтобы лучше понять преимущества прямого преобразования, имеет смысл сравнить приемник с супергетеродинной системой (рис.1), широко используемый из-за его высокой селективности и чувствительности. В супергетеродинном приемнике принятый радиочастотный сигнал фильтруется первым радиочастотным фильтром предварительной селекции для удаления внеполосных сигналов, а затем усиливается малошумящим усилителем (МШУ). Второй фильтр предварительной селекции RF на выходе LNA обеспечивает дополнительную фильтрацию для ослабления нежелательных сигналов на частоте изображения. Результирующий сигнал затем преобразуется на более низкую промежуточную частоту (IF) смесителем с понижающим преобразованием в сочетании с гетеродином (LO).ПЧ должен быть достаточно высоким, чтобы канал изображения попадал в полосу задерживания фильтра. Такие соображения по подавлению изображения обычно диктуют, что IF должна быть порядка 10 процентов от несущей частоты. Фильтры предварительной селекции RF служат для удаления внеполосной энергии и подавления сигналов полосы изображения. Поскольку супергетеродинный приемник выполняет функцию фильтрации каналов на этапах ПЧ и основной полосы частот, к компонентам на этих этапах предъявляются жесткие требования к динамическому диапазону.

Для супергетеродиновых приемников в базовых станциях LNA с фиксированным усилением обычно используется для начального усиления принимаемых сигналов. Вся полоса пропускания, включая шум, преобразуется по частоте в фиксированную ПЧ. Для преобразования с понижением частоты чаще всего используется пассивный (диодный) смеситель, чтобы удовлетворить требованиям динамического диапазона, заключающимся в высокой линейности и низком уровне шума, хотя для управления таким смесителем требуется высокая мощность гетеродина (более +10 дБмВт). Плохая изоляция гетеродина от ПЧ, типичная для пассивных смесителей, усложняет фильтрацию гетеродина в секции ПЧ приемника.На выходе ПЧ смесителя канал полезного сигнала всегда находится в центре фильтра выбора канала ПЧ, который используется для удаления нежелательных соседних или альтернативных каналов.

После фильтра выбора канала ПЧ желаемый канал усиливается усилителем с регулируемым усилением (VGA), а затем демодулируется в полосу модулирующих частот для дальнейшей обработки сигнала. Фильтр выбора канала ПЧ с высоким коэффициентом качества (Q) пропускает полезные сигналы и отклоняет нежелательные сигналы, включая сигналы альтернативного канала с большей амплитудой.К сожалению, такие селективные фильтры дороги и чрезмерно увеличивают стоимость супергетеродинного приемника. Более того, фильтры с высокой добротностью обычно сопровождаются высокими вносимыми потерями, требующими дополнительного усиления в каскадах МШУ и смесителя, чтобы компенсировать потери в фильтре и снизить коэффициент шума в VGA.

Поскольку усиление LNA фиксировано в приемнике базовой станции, смеситель, в частности, должен обеспечивать очень высокую линейность, чтобы соответствовать строгим требованиям системы к динамическому диапазону. Более того, фильтр выбора канала ПЧ имеет частотную характеристику, точно настроенную на требуемую полосу пропускания канала.Негибкость фильтра выбора канала ПЧ ограничивает аппаратное обеспечение приемника одним стандартом RF. Однако из-за увеличения количества стандартов беспроводной связи новые системы приемников должны поддерживать множество различных стандартов без проблем и с минимальными затратами, с ограниченным бюджетом для любого стандарта.

Архитектура приемника с прямым преобразованием позволяет достичь целей супергетеродинной конструкции, но со значительно меньшей сложностью (рис. 2). В этой системе принятые сигналы усиливаются с помощью МШУ с фиксированным усилением после первого радиочастотного фильтра предварительной селекции.Впоследствии радиочастотные сигналы напрямую преобразуются с понижением частоты в синфазные (I) и квадратурные (Q) сигналы основной полосы частот без промежуточного каскада ПЧ. Требования ко второму RF-фильтру предварительного выбора менее жесткие, чем к первому, поскольку отсутствует канал изображения. На практике недорогой полосовой фильтр RF может предотвратить перегрузку I / Q-демодулятора сильными внеполосными сигналами. . После демодуляции радиочастотных сигналов в полосу модулирующих частот выбор отдельного канала выполняется с использованием фильтра выбора канала основной полосы частот.Фильтр основной полосы частот более компактен и дешевле, чем фильтр выбора канала ПЧ супергетеродинного приемника. Кроме того, фильтр выбора канала основной полосы частот может быть разработан с переменной полосой пропускания, облегчая многорежимные или мультистандартные операции.

Хотя фильтры выбора канала основной полосы частот предлагают большую гибкость, составные сигналы основной полосы частот содержат все сигналы блокировки соседнего канала, которые обычно фильтруются, прежде чем они достигнут I / Q-демодулятора (см.рис.1). В результате I / Q-демодулятор приемника с прямым преобразованием должен обеспечивать динамический диапазон до 80 дБ.

Заголовок страницы

К счастью, I / Q-демодуляторы LT5515 и LT5516 от Linear Technology (Милпитас, Калифорния) являются одними из немногих коммерческих продуктов, которые обеспечивают такую ​​производительность. Каждая из двух ИС объединяет в себе функции разделителя радиочастотного сигнала, прецизионного квадратурного разделителя сигнала гетеродина и двух микшеров с понижающим преобразованием с высокой линейностью. Микросхемы напрямую преобразуют радиочастотный сигнал в полосу модулирующих сигналов и демодулируют синфазные (I) и квадратурные (Q) компоненты сигнала.Согласованные каналы I и Q устройств обеспечивают точное согласование усиления и фазы, поэтому требуется значительно меньше калибровки. LT5515 работает в диапазоне от 1,5 до 2,5 ГГц, а LT5516 – в диапазоне входных радиосигналов от 0,8 до 1,5 ГГц. В микросхемы также встроены однополюсные фильтры нижних частот с полосой пропускания 260 МГц на каждом из каналов I и Q (см. Таблицу).

Оба квадратурных модулятора с прямым преобразованием обеспечивают впечатляющий баланс амплитуды и фазы между сигнальными каналами. Например, уровни усиления между плечами I и Q LT5515 поддерживаются в пределах 0.3 дБ друг от друга, при этом фазовый баланс находится в пределах 1 град. Для низкочастотного квадратурного демодулятора LT5516 согласование усиления между каналами I и Q находится в пределах 0,2 дБ, а согласование фаз – в пределах 1 градуса. или менее. Устройства рассчитаны на дифференциальные напряжения RF и LO ± 2 В (эквивалентный уровень +10 дБмВт) и максимальное напряжение источника питания +5,5 В постоянного тока. Они рассчитаны на рабочие температуры от –40 до + 85 ° C и поставляются в 16-выводных пластиковых корпусах QFN с открытыми выводами; квадратные упаковки имеют длину всего 4 мм.

Эффективные демодуляторы обеспечивают режим отключения, в котором потребляется ток всего 20 мкм. Время выключения и включения для режима выключения обычно составляет 120 и 650 нс соответственно.

Демодуляторы LT5515 и LT5516 идеально подходят для приемников, требующих хорошей линейности и широкого динамического диапазона, таких как беспроводные базовые станции (для GSM, CDMA, WCDMA и т. Д.) И оборудование беспроводной инфраструктуры, а также измерительные приборы. ИС приемника с прямым преобразованием, такие как квадратурные демодуляторы, устраняют необходимость в дополнительных каскадах ПЧ и снижают требования к высокочастотным фильтрам, особенно за счет исключения фильтра выбора канала ПЧ.Квадратурные демодуляторы с их входной точкой пересечения третьего порядка (IIP3) и +50 дБмВт второго порядка (IIP2) соответствуют строгим требованиям к динамическому диапазону приемников базовых станций.

