Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Корректор коэффициента мощности | Преобразовательная техника

Корректор коэффициента мощности

Преобразовательная техника

Введение

В последние десятилетия количество электроники, используемой в домашних условиях, в офисах и на производстве, резко увеличилось, и в большинстве устройств применяются импульсные источники питания. Такие источники генерируют гармонические и нелинейные искажения тока, которые отрицательно влияют на проводку электросети и электроприборы, подключенные к ней. Это влияние выражается не только в разного рода помехах, сказывающихся на работе чувствительных устройств, но и в перегреве нейтральной линии. При протекании в нагрузках токов со значительными гармоническими составляющими, не совпадающими по фазе с напряжением, ток в нейтральном проводе (который при симметричной нагрузке, практически, равен нулю) может увеличится до критического значения.

Международная электротехническая комиссия (МЭК) и Европейская организация по стандартизации в электротехнике (CENELEC) приняли стандарты IEC555 и EN60555, устанавливающие ограничения на содержание гармоник во входном токе вторичных источников электропитания, электронных нагрузках люминесцентных ламп, драйверах двигателей постоянного тока и аналогичных приборах.

Один из эффективных способов решения этой задачи - применение корректоров коэффициента мощности PFC (Power Factor Correction). На практике это означает, что во входную цепь практически любого электронного устройства с импульсными преобразователями необходимо включать специальную PFC-схему, обеспечивающую снижение или полное подавление гармоник тока.

Коррекция коэффициента мощности

Типичный импульсный источник питания состоит из сетевого выпрямителя, сглаживающего конденсатора и преобразователя напряжения. Такой источник потребляет мощность только в те моменты, когда напряжение, подаваемое с выпрямителя на сглаживающий конденсатор, выше напряжения на нем (конденсаторе), что происходит в течение примерно четверти периода. В остальное время источник не потребляет мощности из сети, так как нагрузка питается от конденсатора. Это приводит к тому, что мощность отбирается нагрузкой только на пике напряжения, потребляемый ток имеет форму короткого импульса и содержит набор гармонических составляющих (см.

рис. 1).

Вторичный источник питания, имеющий коррекцию коэффициента мощности, потребляет ток с малыми гармоническими искажениями, равномернее отбирает мощность от сети, имеет коэффициент амплитуды (отношение амплитудного значения тока к его среднеквадратичному значению) ниже, чем у некорректированного источника. Коррекция коэффициента мощности снижает среднеквадратическое значение потребляемого тока, что позволяет подключать к одному выводу электросети больше разных устройств, не создавая в ней перегрузок по току (см. рис. 2).

Коэффициент мощности

Коэффициент мощности (Power Factor PF) - параметр, характеризующий искажения, создаваемые нагрузкой (в нашем случае - источником вторичного электропитания) в сети переменного тока. Существует два вида искажений - гармонические и нелинейные. Гармонические искажения вызываются нагрузкой реактивного характера и представляют собой сдвиг фаз между током и напряжением.

Нелинейные искажения вносятся в сеть «нелинейными» нагрузками. Эти искажения выражаются в отклонении формы волны тока или напряжения от синусоиды. В случае гармонических искажений коэффициентом мощности считается косинус разности фаз между током и напряжением или отношение активной мощности к полной мощности, потребляемой из сети. Для нелинейных искажений коэффициент мощности равен доле мощности первой гармонической составляющей тока в общей мощности, потребляемой устройством. Его можно считать показателем того, насколько равномерно устройство потребляет мощность от электросети.

В общем случае коэффициент мощности - это произведение косинуса угла разности фаз между напряжением и током на косинус угла между вектором основной гармоники и вектором полного тока. К такому определению приводят рассуждения, приводимые ниже. Действующий ток, протекающий в активной нагрузке, имеет вид:

I2эфф

=I 20+I21эфф +SI2nэфф,

где I2nэфф - постоянная составляющая (в случае синусоидального напряжения равна нулю), I21эфф - основная гармоника, а под знаком суммы - младшие гармоники. При работе на реактивную нагрузку в этом выражении появляется реактивная составляющая, и оно принимает вид:

I2эфф=I 20+(I21эфф(P) +I21эфф(Q))+SI 2nэфф. Активная мощность - это среднее за период значение мощности, выделяемой на активной нагрузке. 

Ее можно представить в виде произведения действующего напряжения на активную составляющую тока P=Uэфф Ч I1эфф(P). Физически это энергия, выделяющаяся в виде тепла в единицу времени на активном сопротивлении. Под реактивной мощностью понимают произведение действующего напряжения на реактивную составляющую тока: Q=Uэфф

Ч I1эфф(Q). Физический смысл - это энергия, которая перекачивается два раза за период от генератора к нагрузке и два раза - от нагрузки к генератору. Полной мощностью называется произведение действующего напряжения на общий действующий ток: S=U эфф Ч Iэфф(общ). На комплексной плоскости его можно представить как сумму векторов P и Q, откуда видна зависимость I2=I1эфф(общ) cos j, где j - угол между векторами P и Q, который также характеризует разность фаз между током и напряжением в цепи.

Основываясь на вышесказанном, выводим определение для коэффициента мощности:

PF=P/S=(I1эфф cos j)/(Iэфф(общ) ).

Стоит заметить, что отношение (I1эфф)/(Iэфф(общ) ) есть косинус угла между векторами, соответствующими действующему значению общего тока и действующему значению его первой гармоники. Если обозначить этот угол q, то выражение для коэффициента мощности принимает вид: PF=cos j Ч cos q. Задача коррекции коэффициента мощности состоит в том, чтобы приблизить к нулю угол разности фаз j между напряжением и током, а также угол q гармонических искажений потребляемого тока (или, другими словами, максимально приблизить форму кривой тока к синусоиде и максимально компенсировать фазовый сдвиг).

Коэффициент мощности выражается в виде десятичной дроби, значение которой лежит в пределах от 0 до 1. Его идеальное значение - единица (для сравнения, типичный импульсный источник питания без коррекции имеет значение коэффициента мощности около 0,65), 0,95 - хорошее значение; 0,9 - удовлетворительное; 0,8 - неудовлетворительное. Применение коррекции коэффициента мощности может увеличить коэффициент мощности устройства с 0,65 до 0,95. Вполне реальны и значения в пределах 0,97…0,99. В идеальном случае, когда коэффициент мощности равен единице, устройство потребляет из сети синусоидальный ток с нулевым фазовым сдвигом относительно напряжения (что соответствует полностью активной нагрузке с линейной вольтамперной характеристикой). 

Пассивная коррекция коэффициента мощности

Пассивный метод коррекции чаще всего применяется в недорогих малопотребляющих устройствах (где не предъявляется строгих требований к интенсивности младших гармоник тока). Пассивная коррекция позволяет достичь значения коэффициента мощности около 0,9. Это удобно в случае, когда источник питания уже разработан, остается только создать подходящий фильтр и включить его в схему на входе.

Пассивная коррекция коэффициента мощности состоит в фильтрации потребляемого тока при помощи полосового LC-фильтра. Этот метод имеет несколько ограничений. LC-фильтр может быть эффективен как корректор коэффициента мощности только в случае, если напряжение, частота и нагрузка изменяются в узком интервале значений . Так как фильтр должен работать в области низких частот (50/60 Гц), его компоненты имеют большие габариты, массу и малую добротность (что не всегда приемлемо). Во-первых , количество компонентов при пассивном подходе намного меньше и, следовательно - время наработки на отказ больше,

и во вторых, при пассивной коррекции создается меньше электромагнитных и контактных помех, чем при активной.  

Активная коррекция коэффициента мощности

Активный корректор коэффициента мощности должен удовлетворять трем условиям:

1) Форма потребляемого тока должна быть как можно ближе к синусоидальной и - «в фазе» с напряжением. Мгновенное значение тока, потребляемого от источника, должно быть пропорционально мгновенному напряжению сети.

2) Отбираемая от источника мощность должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот.

3) Напряжение на выходе PFC-корректора не должно зависеть от величины нагрузки. При снижении напряжения на нагрузке должен быть увеличен ток через нее, и наоборот.

Существует несколько схем, при помощи которых можно реализовать активную коррекцию коэффициента мощности. Наиболее популярна в настоящее время «схема преобразователя с повышением» (boost converter). Эта схема удовлетворяет всем требованиям, предъявляемым к современным источникам питания.

Во-первых , она позволяет работать в сетях с различными значениями питающего напряжения (от 85 до 270 В) без ограничений и каких-либо дополнительных регулировок. Во-вторых , она менее восприимчива к отклонениям электрических параметров сети (скачки напряжения или кратковременное его отключение). Еще одно достоинство этой схемы - более простая реализации защиты от перенапряжений. Упрощенная схема «преобразователя с повышением» приведена на рис. 3.

Принцип работы

Стандартный корректор коэффициента мощности представляет собой AD/DC-преобразователь с широтно-импульсной (PWM) модуляцией. Модулятор управляет мощным (обычно MOSFET) ключом, который преобразует постоянное или выпрямленное сетевое напряжение в последовательность импульсов, после выпрямления которых на выходе получают постоянное напряжение.

Временные диаграммы работы корректора показаны на рис. 4. При включенном MOSFET-ключе ток в дросселе линейно нарастает - при этом диод заперт, а конденсатор С2 разряжается на нагрузку.

Затем, когда транзистор запирается, напряжение на дросселе «открывает» диод и накопленная в дросселе энергия заряжает конденсатор С2 (и одновременно питает нагрузку). В приведенной схеме (в отличие от источника без коррекции) конденсатор С1 имеет малую емкость и служит для фильтрации высокочастотных помех. Частота преобразования составляет 50...100 кГц. В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции динамическим изменением рабочего цикла (согласованием цикла с огибающей напряжения от сетевого выпрямителя).

Схема «преобразователя с повышением» может работать в трех режимах: непрерывном , дискретном и так называемом «режиме критической проводимости ». В дискретном режиме в течение каждого периода ток дросселя успевает «упасть» до нуля и через некоторое время снова начинает возрастать, а в

непрерывном - ток, не успев достигнуть нуля, снова начинает возрастать. Режим критической проводимости используется реже, чем два предыдущих. Он сложнее в реализации. Его смысл в том, что MOSFET открывается в тот момент, когда ток дросселя достигает нулевого значения. При работе в этом режиме упрощается регулировка выходного напряжения.

Выбор режима зависит от требуемой выходной мощности источника питания. В устройствах мощностью более 400 Вт используется непрерывный режим, а в маломощных - дискретный. Активная коррекция коэффициента мощности позволяет достичь значений 0,97...0,99 при коэффициенте нелинейных искажений THD (Total Harmonic Distortion) в пределах 0,04...0,08.

Первоисточник: http://www.elcp.ru/index.php?state=izd&i_izd=elcomp&i_num=2000_02&i_art=17

Корректор коэффициента мощности своими руками

Приветствую, Самоделкины!
Сейчас мы вместе с Романом, автором YouTube канала «Open Frime TV», соберем очень интересное устройство, а называется оно корректор коэффициента мощности, сокращенно ККМ.


Все началось с того, что в сети у автора стало проваливаться напряжение до 150В и это создавало ряд проблем. Но самое главное из них было то, что рабочий компьютер попросту не хотел включаться, а он, к сведению, был включен через стабилизатор напряжения.

Данную проблему надо решать, но как? Первая идея была собрать обыкновенный повышающий блок питания со стабилизацией и просто подключить его на вход компьютерного блока. В принципе, автор так и хотел сделать и даже уже начал готовить печатную плату, но потом поговорил с одним умным человеком, и он посоветовал сделать корректор коэффициента мощности. Идея хорошая, но перекопав интернет в поисках информации, к сожалению, ничего не было найдено. На всеми любимом Ютубе были только объяснения как это работает, но ни одного готового решения. А в Гугле автор нашел всего пару статей, из которых и подчерпнул нужную информацию, и теперь готов ею поделиться.
Для начала пару слов про саму работу устройства. Давайте разберем как работает импульсный блок, по крайней мере его входная часть. Итак, это диодный мост и конденсатор:

Есть 2 ситуации:
1) На выходе нету нагрузки. В таком случае в начальный момент времени конденсатор заряжается до амплитудного значения сети. А так как ему некуда девать энергию, то на выходе будет прямая линия.

2) Вторая ситуация: подключили нагрузку, а точнее наш импульсник. В таком случае в начальный момент времени кондер зарядился до амплитудного значения, а когда полуволна синусоиды пошла на спад, кондёр начал разряжаться через нагрузку, но разряжается он не до нуля, а до определенного значения. Потом идет новая полуволна и кондёр опять подзаряжается.

В итоге получается такая ситуация, что кондер подзаряжается только маленький промежуток времени. Именно в этот момент идет максимальный бросок тока, который превышает номинальный в несколько раз. Как вы уже догадались - это плохо. Какой же выход из данной ситуации? Все очень просто. Необходимо поставить повышающий преобразователь, который будет подзаряжать кондер почти на всем участке полуволны.


Этот преобразователь и есть наш корректор коэффициента мощности. Каким же образом это работает? Грубо говоря, он разбивает всю полуволну на мелкие участки, которые соответствуют частоте его работы, и на каждом участке повышает напряжение до заданной величины.
Таким образом заряд основного конденсатора происходит всю полуволну, тем самым убирая броски тока, и наш импульсник выглядит для сети, как чисто активная нагрузка.


Также есть и другая особенность корректора, это то, что он может нормально работать даже при входящем напряжение 90 В. Ему то все равно нужно повышать напряжение, будь оно с амплитудой 310 В или же в 150 В.

Отлично, мы вкратце ознакомились с принципом работы данного устройства, а теперь давайте перейдем к рассмотрению схемы.

Она взята из даташита, ничего своего автор в нее не вносил. Как видим, элементов немного, это хорошо, легче будет развести печатную плату.

Также стоит рассмотреть важные моменты схемы: первое - некоторые номиналы элементов будут отличаться для разных мощностей, это нужно учитывать; второе - это выходное напряжение. Если вы делаете ККМ для комповского блока питания, то нужно выбирать напряжение в 310В. А если рассчитываете блок с нуля, то лучше взять напряжение в районе 380В.

Величину выходного напряжения регулируют делителем напряжения на вот этих резисторах:

Из такого расчета, чтобы при номинальном выходном напряжении на делителе было 2,5В. Как уже было сказано раньше, для разных мощностей нужны разные элементы. Для мощности в 100Вт нужен транзистор 10n60, а для 300Вт уже 28n60. Но лучше взять с запасом 35n60, такой точно выдержит нужную нагрузку.


Идем дальше. Диод.

Это должен быть ultrafast на напряжение не менее 600В и ток 5 и выше ампер. Важную роль тут играет выходной конденсатор. Грубо его можно рассчитать из соображений, 1мкФ на 1Вт выходной мощности.

Остался дроссель, его намотку рассмотрим позже.


Переходим к печатной плате. Она получилась немаленькой, но это все из-за больших размеров конденсатора и дросселя.

Как видим, автор развел плату без единой перемычки и все на вводных деталях для удобства повторения. Больше про печатку сказать ничего, идем травить плату.

Вытравили плату, просверлили отверстия на сверлильном станке и теперь приступаем к запаиванию запчастей.

Единственное, для теста автор заменил транзистор 35n60 на 20n60, так как он дешевле и не так будет обидно в случае чего. В качестве радиатора применен вот такой алюминиевый профиль:

Он имеет большие размеры и сможет с легкостью охладить силовые элементы. Теперь настало время изготовить дроссель. Это самая сложная часть схемы. В его расчете нам поможет программа:

В ней вводим все необходимые данные и на выходе получаем параметры намотки. Сердечник в данном случае будет такой:

Можно было и меньший, но тогда придётся мотать больше витков. Также не забывайте поставить галочку возле выбора провода, автор забыл и поэтому дроссель мотал 2 раза.

Также у дросселя есть еще вторая обмотка. Ее делаем из соотношения 7:1. При 58 витках вторичка будет 8 витков. У автора при 74-х витках получилось 10 витков. Диаметр провода тут берем от 0,4 до 0,6 мм. Что касается фазировки, то тут все очень просто. Выводы дросселя, как они есть, устанавливаются на плату, главное не перепутать силовую и второстепенную обмотку. Также на схеме есть синфазный дроссель, его мотаем на кольце диаметром 20-25 мм и проницаемостью 2000. Количество витков 8-12, диаметр провода от 0,8 до 1,2 мм.


На этом все. Можно производить первое включение. Так как это не импульсный блок, то лампу накаливания в разрыв ставить нельзя, но автор все же поставил, только киловаттную, просто не хотелось в случае КЗ иди на улицу к щитку и включать пробки.

После включения схема заработала. В нагрузку автор повесил 2 лампочки накаливания на 100Вт включенных последовательно.


Как видим при низком входном напряжении на выходе получаем напряжение в районе 315В. Теперь нужно посмотреть, как поведет себя схема с импульсником. Для этого берем блок питания от компа и разбираем его. Нам необходимо посмотреть есть ли в нем варистор, если есть, убрать, так как он рассчитан на 275В и сработает при подаче 310В. Теперь включим этот блок напрямую в сеть и посмотрим какой будет косинус.

Хорошо, а теперь подключаем через корректор. Подаем питание на те же выводы где была переменка, чтобы не мучиться и не выпаивать диодный мост. Производим включение.

Теперь пройдемся по всем показаниям энергометра. Больше всего нас интересует косинус ф. Как видим он колеблется в районе 95. Ну что, вполне достойный результат. Теперь подкинем на блок питания нагрузку - нихромовую спираль. Мощность потребления примерно 160Вт.

Отлично, а что же происходит с косинусом? А он в это время начинает стремиться к единице, но при отключении нагрузки падает. Это связано с разрядом конденсатора. По поводу нагрева. Радиатор оказался очень большим и на протяжении получаса не нагрелся. А вот дроссель ощутимо нагрелся градусов до 65-70, поэтому вентилятор желательно устанавливать.

Ну а на этом все. Благодарю за внимание. До новых встреч!

Видео:


Источник (Source) Становитесь автором сайта, публикуйте собственные статьи, описания самоделок с оплатой за текст. Подробнее здесь.

Корректоры коэффициента мощности однофазных источников питания

Назначение
и функциональные особенности

Необходимость применения корректора коэффициента мощности (ККМ) в структуре источников бесперебойного питания (ИБП) переменного тока диктуется требованиями к электромагнитной совместимости (ЭМС) с сетью [1]. Высшие гармоники тока,
создаваемые ИБП как объектом с нелинейной входной характеристикой, могут представлять собой серьезные проблемы ЭМС для систем электроснабжения, так как возникают высшие гармонические составляющие с частотами, кратными основной частоте
сети. Отметим, что искажение синусоидальности тока влияет также на форму напряжения питания других потребителей, подключенных к тому же сетевому фидеру. Предельно допустимые значения гармонических составляющих напряжения в точке общего
подключения к электрическим сетям с номинальным
напряжением 380 В не должны превышать 5% для
третьей и 6% для пятой гармоник. Среди основных
способов подавления высших гармоник — использование корректоров коэффициента мощности
в структурах однофазных ИБП [2]. Обладая свойствами бустера — преобразователя повышенного постоянного напряжения, ККМ-бустер выполняет следующие функции:

  • обеспечивает потребление из сети входного тока, совпадающего по фазе с напряжением сети и имеющего практически синусоидальную форму независимо
    от характера нагрузки ИБП, благодаря чему входной
    коэффициент мощности близок к единице;
  • осуществляет преобразование напряжения сети
    переменного тока в напряжение постоянного тока, обеспечивая питание инвертора стабильным
    напряжением постоянного тока 700–800 В.

Классификация однофазных ККМ

В основе однофазной структуры ККМ (рис. 1) используется повышающий преобразователь напряжения — AC/DC-бустер, содержащий индуктивный
накопитель (дроссель) L, двунаправленный коммутатор (ДК) и удвоитель напряжения (УН) (рис. 2а).

В зависимости от реализации схемы двунаправленного коммутатора можно дать следующую классификацию структур однофазных ККМ:

  • структуры на основе двухполюсного двунаправленного ключа;
  • дифференциальная структура;
  • полумостовая структура.

Рассмотрим подробнее особенности построения каждой из структур ККМ. Так как в настоящее время идеального двунаправленного коммутатора переменного
тока не существует, то его реализация связана с использованием однонаправленных полупроводниковых приборов (диодов и транзисторов). Возможны следующие
пути создания двунаправленных ключей [3].

Для диодного мостового ключа необходим один
управляемый прибор (обычно IGBT) и, соответственно, один драйвер управления (рис. 2б). Очевидный недостаток такого коммутатора — это
последовательное включение трех полупроводниковых приборов, что увеличивает суммарные статические потери в ключе. Кроме
того, транзистор создает цепь проводимости
тока при обеих полярностях напряжения сети и, следовательно, не может управлять отдельно направлениями входного тока. Тем
не менее, в настоящее время такое решение
в силу простоты реализации используется
многими производителями ИБП малой мощности (1–3 кВ·А).

Встречно включенные транзисторы и диоды представляют вторую реализацию двунаправленных ключей (рис. 2в). В этом случае
можно контролировать протекание тока при
изменении полярности входного напряжения,
что обеспечивает безопасную коммутацию тока. Кроме того, снижаются потери на проводимость, так как в данный момент времени
открыты только два последовательно включенных прибора (транзистор и диод). Для таких коммутаторов необходимы два изолированных источника питания драйверов управления IGBT-транзисторов.

Антипараллельное включение транзисторов представляет третью конфигурацию двунаправленного ключа. Встречно-параллельное включение обычных IGBT требует дополнительных последовательно включенных
диодов в цепи коллекторов транзисторов. Это
необходимо, так как обычные IGBT, выполненные по NРT-структуре, могут блокировать
обратное напряжение не выше 20 В. Новые
структуры RB-IGBT (Reverse Blocking IGBT)
ключей позволяют исключить диоды и иметь
симметричные вольт-амперные характеристики при обеих полярностях напряжения.
Основное преимущество такого двунаправленного ключа — это уменьшение числа полупроводниковых приборов и, следовательно, снижение потерь на проводимость, так как
только один прибор проводит ток в данное
время (рис. 2г). Современные RB-IGBT ключи позволяют работать при напряжениях
до 1200 В и токах до 100 А. Падение напряжения на открытых RB-IGBT ключах составляет
3 В. Для сравнения отметим, что при использовании обычного IGBT четвертого поколения с последовательным диодом это напряжение составляет 3,8 В.

Силовые транзисторы двунаправленных
коммутаторов управляются сигналом с широтно-импульсной модуляцией (20–40 кГц) с помощью специализированных микросхем —
ШИМ-контроллеров (типа UC 3854), на входы
которых поступают сигналы, пропорциональные входному напряжению (u1), входному току (i1) и напряжению на выходе ККМ (U2). Кроме этих сигналов, на ШИМ-контроллер поступает сигнал управления (вкл/выкл) ККМ
от центрального микроконтроллера платы
управления ИБП. Сигнал ШИМ поступает
на затвор IGBT-транзистора через узел сопряжения (оптопару типа TLP 250), обеспечивающий необходимое усиление сигнала и гальваническую развязку цепи управления и силовой цепи транзистора. Формы напряжения и тока
транзистора диодного ключа приведены на рис. 3.
На накопительных конденсаторах шины постоянного тока С1, С2 формируется высоковольтное стабилизированное постоянное напряжение, необходимое для питания инвертора U2 = +/–350 В.

Дифференциальная структура ККМ выполнена на IGBT-транзисторах VT1, VT2 c использованием одного (рис. 4а) или двух дросселей L1,
L2 (рис. 4б). С помощью транзистора положительного плеча бустера (VT1) обеспечивается
повышение и стабилизация напряжения на положительной шине постоянного тока в течение одного полупериода сетевого напряжения.
С помощью транзистора отрицательного плеча бустера (VT2) в течение другого полупериода происходит повышение и стабилизация выходного напряжения бустера на отрицательной
шине относительно общей шины. Применение
дифференциальной схемы с двумя индуктивными накопителями позволяет снизить потери мощности в обмотках дросселей за счет
уменьшения в два раза токовой нагрузки
на каждом из них. Такие схемы ККМ нашли широкое применение в ИБП мощностью более
5 кВ·А. Регулировочные характеристики бустера дифференциальной структуры ККМ обеспечивают широкий диапазон изменения входного напряжения при номинальной нагрузке (таблица). При этом снижение нагрузки до 30%
от номинального значения обеспечивает минимальное входное напряжение 120 В.

Полумостовая структура ККМ (рис. 4в) является частным случаем применения управляемого мостового ШИМ-выпрямителя, обычно используемого при трехфазном входном
напряжении. Такие структуры имеют ряд недостатков, среди которых: повышенное напряжение на закрытых ключах и амплитуды гармоник на частоте коммутации, пониженное
значение КПД, сложные алгоритмы управления, требующие информацию о фазе входного напряжения. Мостовые ШИМ-выпрямители, выполненные на шести IGBT, обеспечивают высокие значения входного коэффициента
мощности и находят применение в ИБП средней мощности с трехфазным входом и однофазным выходом.

Таблица. Допустимый диапазон входных напряжений однофазных ККМ

Производитель Модель ИБП Мощность, кВ·А Структура ККМ Входное
напряжение*, В
КР вх** Напряжение
DC-шины, В
Powerware PW9120 1; 1,5; 2; 3 Мостовой ключ 160–276 0,95–0,97 720
5; 6 Дифференциальная 184–276 0,99
Liebert GXT-2U 1; 2; 3 Мостовой ключ 160–280 0,95–0,97 700
GXT 6; 10 Дифференциальная 160–280 0,97 700
Nfinity 4; 8; 12; 16 Дифференциальная 170–256 0,98 800
Электромаш ИДП1 1; 2; 3 Мостовой ключ 160–280 0,95–0,97 700
6; 10 Дифференциальная
GE Digital Energy VH 1; 1,5; 2; 3 Мостовой ключ 160–280 0,95–0,97 н/д
Примечание: * — при 100% нагрузки; ** — при номинальном входном напряжении.

Параметры индуктивных
и емкостных накопителей ККМ

Величина индуктивности дросселя влияет
на безразрывный характер входного тока,
определяет необходимый запас энергии для
подзаряда накопительных конденсаторов ККМ
и может быть найдена по следующему соотношению [4]:

где U1max — максимальное действующее значение входного напряжения, U2 — выходное напряжение, P2 — выходная мощность, η — КПД
ККМ, fk — частота коммутации транзисторов.

Величина емкости накопительных конденсаторов С1 = С2 выбирается из соотношения:

где ΔU2 — пульсация выходного напряжения,
которая не должна превышать (0,5–1,0)% U2 [6],
f1 — частота входного напряжения (50 Гц).

Обычно емкостной накопитель выбирается
из расчета 330–470 мкФ на каждый 1 кВт выходной мощности ИБП малой мощности для
обеспечения достаточной энергии питания инвертора при скачках нагрузки и провалах сетевого напряжения. На примере ИБП мощностью 3 кВ·А значение электрической энергии,
запасаемой в накопительных конденсаторах
ККМ, составит:

где Сэк — эквивалентная емкость последовательно включенных конденсаторов, которая составляет Сэк = 0,5С1 = 0,5(470 × 3) = 705 мкФ;
U2 = 700 В— выходное напряжение ККМ.

Эта энергия за период выходного напряжения ИБП Т = 0,02 с может обеспечить мощность
нагрузки более 8,5 кВт. Значительный запас
энергии питания инвертора ИБП и высокое
быстродействие его системы управления обеспечивают высокие динамические свойства. Значения динамических параметров — величина
отклонения выходного напряжения от номинального значения и время восстановления статической точности поддержания выходного напряжения при 100% набросе (сбросе) нагрузки
для однофазных ИБП (3–20 кВ·А) — составляют соответственно: +/–5%, 10 мс.

Энергетические показатели ККМ

Входной коэффициент мощности КР вх характеризует эффективность потребления энергии от сети и представляет отношение активной входной мощности ККМ к полной:

где φ1 — фазовый сдвиг между основными
гармониками входного напряжения и тока,

Kни — коэффициент нелинейности,
I1 — действующее значение первой (основной)
гармоники тока,

— действующее значение несинусоидального периодического тока, In — действующее значение n-й гармоники тока, n
порядок высшей гармоники тока.

Коэффициент нелинейности, влияющий
на значение коэффициента мощности, может
быть представлен через коэффициент искажения синусоидальности входного тока.

Коэффициент искажения синусоидальности характеризует степень отклонения формы
периодической кривой тока от синусоидальной:

Коэффициент полезного действия ККМ
представляет отношение выходной активной
мощности к активной мощности, потребляемой из сети:

На рис. 5 представлены результаты экспериментального исследования энергетических характеристик однофазных ИБП — входной коэффициент мощности (рис. 5а) и КПД (рис. 5б) —
в функции относительной нагрузки при различных значениях входного напряжения U1.
Судя по рис. 5а, входной коэффициент мощности повышается при снижении входного напряжения. Это объясняется тем, что при уменьшении U1 для обеспечения требуемой мощности нагрузки растет основная гармоника
входного тока I1, что уменьшает коэффициент
искажения синусоидальности и, как следствие,
увеличивается составляющая коэффициента
мощности Кни в выражении (3).

Величина КПД в функции степени загрузки ККМ (рис. 5б) зависит от величины входного напряжения. С уменьшением U1 растет
значение тока I1, что приводит к росту потерь
в силовой цепи ККМ. Экспериментальные исследования показали, что КПД дифференциальной структуры ККМ выше по сравнению
с двунаправленным коммутатором на основе
диодного ключа. Полученные результаты подтверждаются также опытными данными, приведенными в работе по анализу ИБП малой
мощности [5].

Заключение

  • ККМ в структуре ИБП является основным
    звеном, определяющим как эффективность,
    так и надежность системы в целом.
  • ККМ сдиодным ключом находит широкое применение в ИБП малой мощности (1–3 кВ·А).
  • Дифференциальные структуры ККМ являются основой для ИБП средней мощности
    (5–20 кВ·А).
  • Эффективность ККМ во многом определяется оптимальностью алгоритма ШИМ-управления при использовании DSP-контроллера.
  • Развитие технологии построения ККМ
    с двунаправленным коммутатором на основе RB-IGBT станет новым шагом в создании
    высокоэффективных структур ККМ для
    ИБП средней мощности.

Литература

  1. Климов В., Климов И., Смирнов В. Вопросы электромагнитной совместимости систем бесперебойного питания // Электронные компоненты. 2006. № 2.
  2. Климов В. Современные источники бесперебойного питания: классификация и структуры однофазных ИДП. Часть 1 // Электронные компоненты. 2008. № 6.
  3. Климов В., Климова С. Двунаправленные
    ключи в матричных структурах преобразователей переменного тока // Силовая электроника. 2008. № 4.
  4. L6561 Enhanced Transition Mode Power
    Factor Corrector. Application Note AN966:
    www.st.com.
  5. Su G. J., Adams D. J. Comparative Study of
    Power Factor Correction Converters for Single
    Phase Half-Bridge Inverters. Oak Ridge National
    Laboratory, USA, 2001.
  6. AC UPS System Guide Specification:
    www.gutor.com/pdf/EN_AC_UPS.pdf.

Компактный изолированный корректор коэффициента мощности для систем освещения

1 августа 2018

Совместив в одной микросхеме IRS2505L корректор коэффициента мощности и преобразователь напряжения, компания Infineon выпускает один из самых миниатюрных в мире интегральных ККМ для применения в импульсных выпрямителях осветительных систем. В полной мере оценить его возможности, в частности – КПД более 90% при полной нагрузке, поможет демонстрационная плата IRuFB1.

Требования к энергетическим характеристикам систем освещения с каждым годом становятся все жестче. Наряду с вполне предсказуемым увеличением норм на уровень светоотдачи ужесточаются также и требования к минимальному коэффициенту мощности, определяющему величину дополнительных потерь на пути от электростанции до конкретного устройства. Например, согласно постановлению Правительства Российской Федерации № 1356 от 10 ноября 2017 года, для светильников мощностью 5…25 Вт коэффициент мощности должен быть не менее 0,7, а если их мощность превышает 25 Вт – то не хуже чем 0,85.

Для устранения искажений формы потребляемого тока в выпрямительные устройства обычно добавляется корректор коэффициента мощности (ККМ). Однако простые пассивные ККМ с трудом дотягивают до значения коэффициента 0,9, а активные, хоть и могут увеличить его до 0,99, увеличивают стоимость и уменьшают КПД устройства за счет дорогих компонентов, требующих отвода тепла. Очевидно, что для устройств, имеющих ограниченный объем и сложные условия охлаждения и применяемых в системах освещения, это не всегда приемлемо. Решение – совмещение в одном узле корректора коэффициента мощности и преобразователя напряжения.

Именно эта идея была заложена в микросхему IRS2505L, выпускаемую компанией Infineon Technologies в производственной линейке International Rectifier. С 2013 года, когда была выпущена первая партия, выпускаемая в 5-выводном корпусе SOT-23 микросхема остается одним из самых миниатюрных корректоров коэффициента мощности в мире. Она идеальна для построения компактных импульсных выпрямительных устройств, которые можно использовать, в том числе, в качестве драйверов светодиодов или электронных балластов люминесцентных и галогенных ламп.

Особенности микросхемы IRS2505L

Структурная схема IRS2505L показана на рисунке 1. Микросхема предназначена для управления внешним MOSFET, длительности открытого и закрытого состояния которого формируются независимо друг от друга. Длительность открытого состояния, от которой зависит уровень выходной мощности, формируется с помощью компаратора, сравнивающего пилообразное напряжение на внутреннем конденсаторе (Timing Capacitor, CT) с напряжением на выводе CMP, к которому подключается внешний компенсирующий конденсатор. Ток заряда/разряда этого конденсатора формируется внутренним операционным транскондуктивным усилителем (Operational Transconductance Amplifier, OTA), выполняющим функцию усилителя ошибки, на основе разницы напряжений обратной связи и высокоточного опорного напряжения.

Рис. 1. Структурная схема IRS2505L

Длительность закрытого состояния ограничивается детектором нуля тока дросселя (Zero-Crossing, ZX), обеспечивающего работу преобразователя в граничном режиме. Такой метод управления, помимо возможности формирования входного тока синусоидальной формы, уменьшает также уровни электромагнитных помех и динамических потерь, позволяя обойтись без традиционных для обратноходовых преобразователей снабберных цепочек, которые шунтируют диод на вторичной стороне, и упростить входной фильтр.

Микросхема имеет интегрированные узлы защиты от перенапряжения (Over-Voltage Protection, OVP) и перегрузки по току (Over-Current Protection, OCP), гарантирующие надежную работу подключаемой к выходу нагрузки, а также узел блокировки при пониженном входном напряжении (Under Voltage Lockout, UVLO).

Выводы PFC и VBUS являются многофункциональными: к выводу PFC подключен выход интегрированного драйвера затвора внешнего MOSFET и вход детектора нуля тока дросселя, активизируемого во время закрытого состояния внешнего транзистора, а к выводу VBUS – входы узлов контроля выходного напряжения и тока силового MOSFET. Особенностью измерения тока транзистора при коррекции коэффициента мощности является модуляция сигнала, снимаемого с резистивного датчика тока сигналом, пропорциональным выпрямленному сетевому напряжению, подаваемому на вывод VBUS через внешнюю RC-цепочку.