Одной из проблем, связанных с архитектурой приемников с прямым преобразованием, является паразитная утечка гетеродина. Эта проблема возникает, когда на вход I / Q-демодулятора подается небольшое количество энергии гетеродина либо от антенны, либо по другому пути. Утечка гетеродина может смешиваться с самим гетеродином для создания смещения постоянного тока.В зависимости от пути утечки гетеродина сквозной канал несущей может накладывать большие, возможно изменяющиеся во времени ошибки постоянного тока на желаемые сигналы основной полосы частот. Однако в инфраструктуре базовых станций, поскольку системы приемников обычно являются стационарными, смещение постоянного тока, вызванное самосмешиванием гетеродина, скорее всего, статично, а не изменяется во времени. Поскольку в LT5515 и LT5516 используются активные, а не пассивные смесители, требуется только уровень мощности гетеродина –5 дБм, а не +10 дБм, обычно необходимый для пассивных смесителей.Благодаря хорошей изоляции между портами гетеродина и RF утечка сигнала гетеродина сводится к минимуму до −46 дБмВт для LT5515 и −65 дБмВт для LT5516. Следовательно, только несколько милливольт статического смещения постоянного тока могут возникнуть в результате самосмешивания гетеродина.

Другая проблема подхода прямого преобразования – смещения постоянного тока, вызванные несовпадением устройств. Смещения постоянного тока, вызванные рассогласованием, могут исходить от квадратурного демодулятора и / или VGA. Смещения постоянного тока на выходах квадратурного демодулятора сами по себе не вызовут сбоев в работе приемника или ухудшения рабочих характеристик.Однако из-за ограниченного запаса по напряжению VGA нескольких милливольт смещения постоянного тока может быть достаточно для значительного уменьшения размаха сигнала или, возможно, насыщения VGA, когда он работает в режиме высокого усиления с коэффициентом усиления до 60 дБ, тем самым ухудшая эффективный динамический диапазон приемника. Чтобы справиться с большим блокирующим сигналом, усиление LNA обычно ограничивается диапазоном 20 дБ, так что желаемый уровень сигнала, достигающего смесителя в условиях слабого сигнала, может быть порядка нескольких сотен микровольт.Таким образом, накопленное смещение постоянного тока относительно входа VGA должно быть меньше этого уровня. Отмена смещения постоянного тока или входное соединение переменного тока требуется для правильной работы VGA для дальнейшей обработки сигнала основной полосы частот.

Заголовок страницы

Большинство базовых станций инфраструктуры работают в полнодуплексном режиме, хотя приемник и передатчик работают на разных частотах. Время установления постоянного напряжения не имеет большого значения в приемных системах этого типа. Во многих современных системах беспроводных приемников сигналы основной полосы частот содержат мало низкочастотной информации.Это позволяет подключать выходы I- и Q-каналов демодуляторов LT5515 и LT5516 по переменному току к фильтрам основной полосы частот или VGA через блокирующий конденсатор, эффективно устраняя смещения постоянного тока. Поскольку каждый из выходов I-канала и Q-канала LT5515 / LT5516 внутренне подключен к напряжению питания через резистор 60 Ом, результирующая частота спада выходного фильтра верхних частот -3 дБ определяется константой RC блокирующий конденсатор и выходная резистивная нагрузка R , нагрузка , для R нагрузка достаточно большая (намного больше 60 Ом).

Когда требуется связь по постоянному току LT5515 / LT5516 со схемами основной полосы частот, на входах VGA основной полосы частот можно использовать метод удаления цифрового смещения. Смещения постоянного тока могут быть оценены и удалены с использованием процессора основной полосы частот при каждой настройке VGA. Хотя смещение постоянного тока не повлияет на характеристики РЧ приемника, его необходимо отменить, чтобы VGA работал должным образом. Потери спектра вокруг постоянного тока могут составлять всего несколько герц. Для полудуплексной системы смещения постоянного тока могут быть разделены с использованием адаптивного подхода, объединяющего восстановление несущей, восстановление синхронизации символов, автоматическую регулировку усиления и обнаружение данных в основной полосе частот.Обычно в системе приемника преамбула в структуре кадра имеет известное содержимое постоянного тока, которое позволяет адаптивное покадровое удаление смещения постоянного тока. Когда гетеродин работает на уровне –5 дБмВт, смещения выходного постоянного тока LT5516 и LT5515 составляют всего 1 мВ и 4 мВ соответственно. Эти низкие напряжения смещения позволяют приемнику реализовать компенсацию смещения с помощью недорогого аналого-цифрового преобразователя.

Еще одна проблема, связанная с архитектурами приемников с прямым преобразованием, – это продукты искажения четного порядка.В обычном супергетеродинном приемнике члены искажения второго порядка обычно выпадают из полосы и могут быть легко отфильтрованы. Однако в приемнике с прямым преобразованием искажения четного порядка, особенно продукты второго порядка, будут вызывать внутриполосные помехи. Например, когда на входе квадратурного демодулятора присутствуют два сильных источника помех с частотным разносом, близким к ширине полосы канала, нелинейность демодулятора второго порядка будет создавать продукт низкочастотной интермодуляции.Этот продукт искажения попадает в спектр основной полосы частот и не может быть отфильтрован при последующей обработке сигнала основной полосы частот. Следовательно, отличный IIP2 является предпосылкой для хорошей работы приемника с прямым преобразованием. Наличие рассогласования в смесителях трактов сигналов демодулятора и гетеродина может привести к внутриполосным продуктам интермодуляции второго порядка. Гармоника второго порядка входных РЧ-сигналов (от искажения второго порядка РЧ-усилителя) также может быть смешана со второй гармоникой сигнала гетеродина для получения аналогичного эффекта.Таким образом, высокий уровень IIP2 LT5515 и LT5516 (+51 и +52 дБмВт соответственно) важен для предотвращения искажения сигналов основной полосы частот интермодуляцией четного порядка. Эти характеристики могут быть дополнительно улучшены за счет надлежащей фильтрации нежелательных высокочастотных продуктов смешения на выходах I и Q. Это эффективно предотвращает обратную связь нежелательных продуктов микширования с демодулятором для генерации внутриполосной интермодуляции второго порядка. Удобный подход – подключить к каждому выходу шунтирующий конденсатор.Емкость конденсатора может быть оптимизирована в зависимости от рабочей частоты и конкретной компоновки печатной платы (PCB).

Конструкция высокопроизводительных приемных систем с прямым преобразованием сигналов находится на переднем крае развития современных приемников для базовых станций. Хотя подходы к приемникам с прямым преобразованием изучались в течение десятилетий, только недавно доступные высокопроизводительные компоненты сделали архитектуру прямого преобразования практичной для широкого спектра беспроводных приложений.

Заявка на патент США для заявки на патент ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ (Заявка № 201

374 от 16 мая 2019 г.) ПЕРЕКРЕСТНАЯ ССЫЛКА НА СООТВЕТСТВУЮЩИЕ ЗАЯВКИ И ВКЛЮЧЕНИЕ ПО ССЫЛКЕ

В данной заявке испрашивается приоритет согласно 35 USC 119 на основании заявки на патент Японии № 2017-220181, поданной 15 ноября 2017 г., полное содержание которой включено в настоящий документ посредством ссылки. .

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

Настоящее изобретение относится к приемникам прямого преобразования.УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Традиционно в промышленности радиосвязи для коммерческого использования используются супергетеродинные системы в качестве системы приема сигнала. Кроме того, в последнее время ожидается, что системы прямого преобразования, небольшие по площади для монтажа, будут удовлетворять потребности в миниатюризации и т.п.