Ключевыми преимуществами IRS2505L является широкий диапазон рабочих напряжений, высокая стабильность регулируемого в широких пределах выхода и сверхмалый коэффициент нелинейных искажений входного тока. Кроме того, микросхема имеет интегрированную защиту от электростатических разрядов на всех выводах, устойчива к защелкиванию внешнего MOSFET и имеет внутренний стабилитрон, ограничивающий напряжение питания на уровне 20,8 В.

Основной сферой применения IRS2505L являются компактные устройства для систем освещения: электронные балласты, драйверы светодиодных ламп, светильников и прочие приборы, питаемые от сети. Однако это не является препятствием для использования IRS2505L в других приложениях, поскольку на основе этой микросхемы можно создавать высококачественные ККМ и выпрямительные устройства, применяемые во многих сферах, благодаря широкому диапазону мощности, обусловленному возможностью выбора внешнего MOSFET.

Несмотря на компактный корпус и малое количество выводов, микросхема IRS2505L гибка в применении. На ее основе можно создавать стабилизаторы как напряжения, так и тока, построенные по повышающей, понижающей или обратноходовой схеме. Причем обратноходовые преобразователи могут иметь гальваническую развязку или быть неизолированными. Наибольшая точность выходного напряжения достигается в схемах с гальванической связью между входом и выходом, позволяющей подключить вывод VBUS непосредственно к выходным клеммам преобразователя с помощью резистивного делителя. Для изолированных обратноходовых схем при работе в режиме стабилизатора напряжения для обратной связи необходимо использовать оптопару или, при незначительном ухудшении коэффициента стабилизации, вспомогательную обмотку дросселя.

Демонстрационная плата IRuFB1

Как известно, разработка любого импульсного источника питания «с нуля» может обернуться значительными материальными и временными затратами, обусловленными, в первую очередь, человеческим фактором. Чтобы помочь разработчикам сократить время и свести к минимуму количество возможных ошибок при создании устройств на основе IRS2505L, Infineon предлагает демонстрационную плату IRuFB1 (рисунок 2), позволяющую в полной мере оценить все возможности этого контроллера.

Рис. 2. 3D-модель платы IRuFB1

На плате IRuFB1 реализован одноступенчатый изолированный обратноходовой стабилизатор напряжения с выходной мощностью 40 Вт, имеющий полный комплекс защитных функций: защиту от перенапряжения, перегрузки по току и короткого замыкания. Основные технические характеристики платы приведены в таблице 1. В комплекте с платой предлагается полный набор технической документации, содержащий подробные инструкции по выбору силовых элементов, расположению проводников печатной платы и другим вопросам, возникающим в процессе проектирования. Это позволяет в сжатые сроки разработать на основе IRuFB1 бюджетное, компактное выпрямительное устройство с высоким КПД и коэффициентом мощности, которое можно использовать в широком круге приложений.

Принципиальная схема платы IRuFB1 показана на рисунке 3. Ее основными функциональными элементами являются входной фильтр электромагнитных помех, образованный элементами L1, C2 и C3, диодный мостовой выпрямитель (BR1) и изолированный обратноходовой преобразователь с функцией коррекции коэффициента мощности на основе контроллера IRS2505L (IC1).

Рис. 3. Принципиальная схема платы IRuFB1

открыть картинку в полном формате

Питание микросхемы IC1 в момент запуска обеспечивается путем подачи выпрямленного входного напряжения на вывод 3 (VCC) через ограничивающие ток резисторы R17 и R18. IRS2505L имеет интегрированную защиту от пониженного напряжения, при срабатывании которой энергопотребление микросхемы практически отсутствует, и малый стартовый ток. Энергии, запасенной в конденсаторе С7, вполне достаточно для устойчивого запуска преобразователя даже при малом напряжении сети. После старта основное питание микросхемы осуществляется выпрямленным с помощью диода D6 напряжением вспомогательной обмотки дросселя L2 (выводы 5, 6), а дополнительное – маломощным зарядовым насосом, образованным элементами C8 и D3. Для устойчивой работы схемы и повышения коэффициента стабилизации питание IC1 ограничивается стабилитроном D5 на уровне 13 В.

Таблица 1. Основные технические характеристики платы IRuFB1

Основные характеристики
Диапазон рабочих напряжений на входе, В 195…265
Частота входного напряжения, Гц 55…65
Выходное напряжение*, В 50 ±10%
Максимальный выходной ток, мА 800
Максимальная выходная мощность (продолжительная), Вт 40
Коэффициент мощности (при 100% нагрузки)** 0,95
Коэффициент нелинейных искажений (при 100% нагрузки)** < 10%
КПД (при 100% нагрузки и входном напряжении 230 В) > 90%
Время запуска (при 100% нагрузки и входном напряжении 230 В), с < 1
Максимальная потребляемая мощность без нагрузки (при входном напряжении 230 В), мВт ≤ 500
Габаритные размеры платы, мм 45 х 114,5
Защитные функции
Защита от повышенного выходного напряжения, В ≤ 65
Защита от перегрузки по току в каждом цикле преобразования
Защита от которого замыкания С автоматическим перезапуском
Защита от высокого входного напряжения
Температуры элементов при жестких условиях эксплуатации (при температуре 60°С)
Резисторы < 105
Конденсаторы < 85
Индуктивные элементы < 105
Полупроводниковые компоненты < 110
Микросхема контроллера < 100
* – В диапазоне от 10% до 100% нагрузки.
** – При входном напряжении 195…265 В.

Кроме питания схемы управления, вспомогательная обмотка 5–6 дросселя L2 используется также в контуре отрицательной обратной связи по напряжению. Пропорциональное выходному напряжению выпрямленное, но не стабилизированное параметрическим стабилизатором R16, D5 и С6, напряжение этой обмотки с конденсатора С7 через резистивный делитель R5, R6 подается на вывод 5 (VBUS), к которому подключен вход усилителя ошибки, чем обеспечивается замкнутый контур управления.

Для нормальной работы интегрированного в IRS2505L детектора нуля тока дросселя необходима емкостная связь между стоком внешнего MOSFET и выводом PFC. В преобразователях, построенных по повышающей схеме, такую связь достаточно просто организовать с помощью простой RC-цепочки, однако в обратноходовых схемах наличие звона на токе силового транзистора Т1 может привести к неустойчивой работе детектора, особенно при коротком замыкании в цепи нагрузки. Для исключения этого в схему введены два дополнительных транзисторных узла. Буферный усилитель на основе элементов Q1, D2 и D4 надежно замыкает затвор транзистора Т1 с его истоком на интервале передачи энергии из дросселя L2 в выходной конденсатор C16 и нагрузку, препятствуя проникновению звона любой полярности из цепи стока. Определение момента разряда дросселя L2, при котором пропадает ЭДС самоиндукции на всех его обмотках, осуществляется с помощью триггерной схемы на основе транзистора Q2, обеспечивающей чистый и согласованный сигнал, необходимый для работы IRS2505L.

В более простых и недорогих конструкциях эти узлы могут отсутствовать, а определение момента разряда дросселя L2 может быть реализовано на основе напряжения, присутствующего на стоке полевого транзистора Т1 так, как указано в технической документации на микросхему IRS2505L. Однако такая схема потребует тщательного тестирования во всех режимах работы для выявления возможных сбоев и нестабильной работы преобразователя, вызванных наличием колебаний входного напряжения и тока нагрузки.

Цепочка D1-C5-R13-R14 предназначена для ограничения импульса напряжения на стоке силового транзистора, вызванного наличием индуктивности рассеяния обмотки 2-4 дросселя L2. Необходимые номиналы этих элементов во многом определяются мощностью преобразователя и техническими характеристиками дросселя и могут быть рассчитаны по известным методикам, освещенным в специализированной литературе.

Перегрузка по току определяется на основе сигнала с датчика тока истока транзистора Т1, образованного резисторами R9–R11. Это сигнал с помощью цепочки C9-R7 подается через вывод 5 (VBUS) на вход детектора перегрузки микросхемы IC1, предотвращающего выход рабочей точки силового транзистора за пределы области безопасной работы. При коротком замыкании в цепи нагрузки, когда на этапе передачи энергии ЭДС на всех обмотках дросселя L2 близки к нулю, напряжение на конденсаторе С7 уменьшается до уровня, при котором происходит срабатывание защиты от пониженного напряжения и микросхема IC1 отключается. После этого конденсатор С7 через резисторы R17 и R18 заряжается снова и происходит попытка повторного запуска схемы. Таким образом, при коротком замыкании преобразователь переходит в «икающий» режим работы и автоматически восстанавливает свою работу после устранения аварии.

И последняя функция, реализованная на плате IRuFB1, которая предназначена для уменьшения коэффициента нелинейных искажений входного тока и защиты от высокого входного напряжения, заключается в модуляции выходного сигнала усилителя ошибки сигналом, пропорциональным модулю напряжения сети. Это осуществляется путем подачи части выпрямленного напряжения через делитель R1-R4 в нижнее плечо составного компенсирующего конденсатора С12, С13, подключенного к выводу 1 (CMP) микросхемы IC1. Такая схема включения обеспечивает изменение времени открытого состояния силового транзистора Т1 синхронно с изменением напряжения сети и, соответственно, синусоидальную форму потребляемого тока с малым содержанием высших гармоник.

Диод D7 предназначен для блокировки схемы при высоком входном напряжении, которое может вывести из строя элементы силовой части преобразователя. Когда напряжение в точке соединения резисторов R2, R3 превышает напряжение обратной связи, на выводе 5 (VBUS) происходит срабатывание защиты от перенапряжения по выходу и, соответственно, блокировка микросхемы до тех пор, пока входное напряжение не войдет в допустимые пределы.

Расчет силового дросселя

Для большинства импульсных источников питания выбор индуктивных элементов является наиболее сложной и ответственной задачей, поскольку ошибки, допущенные на этом этапе, могут привести к нестабильной работе схемы и к выходу из строя ее элементов. Ниже приведена методика расчета необходимых характеристик силового дросселя L2, часто называемого трансформатором (Fly-Back Transformer), которая была использована при разработке платы IRuFB1.

Общая мощность, проходящая через дроссель обратноходового преобразователя POUT FLY, равна (формула 1):

$$P_{OUT\,FLY}=P_{OUT}+P_{AUX}=40+1.5=41.5\:Вт,\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где POUT = 40 Вт – выходная мощность преобразователя, PAUX = 15 В × 0. 1 А = 1.5 Вт – мощность, потребляемая от вспомогательной обмотки.

Приблизительная мощность, потребляемая от сети, PIN (формула 2):

$$P_{IN}=\frac{P_{OUT\,FLY}}{\eta}=\frac{41.5}{0.9}=46.1\:Вт,\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

где η = 90% – ориентировочный КПД преобразователя.

Поскольку преобразователь работает в граничном режиме и должен обеспечивать синусоидальную форму потребляемого тока, то максимальная длительность открытого состояния транзистора Т1 TON MAX будет при максимуме напряжения сети, когда частота преобразования f минимальна. В этом случае, приняв минимальную частоту fMIN = 50 кГц и максимальный коэффициент заполнения DMAX = 0.25, получаем формулу 3:

$$T_{ON\,MAX}=\frac{D_{MAX}}{f_{MIN}}=\frac{0.25}{50}=5\:мкс.\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

При таком режиме работы индуктивность первичной обмотки дросселя LPRI должна удовлетворять условию (формула 4):

$$L_{PRI}\leq \frac{V_{IN\,MIN}^{2}\times T_{ON\,MAX}\times D_{MAX}}{2\times P_{IN}}=\frac{195^2\times 5\times 0. 25}{2\times 46.1}=516\:мкГн,\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где VIN MIN = 195 В – минимальное входное напряжение.

Округлим полученное значение, приняв в дальнейших расчетах LPRI = 500 мкГн.

При работе в граничном режиме коэффициент трансформации дросселя n (отношение количества витков первичной и вторичной обмоток) определяется соотношением напряжений на входе и выходе (формула 5):

$$n=\frac{\sqrt{2}\times V_{IN\,MIN}}{V_{OUT}+V_{F}}\times \frac{D_{MAX}}{1-D_{MAX}}=\frac{\sqrt{2}\times 195}{50+1}\times \frac{0.25}{1-0.25}=1.8,\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

где VOUT = 50 В – выходное напряжение преобразователя; VF = 1 В – падение напряжения на диоде, находящемся на вторичной стороне (на плате IRuFB1 – D9).

Для обеспечения надежной регулировки выходного напряжения обмотки дросселя должны иметь хорошую связь с магнитопроводом. Это особенно относится к первичной обмотке, при намотке которой необходимо соблюдать условия обеспечения минимальной индуктивности рассеяния. 2\times 0.25}=4.849\:мкс.\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Определим максимальное напряжение на стоке силового транзистора. Для этого первоначально необходимо определить максимальное напряжение на первичной обмотке дросселя, возникающее во время передачи энергии из дросселя в нагрузку VREFL MAX (формула 7):

$$F_{REFL\,MAX}=n\times V_{OUT\,MAX}=1.8\times 60=108\:В,\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

где VOUT MAX = 1.2 VOUT = 1.2 × 50 = 60 В – напряжение на выходе преобразователя без нагрузки.

Максимальное напряжение между стоком и истоком транзистора VDS MAX должно определяться при максимальном входном напряжении VIN MAX = 265 В (формула 8):

$$V_{DS\,MAX}=\sqrt{2}\times V_{IN\,MAX}+V_{REFL\,MAX}+V_{PEAK}=\sqrt{2}\times 265+108+100=580\:В,\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

где VPEAK – величина перенапряжения, возникающая на ограничителе D1, C5, R13, R14 в момент закрытия транзистора. Это напряжение выбирается разработчиком в зависимости от конкретного технического задания. В данном случае было выбрано VPEAK ≈ 100 В.

Как видно из расчетов, в данном случае напряжение «сток-исток» силового MOSFET должно быть не менее 650 В. Для повышения надежности можно использовать транзистор с максимальным напряжением 800 В, который обеспечит «выживание» преобразователя в случае возможных перенапряжений в сети, например, при грозовых разрядах. Если прибор будет эксплуатироваться в сложной электромагнитной обстановке с высоким уровнем импульсных кондуктивных или индуктивных помех, возможно, следует принять меры для дополнительной защиты транзистора, например, с помощью TVS-диодов или других быстродействующих ограничителей напряжения. В любом случае реальное значение VPEAK следует контролировать на всех этапах разработки, поскольку его величина зависит от многих факторов, в том числе и от расположения проводников на печатной плате.

Определяем максимальный ток первичной обмотки IPKPRI (формула 9):

$$I_{PK\,PRI}=\frac{\sqrt{2}\times V_{IN\,MIN}}{L_{PRI}}\times T_{ON\,MAX}=\frac{\sqrt{2}\times 195}{500}\times 4. 849=2.674\:А.\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Определим минимально необходимое количество витков первичной обмотки NPRI, предполагая, что в дросселе будет использован магнитопровод EFD 30/15/9 с эффективной площадью поперечного сечения AE = 69 мм2 (формула 10):

$$N_{PRI}\geq \frac{L_{PRI}\times \Delta I_{MAX}}{A_{E}\times \Delta B_{MAX}}=\frac{500\times 2.674}{69\times 0.35}=55.36,\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

где ΔBMAX = 0.35 Тл – максимальное изменение индукции в магнитопроводе; ΔIMAX – размах пульсации тока первичной обмотки для граничного режима ΔIMAX = IPK PRI.

Округлим полученное количество витков, приняв NPRI = 60. При округлении рекомендуется использовать четное число, чтобы для уменьшения индуктивности рассеяния первичная обмотка могла быть разделена на две равные части.

Количество витков вторичной обмотки NSEC (формула 11):

$$N_{SEC}=\frac{N_{PRI}}{n}=\frac{60}{1. 2.\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

В этом случае для первичной обмотки необходимо SPRI проводников (формула 15):

$$S_{PRI}=\frac{A_{CU\,PRI}}{A_{WIRE}}=\frac{0.09}{0.00785}\approx 11.\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Пойдя на компромисс и несколько увеличив плотность тока, используем для намотки многожильный провод из 10 проводников диаметром 0.1 мм.

Определим максимальное значение тока вторичной обмотки IPK SEC для наихудшего случая (формула 16):

$$I_{PK\,SEC}=2\times \frac{2\times I_{OUT}}{1-D_{MAX}}=2\times \frac{2\times 0.8}{1-0.25}=4.267\:А.\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

где IOUT = 0.8 А – максимальный выходной ток преобразователя.

Действующее значение тока вторичной обмотки для наихудшего случая высчитывается по формуле 17:

$$I_{RMS\,SEC\,MAX}=I_{PK\,SEC}\times \sqrt{\frac{1-D_{MAX}}{3}}=4.267\times \sqrt{\frac{1-0.25}{3}}=2.134\:А.\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

Необходимое сечение провода вторичной обмотки (формула 18):

$$A_{CU\,SEC}=\frac{I_{RMS\,SEC\,MAX}}{\sqrt{2}\times J_{MAX}}=\frac{2. 2.\qquad{\mathrm{(}}{18}{\mathrm{)}}$$

Необходимое количество проводников диаметром 0,1 мм (формула 19):

$$S_{SEC}=\frac{A_{CU\,SEC}}{A_{WIRE}}=\frac{0.249}{0.00785}\approx 32.\qquad{\mathrm{(}}{19}{\mathrm{)}}$$

Принимаем количество проводников равным 30.

Необходимость уменьшения сечения провода первичной и вторичной обмоток обусловлена небольшой площадью окна выбранного магнитопровода. В большинстве случаев уменьшение на 10% вполне приемлемо и не приведет к перегреву дросселя. Однако, в любом случае следует дополнительно проверить величину потерь в меди.

Определим количество витков вспомогательной обмотки NAUX, учитывая, что напряжение на выходе выпрямителя должно составлять VAUX = 15 В, а на выпрямительном диоде падает до значения около VFW = 1 В (формула 20):

$$N_{AUX}=N_{SEC}\times \frac{V_{AUX}+V_{FW}}{V_{OUT\,MIN}+V_{FW}}=33\times \frac{15+1}{50+1}=10.3\approx 10.\qquad{\mathrm{(}}{20}{\mathrm{)}}$$

Основные технические характеристики дросселя, рассчитанного по данной методике и использованного в проекте IRuFB1, приведены в таблице 2. Для уменьшения индуктивностей рассеяния первичная и вторичная обмотки разбиты на две секции (таблица 3). Внешний вид дросселя L2 и чертеж установочного места на печатной плате показаны на рисунке 4.

Рис. 4. Внешний вид и чертеж установочного места дросселя L2

Таблица 2. Основные технические характеристики дросселя L2

Размер магнитопровода EFD 30/15/9
Материал магнитопровода Epcos N87 или аналогичный
Тип каркаса С горизонтальным расположением центрального стержня
Количество выводов каркаса 12
Индуктивность первичной обмотки, мкГн 500 ±10%
Индуктивность рассеяния первичной обмотки, мкГн 3
Максимальное импульсное напряжение первичной обмотки, В 600
Максимальная температура магнитопровода, °С 100
Электрическая изоляция между первичной и вторичной, вторичной и вспомогательной обмотками, В AC/мин 3000

Таблица 3. Параметры обмоток дросселя L2

Обмотка Вывод начала Вывод конца Количество витков Провод, мм
Первичная (часть 1) 2 3 30 10 х 0,1
Вторичная (часть 1) 8 9 17 30 х 0,1
Первичная (часть 2) 3 4 30 10 х 0,1
Вторичная (часть 2) 10 11 16 30 х 0,1
Вспомогательная 5 6 10 1 х 0,2

Расчет схемы ограничения тока

Расчет схемы ограничения тока выполняется при условии допустимой перегрузки CLM = 10%.

Сопротивление резистивного датчика тока RSH PRI, требуемое для обнаружения перегрузки, можно рассчитать по формуле 21:

$$R_{SH\,PRI}=\frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}}\times \frac{R5\parallel R6+R7}{R5\parallel R6}\approx \frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}},\qquad{\mathrm{(}}{21}{\mathrm{)}}$$

где VBUSOC+ = 0. 56 В – напряжение на выводе VBUS, необходимое для срабатывания узла защиты; IEQ – эквивалентный ток, протекающий через резисторы датчика (формула 22):

$$I_{EQ}=I_{PK\,PRI}-I_{SH\,AV}=I_{PK\,PRI}\times \left(1-\frac{D_{MAX}}{2} \right)=2.674\times \left(1-\frac{0.25}{2} \right)=2.34\:А.\qquad{\mathrm{(}}{22}{\mathrm{)}}$$

В итоге получим формулу 23:

$$R_{SH\,PRI}=\frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}}=\frac{0.56}{(1+0.1)\times 2.34}=0.22\:Ом.\qquad{\mathrm{(}}{23}{\mathrm{)}}$$

Такое сопротивление обеспечивается параллельным соединением трех резисторов с сопротивлениями R9 = R10 = 0.62 Ом и R11 = 0.75 Ом.

Расчет цепи обратной связи по напряжению

Для стабилизации требуемого уровня выходного напряжения необходимо рассчитать сопротивления резисторов R5, R6 делителя напряжения, подключаемого к вспомогательной обмотке. Требуемое напряжение обратной связи рассчитывается по формуле 24:
$$V_{BUS}=V_{AUX}\times \frac{R6}{R5+R6},\qquad{\mathrm{(}}{24}{\mathrm{)}}$$

где VBUS = 4. 1 В – напряжение, которое должно быть на выводе VBUS, согласно технической документации на микросхему.

Выбрав сопротивление резистора R6 = 82 кОм, определим необходимое сопротивление резистора R5 (формула 25):
$$R5=R6\times \frac{V_{AUX}-V_{BUS}}{V_{BUS}}=82\times \frac{15-4.1}{4.1}\approx 220\:кОм.\qquad{\mathrm{(}}{25}{\mathrm{)}}$$

Требования к трассировке печатной платы

Для обеспечения правильной работы схемы и исключения возможных проблем вопросам проектирования печатной платы следует уделить особое внимание. Неправильное расположение печатных проводников может привести к появлению непредвиденных высокочастотных напряжений или токовых всплесков, повышенному уровню электромагнитных помех, уменьшению выходной мощности, ухудшению надежности, а также к нештатному поведению схемы вплоть до выхода из строя компонентов. Приведенные ниже рекомендации необходимо учесть на самых ранних этапах проектирования, чтобы свести к минимуму количество возможных проблем, а также повысить надежность и технологичность конечного устройства.

  • Все дорожки должны иметь минимальную длину. Особенно это относится к силовым проводникам, соединяющим силовой транзистор, дроссель, выпрямительные диоды и так далее, по которым протекают высокочастотные токи. Это поможет уменьшить уровень шума в цепях управления, вызванный наличием паразитных связей между дорожками печатной платы.
  • Проводники чувствительных узлов схемы управления должны располагаться как можно дальше от силовых цепей. Это также уменьшит уровень шума и повысит устойчивость схемы управления.
  • Конденсатор фильтра питания микросхемы должен располагаться как можно ближе к выводам VCC и GND. Значительная длина проводников может уменьшить его эффективность и ухудшить стабильность работы микросхемы.
  • Общие провода для силовых и сигнальных цепей должны быть отдельными и соединяться в одной точке. По возможности используйте разводку общего провода по схеме «звезда», проводя для каждой цепи отдельный общий проводник. Это позволит свести к минимуму в слаботочных сигналах схемы управления уровень шума, возникающего на сопротивлении общего провода.
  • По возможности, уменьшите длину проводника между драйвером и затвором силового транзистора. За счет меньшей паразитной индуктивности это поможет уменьшить уровень выбросов напряжения на затворе в моменты переключений транзистора и предотвратить его возможное запирание или защелкивание.
  • Все чувствительные к помехам слаботочные узлы должны располагаться как можно ближе к микросхеме, чтобы исключить возможность ложного срабатывания или нестабильной работы, вызванную проникновением шума из силовых цепей.

Один из возможных вариантов расположения элементов и трассировки печатных проводников, выполненных с учетом приведенных выше требований, показан на рисунке 5.

Рис. 5. Расположение элементов и печатных проводников платы IRuFB1

Результаты тестирования платы IRuFB1

Результаты тестирования одного из образцов платы IRuFB1 приведены в таблице 4. Испытания проводились в нормальных условиях при температуре воздуха 25°С в сети с частотой 60 Гц. В 50-герцевых сетях характеристики платы IRuFB1 качественно ничем не отличаются, за исключением повышенного уровня пульсаций выходного напряжения, обусловленного большим интервалом между поступлениями порций энергии в выходной конденсатор – 10 мс вместо 8,3 мс.

Таблица 4. Результаты тестирования платы IRuFB1

Входное напряжение, В 195 230 265
Уровень нагрузки, % 0 20 50 100 0 20 50 100 0 20 50 100
Выходная мощность, Вт 0 7,75 19,3 38,3 0 7,73 19,6 38,1 0 7,68 19,4 37,7
Выходное напряжение, В 62,8 50,6 48,7 48,3 64,7 50,5 49,7 48,1 61,2 50,2 49,3 47,6
Выходной ток, А 0 0,15 0,39 0,79 0 0,15 0,39 0,79 0 0,15 0,39 0,79
Потребляемая мощность, Вт 0,36 9,28 21,6 41,7 0,5 9,63 21,9 41,6 0,55 9,89 22,1 41,3
КПД, % 0 83,5 88,9 92,0 0 80,3 89,5 91,8 0 77,7 89,7 91,3
Коэффициент мощности 0,71 0,92 0,97 0,64 0,86 0,96 0,56 0,80 0,93
Коэффициент нелинейных искажений, % 16,4 6,2 5,2 23 5,4 5,0 25,7 7,3 5,0
Пульсации выходного напряжение (СКВ), В 0,03 0,4 0,8 1,6 0,03 0,4 0,8 1,6 0,03 0,4 0,8 1,6
Пульсации выходного напряжения (размах), В 0,07 1,13 2,26 4,53 0,07 1,13 2,26 4,53 0,07 1,13 2,26 4,53

Как видно из полученных данных, плата IRuFB1 полностью соответствует заявленным техническим характеристикам. Ее выходное напряжение остается в диапазоне 47,5…52,5 В при изменении нагрузки от 10% до 100% и не поднимается выше 65 В в режиме холостого хода (рисунок 6). Во многом это обеспечивается оптимальной конструкцией силового дросселя, имеющего малое значение индуктивности рассеяния обмоток, особенно первичной. В случае, когда оптимизировать дроссель не представляется возможным, для улучшения коэффициента стабилизации вместо перемычки R19 можно установить резистор сопротивлением 10…47 Ом, что обеспечит лучшую фильтрацию высокочастотных колебаний.

Рис. 6. Зависимости выходного напряжения от различных напряжений на входе и токов нагрузки

Пульсация выходного напряжения, амплитуда которой при полной нагрузке не превышает 5 В (рисунок 7), имеет ярко выраженную низкочастотную составляющую, равную удвоенной частоте сети. Ее наличие обусловлено спецификой работы схемы, неравномерно передающей мощность в нагрузку и имеющей паузы при передаче энергии в моменты нулевого напряжения сети. При необходимости – например, при работе в сети с частотой 50 Гц – уровень пульсаций может быть уменьшен путем увеличения емкости выходного конденсатора или добавления дополнительного сглаживающего фильтра.

Рис. 7. Пульсации выходного напряжения

Несмотря на наличие низкочастотных пульсаций, схема управления обладает превосходной реакцией на резкие изменения выходного тока, удерживая выходное напряжение в допустимых пределах (рисунок 8), и обеспечивает быстрый запуск даже при 100% нагрузки (рисунок 9).

Рис. 8. Реакция преобразователя на резкое изменение тока нагрузки со 100% до 60%

Рис. 9. Запуск преобразователя при входном напряжении 230 В и нагрузке 100%

При полной нагрузке коэффициент мощности платы превышает 0,95, а общий коэффициент нелинейных искажений потребляемого тока остается на уровне 5% (рисунок 10), что обеспечивает практически синусоидальную форму входного тока (рисунок 11). Спектр гармоник входного тока показан на рисунке 12. Из рисунка видно, что плата полностью соответствует нормам EN61000-3-2 для устройств класса C.

Рис. 10. Зависимости коэффициентов мощности и нелинейных искажений от тока нагрузки при различных значениях входного напряжения

Рис. 11. Диаграммы значений входных напряжения и тока

Рис. 12. Спектр входного тока при различных уровнях нагрузки

Энергетические характеристики платы также высоки (рисунок 13). При полной нагрузке КПД платы превышает 90%, что является отличным показателем по сравнению с устройствами, имеющими корректор коэффициента мощности в виде отдельного узла.

Рис. 13. Энергетические характеристики платы

В дополнение на рисунках 14 и 15 приведены диаграммы работы в различных контрольных точках платы, позволяющие количественно и качественно оценить электрические режимы работы преобразователя.

Рис. 14. Диаграммы работы транзистора Т1 при напряжении 230 В и нагрузке 100%

Рис. 15. Диаграммы напряжений на выводах микросхемы IC1 при значении нагрузки 100% и коротком замыкании выхода

открыть картинку в полном формате

Последними в данном исследовании, но не последними по важности, приведены результаты измерений температуры элементов платы (рисунок 16), измеренные через час работы на открытом воздухе в условиях естественного охлаждения при входном напряжении 230 В и нагрузке 100%. Как видно из фотографий, температура всех компонентов остается ниже максимальных пределов как минимум на 35°С, что позволяет предположить, что плата сохранит свою работоспособность при заявленной в технических характеристиках максимальной температуре окружающей среды 60°С.

Рис. 16. Термические режимы платы спустя час работы при входном напряжении 230 В, нагрузке 100% и температуре окружающей среды 25°С

Заключение

Микросхема IRS2505L является хорошей основой для построения выпрямительных устройств, совмещающих в одном узле и корректор коэффициента мощности, и преобразователь постоянного напряжения, что в первую очередь положительно сказывается на КПД системы. Это существенно расширяет возможности разработчиков, позволяя создавать бюджетные, компактные и эффективные решения, сфера применения которых не ограничивается только системами освещения.

•••

Наши информационные каналы

Компактный блок питания с корректором мощности, выходным напряжением 48 Вольт и заявленной мощностью в 400 Ватт

Попал ко мне в руки очередной блок питания, покупал его не я, а мой товарищ, но в данном случае это не важно. Прежде всего заинтересовал меня данный блок питания тем, что имеет заявленную мощность в 400 Ватт, довольно компактный размер, а еще и корректор коэффициента мощности.

Изначально данный блок питания планировался для платы преобразователя типа DPS5012, но как пойдет дальше, еще неизвестно, так как тесты показали не тот результат, который ожидался.
Впрочем лучше по порядку, я постараюсь в обзоре показать как достоинства, так и недостатки и возможно подобный БП найдет свою целевую аудиторию.

Блок питания выполнен в открытом исполнении, т.е. предполагает установку внутрь корпуса, а не использование отдельно. Габаритные размеры составляют примерно 128х82х43мм, что для заявленной мощности весьма компактно.

Сбоку корпуса имеется наклейка из которой можно узнать что БП имеет:
Входное напряжение 100-240 Вольт
Выходное напряжение 48 Вольт
Выходной ток до 8.3 Ампера
Коэффициент мощности более 0.95

Блок питания смонтирован на алюминиевом шасси которое выполняет роль радиатора, для защиты от повреждений наклеена пленка, которую надо снять перед установкой БП в изделие.

На странице магазина есть и расширенное описание, а так как оно на китайском, то предлагаю вольный гуглоперевод, которого в общем-то достаточно для понимания характеристик.
Меня же кроме мощности и напряжения интересовал также и заявленный уровень пульсаций, который составляет 150 мВ, что очень мало для БП 48 Вольт 400 Ватт.

Монтаж блока питания плотный, хотя я бы не сказал что уж совсем, например у БП MeanWell, которые я обозревал ранее, бывает и гораздо плотнее.

По входу установлен довольно приличный фильтр, я был даже удивлен. Здесь установлено два двухобмоточных дросселя, два конденсатора Х типа и три Y типа. Единственное чего здесь нет — варистора, хотя место для него на плате есть, но вот «забыли» распаять. Если установить варистор, то можно сказать что фильтр «по учебнику».
При этом двухобмоточные дроссели имеют пластиковые каркасы, что также правильно.

1. Также по входу есть термистор для ограничения тока заряда конденсатора и предохранитель. При этом предохранитель один, установлен по цепи фазы (обозначено на клеммнике), но сам предохранитель мелкий, что не очень хорошо.
2. Три помехоподавляющих конденсатора Y типа соединены с корпусом БП.
3. Диодный мост прижат к корпусу через изолирующую прокладку, хотя сам по себе имеет изолированный корпус. Думаю что в данном случае прокладка просто заменяет термопасту.
4. Входной конденсатор имеет емкость всего в 100мкФ. Для БП с активным корректором требования к емкости входного конденсатора менее жесткие чем для обычных БП, но все равно 100мкФ при 400 Ватт это маловато, раза так в 2-2,5 меньше чем требуется. Справа от конденсатора виден дроссель активного корректора мощности.

Все силовые радиоэлементы прижаты к алюминиевому шасси через изоляторы.

В данном БП трансформатор не имеет зазора, привычного для обычный, обратноходовых преобразователей и это конечно увеличивает его мощность, но все равно выглядит как-то скромно для 400 Ватт выходной мощности особенно с заявленной возможности работать при пассивном охлаждении.

1. Между платой ШИМ контроллера и трансформатором установлено еще два небольших электролитических конденсатора. Нагрев в данном месте скорее всего будет весьма заметным, потому срок их службы может быть снижен.
2. В цепи обратной связи установлен один оптрон, а в качестве помехоподавляющего конденсатора правильный, Y типа.
3. Выход БП также соединен с корпусом, но уже через обычный высоковольтный конденсатор. С учетом того что в первичной цепи стоят Y конденсаторы такой вариант вполне допустим и безопасен.
4. На выходе стоит большой накопительный дроссель и три конденсатора 470мкФ 63 Вольта. Суммарная емкость фильтра всего около 1500 мкФ при более чем 8 Ампер выходного тока, что мало, кроме того на выходе нет дросселя для снижения уровня пульсаций.

Пояснения по поводу конденсаторов Y и X типа, а также входного дросселя.

Зачем нужны помехоподавляющие конденсаторы и чем они отличаются.

Y конденсатор

X конденсатор

Входной фильтр


Вообще при взгляде на выходную часть платы создается впечатление что плата универсальная, под разные конфигурации напряжения/тока и в данном случае частично упрощена. Слева виден подстроечный резистор для коррекции выходного напряжения.

Разбирается конструкция очень просто, три винта прижимают радиоэлементы и еще четыре крепят плату. Здесь я пожалуй поставил бы плюс, при всей своей относительно плотной компоновке устройство вполне ремонтопригодно.

На некоторые выводы элементов надеты фторопластовые изолирующие трубочки, мелочь, но весьма полезная.

Входной диодный мост KBL406, транзистор корректора — 20N50, выходной диод корректора — SFF10006A.
Транзистор инвертора — FHA9N90, выходная диодная сборка MUR3060PT. При беглом анализе все элементы установлены с запасом по току и напряжению.