Известно, что в приемниках, использующих такие системы прямого преобразования, смещение постоянного тока происходит в сигнале основной полосы частот, в результате чего снижается чувствительность приема. Таким образом, например, были традиционно предложены методы, такие как затухание смещения постоянного тока с использованием фильтра верхних частот и затухание смещения постоянного тока, особенно подходящее для выполнения связи с использованием системы модуляции FM / FSK (например.g., см. JP 2017-34545 A).

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В соответствии с одним аспектом настоящего изобретения предоставляется приемник прямого преобразования, сконфигурированный для преобразования с понижением частоты принятого РЧ-сигнала с использованием локального сигнала и демодуляции преобразованного с понижением частоты сигнала, приемник прямого преобразования включает в себя: блок детектора мощности, сконфигурированный для обнаружения силы сигнала преобразованного с понижением частоты сигнала; блок определения мощности, сконфигурированный для определения того, равен ли уровень сигнала, обнаруженный блоком определения мощности, ранее установленному пороговому значению или меньше; и схему гетеродина, сконфигурированную для вывода в качестве локального сигнала первого локального сигнала, когда блок определения мощности определяет, что уровень сигнала равен или меньше порогового значения, и вывода в качестве локального сигнала второго локального сигнала. устанавливается на частоту, полученную путем добавления ранее установленной частоты смещения к частоте первого локального сигнала, когда блок определения мощности определяет, что уровень сигнала превышает пороговое значение.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

РИС. 1 – блок-схема, иллюстрирующая один пример приемника прямого преобразования согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения;

РИС. 2 – блок-схема, иллюстрирующая один пример процедуры обработки блока определения мощности;

РИС. 3 – наглядная диаграмма для описания выгодных эффектов приемника прямого преобразования согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения;

РИС.4A и 4B – наглядные схемы для описания полезных эффектов приемника прямого преобразования согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения; и

фиг. 5 – наглядная диаграмма для описания выгодных эффектов приемника прямого преобразования согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

Нижеследующее подробное описание описывает многие конкретные конкретные структуры, чтобы можно было полностью понять примерные варианты осуществления настоящего изобретения.Однако очевидно, что настоящее изобретение не ограничивается этим, и могут быть реализованы другие варианты осуществления. Кроме того, следующие варианты осуществления не ограничивают настоящее изобретение согласно формуле изобретения и включают все комбинации характерных структур, описанных в вариантах осуществления.

В радиосвязи, когда сигнальная волна, модулирующая несущую волну, останавливается (например, когда другой абонент в вызове прекращает говорить во время разговора), выводится сигнал CW (немодулированная непрерывная волна: непрерывная волна).Когда такой CW-сигнал принимается, приемник прямого преобразования, в котором принятый РЧ-сигнал и локальный сигнал установлены на одну и ту же частоту, должен выдавать компонент постоянного тока (постоянного тока) после преобразования с понижением принятого РЧ-сигнала, т. Е. CW сигнал в сигнал основной полосы частот блоком квадратурного демодулятора.

Однако в реальном приемнике изменение используемого блока генератора опорной частоты вызывает ошибку частоты около ± 1 кГц между принятым CW-сигналом и локальным сигналом.Из-за этого компонент сигнала, соответствующий ошибке частоты, преобразуется с понижением частоты блоком квадратурного демодулятора и появляется в сигнале основной полосы частот, в результате чего качество приема может ухудшаться.

Например, когда принимается модулированный FM-сигнал, который обычно используется аналоговым радиооборудованием для бизнеса, компонент сигнала, соответствующий частотной ошибке, появляющейся в сигнале основной полосы частот, может значительно влиять на качество звука демодулированного FM-сигнала. полученный после FM демодуляции сигнала основной полосы частот.

Например, когда искажение четного порядка из-за ошибки частоты возникает в сигнале основной полосы частот, преобразованном с понижением по сравнению с входным принятым РЧ-сигналом, сигнал основной полосы частот формирует векторную траекторию, подобную эллипсу в ортогональной системе координат I / Q, как проиллюстрированный на фиг. 4А. Кроме того, например, когда возникает искажение нечетного порядка, сигнал основной полосы частот формирует векторную траекторию, подобную квадрату в ортогональной системе координат I / Q, как показано на фиг. 4Б.

Здесь, как правило, когда CW-сигнал, преобразованный с понижением частоты, демодулируется с помощью FM, сигнал, полученный в результате FM-демодуляции, становится составляющей постоянного тока, поскольку в CW-сигналах не происходит изменения частоты.Вдобавок, как правило, в приемниках с прямым преобразованием демодулированный FM-сигнал пропускается через звуковой фильтр для ослабления сигналов в диапазонах, отличных от диапазона человеческого слышимости. Таким образом, составляющая постоянного тока CW-сигнала, полученного в результате FM-демодуляции, ослабляется звуковым фильтром после FM-демодуляции и звучит, например, как белый шум (статический звук) для пользователя приемника.

Однако, как описано выше, когда сигнал основной полосы частот, включающий в себя компонент искажения, возникающий из-за ошибки частоты между CW-сигналом и локальным сигналом, демодулируется FM, компонент сигнала 2 × Δf кГц появляется в демодулированном FM-сигнале, если сигнал основной полосы частот имеет векторную траекторию, показанную на фиг.4A, и в нем появляется компонент сигнала 4 × Δf кГц, если сигнал основной полосы частот имеет векторную траекторию, проиллюстрированную на фиг. 4B, на обоих из которых Δf представляет собой ошибку частоты между CW-сигналом и локальным сигналом.

В этом случае, когда ошибка частоты Δf составляет 1 кГц, ошибка частоты Δf появляется как компонент сигнала 2 × Δf = 2 кГц или 4 × Δf = 4 кГц в демодулированном ЧМ сигнале, и, следовательно, выводится как тональный сигнал от приемника. Соответственно, тональный сигнал звучит для пользователя приемника как очень резкий звук.

В приемнике сигнал после FM-демодуляции фильтруется звуковым фильтром. Однако в примерах, показанных на фиг. 4A и 4B, например, компонент сигнала, появляющийся на частоте 4 кГц, находится за пределами полосы звукового фильтра (например, примерно от 300 Гц до 3 кГц) и, таким образом, ослабляется, тогда как компонент сигнала, появляющийся на частоте 2 кГц, остается без изменения. ослаблены звуковым фильтром, как показано на фиг. 5. Из-за этого компонент сигнала выводится из приемника как чистый сигнал и становится фактором, вызывающим ухудшение качества звука.

Вариант осуществления, описанный ниже, был сделан с упором на обычную нерешенную проблему, и целью этого варианта осуществления является предоставление приемника с прямым преобразованием, который может подавлять ухудшение качества приема из-за приема CW-сигнала.

Далее будет описан один вариант осуществления настоящего изобретения со ссылкой на чертежи. В нижеследующем описании чертежей одинаковые части обозначены одинаковыми ссылочными позициями. Однако чертежи являются схематическими, и отношения между толщиной и плоскими размерами, отношения толщин между соответствующими слоями и т.п. отличаются от реальных.

Отметим, что хотя нижеследующее описание варианта осуществления иллюстрирует случай, когда модулированный FM-сигнал, несущий аудиосигнал, принимается системой прямого преобразования, настоящее изобретение этим не ограничивается. Настоящее изобретение применимо к модулированным сигналам различных систем модуляции, несущим различные типы сигналов.

РИС. 1 представляет собой принципиальную схему, иллюстрирующую один пример схематической структуры приемника прямого преобразования (в дальнейшем называемого просто «приемником») 1 , который иллюстрирует один вариант осуществления настоящего изобретения.