/Но нашлись и следы небольшой, но явной экономии. Дело в том, что изолирующие прокладки изготовлены путем разрезания пополам нормального изолятора.

Подобные изоляторы обычно охватывают силовой элемент полностью, например как компонент установленный в левой части данной платы. Думаю теперь понятно «как это сделано».

Управляет всем блоком питания ШИМ контроллер CM6800G, который установлен на небольшой платке.

CM6800 является совмещенным ШИМ контроллером, который умеет попутно к основной функции управлять еще и корректором коэффициента мощности. Производится неизвестной мне фирмой Champion.

Схему блока питания я не перечерчивал, но она очень похожа на схему из даташита на контроллер, потому в случае ремонта её вполне можно использовать.

Монтаж двухсторонний, качество очень хорошее.

Высоковольтная часть, входные помехоподавляющие конденсаторы имеют разрядную цепь, часть дорожек усилена припоем.

Выходная часть также довольно аккуратна, но вот «сопля» припоя между минусовыми контактами выхода несколько необычна, видимо есть версия БП где эти точки разделены.

По поводу работы корректора думал сначала описать с картинками, но потом вспомнил про видео, думаю так будет проще понять.
Если в двух словах, то поясню:
Обычный блок питания потребляет от сети энергию только тогда, когда напряжение (амплитудное) выше чем напряжение на входном накопительном конденсаторе, соответственно имеем большие броски тока в моменты подзарядки конденсатора.
Блок питания с корректором содержит по сути повышающий преобразователь на входе, только без накопительного конденсатора (он стоит после корректора) и может потреблять ток от сети в большом диапазоне изменения напряжения, фактически приближая нагрузочную характеристику к активной нагрузке.
При этом после корректора стоит тот же обычный БП, только питающийся стабилизированным напряжением и потому можно сделать меньше запас на регулировку повысив тем самым КПД, но общий КПД падает за счет того, что сам корректор тоже имеет КПД ниже 100% и в итоге «то на то и получаем».

Блок питания построен по однотактной прямоходовой (Forward) схемотехнике, тогда как более распространенные маломощные однотактные БП строятся по однотактной обратноходовой (Flyback).
На блок схеме цветом выделены узлы прямоходового преобразователя (справа), которых нет в схеме обратноходового (слева). В прямоходовом добавлен диод, дроссель и одна из обмоток трансформатора включена в обратной полярности (это важно).
Кроме того есть еще одно отличие, в случае прямоходовой схемы у сердечника трансформатора не делают зазор, который обязателен в обратноходовой схеме.

Данная схемотехника очень похожа на классический понижающий (stepdown) преобразователь.
В обоих схемах входной ключ «накачивает» выходной дроссель, а в паузе через диод отдает энергию в нагрузку. Только в случае прямоходового БП в роли ключа выступает как сам транзистор, так и трансформатор и один из выходных диодов.
Ниже показаны сходные узлы, они обозначены одним цветом для наглядности. Думаю что теперь понятно, почему выше я писал, что фильтрующего выходного дросселя в этом БП нет, потому как тот что установлен, является накопительным. Закорачивать этот дроссель категорически нельзя!

Осматривать больше особо нечего, перейдем к тестам.
Изначально БП был настроен на 48.3 Вольта, впрочем это не важно. Диапазон регулировки составляет 41.8-54 Вольта, что довольно много, но если надо точно выставить выходное напряжение, то могут быть сложности из-за грубой регулировки.

Первый из тестов, оценка точности удержания выходного напряжения в зависимости от изменения нагрузки, оценки КПД и коэффициента мощности. Для теста использовалось два мультиметра, Ваттметр и электронная нагрузка. В тесте с напряжением 110 Вольт был добавлен автотрансформатор.
В процессе выяснилось, что при токах нагрузки около 4-5 Ампер и больше выходное напряжение начинает снижаться, причем не просто снизилось и остановилось, а этот процесс занимает некоторое заметное время. Подобный эффект бывает в случае резкого прогрева резисторов цепи обратной связи если там использованы обычные резисторы с высоким ТКС. Но когда я выключил нагрузку на горячем БП, то увидел что напряжение мгновенно пришло к исходному значению, потому в данном случае это скорее всего банальная перегрузка блока питания.
Ниже два фото, до теста, на холодном БП и сразу после снятия нагрузки на горячем, можно видеть что от прогрева напряжение практически не зависит.

Табличка с тестом. В тесте при низком напряжении погрешность измерения КПД заметно больше, потому приведена скорее ориентировочно, кроме последний тест при низком напряжении и максимальном токе не проводился, так как БП работал явно с перегрузкой.

Фактически я проверил БП при практически максимальном его токе, реально в нагрузке было почти 400 Ватт, но БП в этом режиме работал грустно, сильный нагрев, снижение выходного напряжения, хотя и не очен большое, но заметное.
Попутно отмечу интересное наблюдение, при включении через трансформатор он (трансформатор) начинал жужжать когда ток нагрузки БП находился в диапазоне 2.5-3.5 Ампера с пиком около 3 Ампер.

Измерение уровня пульсаций на выходе БП является довольно важным тестом, так как этот параметр сильно влияет как на корректную работу нагрузки, так и на долговечность выходной части устройства.
Для измерения этого параметра у меня перед щупом установлен рекомендованный фильтр состоящий из пары конденсаторов — электролитического 1мкФ 63 Вольта и керамического 0.1мкФ.

Пульсации измеряются на частоте работы преобразователя (ВЧ) и удвоенной частоте сети (НЧ).

Все осциллограммы.

Напряжение на входе 230 Вольт, ВЧ и НЧ на холостом ходу.

ВЧ под нагрузкой 25, 50, 75 и 100%

То же самое, но на НЧ.
Выше на последней осциллограмме была видна странная картина, на ВЧ пульсации явно наложены НЧ, причем рост пульсаций начинался резко при превышении тока в 8 Ампер, но пока я переключал режим работы осциллографа они пропали, хотел увидеть их на НЧ. Больше эти пульсации не появлялись, что это было, не знаю.

Все почти то же самое, но при входном напряжении около 105 Вольт.
В данном случае тест при 100% нагрузки не проводился, так как БП работал с явной перегрузкой, в итоге на осциллограммах мощность соответствует — ХХ, 25, 50 и 75%
ВЧ

НЧ

Сводная картина работы БП
1. 230 Вольт входное, ВЧ, 100% нагрузки
2. То же самое, но НЧ
3. 105 Вольт входное, НЧ, 75% нагрузки
4. То же самое но НЧ.

Как ни странно это говорить, но БП влез в заявленные 150мВ пульсаций, единственное что в первом тесте были наложены большие НЧ пульсации которые в процессе экспериментов пропали.

Не менее важный тест — проверка температурного режима. В описании было указано что БП рассчитан на пассивное охлаждение и меня еще на начальном этапе тестов терзали сомнения что он вытянет такой режим на максимальной мощности так как даже после короткого теста он уже сильно нагревался. Я предположил что максимальный длительный ток составит около 6 Ампер, но как выяснилось, сильно ошибся, максимально что я смог относительно безопасно получить длительно это всего 4.2 Ампера или около 200 Ватт.
Дело в том, что потери на БП в таком режиме составляли около 35 Ватт, а рассеивать такую мощность при столь компактных размерах можно только с активным охлаждением.

В итоге тест проводился «по сокращенной программе», сначала при токе 2.1 Ампера или 25% нагрузки, затем при 4.2 Ампера или 50% нагрузки, но так как уже при 50% БП явно сильно грелся, то следующий прогон был только при токе 4.5 Ампера, что даже меньше чем 55% нагрузки.
Каждый тест занимал привычные 20 минут, общее время теста 1 час.
Так как контрольных точек было много, то напишу их в соответствии с таблицей:
Входной диодный мост
Транзистор корректора мощности
Диод корректора мощности
Дроссель корректора мощности
Входной конденсатор инвертора
Транзистор инвертора
Трансформатор
Выходная диодная сборка
Выходной накопительный дроссель
Выходные конденсаторы.

На термофото все выглядит примерно также.
1. Температуры после теста стабильности напряжения, общее время теста около 15 минут с постепенным увеличением тока с 0 до 8.3 Ампера.
2. После завершения теста при токе нагрузки 4.2 Ампера
3. Еще через 20 минут нагрузки током 4.5 Ампера.

При этом тепловизор «видел» какой-то компонент установленный между трансформатором и выходным дросселем и показывал максимальную температуру до 145 градусов, изменение угла наклона тепловизора меняло это значение, реальная температура основных компонентов есть выше в таблице.

Спрашивается, а как же так, мощность указана 400 Ватт, но длительно может отдавать только 200, что за ерунда.
Ответ прост и скрыт в описании товара, БП для усилителей звука, а в таком применении как раз и получается при максимальной в 400 Ватт средняя около 200.

А теперь резюме.
Конструктивно БП выполнен неплохо, присутствует нормальный входной фильтр, все силовые радиоэлементы установлены на радиатор, применены безопасные конденсаторы Y типа, дроссели намотаны медным проводом, присутствует активный корректор. Придраться можно только к таким вещам как — отсутствие варистора по входу, дроссели удерживаются только за счет жесткости провода обмотки.
Основная часть компонентов стоит с запасом, но это не относится к емкости входного и выходных конденсаторов, которые нормальны для мощности в 200 Ватт, но явно малы для 400.
В плане уровня пульсаций можно также сказать что все нормально, ну кроме странного эффекта резкого увеличения размаха пульсаций при токе выше 8 Ампер, который потом прошел и больше себя не проявлял.

Но исходя из результатов тестов я могу сказать что данный БП имеет максимальную длительную мощность всего в 200 Ватт, используя активное охлаждение ее можно без проблем поднять до 300, при этом 400 Ватт это кратковременная (несколько минут) мощность. Можно конечно увеличить емкость конденсаторов, БП будет работать немного лучше, но длительная мощность от этого практически не изменится.

В общем такой вот неоднозначный блок питания. На этом у меня все, надеюсь что обзор был полезен. Отдельное спасибо Александру за предоставленный для тестов блок питания.

9. Корректор коэффициента мощности. Электропитание устройств и систем связи

Категория: Электропитание устройств и систем связи

Корректор коэффициента мощности (ККМ) или буст – конвертор предназначен для активной фильтрации тока сети. ККМ приближает фазовый сдвиг между током и напряжением источника к нулю и формирует синусоидальную форму тока потребляемого от сети. ККМ является промежуточным звеном в схеме импульсного источника питания, включенным между выходом входного выпрямителя и входом конвертора напряжения. Он относится к повышающим импульсным стабилизаторам напряжения, т.к. напряжение на выходе выше, чем напряжение на входе ККМ за счет энергии, накопленной в дросселе Lккм за период открытого состояния ключа VT.

При подачи управляющего импульса на VT ток протекает по контуру: “+” U1 через открытый диод выпрямителя; Lккм; сток- исток полевого транзистора VT; резисторный шунт Rs; открытый диод выпрямителя; “- “ U1. На интервале открытого состояния ключа происходит нарастание тока в дросселе по линейному закону до достижения некоторой величины, определяемой средневыпрямленным напряжением с учетом коэффициента пропорциональности (U1 = K1· Uзад). Максимальный ток ключа также контролируется на Rs. В блоке K1 происходит сравнение напряжения обратной связи, снимаемого с Rд2 и сигнала с датчика тока (Rs). На интервале паузы происходит спадание тока до нуля по экспоненциальному закону. В момент равенства тока нулю подается импульс управления на VT. В ККМ используется два способа модуляции: широтно- импульсный (ШИМ) и частотно-импульсный (ЧИМ).

Для выполнения дополнительной функции – стабилизации выходного напряжения ККМ вводится дополнительный делитель Rос1, Rос2и перемножитель напряжения выпрямленного и выходного ККМ.

При проектировании ККМ необходимо учитывать отклонение входного напряжения сети от номинального уровня. Напряжения на выходе корректора выбирается при максимальном значении коэффициента заполнения таким образом, чтобы при минимальном уровне напряжения сети коэффициент заполнения был не менее 0,2…0,3. При питании от сети 220В, максимальный уровень на выходе корректора равен 400В для обеспечения запаса по регулированию при фильтрации тока сети. При высокой частоте коммутации ключа (50 кГц…1мГц) огибающая по ступенчатому уровню тока первой гармоники приближается к синусоидальной форме, следовательно необходимо выполнять ключевой элемент в схеме ККМ на полевом транзисторе. При использовании корректора в трехфазной сети схема корректора одинаковая в каждой фазе трансформатора.

Внешний Корректор Мощности (ВКМ)

Все турбины, оснащенные ЭГСР производства ТОО «КТМЗ» получают возможность регулирования активной мощности отдельного турбогенератора с точностью до 0.5МВт, что соответствует современным требованиям рынка электроэнергии и демонстрирует повышение качества генерируемой энергии.

Для обеспечения качественного регулирования суммарной электрической мощности станции мы предлагаем надстроечный инструмент к регулятору мощности, разработанный по проекту с рабочим названием «ВКМ» (Внешний Корректор Мощности), который поставляется в виде модуля для турбинного контроллера ЭГСР нашего производства.

Данный проект уже внедрен на ведущих электростанциях Татарстана, где на сегодняшний день нами модернизировано 38 турбин различной мощности.

Суть проекта ВКМ заключается в обеспечении динамической коррекции генерируемой мощности каждой электростанции и региональной энергосистемы в целом, в соответствии с плановым заданием, посредством выделенных турбогенераторов. Для решения этой задачи требуется связь с устройствами телемеханики ТЭЦ и с АСКУЭ.

В модуле реализован регулятор с алгоритмом коррекции по отклонению мощности. Модуль также имеет защитную функцию автоматического отключения при превышении установленных ограничений отклонений частоты сети или частоты вращения ротора турбины, работающую в сторожевом режиме.

Заявленная точность регулирования станционной мощности, которая является отклонением на конец часа, после внедрения ВКМ составляет менее 0,5МВт/час.

Работа модуля в автоматическом режиме позволяет участвовать станции в автоматическом системном регулировании, улучшить экономические показатели электростанции, предотвращает перерасход условного топлива при избыточной выработке электроэнергии и не допускает недовыработку электроэнергии.

В целом, внедрение модуля ВКМ на электростанциях приносит Заказчику ряд следующих преимуществ:

  • повышение эргономических характеристик процесса управления электростанцией;
  • снижение доли «человеческого фактора»;
  • повышение качества управления и экономических показателей генерирующей компании;
  • совместно с ЭГСР обеспечение гибкости и возможности выбора оптимальных режимов управления оборудованием.

Необходимо отметить, что по предварительной оценке, эти работы принесли Заказчику положительный экономический эффект со сроком окупаемости затрат не более 3-х лет.

Система внедряется с 2006 года и уже установлена на 30-и турбинах региона. Модернизация турбин и расширение данной системы на станциях Татарстана продолжается и в настоящее время.

Так как проект базируется на современных открытых компьютерных технологиях, он является перспективным и для внедрения на электростанциях Республики Казахстан.

В настоящее время нами разрабатывается версия ВКМ, в виде самостоятельной системы, способной интегрироваться в информационные системы станции и управлять электрогидравлическими системами регулирования по унифицированным интерфейсам и протоколам.

Для чего ВКМ подключается к коммерческим счетчикам с доступом к информации ПБР (план балансирующего рынка). Такое решение позволит оптимизировать нагрузку на тепломеханическое оборудование и максимально снизит необходимость участия машиниста турбины в поддержании станционной мощности, что в свою очередь еще больше повысит планку качества вырабатываемой электроэнергии и экономику технологического процесса. 

Купить Корректор коэффициента мощности низкого напряжения, Корректор коэффициента мощности низкого напряжения Поставщики, производители

Обзор корректора коэффициента мощности НН

ZDDQ Низковольтный корректор коэффициента мощности обеспечивает экономичное, удобное и надежное решение для коррекции коэффициента мощности. Они являются более эффективной альтернативой отдельным конденсаторам двигателя, особенно на крупных промышленных объектах.

ZDDQ LV Power Factor Corrector разработан для обеспечения коррекции коэффициента мощности с помощью единственной установки на главной шине предприятия и идеально подходит для приложений, где нагрузка предприятия постоянно меняется, что приводит к необходимости различных количеств реактивной мощности. Полупроводниковый контроллер реактивной мощности реагирует на сигнал тока от одного удаленного трансформатора тока (предоставляется заказчиком), измеряет коэффициент мощности установки и регулирует требования к нагрузке системы с выбранными ступенями кВАр, чтобы поддерживать желаемый целевой коэффициент мощности.


Особенности корректора коэффициента мощности LV

  1. Широкий диапазон уровней напряжения от 240 до 1000 В.
  2. Емкости от 30 до 1200 квар.
  3. Эксплуатация при температуре окружающей среды от -25 ° C до 50 ° C.
  4. Длительный срок службы благодаря высококачественным компонентам с низкими потерями и прочной конструкции для постоянной работы при рабочей температуре 80 ° C.
  5. Однофазные взрывозащищенные конденсаторы, 100% перерабатываемые и сертифицированные UL (без заливки).
  6. Полная безопасность для оператора: главный выключатель приводится в действие снаружи, индивидуальное сопротивление разряду предотвращает ненужные риски для оператора.
  7. Простая установка и минимальное обслуживание: 100% ремонт на месте.