Приемник 1 согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения использует систему прямого преобразования, в которой несущая с цифровой модуляцией умножается на каждый из двух локальных сигналов, имеющих ортогональные фазы, для преобразования с понижением частоты в сигнал, близкий к постоянному току, и сигнал, преобразованный с понижением частоты, подвергается квадратурной демодуляции.

Как показано на фиг. 1, приемник 1 включает в себя антенну 11 , малошумящий усилитель (LNA) 12 , схему гетеродина 13 , фазовращатель 14 , квадратурный демодулятор Ich 15 и блок квадратурного демодулятора Qch 16 .Приемник 1 дополнительно включает в себя схемы фильтров 17 и 18 , аналого-цифровые преобразователи 19 и 20 , блок цифрового процессора сигналов 21 , схему демодулятора 22 , звуковой фильтр 23 , и динамик 4 . Следует отметить, что блок 15, квадратурного демодулятора Ich и блок , 16, квадратурного демодулятора Qch соответствуют квадратурным демодуляторам, а блок 21 процессора цифровых сигналов соответствует блоку процессора сигналов.

На ФИГ. 1, антенна 11 принимает модулированный FM-сигнал.

Малошумящий усилитель 12 с низким уровнем шума усиливает РЧ-сигнал (высокочастотный сигнал) (далее именуемый «принятый РЧ-сигнал), принимаемый через антенну 11 , и выводит на блок квадратурного демодулятора Ich. 15 и блок квадратурного демодулятора Qch 16 .

Схема 13 гетеродина генерирует локальный сигнал для преобразования частоты принятого радиочастотного сигнала.Схема 13 гетеродина согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения выдает в качестве локального сигнала два локальных сигнала L 1 и L 2 , имеющих разные частоты. Частота местного сигнала L 1 устанавливается такой же, как частота Frf принятого радиочастотного сигнала. В идеале частота местного сигнала L 1 совпадает с частотой Frf принятого радиочастотного сигнала, но на самом деле может возникнуть ошибка частоты около 1 кГц.Частота локального сигнала L 2 устанавливается равной частоте «Frf + Foff», полученной путем добавления ранее установленной частоты смещения Foff к частоте Frf принятого радиочастотного сигнала. Кроме того, схема 13 гетеродина принимает сигнал выбора Sf, определяющий, какой из локальных сигналов L 1 и L 2 должен быть выбран из блока процессора цифровых сигналов 21 , и производит и выводит локальный сигнал. L 1 или L 2 , обозначенные сигналом выбора Sf.Обратите внимание, что в течение периода времени, в течение которого сигнал выбора Sf не поступает из блока цифрового процессора сигналов 21 , например, во время периода запуска, схема 13 гетеродина выводит локальный сигнал L 1 в качестве начального значения. Частота смещения Foff устанавливается на значение, которое позволяет полосе частот компонента сигнала, появляющейся в сигнале основной полосы частот из-за искажения, возникающего в результате частотной ошибки между CW-сигналом и локальным сигналом, смещаться в полосу, которая позволяет ослабить звуковой фильтр 23 .Частота смещения Foff предварительно определяется экспериментом или подобным образом.

Локальный сигнал, создаваемый схемой гетеродина 13, , вводится в блок квадратурного демодулятора Ich 15 через фазовращатель 14 , а также напрямую вводится в блок квадратурного демодулятора Qch 16 .

Фазовращатель 14 сдвигает фазу местного сигнала, вводимого из схемы 13 гетеродина, на 90 градусов.

Блок квадратурного демодулятора Ich (DEMOD: демодулятор) 15 умножает принятый входной РЧ-сигнал от малошумящего усилителя 12 на локальный входной сигнал от фазовращателя 14 . Кроме того, блок 16 квадратурного демодулятора Qch (DEMOD) умножает принятый РЧ-сигнал, входящий от малошумящего усилителя 12 , на локальный сигнал, входящий из схемы 13 гетеродина. При этом блок квадратурного демодулятора Ich 15 и блок квадратурного демодулятора Qch 16 преобразуют с понижением частоты принятый радиочастотный сигнал от малошумящего усилителя 12 в частоту основной полосы на уровне постоянного или близкого к постоянному току, и выводят сигнал I и сигнал Q, сдвинутые по фазе на 90 градусов друг от друга.

Сигнал I, выводимый из блока квадратурного демодулятора Ich 15 , подвергается обработке, такой как ослабление сигналов полос, отличных от частоты, соответствующей целевому каналу и мешающим волнам, и сглаживание схемой фильтра 17 , преобразуется в цифровой сигнал аналого-цифровым преобразователем 19 , а затем вводится в блок процессора цифровых сигналов 21 . Выходной Q-сигнал из блока 16 квадратурного демодулятора Qch также обрабатывается схемой фильтра 18 и аналого-цифровым преобразователем 20 , а затем вводится в блок 21 процессора цифровых сигналов, аналогично I-сигналу.

Блок цифрового процессора сигналов 21, выполняет заранее определенные части обработки сигнала на входе сигнала I и сигнала Q через аналого-цифровые преобразователи 19 и 20 , такие как, например, дополнительное ослабление мешающих волн не полностью устраняется схемами фильтра 17 и 18 и устранением сигналов смещения постоянного тока, а затем выводит сигнал I и сигнал Q в схему демодулятора 22 . Кроме того, блок 21 цифрового процессора сигналов включает в себя блок детектора мощности (RSSI: индикатор уровня принятого сигнала) 21 a и блок определения мощности 21 b.

Блок детектора мощности 21 a определяет мощность сигнала основной полосы частот после обработки фильтрующими схемами 17 и 18 , на основе сигнала I и сигнала Q, вводимого через AD. преобразователи 19 и 20 .

Блок определения мощности 21 b выполняет определение на основе уровня сигнала, обнаруженного блоком детектора мощности 21 a .В частности, блок 21 b определителя мощности определяет, больше ли уровень сигнала, обнаруженный блоком 21 a детектора мощности, ранее установленного порогового значения. Когда уровень сигнала превышает пороговое значение, блок определения мощности 21 b выводит сигнал выбора Sf, обозначающий локальный сигнал L 2 , в схему гетеродина 13 , и когда уровень сигнала равен до или ниже порогового значения, блок определения мощности 21, b выдает сигнал выбора Sf, обозначающий локальный сигнал L 1 , в схему 13 гетеродина.Обратите внимание, что хотя в настоящем описании описан случай, когда переключение между локальными сигналами L 1 и L 2 выполняется в соответствии с соотношением величин между уровнем сигнала, обнаруженным блоком детектора мощности 21 a и пороговое значение, изобретение этим не ограничивается. Например, блок определения мощности , 21, , b, может устанавливать два пороговых значения и переключаться между локальными сигналами L 1 и L 2 по характеристикам гистерезиса.

Схема демодулятора 22 определяет, есть ли прием принятого сигнала, на основе I-сигнала и Q-сигнала, вводимых из блока 21 процессора цифровых сигналов. Когда определено, что есть прием принятого сигнала, схема демодулятора 22 извлекает информацию об амплитуде, частоте и фазе на основе сигнала I и сигнала Q и демодулирует принятый сигнал на основе из них.В частности, схема 22 демодулятора включает в себя, например, блок измерения RSSI, сконфигурированный для определения уровня сигнала, и определяет, что есть прием принятого сигнала, когда уровень сигнала, измеренный блоком измерения RSSI, превышает ранее установленный порог. значение для определения приема сигнала. Только когда определено, что принят принятый сигнал, схема демодулятора 22 демодулирует принятый сигнал на основе сигналов I и Q, а затем выводит как демодулированный сигнал FM в звуковой фильтр 23 .