Автоматические конденсаторные батареи низкого напряжения Панель автоматической коррекции коэффициента мощности низкого напряжения

Преимущества корректора коэффициента мощности LV

  1. Устранение расходов за счет низкого коэффициента мощности.
  2. Уменьшите потери в системе из-за эффекта Джоуля (нагрева).
  3. Лучшая поддержка и регулировка напряжения.
  4. Освободите емкость системы.
  5. Предотвратить преждевременный выход оборудования из строя из-за чрезмерного нагрева, вызванного работой при пониженном напряжении.
  6. Динамически регулируйте коэффициент мощности в соответствии с профилем нагрузки.
  7. Снижение капитальных затрат до 30%.
  8. Снижение штрафов при выставлении счетов за реактивную энергию и снижение операционных расходов до 10%
  9. Снижение потерь энергии до 30%
  10. Повышение надежности энергосистемы и оборудования до 18%

ОБЛАСТЬ ПРИМЕНЕНИЯ Корректора коэффициента мощности НН

Автоматические конденсаторные батареи ZDDQ широко используются для переменных нагрузок, таких как двигатели, частотно-регулируемые приводы, плавильные печи сталепрокатных заводов, химическая промышленность, цементный завод, завод Suger, текстильная промышленность, больницы, отели, строительный сегмент, автомобильная промышленность, нефтегазовая промышленность. , общественная сеть и т. д.

Что такое коррекция коэффициента мощности (PFC)?

Что такое коррекция коэффициента мощности?

Коррекция коэффициента мощности - это метод увеличения коэффициента мощности источника питания. Импульсные источники питания без коррекции коэффициента мощности потребляют ток короткими импульсами большой величины. Эти импульсы можно сглаживать с помощью активных или пассивных методов. Это снижает входной среднеквадратичный ток и полную входную мощность, тем самым увеличивая коэффициент мощности.

Коррекция коэффициента мощности формирует входной ток, чтобы максимизировать реальную мощность от источника переменного тока. В идеале электрическое оборудование должно иметь нагрузку, имитирующую чистый резистор, а это означает, что реактивная мощность будет равна нулю. И формы волны тока и напряжения будут одной и той же синусоидальной волной и синфазны друг с другом. Однако из-за реактивных компонентов в большинстве цепей всегда есть отставание по мощности, что приводит к более низким коэффициентам мощности.

В идеальной системе вся энергия, потребляемая от сети переменного тока, используется для выполнения полезной работы.Это возможно только тогда, когда ток находится в фазе с напряжением. Когда фаза между ними меняется, часть энергии из розетки переменного тока не выполняет полезную работу и теряется.

Таким образом, генерирующая компания должна производить больше энергии для удовлетворения спроса на полезную и потерянную мощность. Это означает больше капиталовложений в генерацию, передачу, распределение и контроль. Затраты перекладываются на потребителя в дополнение к глобальному потеплению.

Коррекция коэффициента мощности пытается подтолкнуть коэффициент мощности электрической системы, такой как источник питания, к 1, и даже если он не достигает этого значения, он приближается к 0,95, что является приемлемым для большинства приложений.

Методы коррекции коэффициента мощности

Существует два распространенных типа коррекции коэффициента мощности для источников питания; пассивный PFC и активный PFC.

Пассивная коррекция коэффициента мощности

Используется для небольших блоков питания мощностью около 100 Вт или меньше.В методе коррекции используется фильтр гармоник нижних частот на входе переменного тока с конденсатором и катушкой индуктивности, образующими последовательный резонансный контур. Компоненты могут быть довольно небольшими, обеспечивая при этом недорогую и эффективную коррекцию коэффициента мощности.


Рисунок 1: Кредит изображения пассивного PFC

Пассивные корректоры коэффициента мощности просты, прочны и надежны для снижения энергопотребления. Кроме того, они не создают электромагнитных помех. Однако они большие и тяжелые из-за индуктора.

Преимущества

  • Недорого
  • Эффективный
  • Простая конструкция

Недостатки

  • Тяжелые и большие
  • Без регулирования напряжения
  • Ограниченный диапазон входных напряжений

Активная коррекция коэффициента мощности

Активные методы коррекции коэффициента мощности предпочтительны для источников питания мощностью более 100 Вт. Этот метод обеспечивает более эффективную коррекцию, он легче и менее объемен.

Базовая активная схема PFC состоит из схемы управления, которая измеряет входное напряжение и ток, а затем регулирует время переключения и рабочий цикл, чтобы гарантировать совпадение входного напряжения и тока. Это обеспечивает автоматическую коррекцию входного переменного напряжения, в результате чего теоретический коэффициент мощности превышает 0,95. В отличие от пассивного PFC, активный PFC работает в широком диапазоне входных напряжений.Однако для этого требуются дополнительные компоненты, что делает его более сложным и дорогим.


Рисунок 2: Изображение базовой активной схемы PFC Кредит

Преимущества активного PFC

  • Достигает PF 0,95 или выше
  • Маленький и легкий
  • Широкий диапазон входного напряжения и частоты переменного тока (87-266 В и 47-63 Гц).
  • Более гибкий
  • Большой контроль

Недостатки

  • Комплекс
  • Более высокая стоимость
  • Требуется дополнительная фильтрация из-за высоких частот, которые могут попасть в линию.
  • Компоненты рассчитаны на более высокое напряжение по сравнению с пассивным PFC.

Преимущества PFC

При коэффициенте мощности, равном 1 или как можно более близком к нему, снижаются потери и вся генерируемая мощность используется эффективно.

  • Технические преимущества: Повышенная эффективность и снижение энергопотребления, следовательно, снижение нагрузки на коммутационные устройства и кабели, снижение затрат для потребителя и поддержка большей нагрузки.
  • Коммерческие преимущества: Снижение системных потерь и капитальных затрат для генерирующей компании.Кроме того, это экономия на расходах на электроэнергию, так как нет платы за превышение реактивной мощности. Еще одно преимущество заключается в том, что оборудование и системы передачи и распределения работают меньше и служат дольше.
  • Экологические преимущества: снижение выбросов CO2.

Продукты с PFC

Блок питания с функцией PFC 100 Вт с одним выходом серии

Анализ и разработка однофазного корректора коэффициента мощности с генетическим алгоритмом и адаптивным контроллером скользящего режима на основе нейро-нечеткой схемы с использованием DC – DC SEPIC

  • 1.

    Yang J-W, Do H-L (2015) Эффективный обратный преобразователь PFC с одним переключателем и двумя входами с пониженными коммутационными потерями. IEEE Trans Industr Electron 62 (12): 7460–7468

    MathSciNet Статья Google ученый

  • 2.

    Poorali B, Adib E (2016) Анализ интегрированного обратноходового преобразователя SEPIC как одноступенчатого однопереключателя светодиодного драйвера с коррекцией коэффициента мощности. IEEE Trans Industr Electron 63 (6): 3562–3570

    Статья Google ученый

  • 3.

    Lu DDC, Iu HHC, Pjevalica V (2009) Одноступенчатый повышающий-прямой преобразователь переменного / постоянного тока с высоким коэффициентом мощности и регулируемым напряжением шины и выходным напряжением. IEEE Trans Industr Electron 56 (6): 2128–2132

    Статья Google ученый

  • 4.

    Lo YK, Lin CY, Chiu HJ et al (2013) Анализ и разработка двухтактного квазирезонансного корректора коэффициента мощности в режиме повышения. IEEE Trans Power Electron 28 (1): 347–356

    Статья Google ученый

  • 5.

    Chen RT, Chen YY (2006) Одноступенчатый двухтактный повышающий преобразователь со встроенным магнитом и технологией формирования входного тока. IEEE Trans Power Electron 21 (5): 1193–1203

    Статья Google ученый

  • 6.

    Лу Д.Д., Ки СК (2013) Повышение эффективности работы при малой нагрузке в одноступенчатых преобразователях PFC с одним переключателем на базе понижающего преобразователя. IEEE Trans Power Electron 28 (5): 2105–2110

    Статья Google ученый

  • 7.

    Liu X, Xu J, Chen Z et al (2015) Понижающий-повышающий преобразователь коррекции коэффициента мощности с одним индуктором и двумя выходами. IEEE Trans Industr Electron 62 (2): 943–952

    Статья Google ученый

  • 8.

    Павлович Т., Бязи Т., Бан З (2013) Упрощенные усредненные модели преобразователей постоянного тока в постоянный, подходящие для проектирования контроллеров и моделирования микросетей. IEEE Trans Power Electron 28 (7): 3266–3275

    Статья Google ученый

  • 9.

    Umamaheswari MG, Uma G, Vijayalakshmi KM (2011) Разработка и реализация контроллера скользящего режима пониженного порядка для преобразователей коррекции коэффициента мощности более высокого порядка. IET Power Electron 4 (9): 984–992

    Статья Google ученый

  • 10.

    Давуди А., Яцкевич Дж, Чапман П.Л. и др. (2013) Моделирование схем силовой электроники с несколькими разрешениями с использованием методов уменьшения порядка моделей. IEEE Trans Circuits Syst 60 (3): 810–823

    MathSciNet Статья Google ученый

  • 11.

    Vishwakarma CB (2014) Модифицированный матричный подход Ханкеля для уменьшения порядка модели во временной области. World Acad Sci Eng Technol Int J Math Comput Phys Electr Comput Eng 8 (2): 404–410

    Google ученый

  • 12.

    Umamaheswari MG, Uma G, Redline Vijitha S (2012) Сравнение управления гистерезисом и линейно-квадратичным регулятором пониженного порядка для коррекции коэффициента мощности с использованием преобразователей постоянного тока в постоянный. J Circuits Syst Comput 21 (1): 1250002

    Артикул Google ученый

  • 13.

    He Y, Luo FL (2006) Регулировка скользящего режима для постоянной частоты переключения преобразователя постоянного тока. IEEE Proc Control Theory Appl 153 (1): 37–45

    Статья Google ученый

  • 14.

    Умамахесвари М.Г., Ума Дж., Изабелла Л.А. (2014) Анализ и разработка цифрового интеллектуального контроллера для преобразователя PFC Cuk. J Comput Electron 13: 142–154

    Статья Google ученый

  • 15.

    Ламар Д.Г., Фернандес А., Ариас М., Родригес М. и др. (2008) Предрегулятор коррекции единичного коэффициента мощности с быстрым динамическим откликом на основе недорогого микроконтроллера. IEEE Trans Power Electron 23 (2): 635–642

    Статья Google ученый

  • 16.

    Chu G, Tse CK, Wong SC, Tan S-C (2009) Единый подход для создания надежного управления для повышающих преобразователей PFC. IEEE Trans Power Electron 24 (11): 2531–2544

    Статья Google ученый

  • 17.

    Хубер Ласло, Кумар Миша, Йованови Милан М. (2015) Сравнение характеристик PI- и P-компенсации в трехфазном шестиконтактном повышающем выпрямителе с коррекцией коэффициента мощности на базе DSP. IEEE Trans Power Electron 30 (12): 7123–7137

    Статья Google ученый

  • 18.

    de Melo PF, Gules R, Romaneli EFR, Annunziato RC (2010) Модифицированный преобразователь SEPIC для выпрямителя с высоким коэффициентом мощности и универсальных приложений входного напряжения. IEEE Trans Power Electron 25 (2): 310–321

    Статья Google ученый

  • 19.

    Бодетто Мирко, Эль Аруди Абделали, Сид-Пастор Ангел и др. (2016) Конструкция преобразователей AC-DC PFC высшего порядка с регулируемым выходным током для приложений с низким энергопотреблением. IEEE Trans Power Electron 31 (3): 2012–2025

    Статья Google ученый

  • 20.

    Сильва Дж. Ф. (1999) Регулировка в скользящем режиме для выпрямителей с ШИМ с единичным коэффициентом мощности повышающего типа. IEEE Trans Industr Electron 46 (3): 594–603

    Статья Google ученый

  • 21.

    519-2014 - Рекомендуемая практика и требования IEEE для контроля гармоник в электроэнергетических системах. Комитет по передаче и распределению электроэнергии и энергетики IEEE, Совет по стандартам IEEE-SA, стр. 1-29.

  • 22.

    Simonetti DSL, Себастиан Дж., Уседа Дж. (1997) Анализ и проектирование предварительных регуляторов коэффициента мощности прерывистого режима проводимости sepic и cuk. IEEE Trans Industr Electron 44: 630–637

    Статья Google ученый

  • 23.

    Melo PF, Gules R, Romaneli EFR et al (2010) Модифицированный преобразователь SEPIC для выпрямителя с высоким коэффициентом мощности и универсального входного напряжения. IEEE Trans Power Electron 25 (2): 310–321

    Статья Google ученый

  • 24.

    Махдави Мохаммад, Фарзанехфард Хосейн (2011) Безмостовой выпрямитель SEPIC PFC с уменьшенными компонентами и потерями проводимости. IEEE Trans Industr Electron 58 (9): 4153–4160

    Статья Google ученый

  • 25.

    Lamar DG, Zuniga JS, Alonso AR et al (2009) Очень простая стратегия управления корректорами коэффициента мощности, управляющими светодиодами высокой яркости. IEEE Trans Power Electron 24 (8): 2032–2041

    Статья Google ученый

  • 26.

    Эриксон Р., Максимович Д. (2000) Основы силовой электроники. Kluwer, Norwell

    Google ученый

  • 27.

    Ridley R (2006) Анализ конвертера sepic. Power Syst em Design Europe, Дания, Баллард, стр. 14–18

    Google ученый

  • 28.

    Гу В., Чжан Д. (2008) Разработка преобразователя SEPIC. Отличные рекомендации по проектированию, национальный полупроводник в примечании к применению, стр. 1–6

  • 29.

    Kessal A, Rahmani L (2014) Параметры контроллера скользящего режима, оптимизированные для Ga, на основе как выходного напряжения, так и входного тока с приложением в PFC преобразователей AC / DC. IEEE Trans Power Electron 29 (6): 3159–3165

    Статья Google ученый

  • 30.

    Тулай Г., Искендер И., Мамизаде А. (2014) Повышение эффективности управления PI PFC с помощью метода эвристической оптимизации. IJTPE Publ Int Org IOTPE 6 (18): 167–171

    Google ученый

  • 31.

    Mamarelis E, Petrone G, Spagnuolo G (2014) Дизайн SEPIC с регулируемым скользящим режимом для PV MPPT приложений. IEEE Trans Industr Electron 61 (7): 3387–3398

    Статья Google ученый

  • 32.

    Маркос-Пастор Адриа, Видал-Идиарте Энрик, Сид-Пастор Энджел (2015) Коррекция коэффициента мощности на основе резистора без потерь с использованием полумостового повышающего выпрямителя в скользящем режиме управления. IEEE Trans Power Electron 30 (10): 5842–5853

    Статья Google ученый

  • 33.

    Пол Арун К. , Мишра Дж. К., Радке М.Г. (1994) Управление скользящим режимом пониженного порядка для пневматического привода. IEEE Trans Control Syst Technol 2 (3): 271–276

    Статья Google ученый

  • 34.

    Bandyopadhyay B, Alemayehu G, Abera E (2007) Дизайн управления скользящим режимом с использованием подхода модели пониженного порядка. Int J Autom Comput 04 (4): 329–334

    Статья Google ученый

  • 35.

    Goudarzian A, Nasiri H, Abjadi N (2016) Разработка и реализация контроллера скользящего режима постоянной частоты для преобразователя luo. Int J Eng Trans Appl 29 (2): 202–210

    Google ученый

  • 36.

    Rossetto L, Spiazzi G, Tenti P, Fabiano B et al (1994) Высококачественный выпрямитель с быстрым откликом и плавным регулированием режима. IEEE Trans Power Electron 9 (2): 146–152

    Статья Google ученый

  • 37.

    Malesani L, Rossetto L, Spiazzi G (1995) Оптимизация производительности преобразователей Cuk с помощью скользящего режима управления. IEEE Trans Power Electron 10 (3): 302–309

    Статья Google ученый

  • 38.

    Umamaheswari MG, Uma G, Vijayalakshmi K (2013) Анализ и проектирование регулятора пониженного уровня со скользящим режимом для трехфазной коррекции коэффициента мощности с использованием выпрямителей cuk. IET Power Electron 6 (5): 935–945

    Статья Google ученый

  • 39.

    Soltanpour MR, Zolfaghari B, Soltani M (2013) Дизайн управления нечетким скользящим режимом для класса нелинейных систем со структурированными и неструктурированными неопределенностями. Int J Innov Comput Inf Control 9 (7): 2713–2726

    Google ученый

  • 40.

    Bououden S, Chadli M, Karimi HR (2013) Разработка нечеткого контроллера скользящего режима с использованием нелинейных систем, смоделированных Такаги – Сугено. Hindawi Publishing Corporation «Математические проблемы в машиностроении», 2013 г., ID статьи 734094

  • Сохраняют ли устройства коррекции коэффициента мощности энергию?

    Сегодня мы публикуем гостевой пост Криса Кайзера из Mapawatt.com. Я встретил Криса недавно, потому что мы оба ведем блог из великого города Атланта, и наши блоги хорошо дополняют друг друга. В Energy Vanguard мы в основном занимаемся строительной наукой и энергоаудитом / рейтингом. Mapawatt специализируется на продуктах для мониторинга энергии и повышения энергоэффективности.

    Сообщение Криса рассказывает о мошенничестве с устройством коррекции коэффициента мощности и о том, почему вы определенно не хотите тратить деньги на покупку такого устройства. В дополнение к его сообщению и ссылкам, которые он предоставляет, еще один по этой теме, который вы, возможно, захотите проверить, - это очень вызывающий сайт NLCPR, на котором, кстати, также есть страница, описывающая, как сделать свою собственную дверь воздуходувки. ab3

    Частью нашей цели в блоге Mapawatt является обзор лучших продуктов, которые могут сэкономить энергию и воду в вашем доме.Разработчики продуктов знают, что по мере роста затрат на электроэнергию, сужения бюджетов потребителей и увеличения внимания людей к окружающей среде (триумф экологических движущих сил) потребители будут нуждаться в продуктах, которые помогают им экономить энергию. Но соответствуют ли все эти продукты своим требованиям?

    Один из этих продуктов - устройство коррекции коэффициента мощности, его можно увидеть здесь. Этот продукт утверждает:

    Бытовые потребители по всей Северной Америке могли бы увидеть реальную экономию в размере 8% - 10%, как правило, и до 25% на потреблении электроэнергии (и, следовательно, на счетах за электроэнергию).

    Однако я на это не куплюсь. В Интернете есть два замечательных ресурса, посвященных этой же проблеме. Один - Energy Star (страница больше не доступен), а другой - блоггер, которого я читаю 4 года, и у него есть отличный раздел об электричестве, Майкл Блюджей. Оба этих источника говорят, что коррекция коэффициента мощности действительно не поможет в оплате вашего жилищного счета. Это может иметь значение для определенных промышленных пользователей, которым Утилита может выставить счет за пиковый спрос, но это уже другая история (и она рассматривается в статье Bluejay).

    Чтобы углубиться, формула для коэффициента мощности (PF) приведена ниже:

    PF = Активная мощность (Вт) ÷ Полная мощность (ВА)

    - или -

    Вт = PF * А * Напряжение = PF * Полная мощность

    Считается, что устройства коррекции коэффициента мощности улучшают вторую половину приведенного выше уравнения - полную мощность. Однако вы не платите своему коммунальному предприятию за кажущуюся мощность . Вы платите им за реальную мощность (ватты). Полная мощность определяется как общая мощность в цепи переменного тока, рассеиваемая и возвращаемая! (Прокрутите до конца этой ссылки, чтобы просмотреть треугольник мощности и описание полной, реальной и реактивной мощности).Это означает, что если у вас в настоящее время низкий коэффициент мощности, ваша кажущаяся мощность выше, но все это означает, что вы возвращаете больше неиспользованных электронов в сеть! Но поскольку они заряжают вас только за использованные электроны (рассеянные электроны = реальная мощность = ватты), вам наплевать на вашу кажущуюся мощность!

    Давайте возьмем для примера 2 полностью идентичных двигателя, установленных рядом. Оба этих двигателя имеют одинаковый КПД и работают на 1,2 кВт. Первый двигатель не имеет устройства коррекции мощности.У вторых двигателей есть устройство коррекции коэффициента мощности.

    • Двигатель 1: двигатель 1,2 кВт, подключенный к цепи 120 В, PF = 0,7
    • Двигатель 2: двигатель мощностью 1,2 кВт, подключенный к цепи 120 В, коэффициент мощности = 0,999 (у него есть устройство коррекции коэффициента мощности, поэтому коэффициент мощности отличный!)

    Используя приведенное выше уравнение, мы можем показать амперы (ток), которые будут рассеиваться в двигателе 1:

    1,2 кВт = 0,7 * 120 В * A → A = 14,29

    И мы можем сделать то же самое для двигателя 2:

    1. 2 кВт = 0,999 * 120 В * A → A = 10,01

    Но это не значит, что вы будете платить коммунальному предприятию меньше! Все это показывает, что ваш коэффициент мощности увеличивается (становится лучше), ваша сила тока уменьшается, но реальная мощность (ватты = то, что вам заряжает сеть) остается неизменной! Следовательно, независимо от вашего коэффициента мощности, в жилых помещениях утилита все равно будет показывать, что вы сняли такое же количество реальной мощности с линий электропередач, так что это то, что вы платите.

    Я не единственный сайт, ставящий под сомнение пригодность устройств коррекции коэффициента мощности.Open4Energy имеет отличный обзор Open4Energy: мошенничество с коррекцией коэффициента мощности. Замечу, что это у них в разделе «афера»!

    Pro Results Power Serum - Уход за кожей Renée Rouleau

    Pro Results Power Serum радикально устраняет видимые эффекты повреждения солнцем, удаляя сухие клетки и коричневые пятна, чтобы сделать текстуру более гладкой и яркой.

    Pro Results Power Serum от Renée Rouleau преображает кожу, делая ее более гладкой, помогая ей вспомнить ее некогда юную форму, эластичность и упругость.Этот корректор темных пятен представляет собой мощную смесь 20% молочной, гликолевой и миндальной кислот, которая мягко снимает пигментные пятна от солнечных лучей и уменьшает видимые линии и размер пор, делая кожу более гладкой.

    Размер: 0,5 жидкой унции

    «Ее линия по уходу за кожей творит чудеса».

    - ЖУРНАЛ ELLE

    Подходит ли вам этот эксфолиант?

    Пройдите нашу викторину по типу кожи, чтобы узнать, какие продукты рекомендуются для вашей кожи.

    ПРИМЕЧАНИЕ. По результатам викторины рекомендуется использовать этот продукт для определенных типов кожи; однако эти рекомендации предназначены для использования в качестве руководства, а не правил.Если этот продукт вам подходит, мы рекомендуем вам попробовать!

    Посмотреть все эксфолианты Renée Rouleau.

    Другое применение

    • Сухие руки и кутикула - кожа становится более гладкой.
    • Грудь, поврежденная солнцем - разглаживает и устраняет сухость.
    • Под глазами - смягчает морщинки и разглаживает сухость. Затем нанесите крем для глаз.
    • Волосный кератоз - выравнивает неровности и придает гладкость.
    • Вросшие волосы по линии бикини - используйте ежедневно через 7 дней после депиляции воском, чтобы предотвратить застревание волосяных фолликулов.

    Сформулирован БЕЗ

    • Парабены
    • Фталаты
    • Синтетические ароматы
    • Синтетические красители
    • Глютен
    • SD Спирт / денатурированный спирт

    Веганский. Никогда не тестировался на животных.

    • Ощущения / запахи / внешний вид

      • Эта шелковистая сыворотка прозрачна, почти не имеет запаха и очень прозрачна при нанесении.
    • Состав

      • Вода, гликолевая кислота, молочная кислота, глицерин, гидроксид калия (регулятор pH), гидроксиэтилцеллюлоза, миндальная кислота, сок листьев алоэ барбаденсис, экстракт листьев камелии масличной (зеленый чай), аллантоин, аминометилпропанол (регулятор pH), бутиленгликоль (регулятор pH), связывающий воду увлажнитель), тетранатрий глутамат диацетат, сорбат калия, бензоат натрия. Чтобы узнать больше о выборе продукта на основе его ингредиентов, прочтите этот пост.
    • Как использовать

      • Чтобы эффективно использовать сыворотку Pro Results Power Serum для снятия сухости, обесцвечивания и видимых солнечных повреждений, нанесите 1-2 капли на все лицо после очищения и тонирования. В зависимости от состояния кожного барьера ощущение покалывания может возникнуть, а может и не появиться, но это не показатель эффективности продукта. Затем нанесите ночной крем, рекомендованный для вашего типа кожи.Используйте в течение трех ночей и три ночи отдыха с увлажняющей сывороткой для кожи Renée Rouleau (см. Нашу коллекцию) поочередно.
      • Предупреждение о солнечных ожогах: этот продукт содержит альфа-гидроксикислоты (AHA), которые могут повысить чувствительность вашей кожи к солнечным ожогам. Ежедневно пользуйтесь солнцезащитными средствами и прекратите использование, прежде чем проводить время непосредственно на солнце.
    • Часто задаваемые вопросы

      • Могу ли я использовать этот продукт, если я беременна? Да.В этом продукте нет ингредиентов, которые считаются небезопасными для использования во время беременности.
      • Где я могу купить этот товар? Наши продукты продаются исключительно на ReneeRouleau.com.
      • Тестировался ли этот продукт на животных?
      • Какой уровень pH у этого продукта? Уровень pH сыворотки Pro Results Power Serum составляет 3,4.
      • Где производятся ваши продукты? Наша продукция производится в США и Канаде.
      • Я прошел ваш тест по типу кожи и хотел бы знать, могу ли я использовать продукты, не указанные для моего типа кожи? Да.В то время как рекомендации по продуктам для определенного типа кожи тщательно подбираются с учетом потребностей конкретного типа кожи для достижения наилучших результатов, многие люди при необходимости изменяют свой распорядок дня с помощью других продуктов.
      • У меня есть вопросы о моей коже, где я могу получить помощь? Напишите нам, и мы будем рады предоставить квалифицированный совет!

    US 6,847,195 B2 - Вспомогательная цепь для корректора коэффициента мощности с автономным источником питания и механизмами обнаружения нулевого тока

    ОБЛАСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

    Настоящее изобретение относится к источникам питания и, в частности, к вспомогательной схеме для корректора коэффициента мощности, имеющей механизмы автономного источника питания и обнаружения нулевого тока.

    Уровень техники

    Обычно коэффициент мощности (PF) не учитывается при проектировании схем почти всеми разработчиками схем. Однако, что касается конструкции источника питания, поскольку его входной ток обычно представляет собой несинусоидальную волну, для получения напряжения постоянного тока (DC) от входного конца переменного тока (AC) используется мост выпрямитель, подключенный параллельно входному фильтрующему конденсатору, обычно предусматривается при проектировании источника питания для преобразования и фильтрации входного переменного тока (AC). Заряд входного фильтрующего конденсатора происходит только тогда, когда напряжение входного тока превышает напряжение на двух выводах входного фильтрующего конденсатора. В обычном источнике питания для уменьшения коэффициента пульсаций емкость входного фильтрующего конденсатора должна быть как можно большей, что в конечном итоге приводит к тому, что в большинстве случаев напряжение на входе переменного тока ниже, чем у конденсатора. Другими словами, мостовой выпрямитель работает только за короткий промежуток времени полупериода.В результате пик полученной формы сигнала в несколько раз больше, чем пик эквивалентного среднеквадратичного значения (СКЗ). Нежелательное искажение источника питания происходит из-за эквивалентной индуктивности, поскольку очень высокий мгновенный пиковый ток течет через обмотки источника питания. Искажение может увеличить нагрузку на источник питания. Это так называемое энергетическое загрязнение. Теоретически величина энергетического загрязнения выражается гармонической составляющей или коэффициентом мощности.

    Фактически, коэффициент мощности состоит из параметров искажения тока и фазового сдвига, причем последние могут быть скомпенсированы на стороне источника питания.Но первое необходимо исправить в используемой стороне. Например, нагрузка с номинальным током 15 А электрически подключена к розетке на 15 А блока розетки переменного тока с номинальным напряжением 115 В и 15 А. В случае, если источник питания (с коэффициентом мощности около 0,6) электрически подключенный к нагрузке, не имеет механизма коррекции коэффициента мощности (PFC), эффективный входной ток на выходе из источника питания будет только 9 А, а не желаемым 15 А. С учетом вышеизложенного, в случае, когда в нормальная работа, четыре компьютера с P.F.C. цепи электрически подключены к розетке переменного тока, нет возможности гарантировать, что два компьютера без встроенного P.F.C. схемы могут работать нормально.

    Загрязнение мощности, вызванное искажением, не только снижает эффективность энергосети, создавая трудности с регулированием мощности для энергокомпании, но также вынуждает энергокомпанию использовать более толстые линии для передачи энергии. В связи с этим в последнее время многие европейские страны установили ряд правил, таких как EN61000-3-2, для ограничения тока пульсаций, генерируемых силовым оборудованием, и требуют, чтобы все осветительные приборы и электрические приборы большой мощности были оснащены P.F.C. цепей до разрешения на импорт в Европу. Такие правила должны иметь определенную степень воздействия на Тайвань, поскольку Тайвань является экспортно-ориентированной экономикой, а бытовая техника и информационные продукты являются наиболее важными статьями экспорта. Таким образом, для производителей важно установить P.F.C. электрических цепей в бытовых приборах, компьютерах, мониторах и источниках питания до их экспорта в европейские страны, поскольку P.F.C. Схема может эффективно устранить нежелательный эффект, вызванный пульсациями тока.

    В последние годы для соблюдения ограничений по току EN61000-3-2 многие производители блоков питания устанавливают корректоры коэффициента мощности (PFC) в свои блоки питания с переключателями. PFC можно разделить на пассивные и активные. PFC бустерного типа являются наиболее широко используемыми из активных PFC. Такие PFC бустерного типа дополнительно классифицируются как PFC с непрерывной проводимостью (CCM) с фиксированной частотой или граничные режимы с переменной частотой.Контроллер CCM отличается меньшим пиковым током, протекающим через переключатель, то есть меньшими потерями проводимости. Однако он имеет большие потери при переключении и плохие электромагнитные помехи. Такой контроллер CCM можно найти в ИС с серийным номером UC3854, доступной от Unitrode Inc. ИС имеет 16 контактов и сложна в приложениях. Напротив, регулятор на основе переменной частоты отличается нулевым током переключения, то есть меньшими потерями при переключении. Однако он имеет большие потери проводимости и более высокий пиковый ток, проходящий через переключатель.Такой контроллер на основе переменной частоты можно найти в ИС с серийным номером L6561, доступной от SGS Thomson Inc., или в ИС с серийным номером MC33262, доступной от Motorola Inc. Любая ИС имеет 8 контактов и проста в применении. Важно отметить, что параметр R Dson должен быть предметом особого внимания при выборе переключателя, поскольку чем меньше значение параметра R DSon , тем меньше потери переключения.

    В общем, принцип работы источника питания с переключателем заключается в следующем: Накопленная энергия регулируется путем регулировки рабочего цикла переключателя, тем самым выводя мощность.Таким образом, активный PFC отличается тем, что входная энергия адаптируется к требованиям к выходу во время рабочего цикла настройки переключателя, а форма входного тока адаптирована так, чтобы быть подобной синусоидальной волне источника питания переменного тока. Известно, что электронный переключатель срабатывает только тогда, когда ток равен нулю в рабочем состоянии PFC. Следовательно, требуется встроенный детектор нулевого тока (ZCD). Лучше всего это проиллюстрировано на принципиальной схеме хорошо известного источника питания 10, на фиг. 1 . Блок питания 10 имеет встроенный PFC 20 . Форма волны источника питания 10 показана на фиг. 2 . Принцип действия источника питания , 10, заключается в следующем: когда разрядный ток катушки индуктивности 30, переключателя бустерного типа падает до нуля, сохраненная индуктивность и паразитная емкость генерируют гармонику. Напряжение Vns вторичной обмотки , 31, индуктора , 30, будет иметь форму волны с отрицательным фронтом от высокого к низкому.Обращаясь к фиг. 1 снова будет описан пример PFC 20 , образованный из ИС с серийным номером L6561, доступных от SGS Thomson Inc. Когда вывод ZCD ZCD обнаруживает, что напряжение V ZCD упало ниже критического напряжения Vth, компаратор в PFC, сформированный из ИС с серийным номером L6561, будет запущен для генерации управляющего сигнала для включения переключателя MOSFET 40 . Это механизм нулевого пускового тока. Обнаруженное напряжение на выводе ZCD должно быть больше критического напряжения Vth перед следующей проводимостью, чтобы сбросить PFC 20 . Таким образом, коэффициент n намотки обмотки индуктора относительно обмотки, соединенной с выводом ZCD ZCD (называемой обмоткой ZCD в изобретении), должно удовлетворять следующему уравнению (1): n≤V0-Vi⁢ ⁢n, rms⁡ (max) Vth (1)
    В случае, если источник питания имеет номинальное входное напряжение Vin в диапазоне от 90 В до 264 В и номинальное выходное напряжение Vo 400 В, соотношение обмотки ZCD должно быть ниже 12,7: 1. В случае, когда соотношение вторичной обмотки 31, составляет 20: 1, как рассчитано, входное напряжение Vin будет 264 В, что приведет к ненормальным прерывистым рабочим циклам схемы управления.Это связано с тем, что, когда входное напряжение Vin равно пику Vipk, напряжение V ZCD на выводе ZCD не превышает критического напряжения Vth. В результате сброс отключен. Ненормальную работу можно лучше всего проиллюстрировать, обратившись к форме волны на фиг. 3 . По существу, обычно вторичная обмотка , 31, должна быть переконфигурирована, чтобы содержать обмотку ZCD , 311, для обнаружения тока и обмотку источника питания , 312, для подачи энергии, как показано на фиг. 4 ( a ). Это не только увеличивает сложность схемы и стоимость изготовления, но также увеличивает размер источника питания. Более того, одно решение, предложенное производителем, заключается в том, что единственная вторичная обмотка 31, используется совместно выводом ZCD ZCD и выводом источника питания Vcc PFC 20 . Таким образом, передаточное число вторичной обмотки 31, спроектировано так, чтобы соответствовать требованиям вывода ZCD ZCD. Кроме того, вторичная обмотка , 31, напрямую соединена с выводом ZCD ZCD.Однако напряжение вторичной обмотки , 31, после выпрямления конденсаторным фильтром будет превышать необходимое напряжение на выводе Vcc PFC 20 . Таким образом, дополнительная схема линейной стабилизации напряжения 32, включена в источник питания 10 для понижения напряжения, как показано на фиг. 4 ( b ). В результате получается пониженное напряжение питания. К сожалению, такая технология не может снизить сложность схемы и стоимость изготовления. Таким образом улучшение существует.

    СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

    Изобретение относится к вспомогательной схеме для корректора коэффициента мощности (PFC), имеющей механизмы автономного источника питания и обнаружения нулевого тока (ZCD) для преодоления вышеуказанного недостатка известного уровня техники, то есть обмотки ZCD и Обмотка источника питания в PFC импульсного источника питания не может быть объединена в одну. Вспомогательная цепь согласно настоящему изобретению представлена ​​в блоке питания с переключателем. Конденсатор фильтра электрически соединен со вторичной обмоткой катушки индуктивности вспомогательной цепи.Положительный и отрицательный выводы конденсатора фильтра подключены последовательно с выводом ZCD PFC через соответствующие резисторы. Вторичная обмотка совместно используется выводом питания PFC через цепь питания.