Звуковой фильтр 23 ослабляет сигналы диапазонов, отличных от слышимого человеком диапазона, например, диапазона от 300 Гц до 3 кГц. Демодулированный FM-сигнал, ослабленный звуковым фильтром 23 , выводится на динамик 24 .

Далее будет описана работа вышеупомянутого варианта осуществления.

РИС. 2 является блок-схемой, иллюстрирующей один пример процедуры обработки блока определения мощности 21 b.

В приемнике 1 при запуске сигнал выбора Sf, обозначающий локальный сигнал L 1 в качестве начального состояния, выводится из блока определения мощности 21 b в схему гетеродина 13 (этап S 1 ).Схема 13, гетеродина выводит локальный сигнал L 1 , частота которого установлена ​​равной частоте принятого радиочастотного сигнала.

Таким образом, принятый РЧ-сигнал, поступающий на антенну 11 , усиливается с низким уровнем шума малошумящим усилителем 12 , а затем умножается на локальные сигналы L 1 , фазы которых отличаются друг от друга на 90 градусов. блоком 15 квадратурного демодулятора Ich и блоком 16 квадратурного демодулятора Qch для создания I-сигнала и Q-сигнала.Сигналы I и Q вводятся в блок 21 процессора цифровых сигналов через схемы фильтров 17 , 18 и аналого-цифровые преобразователи 19 , 20 и подвергаются предопределенной обработке блоком процессора цифровых сигналов. 21 с последующей FM демодуляцией схемой демодулятора 22 . Демодулированный FM-сигнал, демодулированный схемой 22 демодулятора, выводится из динамика 24 после ослабления сигналов диапазонов, отличных от заранее определенного диапазона, звуковым фильтром 23 .

В этом случае, на основе сигнала I и сигнала Q, блок детектора мощности 21 a определяет мощность сигнала основной полосы частот после обработки фильтрующими схемами 17 и 18 (этап S 2 ) и обозначает локальный сигнал L 1 в течение периода времени, в течение которого уровень сигнала равен или меньше порогового значения. Соответственно, принятый РЧ-сигнал, вводимый в антенну 11, , преобразуется с понижением частоты локальным сигналом L 1 , установленным на ту же частоту, что и принимаемый РЧ-сигнал.

С другой стороны, когда уровень сигнала основной полосы частот больше, чем пороговое значение, блок детектора мощности 21 a переходит к этапу S 3 и выводит сигнал выбора Sf, обозначающий локальный сигнал Л 2 .

Схема 13 гетеродина переключается с местного сигнала L 1 на локальный сигнал L 2 , установленный на частоту, полученную путем добавления частоты смещения Foff к частоте принятого сигнала.Соответственно, принятый РЧ-сигнал, вводимый в антенну 11, , преобразуется с понижением частоты локальным сигналом L 2 , установленным на частоту, полученную путем прибавления частоты смещения Foff к частоте принятого РЧ-сигнала.

Когда уровень сигнала основной полосы частот становится меньше, чем пороговое значение, опять же из вышеуказанного состояния, блок детектора мощности 21 a переходит с этапа S 4 на этап S 5 и переключается к сигналу выбора Sf, обозначающему местный сигнал L 1 .Соответственно, принятый РЧ-сигнал, вводимый в антенну 11, , преобразуется с понижением частоты локальным сигналом L 1 , установленным на ту же частоту, что и принимаемый РЧ-сигнал. После этого аналогичным образом выполняется преобразование с понижением частоты с использованием локального сигнала L 1 или L 2 в зависимости от того, равна ли мощность сигнала сигналов основной полосы частот пороговому значению или нет.

Здесь, в состоянии, когда другая сторона в вызове прекращает говорить во время разговора и, таким образом, CW-сигнал вводится как принятый RF-сигнал, частотная ошибка между CW-сигналом и локальным сигналом или т.п. может вызвать искажение. в сигналах основной полосы частот, например, как показано на фиг.4A и 4B. Когда сигналы основной полосы частот, включающие искажение, демодулируются FM, компонент сигнала, например, на 2 × Δf кГц или 4 × Δf кГц из-за компонента искажения, то есть частотная ошибка появляется в демодулированном FM сигнале, хотя изначально она должна быть беззвучным.

В этом случае, когда уровень сигнала основной полосы частот после обработки фильтрующими схемами 17 и 18 меньше порогового значения, выполняется преобразование с понижением частоты с использованием локального сигнала L 1 .Другими словами, принятый РЧ-сигнал преобразуется с понижением частоты в сигналы основной полосы частот приемной системой с нулевой ПЧ, в которой принятый РЧ-сигнал умножается на локальный сигнал, имеющий ту же частоту, что и частота принятого РЧ-сигнала.

Например, когда ошибка частоты Δf составляет 1 кГц, искажения, показанные на фиг. Каждый из 4A и 4B появляется как компонент сигнала при 2 × Δf = 2 кГц или 4 × Δf = 4 кГц в демодулированном ЧМ сигнале. Путем фильтрации демодулированного FM-сигнала через звуковой фильтр 23 можно ослабить компонент сигнала, появляющийся на частоте 4 кГц, но компонент сигнала, проявляющийся на частоте 2 кГц, не может быть ослаблен.Поскольку демодулированный FM-сигнал включает в себя компонент сигнала на частоте 2 кГц, тональный сигнал выводится из приемника 1 . Однако в этом случае мощность сигналов основной полосы частот меньше порогового значения. Таким образом, даже при выводе в виде тонального сигнала из приемника 1 он не слышен пользователем приемника 1 , или, даже если слышен, игнорируется для него или нее.

С другой стороны, в состоянии, когда CW-сигнал вводится как принятый RF-сигнал, когда уровень сигнала основной полосы частот, отфильтрованных схемами фильтрации 17 и 18 , становится большим и превышает пороговое значение ( е.g., как и в ситуации, когда обе стороны в вызове расположены относительно близко друг к другу), преобразование с понижением частоты выполняется с использованием локального сигнала L 2 . Блок 15 квадратурного демодулятора Ich и блок 16 квадратурного демодулятора Qch выполняют преобразование с понижением частоты с использованием локального сигнала L 2 , установленного на частоту «Frf + Foff», отличную от частоты принятого радиочастотного сигнала. Другими словами, принятый РЧ-сигнал преобразуется с понижением частоты приемной системой с низкой ПЧ, в которой принятый РЧ-сигнал умножается на локальный сигнал, частота которого отличается от частоты принятого РЧ-сигнала.

В этом случае компонент сигнала из-за частотной ошибки Δf появляется как компонент сигнала, имеющий частоту «сдвиг частоты Foff-Δf» в демодулированном ЧМ сигнале. Благодаря этому, когда искажения, показанные на фиг. 4A и 4B, каждый из них появляется как компонент сигнала 2 × (Foff-Δf) = 6 кГц или 4 × (Foff-Δf) = 12 кГц, где частота смещения Foff составляет 4 кГц, а ошибка частоты Δf равна 1. кГц, как показано на фиг. 3. Таким образом, оба компонента сигнала ослабляются звуковым фильтром 23 .Другими словами, тональный сигнал, выводимый из приемника 1 , уменьшается.

Короче говоря, даже когда мощность сигналов основной полосы частот, полученных преобразованием с понижением частоты принятого радиочастотного сигнала от антенны 11 , велика, и, таким образом, в сигналах основной полосы частот возникает относительно большое искажение, выполняется преобразование с понижением частоты с использованием локального сигнала L 2 позволяет устанавливать частоту компонента сигнала, вызванного ошибкой частоты, появляющегося в демодулированном ЧМ сигнале, за пределами звуковой полосы частот, которые могут быть пропущены через звуковой фильтр 23 .Соответственно, компонент сигнала, вызванный частотной ошибкой, появляющийся в демодулированном FM-сигнале, может быть ослаблен звуковым фильтром 23 , который, следовательно, может помешать пользователю приемника 1 услышать тональный сигнал, состоящий из вызванного ошибкой частоты сигнала. компонент сигнала.

Напротив, когда ошибка частоты Δf составляет «-1 кГц», а мощность сигналов основной полосы частот мала, преобразование с понижением частоты выполняется с использованием локального сигнала L 1 .Даже если ошибка частоты возникает между CW-сигналом и локальным сигналом L 1 и, таким образом, в демодулированном FM-сигнале появляется компонент сигнала, вызванный ошибкой частоты, компонент сигнала, имеющий частоту за пределами звуковой полосы, ослабляется звуковым фильтром. 23 . Кроме того, даже в случае компонента сигнала в слышимой полосе, мощность сигнала основной полосы частот изначально мала, так что даже когда демодулированный FM-сигнал включает компонент сигнала, вызванный ошибкой частоты, тональный сигнал сигнала компонент не слышен пользователем приемника 1 , или даже если слышен, игнорируется для него или нее.

Кроме того, когда мощность сигналов основной полосы частот велика и превышает пороговое значение, выполняется преобразование с понижением частоты с использованием локального сигнала L 2 . Например, когда ошибка частоты Δf составляет -1 кГц, а частота смещения Foff равна 4 кГц, если искажения, проиллюстрированные на фиг. 4A и 4B, в демодулированном ЧМ сигнале появляется компонент сигнала 2 × (Foff-Δf) = 10 кГц или 4 × (Foff-Δf) = 20 кГц. Таким образом, составляющая сигнала, вызванная ошибкой по частоте, ослабляется путем прохождения через звуковой фильтр , 23, , что не позволяет пользователю приемника 1 слышать тональный сигнал.

Таким образом, в настоящем изобретении, когда мощность сигналов, преобразованных с понижением частоты, превышает пороговое значение, преобразование с понижением частоты выполняется с использованием локального сигнала L 2 , полученного путем смещения частоты принятого радиочастотного сигнала.

Таким образом, когда CW-сигнал вводится как принятый RF-сигнал, даже если компонент сигнала появляется из-за ошибки частоты между CW-сигналом и локальным сигналом, появляется в сигналах, преобразованных с понижением частоты, частота компонента сигнала может быть отделен от полосы частот сигналов основной полосы частот.Таким образом, использование подходящего частотного фильтра по мере необходимости позволяет ослабить компонент сигнала из-за частотной ошибки. Например, в вышеописанном варианте осуществления компонент сигнала из-за частотной ошибки был ослаблен путем пропускания модулированного FM сигнала через звуковой фильтр 23 .

Здесь, даже когда другой абонент в вызове говорит, переключение между локальными сигналами L 1 и L 2 выполняется в соответствии с мощностью сигнала сигналов основной полосы частот.В том случае, когда мощность сигналов основной полосы частот равна или меньше порогового значения, преобразование с понижением частоты выполняется с использованием локального сигнала L 1 , установленного на ту же частоту, что и частота принятого радиочастотного сигнала, тогда как когда уровень сигнала основной полосы частот превышает пороговое значение, выполняется преобразование с понижением частоты с использованием локального сигнала L 2 , установленного на частоту, полученную путем добавления частоты смещения Foff к частоте принятого радиочастотного сигнала.Другими словами, это эквивалентно выполнению обработки приема системой приема с нулевой ПЧ, когда уровень сигнала сигналов основной полосы частот равен или меньше порогового значения, и выполнению обработки приема системой приема с низкой ПЧ, когда сигнал мощность сигналов основной полосы частот больше порогового значения. При переключении с системы приема с нулевой ПЧ на систему приема с низкой ПЧ можно принимать, не вызывая каких-либо дефектов и т.п. в принятом РЧ-сигнале, например, путем переключения схем фильтров 17 и 18 в соответствии с полосой сигнала основной полосы частот.Соответственно, возникновение тонального сигнала, возникающего из-за использования системы приема с нулевой ПЧ, может быть предотвращено при сохранении характеристик, эквивалентных характеристикам системы приема с нулевой ПЧ.

Следует отметить, что хотя приведенное выше описание было дано для случая, когда ошибка частоты Δf составляет ± 1 кГц, а частота смещения Foff равна 4 кГц, это всего лишь один пример, и настоящее изобретение не ограничивается этим.

Как описано выше, частота смещения Foff может быть установлена ​​на такое значение, что частота компонента сигнала, которая появляется в модулированном сигнале FM из-за ошибки частоты Δf между CW-сигналом и локальным сигналом L 1 , может быть смещенным на полосу, отличную от звуковой полосы звукового фильтра 23 .Например, частота Foff смещения может быть установлена ​​с учетом полосы ослабления звукового фильтра , 23, , ширины канала приемника , 1, , величины ошибки частоты Δf и т.п. В качестве одного примера, когда ширина канала приемника 1 составляет 12,5 кГц, а ошибка частоты Δf составляет 1 кГц, частота смещения Foff устанавливается равной примерно 3,5 кГц.

Кроме того, когда частота смещения Foff слишком мала, компонент сигнала, возникающий из-за частотной ошибки Δf, не может быть в достаточной степени ослаблен звуковым фильтром 23 , так что уменьшение тонального сигнала не может быть достигнуто в достаточной степени.И наоборот, когда частота смещения Foff слишком велика, она может мешать сигналу изображения, так что требуется защита сигнала изображения и т.п., что усложняет устройство. Таким образом, предпочтительно устанавливать частоту смещения Foff с учетом этих фактов.

Кроме того, хотя в вышеприведенном варианте осуществления описан случай, когда блок детектора мощности 21 a и блок определения мощности 21 b включены в блок процессора цифровых сигналов 21 , настоящее изобретение является не ограничиваясь этим.Блок детектора мощности , 21, , , может быть размещен в любом другом месте, если он может определять уровень сигнала компонента сигнала, имеющего частоту, соответствующую целевому каналу приемника 1 , в котором сигналы диапазонов кроме частоты, соответствующей целевому каналу приемника 1 , волны помех и т.п. ослабляются. Соответственно, например, мощность сигнала основной полосы частот может быть обнаружена на основе сигнала между схемой фильтра , 17, и аналого-цифровым преобразователем , 19, , и сигнала между схемой фильтра , 18, и аналого-цифровым преобразователем . 20 .

Согласно варианту осуществления, описанному выше, приемник прямого преобразования может подавлять ухудшение качества приема из-за приема сигнала CW.

Хотя некоторые примерные варианты осуществления настоящего изобретения были описаны выше, варианты осуществления являются примерами устройств и способов для воплощения технологических идей изобретения, а материалы, формы, структуры, компоновки и тому подобное для составляющих компонентов не указаны. технологическими идеями изобретения.В технологические идеи изобретения могут быть внесены различные изменения в технологическом диапазоне, определенном формулой изобретения.

СПИСОК ЗНАКОВ
    • 1 : Приемник прямого преобразования
    • 2 : Аудио фильтр
    • 11 : Антенна
    • Схема 12 : Усилитель с низким уровнем шума
    • 15 : Блок квадратурного демодулятора Ich
    • 16 : Блок квадратурного демодулятора Qch
    • 21 : Блок процессора цифровых сигналов
    • 21 a : Блок детектора мощности
    • 211 : Блок определения мощности
    • 22 : Схема демодулятора
    • 23 : Звуковой фильтр

Два усовершенствованных метода подавления помех для приемников прямого преобразования

Для решения проблем утечки несущей и смещения постоянного тока при прямом преобразовании система приемника (DCR), в статье предложены два вида усовершенствованных технологических y для преодоления проблем в системе DCR.Один из них – технология отмены оператора связи РФ; на традиционную технологию подавления, основанную на фильтре с сосредоточенными параметрами, можно легко влиять с помощью параметров распределения, в улучшенных схемах используется мост на 3 дБ для реализации фазовращателя на 180 градусов, и метод может адаптироваться к более широкому диапазону радиочастот. Другой – метод подавления смещения постоянного тока; предлагается новая схема контура сервопривода постоянного тока, которая заменит традиционную схему усилителя со связью по переменному току. Это может улучшить целостность сигнала основной полосы частот и снизить сложность последующего программного алгоритма.Результаты экспериментов показывают, что два вида улучшенных технологий могут улучшить производительность DCR и расширить область его применения.

1. Введение

Приемник прямого преобразования (DCR), также известный как приемник с нулевой ПЧ, представляет собой конструкцию радиоприемника, которая реализует однократное преобразование радиочастотного сигнала в сигнал основной полосы частот. По сравнению с супергетеродинной структурой, система DCR не имеет зеркальной частотной интерференции и может быть легко реализована с низкими затратами [1].

В системе DCR с одной антенной специальный компонент, циркулятор, обычно используется для реализации разделения между отправляемыми и принимаемыми сигналами; он показан на рисунке 1.


Циркулятор представляет собой трехпортовое устройство, включая порт запуска, порт антенны и порт приема. Из-за свойств магнитного материала циркулятор нелегко сконструировать с высокой изоляцией. По измерениям векторного анализатора цепей в случае хорошего согласования изоляция может достигать только 26 дБ. В реальных условиях из-за длины проводки на печатной плате и несоответствия импеданса антенны изоляция часто бывает ниже 20 дБ [2]. Низкая изоляция вызовет некоторые проблемы, первая из которых – проблема линейности; передаваемый сигнал может попасть в порт приема несколькими способами, как показано на рисунке 2; один путь – через порт антенны, напрямую попадающий в порт приема, а другой – через утечку циркулятора порта запуска в порт приема.Мощность сигнала утечки в приемном порту намного превышает мощность принятого сигнала; легко вызвать насыщение входной цепи приемника (МШУ и смесителя).


Другой проблемой системы DCR является проблема смещения постоянного тока. Любая утечка между портами LO и RF смесителя приведет к возникновению нежелательной составляющей постоянного тока; большой сигнал постоянного тока будет влиять на последующий усилитель постоянного тока. Из-за наличия постоянного напряжения широкополосный усилитель не может работать в режиме связи по постоянному току и может работать только в режиме связи по переменному току.Конденсатор переменного тока не только ограничивает скорость передачи данных, но также влияет на ширину импульса сигнала основной полосы частот, а неопределенная длительность импульса сигнала основной полосы частот серьезно влияет на последующий алгоритм декодирования.

2. Традиционный метод обхода, используемый в системе DCR

Чтобы решить указанную выше проблему, люди предложили некоторые меры по улучшению [3, 4]. Один из методов – попытаться улучшить согласование импеданса порта циркулятора с помощью антенного переключателя с улучшенным коэффициентом стоячей волны напряжения (КСВН) для увеличения линии компенсации в реальной цепи.Однако практика показывает, что эффект от метода весьма ограничен из-за собственного свойства циркулятора. Второй метод заключается в уменьшении мощности утечки передаваемого сигнала на приемный терминал, чтобы снизить уровень мощности передаваемого сигнала; в результате уменьшается расстояние связи. Третий метод, двойные балансные смесители с высоким IP3, используется в приемнике; в результате снижается SNR приемника, а также ухудшается расстояние связи и качество связи в приемнике.

Вышеупомянутые методы существенно не улучшают упомянутые проблемы и ограничивают область применения системы DCR прикладной системы.

3. Новый метод подавления несущей

Технология подавления несущей – это технология обратного синтеза мощности [5], которую можно использовать для решения нелинейных искажений усилителя мощности и расширения предела частоты измерения в супергетеродинном анализаторе спектра. В некоторых статьях также предлагались методы оформления отмены оператора связи.Однако в таких способах проектирования обычно используется подход с сосредоточенными параметрами, и сигнал подавления генерируется фильтром RLC, который обычно используется в случае диапазона менее 900 M. При применении к более высокому диапазону RF на схему с сосредоточенными параметрами будут серьезно влиять параметры распределения, и поэтому функция подавления несущей не может быть хорошо реализована.

Чтобы исключить влияние сосредоточенных параметров, предлагается новый метод отмены несущей, как показано на рисунке 3.


Усовершенствованная схема увеличивает направленный ответвитель, микрополосковый фазовращатель на 180 ° и аттенюатор с электрическим регулированием (ERC); фазовращатель ERC 180 ° является ключевой схемой. Ниже описывается роль каждой цепи.

(1) Направленные ответвители A и B . Две схемы идентичны по структуре, но разные функции. Роль направленного ответвителя, используемого в качестве делителя мощности, связана с определенной энергией радиочастотного сигнала. Роль направленного ответвителя, используемого в качестве сумматора мощности, заключается в наложении электрического выхода аттенюатора модулированного радиочастотного сигнала и сигнала утечки из циркулятора и порта антенны.Его степень связи составляет около -6 дБ, а центральная частота в документе – 2,45 ГГц.

(2) ERC 180 ° Фазовый сдвиг . Это ключевая схема, которая не только обеспечивает сдвиг фазы около 180 °, но также имеет возможность очень точной регулировки фазы. Поскольку метод сдвига фазы несущей очень чувствителен к радиочастотной частоте, точное соответствие степени сдвига фазы серьезно повлияет на результаты. В реальной реализации следует учитывать как фазовый сдвиг сигнала утечки, так и подавление фазового сдвига.Исходя из вышеизложенного, мы предлагаем использовать микрополосковый электронный мост для реализации фазовращателя. Чтобы решить проблему точной настройки фазы, два PIN-диода через сеть преобразования импеданса размещаются в двух плечах моста в качестве устройств контроля напряжения. Фазовращатель имеет центральную частоту 2,45 ГГц, полосу пропускания 3 дБ около 600 МГц и вносимые потери на частоте 2,45 ГГц 3,5 дБ. Он показан на рисунке 4.


(3) Аттенюатор ERC . Обычный PIN-диод можно использовать на более низких частотах, но для высокочастотных приложений емкость перехода PIN-диода уменьшит величину ослабления мощности.В этой статье для минимизации ошибок используется микросхема аттенюатора Skyworks. При изменении 0 В ~ 1,2 В диапазон регулировки амплитуды составляет. Аттенюатор ERC не только может находить точки наилучшего смещения амплитуды, но и может адаптироваться к разнице в изоляции внутри циркулятора.

4. Моделирование ADS цепи утечки несущей и эксперимент

Два порта связаны друг с другом коэффициентом связи; в матрице рассеяния утечку можно выразить следующим образом: Взаимосвязь между фазовращателями управления напряжением показана на рисунке 5.


Реальный результат проверяется анализатором спектра, как показано на рисунке 6. Экспериментальные результаты показывают, что система может быть получена при затухании 30 дБ.


5. Проблемы смещения постоянного тока и их решения в системе DCR

Приемник DCR принесет нежелательную составляющую постоянного тока; это намного больше, чем полезная амплитуда сигнала основной полосы частот. Три основных источника утечек вызывают смещение постоянного тока, как показано на рисунке 7. Например, если уровень гетеродина входного смесителя приемника составляет +17 дБмВт, мощность передачи составляет 1 Вт, а изоляция циркулятора составляет около 20 дБ.Когда не используется схема подавления несущей, утечка мощности сигнала гетеродина смесителя составляет до 10 мВт.


Достигается напряжение смещения постоянного тока: где обозначает коэффициент усиления, а где – сигнал постоянного тока и сигнал, включающий как постоянную, так и переменную составляющие.

Принимая во внимание потери на преобразовании в смесителе 6 дБ, выходное напряжение постоянного тока смесителя составляет около 447 мВ. Со схемой подавления несущей выходное напряжение постоянного тока смесителя составляет около 30 мВ, а напряжение постоянного тока больше, чем амплитуда сигнала основной полосы частот.

Из-за наличия постоянного напряжения усилитель со связью по переменному току обычно используется для усиления слабого сигнала основной полосы частот. Теоретический анализ показывает, что связь по переменному току будет влиять на качество цифрового сигнала основной полосы частот. На рисунке 8 показан результат разной скорости передачи данных при использовании многокаскадного усилителя переменного тока.

Для усилителя переменного тока с фиксированной константой связи специальная скорость передачи данных подходит для специальной скорости передачи данных, но когда скорость сигнала основной полосы частот выше или ниже частоты, усиленный сигнал будет производить интегральные или дифференциальные эффекты, а частота модулирующих сигналов целостность сигнала нарушена, поэтому были разработаны некоторые сложные программные алгоритмы для исправления искаженных сигналов основной полосы частот [6–9].

6. Новая конструкция широкополосного усилителя постоянного тока с контуром обратной связи по постоянному току

Чтобы решить эти проблемы, мы предложили новый новый широкополосный усилитель с высоким коэффициентом усиления с низкочастотным серво контуром. Базовая схема показана на рисунке 9.


Схемы содержат два фильтра нижних частот, многокаскадный широкополосный усилитель постоянного тока, интегратор и активную схему определения порога. Высокочастотный сигнал смесителя фильтруется фильтром нижних частот 1, а основная полоса и сигнал постоянного тока сохраняются.Многокаскадные усилители постоянного тока имеют большой динамический диапазон; в схеме моделирования коэффициент усиления установлен на уровне 100 дБ, а полоса пропускания усилителя при полной мощности удовлетворяет требованиям к максимальной скорости системы DCR. Фильтр нижних частот 2 и схема интегратора являются основными компонентами для подавления влияния постоянного тока и шума; схемы отфильтровывают переменную составляющую из усилителя постоянного тока, сохраняя при этом ее постоянную и низкочастотную составляющие; активный интегратор накапливает напряжение постоянного тока и возвращает обратный сигнал на инверсный вход высокоскоростного усилителя постоянного тока, поскольку интегратор производит выборку сигнала с последнего усилителя.Компонент постоянного тока, создаваемый фронтальным микшером или самим высокоскоростным операционным усилителем, будет ограничен до очень небольшого уровня. Принимая во внимание шум в широкополосном усилителе, фильтр нижних частот 2 и интегратор должны быть установлены на более высокую частоту среза, но для того, чтобы попытаться сохранить целостность сигнала основной полосы частот, необходимо установить более низкую частоту среза. .

Сигнал основной полосы частот представляет собой последовательный прямоугольный импульс, и в соответствии с преобразованием Фурье прямоугольный импульс может быть выражен как Спектр мощности выражается как Средняя нормализованная спектральная плотность мощности серии прямоугольных импульсов, представляющих биты данных, таким образом, как правило, процент мощности сигнала в пределах полосы частот – хороший показатель искажения сигнала.По результату моделирования схемы целесообразно, чтобы частота среза была установлена ​​на уровне 0,1% от скорости передачи данных основной полосы частот; например, если скорость передачи данных составляет 32 кГц, частота среза фильтра 2 нижних частот может быть установлена ​​на 32 Гц.

В то же время частота среза определяет шум смещения; Согласно типичной модели усилителя MOSFET, шум в районе 1 кГц может быть выражен как Мощность шума в полосе частот от 0 Гц до 32 Гц может быть рассчитана: Для теплового шума мы имеем Таким образом, мощность шума подавления равна показано на рисунке 10; По сравнению с моделью связи по переменному току (рис. 8) улучшенная схема работает в режиме связи по постоянному току с низкочастотным контуром сервопривода с обратной связью.При моделировании коэффициент усиления многокаскадного усилителя установлен на уровне 100 дБ, и данные, закодированные в манчестерском коде, со смещением 5 мВ постоянного тока применяются к обеим схемам.


Результаты моделирования (рисунок 11) показывают, что обе схемы могут устранить смещение постоянного тока, но усилитель связи переменного тока не может адаптировать различные скорости передачи данных и вызывает искажение сигнала при высокой скорости передачи данных и низкой скорости передачи данных; в то время как усилитель связи постоянного тока с низкочастотной серво-петлей может поддерживать целостность сигнала при любой скорости передачи данных, сигнал не имеет значительных искажений.

Эта схема применяется в системе DCR RFID, и результат теста показан на рисунке 12; волна модулирующего сигнала, отраженная от метки, может очень хорошо поддерживаться при различной скорости передачи данных.

7. Заключение

В этой статье представлена ​​разработка технологии подавления несущей микрополосковой схемы для системы DCR; Результаты экспериментов показывают, что использование этого технологического решения позволяет снизить мощность утечки несущей на 25 дБ, что эквивалентно изоляции циркулятора, до 45 дБ.Такой подход обеспечивает линейность приемника, так что во входной цепи приемника можно использовать более малошумящие предусилители для увеличения дальности связи системы DCR. Кроме того, для решения проблемы смещения постоянного тока предлагается новая широкополосная схема усилителя со стереоконтролем постоянного тока; Результаты моделирования и экспериментов показывают, что новые схемы могут решить проблему смещения постоянного тока и сохранить целостность сигнала основной полосы частот.

Конкурирующие интересы

Авторы заявляют, что у них нет конкурирующих интересов.

Благодарности

Эта работа была поддержана грантом Национального исследовательского фонда Китая, финансируемым правительством Китая (11374162) и Университетским проектом естественных наук (TJ215009, NY215162). Выражаем благодарность за помощь старшим инженерам Цзинцин Ченгу и Юфэн Го.

Дом

Qorvo® создаст современный центр упаковки полупроводников

Qorvo® был выбран правительством США для создания центра производства и создания прототипов высокотехнологичной гетерогенной интегрированной упаковки (SHIP) RF.Программа SHIP обеспечит доступность опыта и лидерства в области упаковки микроэлектроники как для оборонных подрядчиков США, так и для коммерческих клиентов, которым требуется проектирование, проверка, сборка, тестирование и производство радиочастотных компонентов следующего поколения.

Эксклюзивное соглашение о других сделках с судном (OTA) на сумму до 75 миллионов долларов было присуждено компании Qorvo Центром надводных боевых действий ВМС (NSWC), Подразделение кранов. Эта программа финансируется Программой доверенной и гарантированной микроэлектроники (T&AM) Управления заместителя министра обороны по исследованиям и разработкам (OUSD R&E) и администрируется Соглашением о других транзакциях (OTA) Advanced Resilient Trusted System (S²MARTS) для стратегических и спектральных миссий. ) под управлением National Security Technology Accelerator (NSTXL).

В рамках программы SHIP Qorvo разработает и предоставит высочайший уровень интеграции разнородной упаковки. Это необходимо для удовлетворения требований к размеру, весу, мощности и стоимости (SWAP-C) для радиолокационных систем следующего поколения с фазированной антенной решеткой, беспилотных транспортных средств, платформ радиоэлектронной борьбы и спутниковой связи.

Электронная книга: Учебник по радиолокационным системам для дизайнеров

В сочетании с достижениями в области фазированных антенных решеток и интеграционных технологий, радары выходят за пределы военных / аэрокосмических рынков для решения множества коммерческих приложений.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.