    Первичная цель настоящего изобретения состоит в том, что вторичная обмотка может использоваться совместно ZCD и выводами источника питания PFC, что устраняет необходимость обеспечения дополнительной обмотки ZCD. Используя изобретение, можно дополнительно снизить сложность схемы, стоимость изготовления и размер источника питания без ущерба для мощности.

    Другой целью настоящего изобретения является то, что вторичная обмотка может использоваться совместно ZCD и выводами источника питания PFC без ограничения соотношением обмоток, тем самым значительно повышая стабильность схемы управления.

    Вышеупомянутые и другие цели, признаки и преимущества настоящего изобретения станут очевидными из следующего подробного описания, взятого вместе с прилагаемыми чертежами.

    КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

    Фиг.1 - принципиальная схема цепи управления традиционного импульсного источника питания, включающего в себя PFC;

    РИС. 2 представляет собой форму сигнала напряжения V ZCD , обнаруженного на выводе ZCD ZCD, входного напряжения Vin и выходного напряжения Vo в зависимости от времени схемы управления по фиг. 1;

    РИС. 3 представляет собой форму сигнала напряжения V ZCD , обнаруженного на выводе ZCD ZCD, когда входное напряжение равно пику Vipk в схеме управления на фиг. 1;

    РИС. 4 ( a ) - принципиальная схема цепи управления, показывающая вторичную обмотку схемы управления по фиг.1, сконфигурированный так, чтобы содержать обмотку ZCD и обмотку источника питания;

    РИС. 4 ( b ) - принципиальная схема цепи управления, показывающая схему управления по фиг. 1 переконфигурирован как одиночная вторичная обмотка;

    РИС. 5 - принципиальная схема PFC, сформированная из ИС с серийным номером L6561, доступных от SGS Thomson Inc .;

    РИС. 6 - форма волны тока катушки индуктивности в граничном режиме с переменной частотой согласно изобретению;

    РИС.7 - принципиальная схема цепи управления согласно изобретению, включающей резистор R 2 ;

    РИС. 8 - форма сигнала напряжения, обнаруженного на выводе ZCD ZCD, когда входное напряжение высокое в цепи управления по фиг. 7;

    РИС. 9 - принципиальная схема цепи управления согласно настоящему изобретению, содержащей резисторы R 1 и R 2 ;

    РИС. 10 - форма сигнала напряжения, обнаруженного на выводе ZCD ZCD в схеме управления по фиг. 9; и

    РИС.11 - форма сигнала пускового напряжения, обнаруженного на выводе Vcc в схеме управления по фиг. 9 .

    ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

    Известно, что существует множество спецификаций схем управления PFC, включенных в традиционный источник питания с переключателем. В изобретении, с целью иллюстрации конструктивной схемы, реализаций и эффекта изобретения, PFC, сформированный из ИС с серийным номером L6561, доступных от SGS Thomson Inc., будет взят в качестве предпочтительного варианта осуществления, в то время как это Специалисты в данной области техники оценят, что такая коррекция коэффициента мощности может быть реализована с помощью другого подходящего устройства без отклонения от объема и сущности изобретения. Известно, что ИС с серийным номером L6561, доступные от SGS Thomson Inc., особенно подходят для приложений малой мощности. Таким образом, PFC, сформированный из микросхем с серийным номером L6561, доступных от SGS Thomson Inc., имеет только 8 контактов, имеющих рабочую мощность в диапазоне от 100 Вт до 500 Вт. Конструкция и применение PFC выгодны с точки зрения простоты и удобство. Кроме того, сам PFC должен работать в режиме критического тока. Внутри PFC предусмотрены схема защиты от перенапряжения, схема низкого пускового тока, схема стабилизации рабочего тока и пусковой генератор для генерации сигнала управления затвором при активации PFC.

    Как показано на фиг. 5, FPC 20 включен в импульсный источник питания согласно изобретению. Первый вывод PFC 20 подключен к компоненту напряжения INV преобразователя бустерного типа. Напряжение INV далее подается на усилитель внутренней ошибки (E / A) 21 . Е / А 21 вычитается внутренним опорным сигналом постоянного тока до того, как фильтруют. После фильтрации генерируется сигнал ошибки. Полоса пропускания сигнала ошибки намного ниже, чем у сигнала выпрямления мощности, как это было разработано.Кроме того, ширина полосы сигнала ошибки может рассматриваться как постоянный ток в цикле источника питания по отношению к его колебаниям. Затем умножитель 22 PFC 20 выполняет умножение сигнала ошибки и сигнала MULT выпрямления мощности на третьем выводе, полученном от мостового выпрямителя. Произведение умножения служит опорным сигналом для пика тока катушки индуктивности. Компаратор 23 из ПФУ 20 выполняет сравнение опорного сигнала с индуктором тока CS, обнаруженных на четвертом штифт PFC 20 .Если пик индуктора тока CS достиг опорного сигнала импульса будет выводимым из компаратора 23 к RS защелка 24 для закрывания того же самое.

    В ответ на закрытие защелки RS 24 ток индуктора начинает линейно падать, пока вывод ZCD ZCD PFC 20 не обнаружит сигнал нулевого тока. То есть элемент 25 PFC 20 PFC будет выводить импульс на защелку RS 24 для повторного проведения в ответ на обнаружение нулевого значения тока катушки индуктивности.В это время можно считать, что источник питания имеет фиксированное значение в течение любого одного цикла, если предполагается, что частота переключения намного выше, чем частота источника питания. Кроме того, ток индуктора будет линейно увеличиваться. Это завершает переключение одного цикла. Принимая во внимание результат управления, PFC 20 , очевидно, может вызвать работу схемы управления преобразователя бустерного типа на границе граничного режима переменной частоты (то есть режима непрерывной проводимости (CCM)) и режима прерывистой проводимости. (DCM).Обращаясь к фиг. 6, средний ток каждого цикла составляет примерно половину пикового тока цикла в цепи управления преобразователя бустерного типа в граничном режиме переменной частоты. Кроме того, опорный сигнал пикового тока I LPK является произведением умножения сигнала выпрямления мощности и сигнала ошибки постоянного тока. Следовательно, форма волны опорного сигнала пика тока I LPK такая же, как и у сигнала мощности ректификации. Кроме того, средняя форма тока индуктора будет очень близка к форме сигнала выпрямления мощности.В результате достигается цель коррекции коэффициента мощности.

    В изобретении желательно сконфигурировать PFC, включенный в блок питания на основе переключателя, для совместного использования одной и той же обмотки (т.е. вторичной обмотки), чтобы получить сигнал ZCD и источник питания. По существу, PFC 60 , сформированный из ИС с серийным номером L6561, доступных от SGS Thomson Inc., предоставляется в блоке питания 50 с переключателем, как показано на фиг. 7 . Контакты PFC 60, соединены с линиями управления блока питания 50 на основе переключателя соответственно, в зависимости от приложений.Таким образом, возможно достижение цели коррекции коэффициента мощности в преобразователе PFC 60 . В изобретении напряжение вторичной обмотки 71 индуктора 70 в преобразователе имеет номинальную амплитуду 60 Гц. Следовательно, передаточное число вторичной обмотки 71 должно соответствовать ограничению приведенного выше уравнения (1). Это связано с тем, что положительный вывод Vcap (+) конденсатора C 1 выпрямительного фильтра схемы 81 источника питания для подачи питания не содержит амплитуду номинальной 60 Гц, как показано на фиг.5 и 7 снова. Конфигурация осуществляется путем соединения резистора R 2 последовательно с положительным выводом Vcap (+) конденсатора выпрямительного фильтра C 1 , который, в свою очередь, соединен с выводом ZCD ZCD PFC 60 . Это может устранить нежелательное влияние амплитуды номинальной 60 Гц. Однако падающее напряжение отрицательного фронта V ZCD на выводе ZCD ZCD не может упасть ниже 1,6 В, когда входное напряжение Vin высокое, как показано на фиг. 8 .Таким образом, элемент 25 PFC в PFC 60 не может быть запущен. В результате запрещается генерировать управляющий сигнал для включения переключателя , 80, MOSFET. Ввиду вышеизложенного, конфигурация последовательного соединения положительного вывода Vcap (+) конденсатора C 1 выпрямительного фильтра, резистора R 2 и вывода ZCD ZCD PFC 60 не является практичный.

    Для решения проблемы, как показано на фиг.9 изобретение предлагает решение путем подключения резистора R 1 последовательно с отрицательным выводом Vcap (-) конденсатора выпрямительного фильтра C 1 , который, в свою очередь, соединен с выводом ZCD ZCD PFC 60. . Кроме того, отрицательный вывод Vcap (-) конденсатора C 1 выпрямительного фильтра электрически соединен с вторичной обмоткой 71 . Резисторы R 1 и R 2 образуют цепь ZCD 82 .В это время напряжение на клеммах вывода ZCD ZCD PFC 60 не ограничивается уравнением (1), поскольку оно ограничено его внутренней схемой ограничения и не зависит от амплитуды номинальной 60 Гц. В результате вторичная обмотка 71 может совместно использоваться как выводом ZCD ZCD, так и выводом источника питания Vcc PFC 60 через схему ZCD , 82 и схему источника питания 81 соответственно. Форма тестового сигнала результата показана на фиг.10. Комбинация резистора R 1 и паразитной емкости на одном его конце вызовет задержку по времени. Предпочтительно, чтобы сопротивление резистора R 1 было как можно меньшим, если его минимальное сопротивление не приводит к тому, что ток, проходящий через (т.е. входящий или выходящий) через вывод ZCD ZCD, не превышает ± 3 мА . Например, он не позволяет максимальному току превышать 1,8 мА, если сопротивление составляет 10 кОм. Кроме того, в изобретении предпочтительно сопротивление резистора R 2 относительно велико, поскольку резистор R 2 служит для увеличения напряжения.

    Соответственно, напряжение источника питания Vcc на выводе питания Vcc PFC 60 может быть выражено следующим образом:
    Vcc = Vo / n - 2 × V F (2)

    In В случае, когда Vo равно 400 В, коэффициент вторичной обмотки n равен 22, а напряжение V F на конденсаторе вторичной обмотки C 2 равно 0,4 В, Vcc, рассчитанный по уравнению (2), составляет 17,4 В. (т.е. менее 18 В). Это соответствует спецификации PFC 60 .Форма волны активации Vcc показана на фиг. 11, на котором показано тестовое значение 17,3 В. В изобретении, если перенапряжение возникает как в цепи ZCD , 82, , так и в цепи 81 источника питания, перенапряжение также может возникать на выводе Vcc источника питания L6561 PFC 60 . Для предотвращения этого резистор R 3 на 10 Ом может быть соединен последовательно с выводом Vcc источника питания.

    Как указано выше, изобретение, как подтверждается приведенными выше экспериментальными данными, вторичная обмотка 71 может совместно использоваться выводом ZCD ZCD и выводом Vcc источника питания PFC 60 , установленным в блоке питания с переключателем. 50 через резисторы R 1 , R 2 цепи ZCD 82 и цепи питания 81 соответственно без ограничения соотношения обмоток, что устраняет необходимость обеспечения дополнительной обмотки ZCD. Используя изобретение, можно дополнительно снизить сложность схемы, стоимость изготовления и размер источника питания.

    Хотя изобретение было описано посредством конкретных вариантов осуществления, многочисленные модификации и вариации могут быть сделаны в него специалистами в данной области техники без отступления от объема и сущности изобретения, изложенных в формуле изобретения.

    Блок питания с гибридным входом и функциями PFC (корректор коэффициента мощности) и MPPT (отслеживание максимальной мощности) для зарядки аккумулятора и управления HB-LED

    Автор

    В списке:
    • Шен, Чи-Лунг
    • Ко, Юн-Сиань

    Abstract

    В этой статье предлагается MSEBC (модифицированный встроенный повышающий преобразователь SEPIC), который может работать как с сетевым питанием, так и с фотоэлектрической мощностью, чтобы служить в качестве HB-LED (светоизлучающего диода высокой яркости. ) драйвер и зарядное устройство.При подключении к электросети предлагаемый преобразователь может выполнять PFC (корректор коэффициента мощности) для универсального линейного входа. Как только происходит сбой питания, он может потреблять энергию от фотоэлектрической панели с MPPT (отслеживание точки максимальной мощности). Даже если нет сетевого питания и фотоэлектрической энергии, MSEBC все равно может включать HB-LED от аккумуляторной батареи для обеспечения бесперебойного освещения. Топология MSEBC в основном основана на преобразователе типа SEPIC, а также встроенном повышающем преобразователе для разработки одноступенчатой ​​конфигурации вместо многоступенчатого или двухкаскадного типа.Несмотря на то, что у него только одноступенчатый, можно выполнять как функции управления HB-LED, так и зарядки аккумулятора. В MSEBC для замены второй катушки индуктивности традиционного SEPIC и подушки повышающего преобразователя используется спаренная катушка индуктивности. Для выполнения всех функций преобразователя разработан микропроцессорный контроллер. Выполнен прототип, который имеет функции работы с универсальным линейным входом 85 ~ 265 В среднеквадратического значения, выполнения коррекции коэффициента мощности, отслеживания максимальной мощности для фотоэлектрической панели, освещения HB-LED и зарядки / разрядки аккумулятора.Ключевые измерения подтвердили осуществимость, функциональность и достоверность.

    Рекомендуемая ссылка

  • Шэнь, Чи-Лунг и Ко, Юн-Сиань, 2014 г. « Блок питания с гибридным входом и функциями PFC (корректор коэффициента мощности) и MPPT (отслеживание точки максимальной мощности) для зарядки аккумулятора и управления HB-LED », Энергия, Elsevier, т. 72 (C), страницы 501-509.
  • Рукоять: RePEc: eee: energy: v: 72: y: 2014: i: c: p: 501-509
    DOI: 10.1016 / j.energy.2014.05.072

    Скачать полный текст от издателя

    Поскольку доступ к этому документу ограничен, вы можете поискать его другую версию.

    Ссылки, указанные в IDEAS

    1. Мирзаи, Амин и Джусох, Аванг и Салам, Зайнал, 2012 г. " Разработка и реализация высокоэффективных неизолированных двунаправленных преобразователей постоянного тока с переходным нулевым напряжением с широтно-импульсной модуляцией ," Энергия, Elsevier, т. 47 (1), страницы 358-369.
    2. Хуанг, Тон-Чуро и Лей, И-Гуан и Чанг, Юань-Чанг и Хоу, Шэн-Юнь и Ли, Чэн-Чоу, 2013. « Энергетический комбайн, использующий автономный способ зарядки преобразователя прямой связи », Энергия, Elsevier, т.55 (C), страницы 769-777.
    3. Даргахи, Вахид и Садиг, Араш Хошкбар и Пахлавани, Мохаммад Реза Ализаде и Шулайе, Аббас, 2012 г. " Источник понижения напряжения постоянного тока в многоячеечных преобразователях энергосистемы ", Энергия, Elsevier, т. 46 (1), страницы 649-663.
    4. Bouilouta, A. & Mellit, A. & Kalogirou, S.A., 2013. " Новый метод MPPT для автономных фотоэлектрических систем, работающих в частично затененных условиях ," Энергия, Elsevier, т.55 (C), страницы 1172-1185.
    5. Сингх Г.К., 2013. « Производство солнечной энергии с помощью фотоэлектрической технологии: обзор », Энергия, Elsevier, т. 53 (C), страницы 1-13.
    6. Cheng-Tao Tsai & Chih-Lung Shen, 2012. « Понижающий преобразователь с высоким понижающим преобразователем с чередованием и активным зажимом для ветряных турбин », Энергия, MDPI, Open Access Journal, vol. 5 (12), страницы 1-21, декабрь.
    Полные ссылки (включая те, которые не соответствуют элементам в IDEAS)

    Цитаты

    Цитаты извлекаются проектом CitEc, подпишитесь на его RSS-канал для этого элемента.


    Цитируется по:

    1. Fathabadi, Hassan, 2016. « Новый метод быстрого динамического MPPT (отслеживание точки максимальной мощности) с возможностью очень точного отслеживания мощности », Энергия, Elsevier, т. 94 (C), страницы 466-475.
    2. Фатхабади, Хасан, 2016 г. « Новая высокоточная бессенсорная двухосная система слежения за солнечным светом, управляемая блоком слежения за точкой максимальной мощности фотоэлектрических систем », Прикладная энергия, Elsevier, vol. 173 (C), страницы 448-459.

    Исправления

    Все материалы на этом сайте предоставлены соответствующими издателями и авторами. Вы можете помочь исправить ошибки и упущения. При запросе исправления укажите дескриптор этого объекта: RePEc: eee: energy: v: 72: y: 2014: i: c: p: 501-509 . См. Общую информацию о том, как исправить материал в RePEc.

    По техническим вопросам, касающимся этого элемента, или для исправления его авторов, названия, аннотации, библиографической информации или информации для загрузки, обращайтесь: (Haili He).Общие контактные данные провайдера: http://www.journals.elsevier.com/energy .

    Если вы создали этот элемент и еще не зарегистрированы в RePEc, мы рекомендуем вам сделать это здесь. Это позволяет связать ваш профиль с этим элементом. Это также позволяет вам принимать возможные ссылки на этот элемент, в отношении которого мы не уверены.

    Если CitEc распознал ссылку, но не связал с ней элемент в RePEc, вы можете помочь с этой формой .

    Если вам известно об отсутствующих элементах, цитирующих этот элемент, вы можете помочь нам создать эти ссылки, добавив соответствующие ссылки таким же образом, как указано выше, для каждого элемента ссылки.Если вы являетесь зарегистрированным автором этого элемента, вы также можете проверить вкладку «Цитаты» в своем профиле службы авторов RePEc, поскольку там могут быть некоторые цитаты, ожидающие подтверждения.

    Обратите внимание, что на фильтрацию исправлений может уйти несколько недель. различные сервисы RePEc.

    .

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *