Универсальный внешний накопитель для всех iOS-устройств, совместим с PC/Mac, Android
Header Banner
8 800 100 5771 | +7 495 540 4266
c 9:00 до 24:00 пн-пт | c 10:00 до 18:00 сб
0 Comments

Содержание

Как работают импульсные преобразователи напряжения (27 схем)

Для преобразования напряжения одного уровня в напряжение другого уровня часто применяют импульсные преобразователи напряжения с использованием индуктивных накопителей энергии. Такие преобразователи отличаются высоким КПД, иногда достигающим 95%, и обладают возможностью получения повышенного, пониженного или инвертированного выходного напряжения.

В соответствии с этим известно три типа схем преобразователей: понижающие (рис. 1), повышающие (рис. 2) и инвертирующие (рис. 3).

Общими для всех этих видов преобразователей являются пять элементов:

  1. источник питания,
  2. ключевой коммутирующий элемент,
  3. индуктивный накопитель энергии (катушка индуктивности, дроссель),
  4. блокировочный диод,
  5. конденсатор фильтра, включенный параллельно сопротивлению нагрузки.

Включение этих пяти элементов в различных сочетаниях позволяет реализовать любой из трех типов импульсных преобразователей.

Регулирование уровня выходного напряжения преобразователя осуществляется изменением ширины импульсов, управляющих работой ключевого коммутирующего элемента и, соответственно, запасаемой в индуктивном накопителе энергии.

Стабилизация выходного напряжения реализуется путем использования обратной связи: при изменении выходного напряжения происходит автоматическое изменение ширины импульсов.

Понижающий импульсный преобразователь

Понижающий преобразователь (рис. 1) содержит последовательно включенную цепочку из коммутирующего элемента S1, индуктивного накопителя энергии L1, сопротивления нагрузки RH и включенного параллельно ему конденсатора фильтра С1. Блокировочный диод VD1 подключен между точкой соединения ключа S1 с накопителем энергии L1 и общим проводом.

Рис. 1. Принцип действия понижающего преобразователя напряжения. 

При открытом ключе диод закрыт, энергия от источника питания накапливается в индуктивном накопителе энергии. После того, как ключ S1 будет закрыт (разомкнут), запасенная индуктивным накопителем L1 энергия через диод VD1 передастся в сопротивление нагрузки RH, Конденсатор С1 сглаживает пульсации напряжения.

Повышающий импульсный преобразователь

Повышающий импульсный преобразователь напряжения (рис. 2) выполнен на тех же основных элементах, но имеет иное их сочетание: к источнику питания подключена последовательная цепочка из индуктивного накопителя энергии L1, диода VD1 и сопротивления нагрузки RH с параллельно подключенным конденсатором фильтра С1. Коммутирующий элемент S1 включен между точкой соединения накопителя энергии L1 с диодом VD1 и общей шиной.

Рис. 2. Принцип действия повышающего преобразователя напряжения.

При открытом ключе ток от источника питания протекает через катушку индуктивности, в которой запасается энергия. Диод VD1 при этом закрыт, цепь нагрузки отключена от источника питания, ключа и накопителя энергии.

Напряжение на сопротивлении нагрузки поддерживается благодаря запасенной на конденсаторе фильтра энергии. При размыкании ключа ЭДС самоиндукции суммируется с напряжением питания, запасенная энергия передается в нагрузку через открытый диод VD1. Полученное таким способом выходное напряжение превышает напряжение питания.

Инвертирующий преобразователь импульсного типа

Инвертирующий преобразователь импульсного типа содержит все то же сочетание основных элементов, но снова в ином их соединении (рис. 3): к источнику питания подключена последовательная цепочка из коммутирующего элемента S1, диода VD1 и сопротивления нагрузки RH с конденсатором фильтра С1.

Индуктивный накопитель энергии L1 включен между точкой соединения коммутирующего элемента S1 с диодом VD1 и общей шиной.

Рис. 3. Импульсное преобразование напряжения с инвертированием.

Работает преобразователь так: при замыкании ключа энергия запасается в индуктивном накопителе. Диод VD1 закрыт и не пропускает ток от источника питания в нагрузку. При отключении ключа ЭДС самоиндукции накопителя энергии оказывается приложенной к выпрямителю, содержащему диод VD1, сопротивление нагрузки Rн и конденсатор фильтра С1.

Поскольку диод выпрямителя пропускает в нагрузку только импульсы отрицательного напряжения, на выходе устройства формируется напряжение отрицательного знака (инверсное, противоположное по знаку напряжению питания).

Импульсные преобразователи и стабилизаторы

Для стабилизации выходного напряжения импульсных стабилизаторов любого типа могут быть использованы обычные «линейные» стабилизаторы, но они имеют низкий КПД, В этой связи гораздо логичнее для стабилизации выходного напряжения импульсных преобразователей использовать импульсные же стабилизаторы напряжения, тем более, что осуществить такую стабилизацию совсем несложно.

Импульсные стабилизаторы напряжения, в свою очередь, подразделяются на стабилизаторы с широтно-импульсной модуляцией и на стабилизаторы с частотно-импульсной модуляцией. В первых из них изменяется длительность управляющих импульсов при неизменной частоте их следования. Во вторых, напротив, изменяется частота управляющих импульсов при их неизменной длительности. Встречаются импульсные стабилизаторы и со смешанным регулированием.

Ниже будут рассмотрены радиолюбительские примеры эволюционного развития импульсных преобразователей и стабилизаторов напряжения.

Узлы и схемы импульсных преобразователей

Задающий генератор (рис. 4) импульсных преобразователей с нестабилизированным выходным напряжением (рис. 5, 6) на микросхеме КР1006ВИ1 работает на частоте 65 кГц. Выходные прямоугольные импульсы генератора через RC-цепоч-ки подаются на транзисторные ключевые элементы, включенные параллельно.

Катушка индуктивности L1 выполнена на ферритовом кольце с внешним диаметром 10 мм и магнитной проницаемостью 2000. Ее индуктивность равна 0,6 мГн. Коэффициент полезного действия преобразователя достигает 82%.

 

Рис. 4. Схема задающего генератора для импульсных преобразователей напряжения.

Рис. 5. Схема силовой части повышающего импульсного преобразователя напряжения +5/12 В.

Рис. 6. Схема инвертирующего импульсного преобразователя напряжения +5/-12 В.

Амплитуда пульсаций на выходе не превышает 42 мВ и зависит от величины емкости конденсаторов на выходе устройства. Максимальный ток нагрузки устройств (рис. 5, 6) составляет 140 мА.

В выпрямителе преобразователя (рис. 5, 6) использовано параллельное соединение слаботочных высокочастотных диодов, включенных последовательно с выравнивающими резисторами R1 — R3.

Вся эта сборка может быть заменена одним современным диодом, рассчитанным на ток более 200 мА при частоте до 100 кГц и обратном напряжении не менее 30 В (например, КД204, КД226).

В качестве VT1 и VT2 возможно использование транзисторов типа КТ81х структуры п-р-п — КТ815, КТ817 (рис. 4.5) и р-п-р — КТ814, КТ816 (рис. 6) и другие.

Для повышения надежности работы преобразователя рекомендуется включить параллельно переходу эмиттер — коллектор транзистора диод типа КД204, КД226 таким образом, чтобы для постоянного тока он был закрыт.

Преобразователь с задающим генератором-мультивибратором

Для получения выходного напряжения величиной 30…80 В П. Беляцкий использовал преобразователь с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора с выходным каскадом, нагруженным на индуктивный накопитель энергии — катушку индуктивности (дроссель) L1 (рис. 7).

Рис. 7. Схема преобразователя напряжения с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора.

Устройство работоспособно в диапазоне питающих напряжений 1,0. ..1,5 В и имеет КПД до 75%. В схеме можно применить стандартный дроссель ДМ-0,4-125 или иной с индуктивностью 120.. .200 мкГн.

Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения показан на рис. 8. При подаче на вход каскада управляющих сигналов прямоугольной формы 7777-уровня (5 В) на выходе преобразователя при его питании от источника напряжением 12 В получено напряжение 250 В при токе нагрузки 3…5 мА (сопротивление нагрузки около 100 кОм). Индуктивность дросселя L1 — 1 мГн.

В качестве VT1 можно использовать отечественный транзистор, например, КТ604, КТ605, КТ704Б, КТ940А(Б), КТ969А и др.

Рис. 8. Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения.

Рис. 9. Схема выходного каскада преобразователя напряжения.

Аналогичная схема выходного каскада (рис. 9) позволила при питании от источника напряжением 28В и потребляемом токе 60 мА получить выходное напряжение 250 В при токе нагрузки 5 мА, Индуктивность дросселя — 600 мкГч. Частота управляющих импульсов — 1 кГц.

В зависимости от качества изготовления дросселя на выходе может быть получено напряжение 150…450 В при мощности около 1 Вт и КПД до 75%.

Преобразователь напряжения на основе КР1006ВИ1

Преобразователь напряжения, выполненный на основе генератора импульсов на микросхеме DA1 КР1006ВИ1, усилителя на основе полевого транзистора VT1 и индуктивного накопителя энергии с выпрямителем и фильтром, показан на рис. 10.

На выходе преобразователя при напряжении питания и потребляемом токе 80…90 мА образуется напряжение 400…425 В. Следует отметить, что величина выходного напряжение не гарантирована — она существенно зависит от способа выполнения катушки индуктивности (дросселя) L1.

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с генератором импульсов на микросхеме КР1006ВИ1.

Для получения нужного напряжения проще всего экспериментально подобрать катушку индуктивности для достижения требуемого напряжения или использовать умножитель напряжения.

Схема двуполярного импульсного преобразователя

Для питания многих электронных устройств требуется источник двухполярного напряжения, обеспечивающий положительное и отрицательное напряжения питания. Схема, приведенная на рис. 11, содержит гораздо меньшее число компонентов, чем аналогичные устройства, благодаря тому, что она одновременно выполняет функции повышающего и инвертирующего индуктивного преобразователя.

Рис. 11. Схема преобразователя с одним индуктивным элементом.

Схема преобразователя (рис. 11) использует новое сочетание основных компонентов и включает в себя генератор четырехфазных импульсов, катушку индуктивности и два транзисторных ключа.

Управляющие импульсы формирует D-триггер (DD1. 1). В течение первой фазы импульсов катушка индуктивности L1 запасается энергией через транзисторные ключи VT1 и VT2. В течение второй фазы ключ VT2 размыкается, и энергия передается на шину положительного выходного напряжения.

Во время третьей фазы замыкаются оба ключа, в результате чего катушка индуктивности вновь накапливает энергию. При размыкании ключа VT1 во время заключительной фазы импульсов эта энергия передается на отрицательную шину питания. При поступлении на вход импульсов с частотой 8 кГц схема обеспечивает выходные напряжения ±12 В. На временной диаграмме (рис. 11, справа) показано формирование управляющих импульсов.

В схеме можно использовать транзисторы КТ315, КТ361.

Преобразователь напряжения со стабильными 30В

Преобразователь напряжения (рис. 12) позволяет получить на выходе стабилизированное напряжение 30 В. Напряжение такой величины используется для питания варикапов, а также вакуумных люминесцентных индикаторов.

Рис. 12. Схема преобразователя напряжения с выходным стабилизированным напряжением 30 В.

На микросхеме DA1 типа КР1006ВИ1 по обычной схеме собран задающий генератор, вырабатывающий прямоугольные импульсы с частотой около 40 кГц.

К выходу генератора подключен транзисторный ключ VT1, коммутирующий катушку индуктивности L1. Амплитуда импульсов при коммутации катушки зависит от качества ее изготовления.

Во всяком случае напряжение на ней достигает десятков вольт. Выходное напряжение выпрямляется диодом VD1. К выходу выпрямителя подключен П-образный RC-фильтр и стабилитрон VD2. Напряжение на выходе стабилизатора целиком определяется типом используемого стабилитрона. В качестве «высоковольтного» стабилитрона можно использовать цепочку стабилитронов, имеющих более низкое напряжение стабилизации.

Преобразователь напряжения с индуктивным накопителем энергии

Преобразователь напряжения с индуктивным накопителем энергии, позволяющий поддерживать на выходе стабильное регулируемое напряжение, показан на рис. 13.

Рис. 13. Схема преобразователя напряжения со стабилизацией.

Схема содержит генератор импульсов, двухкаскадный усилитель мощности, индуктивный накопитель энергии, выпрямитель, фильтр, схему стабилизации выходного напряжения. Резистором R6 устанавливают необходимое выходное напряжение в пределах от 30 до 200 В.

Аналоги транзисторов: ВС237В — КТ342А, КТ3102; ВС307В — КТ3107И, BF459—КТ940А.

Понижающие и инвертирующие преобразователей напряжения

Два варианта — понижающего и инвертирующего преобразователей напряжения [4.1] показаны на рис. 14. Первый из них обеспечивает выходное напряжение 8,4 В при токе нагрузки до 300 мА, второй — позволяет получить напряжение отрицательной полярности (-19,4 В) при таком же токе нагрузки. Выходной транзистор ѴТЗ должен быть установлен на радиатор.

Рис. 14. Схемы стабилизированных преобразователей напряжения.

Аналоги транзисторов: 2N2222 — КТЗ117А  2N4903 — КТ814.

Понижающий стабилизированный преобразователь напряжения

Понижающий стабилизированный преобразователь напряжения, использующий в качестве задающего генератора микросхему КР1006ВИ1 (DA1) и имеющий защиту потоку нагрузки, показан на рис. 15. Выходное напряжение составляет 10 В при токе нагрузки до 100 мА.

Рис. 15. Схема понижающего преобразователя напряжения.

При изменении сопротивления нагрузки на 1% выходное напряжение преобразователя изменяется не более чем на 0,5%. Аналоги транзисторов: 2N1613 — КТ630Г, 2N2905 — КТ3107Е, КТ814.

Двуполярный инвертор напряжения

Для питания радиоэлектронных схем, содержащих операционные усилители, часто требуются двухполярные источники питания. Решить эту проблему можно, использовав инвертор напряжения, схема которого показана на рис. 16.

Устройство содержит генератор прямоугольных импульсов, нагруженный на дроссель L1. Напряжение с дросселя выпрямляется диодом VD2 и поступает на выход устройства (конденсаторы фильтра С3 и С4 и сопротивление нагрузки). Стабилитрон VD1 обеспечивает постоянство выходного напряжения — регулирует длительность импульса положительной полярности на дросселе.

Рис. 16. Схема инвертора напряжения +15/-15 В.

Рабочая частота генерации — около 200 кГц под нагрузкой и до 500 кГц без нагрузки. Максимальный ток нагрузки — до 50 мА, КПД устройства — 80%. Недостатком конструкции является относительно высокий уровень электромагнитных помех, впрочем, характерный и для других подобных схем. В качестве L1 использован дроссель ДМ-0,2-200.

Инверторы на специализированных микросхемах

Наиболее удобно собирать высокоэффективные современные преобразователи напряжения, используя специально созданные для этих целей микросхемы.

Микросхема КР1156ЕУ5 (МС33063А, МС34063А фирмы Motorola) предназначена для работы в стабилизированных повышающих, понижающих, инвертирующих преобразователях мощностью в несколько ватт.

На рис. 17 приведена схема повышающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5. Преобразователь содержит входные и выходные фильтрующие конденсаторы С1, C3, С4, накопительный дроссель L1, выпрямительный диод VD1, конденсатор С2, задающий частоту работы преобразователя, дроссель фильтра L2 для сглаживания пульсаций. Резистор R1 служит датчиком тока. Делитель напряжения R2, R3 определяет величину выходного напряжения.

Рис. 17. Схема повышающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Частота работы преобразователя близка к 15 кГц при входном напряжении 12 В и номинальной нагрузке. Размах пульсаций напряжения на конденсаторах C3 и С4 составлял соответственно 70 и 15 мВ.

Дроссель L1 индуктивностью 170 мкГн намотан на трех склеенных кольцах К12x8x3 М4000НМ проводом ПЭШО 0,5. Обмотка состоит из 59 витков. Каждое кольцо перед намоткой следует разломить на две части.

В один из зазоров вводят общую прокладку из текстолита толщиной 0,5 мм и склеивают пакет. Можно также применить кольца из феррита с магнитной проницаемостью свыше 1000.

Пример выполнения понижающего преобразователя на микросхеме КР1156ЕУ5 приведен на рис. 18. На вход такого преобразователя нельзя подавать напряжение более 40 В. Частота работы преобразователя — 30 кГц при UBX=15 В. Размах пульсаций напряжения на конденсаторах C3 и С4 — 50 мВ.

Рис. 18. Схема понижающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Рис. 19. Схема инвертирующего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Дроссель L1 индуктивностью 220 мкГч намотан аналогичным образом (см. выше) на трех кольцах, но зазор при склейке был установлен 0,25 мм, обмотка содержала 55 витков такого же провода.

На следующем рисунке (рис. 19) показана типовая схема инвертирующего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5, Микросхема DA1 питается суммой входного и выходного напряжений, которая не должна превышать 40 В.

Частота работы преобразователя — 30 кГц при UBX=5 S; размах пульсаций напряжения на конденсаторах C3 и С4 — 100 и 40 мВ.

Для дросселя L1 инвертирующего преобразователя индуктивностью 88 мкГн были использованы два кольца К12x8x3 М4000НМ с зазором 0,25 мм. Обмотка состоит из 35 витков провода ПЭВ-2 0,7. Дроссель L2 во всех преобразователях стандартный — ДМ-2,4 индуктивностью 3 мкГч. Диод VD1 во всех схемах (рис. 17 — 19) должен быть диодом Шотки.

Для получения двухполярного напряжения из однополярного фирмой MAXIM разработаны специализированные микросхемы. На рис. 20 показана возможность преобразования напряжения низкого уровня (4,5…5 6) в двухполярное выходное напряжение 12 (или 15 6) при токе нагрузки до 130 (или 100 мА).

Рис. 20. Схема преобразователя напряжения на микросхеме МАХ743.

По внутренней структуре микросхема не отличается от типового построения подобного рода преобразователей, выполненных на дискретных элементах, однако интегральное исполнение позволяет при минимальном количестве внешних элементов создавать высокоэффективные преобразователи напряжения.

Так, для микросхемы МАХ743 (рис. 20) частота преобразования может достигать 200 кГц (что намного превышает частоту преобразования подавляющего большинства преобразователей, выполненных на дискретных элементах). При напряжении питания 5 В КПД составляет 80…82% при нестабильности выходного напряжения не более 3%.

Микросхема снабжена защитой от аварийных ситуаций: при снижении питающего напряжения на 10% ниже нормы, а также при перегреве корпуса (выше 195°С).

Для снижения на выходе преобразователя пульсаций с частотой преобразования (200 кГц) на выходах устройства установлены П-образные LC-фильтры. Перемычка J1 на выводах 11 и 13 микросхемы предназначена для изменения величины выходных напряжений.

Для преобразования напряжения низкого уровня (2,0…4,5 6) в стабилизированное 3,3 или 5,0 В предназначена специальная микросхема, разработанная фирмой MAXIM, — МАХ765. Отечественные аналоги — КР1446ПН1А и КР1446ПН1Б. Микросхема близкого назначения — МАХ757 — позволяет получить на выходе плавно регулируемое напряжение в пределах 2,7…5,5 В.

Рис. 21. Схема низковольтного повышающего преобразователя напряжения до уровня 3,3 или 5,0 В.

Схема преобразователя, показанная на рис. 21, содержит незначительное количество внешних (навесных) деталей.

Работает это устройство по традиционному принципу, описанному ранее. Рабочая частота генератора зависит от величины входного напряжения и тока нагрузки и изменяется в широких пределах — от десятков Гц до 100 кГц.

Величина выходного напряжения определяется тем, куда подключен вывод 2 микросхемы DA1: если он соединен с общей шиной (см. рис. 21), выходное напряжение микросхемы КР1446ПН1А равно 5,0±0,25 В, если же этот вывод соединен с выводом 6, то выходное напряжение понизится до 3,3±0,15 В. Для микросхемы КР1446ПН1Б значения будут 5,2±0,45 В и 3,44±0,29 В. соответственно.

Максимальный выходной ток преобразователя — 100 мА. Микросхема МАХ765 обеспечивает выходной ток 200 мА при напряжении 5-6 и 300 мА при напряжении 3,3 В. КПД преобразователя — до 80%.

Назначение вывода 1 (SHDN) — временное отключение преобразователя путем замыкания этого вывода на общий провод. Напряжение на выходе в этом случае понизится до значения, несколько меньшего, чем входное напряжение.

Светодиод HL1 предназначен для индикации аварийного снижения питающего напряжения (ниже 2 В), хотя сам преобразователь способен работать и при более низких значениях входного напряжения (до 1,25 6 и ниже).

Дроссель L1 выполняют на кольце К10x6x4,5 из феррита М2000НМ1. Он содержит 28 витков провода ПЭШО 0,5 мм и имеет индуктивность 22 мкГч. Перед намоткой ферритовое кольцо разламывают пополам, предварительно надпилив алмазным надфилем. Затем кольцо склеивают эпоксидным клеем, установив в один из образовавшихся зазоров текстолитовую прокладку толщиной 0,5 мм.

Индуктивность полученного таким образом дросселя зависит в большей степени от толщины зазора и в меньшей — от магнитной проницаемости сердечника и числа витков катушки. Если смириться с увеличением уровня электромагнитных помех, то можно использовать дроссель типа ДМ-2,4 индуктивностью 20 мкГч.

Конденсаторы С2 и С5 типа К53 (К53-18), С1 и С4 — керамические (для снижения уровня высокочастотных помех), VD1 — диод Шотки (1 N5818, 1 N5819, SR106, SR160 и др.).

Сетевой блок питания фирмы «Philips»

Преобразователь (сетевой блок питания фирмы «Philips», рис. 22) при входном напряжении 220 В обеспечивает выходное стабилизированное напряжение 12 В при мощности нагрузки 2 Вт.

Рис. 22. Схема сетевого блока питания фирмы «Philips».

Источник питания для питания портативных и карманных приемников

Бестрансформаторный источник питания (рис. 23) предназначен для питания портативных и карманных приемников от сети переменного тока напряжением 220 В. Следует учитывать, что этот источник электрически не изолирован от питающей сети. При выходном напряжении 9В и токе нагрузки 50 мА источник питания потребляет от сети около 8 мА.

Рис. 23. Схема бестрансформаторного источника питания на основе импульсного преобразователя напряжения.

Сетевое напряжение, выпрямленное диодным мостом VD1 — VD4 (рис. 23), заряжает конденсаторы С1 и С2. Время заряда конденсатора С2 определяется постоянной цепи R1, С2. В первый момент после включения устройства тиристор VS1 закрыт, но при некотором напряжении на конденсаторе С2 он откроется и подключит к этому конденсатору цепь L1, C3.

При этом от конденсатора С2 будет заряжаться конденсатор C3 большой емкости. Напряжение на конденсаторе С2 будет уменьшаться, а на C3 — увеличиваться.

Ток через дроссель L1, равный нулю в первый момент после открывания тиристора, постепенно увеличивается до тех пор, пока напряжения на конденсаторах С2 и C3 не уравняются. Как только это произойдет, тиристор VS1 закроется, но энергия, запасенная в дросселе L1, будет некоторое время поддерживать ток заряда конденсатора C3 через открывшийся диод VD5. Далее диод VD5 закрывается, и начинается относительно медленный разряд конденсатора C3 через нагрузку. Стабилитрон VD6 ограничивает напряжение на нагрузке.

Как только закрывается тиристор VS1 напряжение на конденсаторе С2 снова начинает увеличиваться. В некоторый момент тиристор снова открывается, и начинается новый цикл работы устройства. Частота открывания тиристора в несколько раз превышает частоту пульсации напряжения на конденсаторе С1 и зависит от номиналов элементов цепи R1, С2 и параметров тиристора VS1.

Конденсаторы С1 и С2 — типа МБМ на напряжение не ниже 250 В. Дроссель L1 имеет индуктивность 1…2 мГн и сопротивление не более 0,5 Ом. Он намотан на цилиндрическом каркасе диаметром 7 мм.

Ширина обмотки 10 мм, она состоит из пяти слоев провода ПЭВ-2 0,25 мм, намотанного плотно, виток к витку. В отверстие каркаса вставлен подстроечный сердечник СС2,8х12 из феррита М200НН-3. Индуктивность дросселя можно менять в широких пределах, а иногда и исключить его совсем.

Схемы устройств для преобразования энергии

Схемы устройств для преобразования энергии показаны на рис. 24 и 25. Они представляют собой понижающие преобразователи энергии с питанием от выпрямителей с гасящим конденсатором. Напряжение на выходе устройств стабилизировано.

Рис. 24. Схема понижающего преобразователя напряжения с сетевым бестрансформаторным питанием.

Рис. 25. Вариант схемы понижающего преобразователя напряжения с сетевым бестрансформаторным питанием.

В качестве динисторов VD4 можно использовать отечественные низковольтные аналоги — КН102А, Б. Как и предыдущее устройство (рис. 23), источники питания (рис. 24 и 25) имеют гальваническую связь с питающей сетью.

Преобразователь напряжения с импульсным накоплением энергии

В преобразователе напряжения С. Ф. Сиколенко с «импульсным накоплением энергии» (рис. 26) ключи К1 и К2 выполнены на транзисторах КТ630, система управления (СУ) — на микросхеме серии К564.

 

Рис. 26. Схема преобразователя напряжения с импульсным накоплением.

Накопительный конденсатор С1 — 47 мкФ. В качестве источника питания используется батарея напряжением 9 В. Выходное напряжение на сопротивлении нагрузки 1 кОм достигает 50 В. КПД составляет 80% и возрастает до 95% при использовании в качестве ключевых элементов К1 и К2 КМОП-структур типа RFLIN20L.

Импульсно-резонансный преобразователь

Импульсно-резонансные преобразователи конструкции к,т.н. Н. М. Музыченко, один из которых показан на рис. 4,27, в зависимости от формы тока в ключе VT1 делятся на три разновидности, в которых коммутирующие элементы замыкаются при нулевом токе, а размыкаются — при нулевом напряжении. На этапе переключения преобразователи работают как резонансные, а остальную, большую, часть периода — как импульсные.

Рис. 27. Схема импульсно-резонансного преобразователя Н. М. Музыченко.

Отличительной чертой таких преобразователей является то, что их силовая часть выполнена в виде индуктивно-емкостного моста с коммутатором в одной диагонали и с коммутатором и источником питания в другом. Такие схемы (рис. 27) отличаются высокой эффективностью.

Источник: Шустов М. А. Практическая схемотехника. Преобразователи напряжения.

Импульсные преобразователи напряжения

Простые схемы импульсных преобразователей постоянного напряжения для питания радиолюбительских устройств

Доброго дня уважаемые радиолюбители!
Сегодня на сайте “Радиолюбитель“ мы рассмотрим несколько схем несложных, даже можно сказать – простых, импульсных преобразователей напряжения DC-DC (преобразователей постоянного напряжения одной величины, в постоянное напряжение другой величины)

Чем хороши импульсные преобразователи. Во-первых, они имеют высокий КПД, и во-вторых могут работать при входном напряжении ниже выходного.
Импульсные преобразователи подразделяются на группы:
– понижающие, повышающие, инвертирующие;
– стабилизированные, нестабилизированные;
– гальванически изолированные, неизолированные;
– с узким и широким диапазоном входных напряжений.
Для изготовления самодельных импульсных преобразователей лучше всего использовать специализированные интегральные микросхемы – они проще в сборке и не капризны при настройке.

Первая схема.
Нестабилизированный транзисторный преобразователь:
Этот преобразователь работает на частоте 50 кГц, гальваническая изоляция обеспечивается трансформатором Т1, который наматывается на кольце К10х6х4,5 из феррита 2000НМ и содержит: первичная обмотка – 2х10 витков, вторичная обмотка – 2х70 витков провода ПЭВ-0,2. Транзисторы можно заменить на КТ501Б. Ток от батареи, при отсутствии нагрузки, практически не потребляется.

Вторая схема.
Стабилизированный транзисторный преобразователь напряжения:
Трансформатор Т1 наматывается на ферритовом кольце диаметром 7 мм, и содержит две обмотки по 25 витков провода ПЭВ=0,3.

Третья схема.
Нестабилизированный преобразователь напряжения на основе мультивибратора:
Двухтактный нестабилизированный преобразователь на основе мультивибратора (VТ1 и VТ2) и усилителя мощности (VТ3 и VТ4).

Выходное напряжение подбирается количеством витков вторичной обмотки импульсного трансформатора Т1.

Четвертая схема.
Преобразователь на специализированной микросхеме:
Преобразователь стабилизирующего типа на специализированной микросхеме фирмы MAXIM. Частота генерации 40…50 кГц, накопительный элемент – дроссель L1.

Пятая схема.
Нестабилизированный двухступенчатый умножитель напряжения:
Можно использовать одну из двух микросхем отдельно, например вторую, для умножения напряжения от двух аккумуляторов.

Шестая схема.
Импульсный повышающий стабилизатор на микросхеме фирмы MAXIM:
Типовая схема включения импульсного повышающего стабилизатора на микросхеме фирмы MAXIM. Работоспособность сохраняется при входном напряжении 1,1 вольта. КПД – 94%, ток нагрузки – до 200 мА.

Седьмая схема.
Два напряжения от одного источника питания:
Позволяет получать два разных стабилизированных напряжения с КПД 50…60% и током нагрузки до 150 мА в каждом канале. Конденсаторы С2 и С3 – накопители энергии.

Восьмая схема.
Импульсный повышающий стабилизатор на микросхеме-2 фирмы MAXIM:
Типовая схема включения специализированной микросхемы фирмы MAXIM. Сохраняет работоспособность при входном напряжении 0,91 вольта, имеет малогабаритный SMD корпус и обеспечивает ток нагрузки до 150 мА при КПД – 90%.

Девятая схема.
Импульсный понижающий стабилизатор на микросхеме фирмы TEXAS:
Типовая схема включения импульсного понижающего стабилизатора на широкодоступной микросхеме фирмы TEXAS. Резистором R3 регулируется выходное напряжение в пределах +2,8…+5 вольт. Резистором R1 задается ток короткого замыкания, который вычисляется по формуле:

Iкз(А)= 0,5/R1(Ом)

Десятая схема.
Интегральный инвертор напряжения на микросхеме фирмы MAXIM:
Интегральный инвертор напряжения, КПД – 98%.

Одиннадцатая схема.
Два изолированных преобразователя на микросхемах фирмы YCL Elektronics:
Два изолированных преобразователя напряжения DA1 и DA2, включенных по “неизолированной” схеме с общей “землей”.

Двенадцатая схема.
Двухполярный стабилизированный преобразователь напряжения на микросхеме фирмы National Semiconductor:
Индуктивность первичной обмотки трансформатора Т1 – 22 мкГн, отношение витков первичной обмотки к каждой вторичной – 1:2.5.

Тринадцатая схема.
Стабилизированный повышающий преобразователь на микросхеме фирмы MAXIM:
Типовая схема стабилизированного повышающего преобразователя на микросхеме фирмы MAXIM.

Четырнадцатая схема
Нестандартное применение микросхемы фирмы MAXIM:


Эта микросхема обычно служит драйвером RS-232. Умножение напряжения получается с коэффициентом 1,6…1,8.


схемы, принцип работы ✮ Расчет мощности понижающего ДС/ДС преобразователя

Мощный понижающий преобразователь напряжения DC/DC, схема которого включает высокочастотный транзистор, входной и выходной L-C фильтры, силовой трансформатор, микросхему управления, представляет собой импульсный конвертер, преобразующий постоянное напряжение большего значения в постоянное напряжение меньшего значения. Современные устройства дополнительно выполняют стабилизацию характеристик, снижают уровень пульсаций, обеспечивают гальваническую развязку входных и выходных электроцепей. Некоторые модели могут регулировать напряжение на нагрузке, выдавать отрицательное напряжение, что выгодно выделяет их на фоне обычных линейных регуляторов.

Понижающие преобразователи напряжения применяются в следующих сферах:

  • батарейные зарядные устройства;
  • мультимедийные проигрыватели, компьютерные игровые консоли;
  • распределенные систем электропитания;
  • мониторы и телевизоры.

Принцип работы понижающих конвертеров

Основным элементом устройств является силовой ключ, в роли которого выступает биполярный, MOSFET или IGBT транзистор. Он может находиться в двух положениях — открытом и закрытом. В первом состоянии ток протекает через ключ, во втором — нет. Таким образом, принцип работы понижающего DC/DC преобразователя заключается в следующем:

  1. Когда транзистор открыт, электроток от источника питания протекает по контуру ключ-индуктивность-нагрузка.
    При этом происходит нарастание тока от минимального до максимального значения. Энергия от источника передается в нагрузку, параллельно накапливается в катушке индуктивности и конденсаторе. Происходит так называемая фаза накачки.
  2. При закрытии ключа, катушка отдает накопленную энергию нагрузке — наступает фаза разряда. Ток через транзистор не протекает, а течет по контуру индуктивность-диод-нагрузка. Диод необходим для протекания обратного электротока. В некоторых схемах вместо него используется MOSFET транзистор. Это решение позволяет повысить КПД системы. Такая схема ДС/ДС понижающего преобразователя называется синхронной.
  3. Управление временем открытия и закрытия ключа осуществляется с помощью широтно-импульсной модуляции. Отношение времени импульса к общему времени цикла (импульс + пауза) называется коэффициентом заполнения. Изменяя его, можно регулировать величину выходного напряжения.

Как рассчитать характеристики преобразователя?

Рассмотрим пример расчета модуля конвертера с ШИМ-управлением, неизменной частотой коммутации и непрерывным током, протекающим через катушку. В качестве исходных данных используются величины входного (Uвх) и выходного напряжения (Uвых), максимального выходного тока (Iмах) и частоты коммутации (N). Рассчитаем катушку индуктивности по формуле:

L = (Uвх — Uвых)* Uвых/ Uвх (мах)*1/N*1/LIR*Iмах, где LIR — это коэффициент пульсации, который определяется соотношением размаха токовых пульсаций в катушке к выходному электротоку конвертера.

Если принять Uвх = 7…24 В, Uвых = 2 В, Iмах = 7 А, N = 300 кГц, размах пульсаций = 300 мА, то получим L = 2,91 мкГн.

Пиковый ток катушки индуктивности вычисляем по формуле:

Iпик = Iмах + (LIR* Iмах)/2 = 8,05 А.

Выбор выходного конденсатора выполняется таким образом, чтобы величина пульсаций напряжения на выходе преобразователя и амплитуда выбросов при резком изменении тока нагрузки находились в заданных пределах. При подборе диода необходимо ориентироваться на рассеиваемую им мощность. Максимальный прямой ток диода не должен достигать наибольшего выходного тока конвертера. Для максимального снижения потерь и повышения устойчивости работы устройства важно правильно разместить компоненты преобразователя и выполнить грамотную трассировку печатной платы. Вот несколько общих рекомендаций:

  • нужно уменьшить длину общего и других проводников с большими токами. Длина проводников, который подключены к транзистору, диоду и катушке должна быть минимальной;
  • проводники питающей цепи должны быть короткими и широкими;
  • проводники в измеряющих цепях необходимо размещать подальше от коммутационных элементов.

Схема подключения преобразователя

Рассмотрим особенности подключения мощного понижающего преобразователя напряжения DC/DC, схема которого включает гальваническую развязку. Подобные устройства выполнены обычно в корпусах, рассчитанных на установку в 19-дюймовые стойки или шкафы. Подключение осуществляется в такой последовательности:

  1. Подсоединяем нагрузку к клеммнику с помощью медного кабеля подходящего сечения.
  2. Подключает к клеммнику сеть питания. Кабель должен быть обесточенным и иметь рекомендуемое производителем конвертера сечение. Важно соблюдать полярность соединения.
  3. При необходимости подсоединяем линию внешней сигнализации, сообщающей об аварийном состоянии преобразователя.
  4. Выполняем тест работы конвертера. Проверяем наличие и величину выходного напряжения.

При установке конвертера важно, чтобы не перекрывались вентиляционные отверстия на панелях устройства. Для эффективного охлаждения внутренних компонентов рекомендуется регулярно проводить замену вентиляторов. Следует учесть, что многие модели допускают параллельную работу нескольких преобразователей для питания общей нагрузки, а также рассчитаны на работу на холостом ходу.

Критерии выбора преобразователя

При выборе импульсного понижающего преобразователя ключевыми параметрами являются:

  • диапазон входного напряжения;
  • выходное напряжение. Оно может быть фиксированным или регулируемым. Диапазон регулировки ограничен минимальной и максимальной длительностью импульса;
  • максимальный выходной ток. Он зависит от наибольшей допустимой рассеиваемой мощности, сопротивления силовых ключей и других факторов;
  • частота работы конвертера. Чем она выше, тем проще выполнять фильтрацию выходных параметров и бороться с помехами. В то же время, возрастание частоты приводит к увеличению потерь на переключение транзистора;
  • коэффициент полезного действия.

Итоги

В статье были рассмотрены основные схемы ДС/ДС понижающего преобразователя, представлены рекомендации по выбору и подключению устройств.

Импульсные преобразователи напряжения переменного тока

Введение

Изменение величины напряжения переменного тока требуется в электромеханических системах автоматики, в электропитании и во многих других областях. Для этого традиционно применяют магнитные усилители, многообмоточные силовые трансформаторы с тиристорной коммутацией обмоток, различные тиристорные схемы, изменяющие величину напряжения за счет искажения формы синусоиды [1]. Указанные устройства отличаются неудовлетворительными массогабаритными показателями или не обеспечивают требуемые пределы и плавность регулирования, синусоидальную форму напряжения. Устройство, использующее автотрансформатор, управляемый двигателем, обладает плавностью регулирования напряжения и не искажает его форму, но громоздко, дорого и имеет низкое быстродействие.

Прогресс в силовой полупроводниковой технике привел к широкому распространению систем регулирования переменного напряжения по схеме «выпрямитель — широтно регулируемый инвертор». Возможность плавного регулирования амплитуды и частоты напряжения вызвала бурное развитие высококачественных регулируемых приводов переменного тока. Если же необходимо регулировать только величину переменного напряжения, эта схема становится экономически невыгодной. При питании от однофазной сети габариты указанной схемы существенно увеличивает фильтр выпрямленного напряжения. Другим существенным недостатком схемы «выпрямитель — широтно регулируемый инвертор» оказывается невозможность рекуперации энергии в сеть переменного тока в силу односторонней проводимости выпрямителя.

Известны импульсные преобразователи постоянного напряжения [2], принцип действия которых поясняют рис. 1-3. Ключ К переключается с высокой частотой/из положения 1 в положение 2. Регулирование выходного напряжения осуществляется изменением относительной длительности пребывания ключа К в положении 1:γ

γ= τ/T = τf, T=1/f, 0< γ <1,      (1)

где τ — время нахождения ключа в положении 1 в течение периода переключений Т.

Рис. 1

Рис. 2

Рис. 3

При известных допущениях средние значения выходных напряжений определяются соответственно выражениями [2]:

Современные силовые полевые транзисторы (MOSFET) и биполярный транзисторы типа IGBT допускают частоту переключений fв десятки и сотни килогерц при напряжениях в сотни вольт и токах в десятки и сотни ампер. Вследствие высокой частоты коммутации и малых потерь в транзисторных ключах массогабаритные и энергетические показатели преобразователей напряжения постоянного тока весьма высоки.

Очевидно, что при достаточно высокой частоте коммутации эти устройства могут преобразовывать и переменное напряжение, например, промышленной частоты. Разумеется, ключи К при этом должны проводить ток в обе стороны. Пример такого ключа на силовых полевых транзисторах представлен на рис. 4.

Рис. 4

Принцип работы импульсного преобразователя напряжения переменного тока проще пояснить на примере схемы рис. 1. Напряжение на выходе ключа К (точка «0») относительно общей точки схемы представляет собой последовательность импульсов с регулируемым параметром γ = τ/T, амплитуды которых модулированы синусоидой входного напряжения (рис. 5). Основная гармоника последовательности импульсов согласно (2) имеет амплитуду U2m= γU1m. Высшие же гармоники легко отфильтровываются фильтром из дросселя Др и конденсатора С, поскольку их частоты на два и более порядков выше частоты основной гармоники.

Рис. 5

Очевидно, что возможности современных полевых транзисторов MOSFET и биполярных транзисторов IGBT позволяют создавать импульсные преобразователи напряжения переменного тока промышленной частоты, имеющие широкую область применения в регуляторах и стабилизаторах переменного напряжения.

Первые попытки создания импульсных регуляторов и стабилизаторов напряжения переменного тока предпринимались еще в 60-х и 70-х годах прошлого века [3, 4]. Однако недостаточное быстродействие полупроводниковых приборов не позволяло достичь высоких показателей. Другим препятствием было почти полное отсутствие теоретического исследования подобных устройств. Если первое препятствие к настоящему времени практически снято, то второе во многом остается в силе.

Поэтому актуальна задача данной работы — познакомить читателей с результатами теоретического исследования установившихся режимов при синусоидальном входном напряжении в устройствах (рис. 1-3), называемых в дальнейшем импульсными преобразователями напряжения переменного тока, и принципами их использования в регуляторах и стабилизаторах переменного напряжения.

1. Основные результаты анализа установившегося режима импульсных преобразователей напряжения переменного  тока

В общем случае в n-м периоде переключений импульсный преобразователь напряжения описывается двумя различными векторно-матричными уравнениями:

где Хт= [x1, x2, …. , xm]— вектор фазовых координат, в качестве которых выбраны токи в ин-дуктивностях и напряжения на конденсаторах, непрерывные в моменты коммутации ключа К, полагаемого идеальным, А1и A2-mxm— квадратные матрицы, элементами которых являются параметры анализируемых цепей, полагаемые постоянными, Um и Ω— амплитуда и частота преобразуемого гармонического напряжения, T0 = 2π/Ω-го период, h1T=k1cT, h2T = k2cT, cT = [1, 0,…, 0]– m — мерные векторы, T-знак транспонирования, k1 и k2 — постоянные, T = T0/N — период коммутации ключа К, NL1 — целое число.

Для удобства анализа введем в рассмотрение комплексный вектор X*=ReX*+jImX*, мнимая часть которого удовлетворяет уравнениям (5) и (6), то есть ImX*=X, а вещественная часть удовлетворяет тем же уравнениям, в правой части которых синусоидальное напряжение заменено косинусоидальным напряжением той же фазы, амплитуды и частоты. Очевидно, для комплексного вектора X* можно записать следующие уравнения, являющиеся исходными для анализа установившегося режима.

В результате анализа установившегося режима импульсных преобразователей напряжения переменного тока математическими методами установлено, что при исчезающе малом периоде коммутации ключа К комплексный вектор фазовых координат X* изменяется по закону:

X*(t)=X*(jΩγ)UmejΩt     (9)

где

  (10)

где E — единичная матрица, «-1» означает обратную матрицу.

Заметим, что согласно принятой в теоретической электротехнике терминологии вектор X*(jΩγ)Um можно назвать вектором комплексных амплитуд фазовых координат импульсного преобразователя напряжения. Можно показать, что отклонения от предельных законов изменения фазовых координат имеют относительно Т порядок малости не ниже первого. Это позволяет при достаточно сильном неравенстве

T= T0/NKT0, (NL 1)             (11)

анализ свойств импульсных преобразователей напряжения проводить по их непрерывным моделям, описываемым в общем виде выражениями (9), (10).

2. Непрерывные модели основных схем преобразователей напряжения

А. Рассмотрим вначале повышающий преобразователь напряжения (рис. 2), представленный расчетной схемой на рис. 6. Для положений переключателя 1 и 2 повышающий преобразователь напряжения описывается следующими двумя системами дифференциальных уравнений соответственно:

где u1 = Umsin(Ωt)— преобразуемое напряжение, u2 — выходное напряжение, Rн, Lн — активное сопротивление и индуктивность нагрузки, С— емкость конденсатора фильтра, L и r — индуктивность и активное сопротивление дросселя Др, в которые можно включить активную и индуктивную составляющие выходного сопротивления источника преобразуемого напряжения щ, Т— период коммутации.

Рис. 6

Обозначив фазовые координаты преобразователя напряжения

х1 = iL,, x2 = и2, х3 = iн,             (14)

можно системы уравнений (12) и (13) представить соответственно в виде двух векторно-матричных уравнений (5) и (6), где

Подстановка выражений (15) в (10) позволяет из (9) получить для установившегося режима

где zn=Rn+jΩLn,  zдр=r+jΩL, zc=(jΩC)-1

Б. Рассмотрим инвертирующий преобразователь напряжения (рис. 3), полагая источник входного напряжения идеальным. Согласно расчетной схеме, представленной на рис. 7, при первом и втором положениях ключа преобразователь напряжения описывается двумя системами дифференциальных уравнений, аналогичными системам уравнений повышающего преобразователя напряжения (12), (13):

Рис. 7

Использовав те же обозначения фазовых координат (14), получаем матрицы, векторы и коэффициенты уравнений (5) и (6):

Подстановка выражений (19) в (10), согласно (9), дает для установившегося режима:

при тех же обозначениях, что и в формулах (16). В. Понижающий преобразователь напряжения, представленный на рис. 3, рассмотрим, также полагая источник входного напряжения идеальным. Согласно расчетной схеме, представленной на рис. 8, ниже записаны системы дифференциальных уравнений преобразователя напряжения для положения переключателя 1 и 2 соответственно:

Рис. 8

Матрицы, векторы и коэффициенты систем (5) и (6) при тех же, что и выше, обозначениях фазовых координат (14) имеют вид:

Согласно (9) при подстановке (23) в (10) получаем для установившегося режима:

Для практических приложений большое значение имеет выходное сопротивление реального источника входного напряжения, имеющего, как правило, активно-индуктивный характер. Для защиты транзисторного ключа от перенапряжений, вызванных ЭДС самоиндукции внутреннего сопротивления источника входного напряжения, включают конденсатор на входные зажимы инвертирующей и понижающей схем. В повышающей же схеме ток источника входного напряжения не прерывается, и защиту ключа от перенапряжений в моменты коммутации обеспечивают снабберные цепи, которые при анализе установившегося режима не учитываются. В двух же других схемах емкость на входе преобразователя напряжения имеет существенную величину и должна быть во многих случаях учтена, поскольку влияет на входное напряжение преобразователя.

Г. Расчетная схема инвертирующего преобразователя напряжения, учитывающая выходное сопротивление источника входного напряжения и конденсатор на входе, представлена на рис. 9. Схему преобразователя напряжения описывают следующие две системы дифференциальных уравнений для двух положений ключа 1 и 2:

Рис. 9

Рис. 10

Обозначив фазовые координаты

х1 = i1, х2 = u1, х3= iL, х4 = и25 = iн, (27)

получаем матрицы, векторы и коэффициенты систем уравнений (5), (6):

Подставив (29) в (10), согласно (9) находим для установившегося режима:

где

Д. Расчетная схема понижающего преобразователя напряжения, учитывающая выходное сопротивление источника входного напряжения и конденсатор на входе, представлена расчетной схемой на рис. 10. Соответствующие системы дифференциальных уравнений схемы для положений ключа 1 и 2 приведены ниже:

Рис. 9

При тех же обозначениях, что и в (27), получаем из (31), (32):

Подстановка (33) в (10) согласно (9) дает для установившегося режима:

где

3. Анализ свойств основных схем преобразователей напряжения

Запишем согласно x*2 формул (16), (20) и (24) выражения для комплексной амплитуды выходного напряжения в виде

где z нс = zнzс( z н+zс )1— комплексное сопротивление нагрузки и параллельно включенного конденсатора фильтра C.

Согласно (35) непрерывную модель преобразователя напряжения можно рассматривать как источник регулируемого напряжения переменного тока, ЭДС Em и выходное сопротивление z вых которого определяются выражениями:

Очевидно, что выражения для ЭДС повторяют формулы выходного напряжения соответствующих импульсных преобразователей напряжения постоянного тока (2, 3, 4). Выходное сопротивление повышающего и инвертирующего преобразователей оказывается переменным, увеличивающимся вместе с ростом ЭДС, причем значительно быстрее последней. Это обстоятельство — следствие различия структуры преобразователей напряжения в первой и второй части периода коммутации. У понижающего же преобразователя напряжения структура не изменяется, и поэтому выходное сопротивление его постоянно. Во всех схемах zвых имеет активно-индуктивный характер со значительно преобладающей индуктивной составляющей, что характерно для дросселей.

Нетрудно показать, используя исходные формулы (16, 20, 24), что несмотря на стремление ЭДС повышающего и инвертирующего преобразователей к бесконечности при у, стремящейся к 1, выходное напряжение их при этом стремится к нулю, что объясняется более быстрым стремлением к бесконечности выходного сопротивления. Физическая же причина этого заключена в ограничении тока дросселя:

iL<Um/(r22L2)

тогда как при стремлении γ к 1 ток дросселя должен неограниченно расти, чтобы за исчезающе малое время (1- γ )/T компенсировать разряд конденсатора С током нагрузки iн за время γ T

Сказанное означает, что для повышающего и инвертирующего преобразователей напряжения существует критическое значение γ-γкр, при котором выходное напряжение (его амплитуда или действующее значение) при фиксированных значениях z др, z н, zс , достигает максимальной величины. Для определения γкр необходимо исследовать на экстремум по γ выражения амплитуды выходного напряжения

где x=1- γ, α =Re{zдр/zнс}, β=Im{zдр/zнс}

Исследование на экстремум первого выражения дает γкр для повышающего преобразователя напряжения

Этому значению у соответствует максимальная амплитуда выходного напряжения

Для инвертирующего же преобразователя напряжения

γкр=1-xкр ,                (39)

где x кр — положительный корень уравнения

      (40)

Несложно показать, что в силу условия α<0 уравнение (40) имеет единственный положительный корень 0 < x кр <0,5 и, следовательно, для инвертирующего преобразователя напряжения

0,5< γкр <1 .

При построении регуляторов и стабилизаторов переменного напряжения на основе повышающего или инвертирующего преобразователя необходимо ограничивать величину γ сверху неравенством

γ< γкр ,                (41)

поскольку превышениевместо увеличения выходного напряжения вызовет его уменьшение под действием обратной связи вплоть до 0 при γ=1

У повышающих преобразователей напряжения при одинаковых γкр, то есть при одинаковых | z др/zнс| отношение (U2m)max/Um имеет разные значения, лежащие в пределах

        (42)

Нижний предел соответствует zдр/zнс= α, α =0, верхний — α =0, zдр/zнс=jβ

В инвертирующем преобразователе γкр зависит не только от модуля z/z нс, но и от его вещественной части, причем при одинаковом модуле большему значению вещественной части (α) соответствуют меньшие x к и (U2m)max/Um и большее γкр. При вещественном z /zнс (z/zнс= α) положительный корень уравнения (40) x к и соответствующие ему γкр и (U2m)max/Um имеют аналитические выражения:

Полученные выражения могут служить при известном значении | z /zнс| оценкой снизу для xкр и (U2m)max/Um и оценкой сверху для γкр

Для выбора силовых транзисторов, образующих ключевой элемент преобразователей напряжения, изображенных на рис. 1-3, например представленный на рис. 4, необходимо знать наибольший коммутируемый ими ток. Во всех схемах силовые транзисторы коммутируют ток дросселя iL, амплитуда которого и должна учитываться при выборе транзисторов ключевого элемента.

При исчезающе малом периоде коммутации Т из выражений (14), (16), (20) и (24) несложно выразить отношение комплексных амплитуд токов дросселя и тока нагрузки:

При выполнении условия (11) |zн/zс| K1 можно амплитуду тока дросселя считать в  (1- γ )-1 раз превосходящей амплитуду тока нагрузки в повышающей и инвертирующей схемах, а в понижающей схеме можно амплитуды токов считать равными.

В реальных схемах при конечном Т необходимо учесть еще и пульсации тока дросселя, накладывающиеся на полезную (гладкую) составляющую тока.

Точное определение пульсаций тока дросселя требует построения установившегося процесса при реальном конечном периоде коммутации Т. Поскольку при расчете преобразователя напряжения значения его параметров zдр, zс, Т не известны и подлежат определению, необходимо оценить величину пульсации более простым способом, позволяющим выбрать индуктивность дросселя и частоту коммутации, а затем уточнить величину пульсаций.

Максимальный размах пульсаций тока дросселя (удвоенную амплитуду пульсаций) в повышающей и инвертирующей схемах (рис. 2 и 3) можно оценить, полагая ее совпадающей по фазе с амплитудой входного напряжения. Очевидно, она равна приращению тока дросселя за время его прямого подключения к входному напряжению в течение времени τ = γ T, что дает

ΔLLm=UmγT/L   (45)

Для повышающей схемы следует принять γ =1-Um/U2m, а для инвертирующей — γ =U2m/(Um+U2m

Максимальный размах пульсаций тока дросселя в понижающей схеме (рис. 1) можно оценить, полагая ее совпадающей по фазе с амплитудой выходного напряжения и равной уменьшению тока дросселя под его действием за время  (1- γ)T, что дает

ILm= U2m(1–γ)T/L = Umγ(1–γ)T/L,   (46)

где γ =U2m/Um

При известной частоте коммутации f= 1/ T и допустимом размахе пульсаций ΔILm можно найти индуктивность дросселя из выражений (45), (46). Очевидно, что при большей частоте коммутации необходимая индуктивность дросселя оказывается меньше и соответственно меньше выходное сопротивление преобразователя напряжения.

Максимальный размах пульсаций выходного напряжения (удвоенную амплитуду пульсаций) в повышающей и инвертирующей схемах (рис. 2 и 3) можно оценить по величине уменьшения напряжения на конденсаторе под действием максимального тока нагрузки. Этот ток разряжает конденсатор в течение времени γT, что с учетом I нm = U2m/| zн| дает

ΔU2max = Iнm(1–γ)T/C = U2m(1–γ)T/[|zн|C].    (47)

Очевидно, что в повышающей и инвертирующей схемах пульсации имеют пилообразную форму — это вызвано скачками тока конденсатора в моменты коммутации.

Ток конденсатора в понижающей схеме рис. 1 непрерывен, поскольку представляет собой разность непрерывных токов:

iC = iLiн.

Поэтому пульсации выходного напряжения понижающего преобразователя напряжения оказываются более гладкими, чем пилообразные: непрерывна в этом случае и производная выходного напряжения. Оценить наибольший размах пульсаций можно, положив, что пилообразная пульсирующая составляющая тока дросселя целиком замыкается через конденсатор [5]:

ΔU2max=Um γ(1-γ)T2/(8LC)  (48)

Из полученных выражений следует, что в понижающем преобразователе напряжения уменьшение пульсаций пропорционально квадрату частоты коммутации. В повышающем же и инвертирующем преобразователях пульсации уменьшаются пропорционально только первой степени частоты.

Выбрав значения индуктивности дросселя и емкости конденсатора, можно уточнить оценку размаха пульсаций, используя формулы, полученные на основе принципа разделения установившегося процесса на быструю составляющую (пульсации, происходящие с частотой коммутации f) и медленную (колебания токов и напряжений с частотой входного напряжения f 0).

Учитывая выполнение в практически важных случаях сильного неравенства fLf0, медленную составляющую можно определять по формулам, полученным для бесконечно малого периода коммутации Т, и считать при определении пульсационной составляющей напряжений и токов, что она в каждом периоде не имеет постоянной составляющей. Ее роль выполняет медленная, практически постоянная в течение периода коммутации, составляющая.

Максимальный размах пульсаций тока дросселя и выходного напряжения в повышающей схеме определяют следующие уточненные формулы:

Заметим, что максимальные пульсации тока дросселя совпадают по фазе с максимумом медленной составляющей выходного напряжения u2 и сдвинуты относительно максимума медленной составляющей тока дросселя на угол, определяемый аргументом комплексного сопротивления zнс. Наибольший размах пульсаций выходного напряжения сдвинут по фазе относительно амплитуды его медленной составляющей на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z нс, взятому с противоположным знаком.

В случае инвертирующего преобразователя аналогичные (49) и (50) выражения имеют соответственно вид

Сдвиг по фазе между амплитудным значением тока дросселя и максимумом пульсаций равен аргументу комплексного сопротивления z=zдр+(1–γ)zнс. Максимум пульсаций выходного напряжения сдвинут по фазе относительно амплитуды его медленной составляющей на угол, равный аргументу комплексного сопротивления zнс, взятому с противоположным знаком, как и в повышающей схеме.

Для понижающейся схемы аналогично получены формулы

ΔILm = Umγ(1–γ)T/L.      (53)

ΔU2max = Umγ(1–γ)T/[|(zдр+(1–γ)2zнс)|C] = U2m T/[|zнс|C].      (54)

Максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума его амплитуды на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z=zдр+zнс. Максимальный размах пульсаций выходного напряжения совпадает по фазе с максимальным размахом пульсаций тока дросселя и, следовательно, сдвинут по фазе относительно амплитуды выходного напряжения на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z нс, взятому с противоположным знаком.

В выражения (49-54) следует подставлять значения γ, определенные из одного из уравнений (36) для соответствующей схемы преобразователя напряжения. Заметим, что решение уравнений для повышающего и инвертирующего преобразователей дает два значения γ, меньшее из которых лежит слева, а большее — справа от γкр, соответствующего максимуму статической характеристики преобразователя напряжения. Очевидно, следует выбрать меньшее значение γ, соответствующее возрастающей ветви статической характеристики.

При выборе емкости конденсатора С можно в случае постоянной или достаточно мало изменяющейся нагрузки исходить не из получения допустимых пульсаций, а из компенсации индуктивной составляющей тока нагрузки. Очевидно, в этом случае потребуется конденсатор большей емкости

C = Lн/[(ΩLн)2 + Rн2] = Lн/|zн|2.

Благодаря этому ток дросселя, а следовательно, и транзисторного ключа, станет меньше тока нагрузки без учета изменения γ в | zн| /Rн раз.

В заключение оценим влияние выходного сопротивления zвых источника входного напряжения и шунтирующего его защитного конденсатора С 1 (рис. 9 и 10) на свойства импульсного преобразователя напряжения переменного тока. Из полученных выше формул (40) и (44) с учетом принятых обозначений (38) можно записать выражение для комплексной амплитуды выходного напряжения инвертирующего и понижающего преобразователей напряжения

где zис 1= zиzс1(zи+ zс 1 )–1 — выходное сопротивление источника входного напряжения, нагруженного на конденсатор С1. С учетом zи и zс 1 непрерывная модель преобразова-теля также представляет собой управляемый источник переменного напряжения, ЭДС которого E1mи выходное сопротивление zвых имеют значения (56).

Вследствие изменения структуры преобразователя напряжения в течение периода коммутации (рис. 10) становится переменным и выходное сопротивление понижающего преобразователя напряжения.

4. Принципы построения устройств регулирования и стабилизации напряжения переменного тока

Возможны два варианта использования рассмотренных схем для регулирования и стабилизации напряжения переменного тока, отличающиеся способом его измерения.

В первом из них контролируется действующее, среднее или амплитудное значение напряжения. Для его определения необходим интервал наблюдения, равный или кратный половине периода этого напряжения. Недостаток первого варианта — невысокое быстродействие, определяемое периодом измерения регулируемого параметра, и отличие неконтролируемых параметров от соответствующих контролируемому параметру значений, вызванное отклонением формы входного напряжения от синусоидальной.

Второй вариант требует контроля мгновенных значений выходного напряжения и возможности изменения γ в каждом периоде срабатывания ключа. Его достоинство в возможности исправлять отклонения формы входного напряжения от синусоидальной [3] и обеспечивать соответствие между параметрами напряжения (действующим, средним и амплитудным), а также значительно большее быстродействие, определяемое периодом срабатывания ключа. Недостаток второго варианта — необходимость в синусоидальном задающем сигнале, непрерывном или дискретном, синхронном с входным напряжением.

В качестве стабилизатора выходного напряжения наиболее подходит инвертирующая схема, не требующая использования силового трансформатора сетевой частоты. Соответствующее изменение γ относительно γ=0,5 при отклонении выходного напряжения от номинального значения в любую сторону позволяет поддерживать величину выходного напряжения постоянной. Недостаток инвертирующей схемы — необходимость в высоком допустимом напряжении ключа (порядка удвоенной амплитуды входного напряжения) и передача через преобразователь напряжения полной мощности нагрузки.

Менее жесткие требования к ключу предъявляет известная схема стабилизатора с вольтдобавкой, в которой напряжение вольтдобавки регулируется одной из рассмотренных схем. В качестве одного из возможных примеров практического применения импульсного способа регулирования переменного напряжения рассмотрим стабилизатор с выходными параметрами Uвых = 220 В, 50 Гц, Iвых≤5А, построенный по функциональной схеме рис. 11 [6].

Рис. 11

Нестабильное сетевое напряжение Uс (220 В, 50 Гц) поступает на обмотки W, W1 автотрансформатора АТ. Стабильное выходное напряжение представляет собой сумму напряжения на основной обмотке W, равного UcW /(W+W1), и выходного напряжения импульсного преобразователя рис. 1, подключенного к «вольтдобавочной» обмотке W2, равного γUcW 2/(W+W1). В зависимости от величины сетевого напряжения стабилизатор автоматически подбирает величину γ таким образом, что остается постоянным выходное напряжение:

Uвых = Uc(WW2)/(W+W1).

В состав стабилизатора входят двухполупериодный выпрямитель В и устройство выборки и хранения УВХ, синхронизированное с напряжением сети, которые обеспечивают измерение амплитуды выходного напряжения Um в каждом его полупериоде. Интегральный регулятор Р интегрирует отклонение амплитуды выходного напряжения от заданной величины Umз и управляет относительной длительностью выходных импульсов широтно-импульсного модулятора (ШИМ), которые через драйвер Д поступают на силовые полевые транзисторы типа IRF640, реализующие ключ К.

С точки зрения теории автоматического управления стабилизатор можно достаточно точно представить хрестоматийной амплитудно-импульсной системой с «прямоугольным» импульсным элементом, работающим с периодом 0,01 с, и непрерывной частью в виде идеального интегрирующего звена.

Интегральный регулятор обеспечивает отсутствие статической ошибки при изменении как Uc , так и Iвых. Динамические свойства стабилизатора могут быть достаточно высокими, если выбрать параметр регулятора таким образом, чтобы корень характеристического уравнения системы стал равным нулю. Этим будет обеспечена длительность переходных процессов, равная периоду дискретности (0,01 с).

Описанный стабилизатор был реализован в ООО «Мегатех» (Санкт-Петербург). Его испытания подтвердили высокие точность и динамические свойства. Габаритные показатели и КПД вследствие импульсного способа регулирования также оказались достаточно высокими, в то время как пульсации выходного напряжения практически полностью сглаживались фильтром Ф, имеющим незначительные габариты.

Можно значительно улучшить весогабаритные показатели рассмотренного стабилизатора, отказавшись от сетевого автотрансформатора и заменив его и импульсный понижающий преобразователь на преобразователь, построенный по описанному в [7] способу.

 

Выводы

  • Предложенная методика позволяет получить в конечном виде математическое описание установившегося режима импульсного преобразователя напряжения с учетом нагрузки и выходного сопротивления источника входного напряжения и фильтров на входе и выходе преобразователя напряжения.
  • Импульсный преобразователь переменного напряжения при достаточно высокой частоте коммутации можно рассматривать как регулируемый источник переменного напряжения, ЭДС и выходное сопротивление которого растут при увеличении относительной длительности импульсов γ.
  • Зависимость выходного напряжения повышающего и инвертирующего преобразователей от γ имеет максимум вследствие более быстрого роста выходного сопротивления, чем ЭДС, и стремится к 0 при стремлении γ к 1 даже в случае нулевого активного сопротивления дросселя.
  • Пульсация тока дросселя и выходного напряжения повышающего и инвертирующего преобразователей напряжения имеют пилообразный характер, причем размах «пилы» периодически изменяется. С уменьшением периода коммутации пропорционально уменьшаются и пульсации.
  • В понижающем преобразователе напряжения пульсации тока дросселя также пилообразные, а пульсации выходного напряжения имеют на единицу более высокий порядок гладкости и малости относительно Т.

Пример

Рассчитаем «электронный повышающий трансформатор» U1/U2 = 110/220, выполненный по схеме повышающего преобразователя напряжения, представленной на рис. 2. Рассмотрим два варианта нагрузки мощностью 1100 ВА (220 В, 5 А): zн1 = 40+18,33j, zн2=18,33+40j (|z|=U2/Iн=220/5=44Ом). Частоту коммутации f примем равной 50 кГц, то есть в 103 раз выше частоты сети f0 = 50 Гц. Допустимый размах пульсаций (удвоенную амплитуду) положим для тока дросселя равным ΔILmax= 0,225 А, а для выходного напряжения ΔI2max = 5 В.

Рассчитаем индуктивность дросселя и емкость конденсатора фильтра, приняв согласно (3) γ=1-U1/U2=0,5. По формулам (45) и (47) получаем:

Для уточнения значения γ необходимо решить относительно γ уравнение

|zнс[zдр/(1–γ)2+zнс]–1(1–γ)–1| = U2/U1,

 полученное из первой из формул (35). Последнее уравнение, обозначив x=1- γ, легко преобразовать к виду

|x+a/x| = U1/U2,

 где  a = zдр/zнс= jΩL(1+jΩCzн)/zн.

 Вычисление модуля комплексного числа x+a/x позволяет свести полученное уравнение к биквадратному:

x 4+ [Re(a)–(U1/U2)2]x2+| a|2 = 0.

Комплексный коэффициент a принимает значение a 1= 0,010917+0,044878j при zн1 и a2 = 0,035229+0,020565j при zн2. Решение биквадратного уравнения дает пары положительных корней: x1= 0,4673, x 2 = 0,0988 (= 0,5327,  = 0,9012) при a 1 и x1 = 0,4120, x2 = 0,0990 (γ1 =0,5880, γ2 = 0,9010) при a2. Из пары полученных значений следует выбрать меньшее, соответствующее возрастающей ветви статической характеристики преобразователя напряжения U2=f(γ). Статические характеристики преобразователя напряжения в относительных единицах для указанных значений нагрузки z н1 и z н2 представлены на рис. 12 (кривые 1 и 2 соответственно).

Рис. 12

По формулам (49) и (50) уточнен размах пульсаций

где zнс = zн1/(1+jΩCzн1) = 45,6959+11,1151j = 47,0284xe, φ = 13,67°.

При этом максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума тока дросселя на угол φ = 13,67° в сторону опережения, а максимум пульсаций напряжения отстает от максимума напряжения на такой же угол.

Аналогично вычислено и для нагрузки z н2

где zнс = zн2 /(1+ jΩCzn2)= 26,8443+45,9852j = 53,2471xe, φ= 59,73°.

При этом максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума тока дросселя на угол φ = 59,73° в сторону опережения, а максимум пульсаций напряжения отстает от максимума напряжения на такой же угол.

Согласно формуле (44) максимальный коммутируемый ключом К (рис. 2) ток, равный амплитуде тока дросселя, превышает амплитуду тока нагрузки в (1–γ)–1|1+zн/zс| раз, что составляет 2,0021 при z н1 и 2,0057 при z н2.

Существенный выигрыш в коммутируемом токе можно получить при zн2, выбрав емкость конденсатора фильтра из условия компенсации реактивной составляющей тока нагрузки согласно формуле

Такой выбор емкости делает сопротивление z нс чисто активным и равным 105,62 Ом, то есть почти в 2 раза большим, чем |zнс| при предыдущем ее выборе. Аналогично вышеизложенному получаем значения γ1 = 0,5017 и γ2=0,9587. Максимальный коммутируемый ключом К ток в этом случае превышает амплитуду тока нагрузки в 0,836 раза, то есть меньше ее в 1,196 раза. Существенно снижаются и пульсации выходного напряжения, составляющие

Статическая характеристика имеет в этом случае больший максимум и большее значение γкр (кривая 3 на рис. 12). Значения γкр, рассчитанные по формуле (37) для рассмотренных случаев, составляют: 0,7851, 0,7980 и 0,8566.

Значительный интерес представляет моделирование импульсных преобразователей напряжения переменного тока с учетом импульсного характера процессов. Это моделирование позволяет проверить результаты расчетов, основанных на использовании непрерывных моделей. В качестве базы моделирования удобно использовать систему MATLAB 6.5 с версиями пакетов Simulink 5.0 и SimPowerSystem 2.3 [8].

Моделирование ключа с двухсторонней проводимостью на реальных элементах (рис. 4) вызывает определенные трудности. Поэтому проще использовать идеальный ключ (Ideal Switch) из библиотеки силовых элементов полупроводниковых преобразователей (Power Electronics), позволяющий учесть внутреннее сопротивление реального ключа и снабберные цепи. Схема моделирования представлена на рис. 13. Обе половинки ключа управляются импульсами генератора (Discrete Pulse Generator) из библиотеки (Sources), поступающими на ключи в противофазе и имеющими заданную частоту f и скважность γ.

Рис. 13

Результаты моделирования и расчетов хорошо совпадают, что можно видеть из осциллограмм тока дросселя и напряжения нагрузки, представленных на рис. 14 для случая zн2,С= 14,14 мкФ.

Рис. 14

Литература
  1. Миловзоров В. П., Мусолин А. К. Дискретные стабилизаторы и формирователи напряжения. М.: Энергоатомиздат. 1986.
  2. Источники вторичного электропитания / С. С. Букреев, В. А. Головацкий, Г. Н. Гуля-кович и др.; под ред. Ю. И. Конева. М.: Радио и связь. 1983.
  3. Крапивников В. В. Способ управления двигателем переменного тока. Авт. свид. СССР № 248834.
  4. Тимченко Н. М., Жуков В. И. Импульсный стабилизатор переменного напряжения. Авт. свид. СССР № 472339.
  5. Коршунов А. Динамический расчет стабилизированного понижающего преобразователя напряжения постоянного тока // Силовая электроника. 2005. № 3.
  6. Коршунов А. И. Импульсный стабилизатор переменного напряжения. Авт. свид. РФ № 2246127.
  7. Коршунов А. И. Способ регулирования величины и изменения фазы напряжения переменного тока. Авт. свид. РФ № 2266608.

Импульсный преобразователь напряжения понижающий

Обзор для тех, кто умеет держать в руках паяльник.
Преобразователь напряжения — это полезное устройство, преобразующее одно напряжение в другое. Устройство универсальное и применить его можно например в авто для снижения бортового напряжения с 12-24V до 5V или например для использования 19V БП ноутбука при питании светодиодной подсветки на 12V.

Пришла плата в запечатанном антистатическом пакете.

Собрана схема на базе широко распространённого интегрального импульсного регулируемого стабилизатора LM2596S-ADJ с рабочей частотой 150kHz, выходным током до 3A и КПД 73-93%.
Схема преобразователя стандартная.

Диапазон допустимого входного напряжения микросхемы от 4,5V до 40V, но за счёт применения конденсаторов на 35V, входное напряжение не должно превышать 35V.
Обращаю внимание, что надпись на входном конденсаторе 100V обозначает вовсе не рабочее напряжение, а ёмкость 100uF и напряжение 35V!
Выходной конденсатор — полимерный, что позволяет снизить пульсации выходного напряжения.
Измеренный ESR входного конденсатора на частоте 1кГц — 0,15Ом, выходного полимерного конденсатора почему-то 0,25Ом. На частоте 150кГц он должен показать себя получше.
Диод Шоттки SK34 на 3A/40V, но по габаритам похож скорее на SK24.
Печатная плата очень компактная и полупроводники плохо охлаждаются, поэтому длительный максимальный отдаваемый ток не должен превышать 1,5A, при этом плата всё равно сильно греется за счёт довольно низкого КПД. Если ток превышать — микросхема перегревается и срабатывает её встроенная термозащита — выходное напряжение периодически пропадает на секунду и затем восстанавливается.




Печатная плата не до конца отмыта от флюса, пайка местами неаккуратная.

Выходное напряжение можно регулировать в пределах 1,25V-34V подстроечным многооборотным резистором.
Минимальная разница напряжений вход-выход 1,6V при нагрузке 2А.
Ток потребления без нагрузки при напряжении питания 12V — 7mA.
Подключение входного и выходного напряжений производится посредством пайки. Пятаки только с одной стороны, металлизации нет.

Во время работы, преобразователь тихонько шипит. Это происходит из-за отсутствия компенсационного конденсатора в цепи обратной связи. На плате место под его установку — есть.

После его установки, никаких шумов от преобразователя не слышно.

Измерение температуры микросхемы на разных токах

В режиме КЗ

ток в начале достигает почти 4А

а затем по мере прогрева падает до 3,2А

При этом диод греется гораздо больше микросхемы (примерно до 180гр). Т.о. в режиме КЗ преобразователь долго не проработает. Ток потребления преобразователем в режиме КЗ — 0,4А при питающих 12V, мощность выделяемая на плате 4,8W

Осциллограммы на выходе — всё печально…
Нагрузка 1А. Частота преобразователя около 65kHz, амплитуда пульсаций 0,2V

Нагрузка 1,5А. Частота преобразователя около 35kHz, амплитуда пульсаций 0,25V

Нагрузка 2А. Частота преобразователя около 18kHz, амплитуда пульсаций почти 0,40V

Выходит, микросхема LM2596 не является оригинальной — частота работы гораздо ниже и сильно зависит от нагрузки.
Если требуется повышенный ток при высоком КПД преобразования, лучше использовать синхронные преобразователи, типа:
aliexpress.com/item/DC-DC-Buck-Step-Down-Converter-Module-High-Efficiency-Input-16-40V-Output-1-0-12V/552641779.html
aliexpress.com/item/Low-ripple-DC-4-30V-to-1-2-30V-Voltage-Step-Down-Converter-Car-LED-Laptop/1337105991.html
aliexpress.com/item/DC-DC-Buck-Converter-Adjustable-4-30V-to-1-2-30V-Constant-Current-Solar-Charger-LED/1333604459.html

Вывод: простое полезное устройство для умеющих паять экспериментаторов.

Эффективное применение понижающих преобразователей постоянного тока производства компании Analog Devices – Компоненты и технологии

Введение

Альтернативой таким стабилизаторам является импульсный преобразователь, который поочередно запасает энергию в магнитном поле катушки индуктивности и высвобождает энергию, выдавая ее в нагрузку при другом значении напряжения. Меньшие потери данного типа преобразователя позволяют достичь высокого КПД. Понижающие преобразователи, рассматриваемые в этой статье, выдают напряжение ниже входного. Повышающие преобразователи, о которых будет рассказано в следующей статье, обеспечивают напряжение выше входного.

Импульсные преобразователи, имеющие внутренние ключи на полевых транзисторах, называются регуляторами [2], а устройства, для которых необходимы внешние полевые транзисторы, — контроллерами импульсных преобразователей [3]. В большинстве систем с малым энергопотреблением для достижения рационального соотношения стоимости и характеристик используются как преобразователи с малым падением напряжения, так и импульсные преобразователи.

На рис. 1 приведена упрощенная топология понижающего импульсного преобразователя (для случая включенного режима широтно-импульсной модуляции (ШИМ, PWM) — верхняя часть рисунка, и при выключенном режиме PWM — нижняя часть рисунка), а также временные диаграммы, поясняющие его работу. Понижающие импульсные преобразователи состоят из двух ключей, двух конденсаторов и катушки индуктивности. Во избежание нежелательного «сквозного» тока управление ключами осуществляется таким образом, что лишь один из них активен в отдельно взятый момент времени.

Рис. 1. Топология импульсного понижающего преобразователя и его временные диаграммы

В фазе 1 ключ В разомкнут, а ключ А замкнут. Катушка индуктивности подключена к VIN, и ток протекает от VIN в нагрузку. Поскольку напряжение на катушке индуктивности имеет положительную полярность, ток возрастает. В фазе 2 ключ А разомкнут, а ключ В замкнут. Катушка индуктивности подключена к «земле», и ток протекает от «земли» к нагрузке. Поскольку напряжение на катушке индуктивности отрицательно, ток убывает, и энергия, запасенная в катушке индуктивности, передается в нагрузку.

Импульсный преобразователь может работать в непрерывном или прерывистом режимах. При работе в непрерывном режиме (continuous conduction mode, CCM) ток через катушку индуктивности никогда не падает до нуля. При работе в прерывистом режиме (discontinuous conduction mode, DCM) ток через катушку индуктивности может падать до нуля. Маломощные понижающие импульсные преобразователи редко работают в режиме DCM. Уровень пульсаций тока, обозначенный на рис. 1 как ΔIL, обычно выбирается при проектировании в пределах от 20 до 50% от номинального тока нагрузки.

В схеме на рис. 2 ключи А и В реализованы на полевых транзисторах с каналами p— и n-типа соответственно, образуя синхронный импульсный понижающий преобразователь.

Рис. 2. Понижающий импульсный преобразователь включает в себя генератор, контур управления с ШИМ и коммутируемые полевые транзисторы

Термин «синхронный» означает, что в качестве нижнего ключа используется полевой транзистор. Понижающие стабилизаторы, в которых в качестве нижнего ключа используется диод Шоттки, называются асинхронными. Синхронные понижающие импульсные преобразователи более эффективны в малопотребляющих схемах, поскольку полевой транзистор имеет меньшее падение напряжения по сравнению с диодом Шоттки. В то же время если нижний полевой транзистор не отключается при падении тока через катушку индуктивности до нуля, то КПД синхронного преобразователя при небольшой нагрузке упадет, а дополнительная схема управления повышает стоимость и сложность ИМС.

Основным рабочим режимом в современных синхронных импульсных понижающих преобразователях с малым энергопотреблением является режим широтно-импульсной модуляции (pulse-width modulation, PWM, ШИМ). При ШИМ частота импульсов поддерживается постоянной, а их ширина (tON) изменяется для регулировки выходного напряжения. Средняя мощность, выдаваемая в нагрузку, пропорциональна коэффициенту заполнения импульсной последовательности:

Контроллер ШИМ управляет ключами на полевых транзисторах, используя обратную связь по току или по напряжению в контуре управления для стабилизации выходного напряжения в ответ на изменение условий нагрузки. Понижающие импульсные преобразователи с малым энергопотреблением обычно имеют частоту коммутации от 1 до 6 МГц. Работа на высокой частоте коммутации позволяет использовать катушки индуктивности меньших габаритов, однако при каждом удвоении частоты коммутации КПД падает примерно на 2%. При небольших нагрузках работа в режиме ШИМ не всегда дает повышение КПД системы.

Рассмотрим в качестве примера схему питания для графического адаптера. По мере изменения видеоизображения меняется и ток нагрузки понижающего импульсного преобразователя, от которого питается графический процессор. В непрерывном режиме ШИМ преобразователь может работать с широким диапазоном токов нагрузки, однако при небольших нагрузках КПД быстро падает, поскольку процентное отношение мощности, потребляемой преобразователем, к полной мощности, отдаваемой в нагрузку, возрастает. В понижающих импульсных стабилизаторах, применяемых в портативных системах, реализуются дополнительные методы уменьшения энергопотребления, такие как частотно-импульсная модуляция (pulse-frequency modulation, PFM), пропуск импульсов или комбинация этих двух методов.

Компания Analog Devices использует для обозначения режима эффективной работы при небольших нагрузках термин «режим энергосбережения» (power-save mode, PSM). При входе в этот режим производится сдвиг уровня стабилизации ШИМ, что приводит к нарастанию выходного напряжения. Выходное напряжение растет до тех пор, пока оно не превысит уровень стабилизации примерно на 1,5%. После чего режим ШИМ отключается, оба мощных ключа размыкаются и схема входит в холостой режим. В этом режиме COUT разряжается до тех пор, пока VOUT не упадет до уровня напряжения стабилизации ШИМ. Затем ток снова подается на катушку индуктивности, и VOUT снова нарастает до верхнего порогового значения. Этот процесс непрерывно повторяется, пока ток нагрузки ниже порогового значения, при котором активируется режим энергосбережения.

ИМС ADP2138 представляет собой миниатюрный понижающий преобразователь постоянного напряжения на 800 мА с частотой коммутации 3 МГц. Его типичная схема применения представлена на рис. 3.

Рис. 3. Типичная схема применения ADP2138/ADP2139

На рис. 4 показано повышение КПД при переключении между режимами ШИМ и PSM по сравнению с принудительной работой в режиме ШИМ.

Рис. 4. КПД ADP2138 в режиме непрерывной ШИМ (а) и режиме PSM (б)

Из-за переменной частоты фильтрация помех, возникающих в режиме PSM, может быть затруднительна, поэтому многие понижающие импульсные преобразователи имеют вывод MODE (рис. 3), который позволяет пользователю выбирать между принудительной работой в режиме ШИМ и автоматическим переключением между режимами ШИМ/PSM. Напряжение на выводе MODE может быть жестко привязано к определенному уровню или динамически изменяться при необходимости работы с пониженным энергопотреблением.

Повышение КПД при помощи понижающих импульсных преобразователей

Повышенный уровень КПД позволяет дольше работать без замены или подзарядки батарей, что важно для портативных устройств. Рассмотрим в качестве примера схему на рис. 5, где для питания нагрузки с потребляемым током 500 мА и напряжением 0,8 В от литий-ионного аккумулятора используется ADP125 — преобразователь с малым падением напряжения.

Рис. 5. Питание нагрузки с током 500 мА при помощи стабилизатора с малым падением напряжения ADP125

КПД LDO-стабилизатора равен VOUT/VIN×100% = 0,8/4,2 × 100%, то есть всего 19%. LDO-стабилизаторы не могут запасать неиспользуемую энергию, и поэтому 81% (1,7 Вт) мощности, не поступающей в нагрузку, рассеивается в виде тепла на преобразователе, что может вызывать быстрое нагревание портативного устройства. В свою очередь, импульсный стабилизатор ADP2138 при входном напряжении 4,2 В и выходном напряжении 0,8 В обеспечивает КПД 82%, то есть он в четыре раза более эффективен и предотвращает нагрев портативного устройства. Столь значительное улучшение КПД системы обуславливает широкое применение импульсных преобразователей в портативных устройствах.

Ключевые характеристики и определения для понижающих импульсных преобразователей

Диапазон входных напряжений

Диапазон входных напряжений понижающего импульсного преобразователя определяет наименьшее полезное входное напряжение питания. В спецификации на устройство может быть указан довольно широкий диапазон входных напряжений, однако обязательным требованием для эффективного функционирования является то, что VIN должно быть больше VOUT. Так, например, для получения стабилизированного выходного напряжения 3,3 В требуется входное напряжение более 3,8 В.

Ток по цепи заземления (рабочий ток)

IQ — это постоянный ток смещения, не поступающий в нагрузку. Устройства с меньшим IQ дают больший КПД. Параметр IQ может указываться в спецификации для различных условий, включая режим простоя (отсутствие коммутации), режим нулевой нагрузки, работу в режиме ЧИМ или ШИМ. Поэтому для определения наиболее подходящего для конкретной задачи понижающего преобразователя следует проанализировать значения КПД при конкретных уровнях напряжения и тока нагрузки.

Ток в неактивном режиме (Shutdown current)

Это входной ток, потребляемый при неактивном уровне сигнала на выводе разрешения. Этот ток у малопотребляющих импульсных преобразователей обычно много меньше 1 мкА, что важно для условий длительного нахождения портативного устройства в режиме ожидания.

Погрешность выходного напряжения

Понижающие импульсные преобразователи компании Analog Devices обладают малой погрешностью выходного напряжения. Компоненты с фиксированным выходным напряжением подвергаются калибровке в заводских условиях для обеспечения погрешности менее ±2% при температуре 25 °C. Погрешность выходного напряжения измеряется во всем диапазоне рабочих температур, входных напряжений и токов нагрузки и указывается в спецификации для наихудшего случая в виде ±x%.

Стабилизация по входному напряжению

Стабилизация по входному напряжению — это изменение выходного напряжения, вызванное изменением входного напряжения, при номинальной нагрузке.

Стабилизация по току нагрузки

Стабилизация по току нагрузки — это изменение выходного напряжения при изменении выходного тока. Большинство понижающих импульсных преобразователей способны поддерживать выходное напряжение практически постоянным при медленных изменениях тока нагрузки.

Переходные процессы при изменении нагрузки

Погрешности переходных процессов могут возникать при быстром изменении (повышении) тока нагрузки, которое вызывает переключение между режимами ШИМ и ЧИМ. Погрешности переходных процессов при изменении нагрузки не всегда указываются в техническом описании количественно, однако в большинстве описаний даются графики переходных характеристик при различных рабочих условиях.

Ограничение тока

Импульсные преобразователи, такие как ADP2138, имеют схему защиты, ограничивающую количество положительного тока, который протекает через ключ на p-МОП транзисторе и синхронный выпрямитель. Ограничение положительного тока определяет количество тока, протекающего с входа на выход. Ограничение отрицательного тока предотвращает обращение направления тока через катушку индуктивности и протекание тока от нагрузки.

Мягкий запуск

Для ограничения начального броска тока важно, чтобы импульсный преобразователь имел внутреннюю функцию мягкого запуска, которая обеспечивала бы управляемое линейное изменение выходного напряжения при запуске устройства. Благодаря этому предотвращается падение входного напряжения от батареи или высокоимпедансного источника питания при их подключении к входу преобразователя. После активации устройства внутренняя схема запускает включение питания.

Время запуска

Время запуска — это время от переднего фронта сигнала разрешения до момента, когда VOUT достигает 90% от номинального значения. Обычно этот параметр измеряется при приложенном напряжении VIN и переключении сигнала на выводе разрешения из неактивного состояния в активное. В случае когда сигнал разрешения подключен к VIN, время запуска может значительно возрастать из-за времени, необходимого на стабилизацию контура управления. Время запуска понижающего импульсного преобразователя важно для портативных систем, где необходимо часто включать и отключать питание для уменьшения энергопотребления.

Отключение при перегреве

Если температура возрастает выше заданного предельного значения, схема отключения при перегреве (Thermal Shutdown, TSD) отключает преобразователь. Повышение температуры перехода может стать следствием работы при повышенном токе, недостаточного охлаждения платы и высокой температуры окружающей среды. Схема защиты имеет гистерезис, который предотвращает возврат к нормальному режиму работы до тех пор, пока температура внутри кристалла не упадет ниже предустановленного предельного значения.

Работа со 100%-ным коэффициентом заполнения последовательности импульсов

При уменьшении VIN или увеличении ILOAD понижающий импульсный преобразователь достигает предельного значения напряжения, при котором ключ на p-МОП транзисторе замкнут 100% времени и VOUT становится ниже желаемого выходного напряжения. При этом предельном значении ADP2138 плавно переходит в режим, в котором ключ на p-МОП транзисторе остается активным все время. Когда условия работы меняются, устройство возвращается в режим преобразования с ШИМ без появления выбросов в VOUT.

Ключ разряда

В некоторых системах при очень маленькой нагрузке выходное напряжение понижающего импульсного стабилизатора может оставаться высоким в течение некоторого времени после входа системы в режим ожидания. Если система начнет процедуру включения питания до того, как выходное напряжение полностью разрядится, возможен вход в состояние фиксации или повреждение устройства. В ADP2139 имеется встроенный коммутируемый резистор (типичный номинал — 100 Ом), который используется для разряда выходного напряжения при падении напряжения на выводе разрешения или входе устройства, переводя его в режим блокировки или отключения при перегреве.

Блокировка при пониженном напряжении

Блокировка при пониженном напряжении (undervoltage lockout, UVLO) гарантирует, что напряжение прикладывается к нагрузке только тогда, когда входное напряжение системы выше определенного порога. Эта функция важна, поскольку она позволяет запускать устройство при условии, что входное напряжение равно значению, необходимому для стабильной работы, или выше него.

Заключение

Компания Analog Devices предлагает семейство понижающих импульсных преобразователей с высокой степенью интеграции, которые надежны, просты в применении и недороги, а также требуют минимального количества внешних компонентов для достижения высокого КПД. Для расчета параметров проекта разработчики могут воспользоваться данными, которые приведены в разделе технического описания, посвященном применению компонента, или инструментом проектирования ADIsimPower [4]. Руководства по выбору, технические описания и документы по применению для понижающих импульсных преобразователей компании Analog Devices можно найти по адресу [7].

Литература

  1. http://www.analog.com/en/power-management/linear-regulators/products/index.html
  2. http://www.analog.com/en/power-management/switching-regulatorsintegrated-fet-switches/products/index.html
  3. http://www.analog.com/en/power-management/switching-controllersexternal-switches/products/index.html
  4. http://designtools.analog.com/dtPowerWeb/dtPowerMain.aspx
  5. Lenk J. D. Simplified Design of Switching Power Supplies. Elsevier, 1996.
  6. Marasco K. How to Apply Low-Dropout Regulators Successfully. Analog Dialogue. Vol. 43, N 3. 2009.
  7. http://www.analog.com/en/power-management/products/index.html

Разработка понижающего преобразователя без секретов – Компоненты и технологии

Несмотря на большую популярность понижающих преобразователей, найти практические рекомендации и методы расчета для их быстрой разработки может оказаться трудно.

Понижающие преобразователи (stepdown, buck) стали неотъемлемой частью современной электроники. Они преобразуют входное напряжение (обычно от 8 до 25 В) в меньшее стабилизируемое напряжение (обычно от 0,5 до 5 В). Понижающие преобразователи передают со входа на выход небольшие порции энергии, используя ключ, диод, индуктивность и несколько конденсаторов. Несмотря на то, что понижающие преобразователи по сравнению с линейными стабилизаторами, как правило, имеют бульшие размеры, а также больше шумят, они почти всегда обеспечивают лучший КПД.

Разработка понижающих преобразователей, несмотря на их широкое распространение, может вызвать проблемы как у начинающих, так и у достаточно опытных специалистов, поскольку практические правила и расчетные методики трудно найти. И хотя в справочных данных на микросхемы преобразователей можно встретить некоторые расчеты, даже эти расчеты часто перепечатываются с ошибками. В этой статье сделана попытка собрать воедино всю информацию, которая может потребоваться для разработки понижающего преобразователя.

Производители понижающих преобразователей часто приводят типовую схему включения, чтобы помочь инженерам быстро создать работающий прототип. В таких схемах указываются наименования компонентов и номиналы пассивных элементов. Иногда также приводится описание выбора компонентов. При этом предполагается, что разработчик применяет точно такую же схему, как та, что представлена в документации. Когда нужный компонент устаревает или ему требуется дешевая замена, возникают трудности с выбором его аналога.

В этой статье описывается только одна топология понижающего преобразователя — с фиксированной частотой переключения и широтно-импульсной модуляцией (ШИМ, PWM), работающего в режиме непрерывных токов. Обсуждаемые принципы могут быть применены и для других топологий, но приводимые формулы для других топологий применять непосредственно нельзя. Чтобы объяснить тонкости разработки понижающего преобразователя, мы приведем пример, включающий детальный анализ для расчета номиналов различных компонентов. Для расчетов нам понадобятся четыре параметра: диапазон входных напряжений, стабилизированное выходное напряжение, максимальный выходной ток и частота переключений конвертера. На рис. 1 перечислены эти параметры вместе со схемой и основными компонентами, необходимыми для понижающего преобразователя.

Рис. 1. Базовая схема понижающего преобразователя с рабочими параметрами

Выбор индуктивности

Расчет величины индуктивности — это наиболее важный момент в разработке понижающего импульсного преобразователя. Прежде всего, условимся, что преобразователь будет работать в режиме непрерывных токов, как чаще всего и делается. Это означает, что в индуктивности всегда запасена какая-то энергия, ток через нее течет непрерывно, в том числе в течение всего периода, когда силовой ключ заперт. Следующие выражения описывают работу идеального ключа (нулевое сопротивление в проводящем состоянии, бесконечное сопротивление в закрытом состоянии и нулевое время переключения) и идеального диода:

где fsw — частота переключений понижающего преобразователя и LIR — коэффициент пульсаций тока индуктивности, выраженный в долях выходного тока Iout (например, для тока пульсаций 300 мА от пика до пика при выходном токе 1 А LIR = 0,3 A/1 A = 0,3).

Значение LIR, равное 0,3, — это хороший компромисс между требованиями к КПД и к переходной характеристике по нагрузке. Увеличение LIR дает больший ток пульсаций и более быстрый переходный процесс при изменении нагрузки, а уменьшение LIR, таким образом, — уменьшение пульсаций тока в индуктивности и замедление переходного процесса при изменении нагрузки. На рис. 2 показаны переходные характеристики и ток через индуктивность при заданном токе нагрузки и значениях LIR от 0,2 до 0,5.

Рис. 2. При увеличении LIR от 0,2 время переходного процесса при изменении нагрузки уменьшается (на каждом рисунке: верхняя кривая — это переменная составляющая пульсирующего выходного напряжения, масштаб 100 мВ/деление; средняя кривая — ток нагрузки, 5 А/деление; нижняя кривая — ток через индуктивность, 5 А/деление. Временной масштаб для всех диаграмм 20 мкс/деление)

Пиковый ток через индуктивность определяет важнейший параметр катушки индуктивности, гарантирующий, что она будет работать без насыщения, — расчетный ток. А он, в свою очередь, определяет размеры катушки. Насыщение сердечника катушки уменьшает КПД преобразователя, вследствие чего увеличивается нагрев катушки, силового ключа и диода. Пиковый ток через индуктивность можно рассчитать следующим образом:

Для параметров, показанных на рис. 1, эти формулы дают расчетную индуктивность 2,91 мкГн (LIR = 0,3). Выберем из доступного ряда ближайший номинал, например 2,8 мкГн, и убедимся, что его ток насыщения больше, чем рассчитанный нами пиковый ток (Ipeak = 8,09 A).

Ток насыщения надо выбирать с некоторым запасом (в данном случае 10 А), чтобы компенсировать разброс параметров компонентов и разницу между расчетными и реальными значениями. Запас в 20% сверх расчетного значения вполне приемлем, чтобы не слишком увеличивать габариты катушки.

Катушки индуктивности такого размера и с таким расчетным током обычно имеют максимальное активное сопротивление от 5 до 8 мОм. Чтобы минимизировать потери мощности, выберем катушку с наименьшим возможным активным сопротивлением. Несмотря на то, что разные производители приводят разные значения активного сопротивления, для расчетов следует использовать максимальное, а не типовое значение, потому что максимальное значение гарантируется для наихудшего случая.

Выбор выходного конденсатора

Выходной конденсатор необходим для подавления выбросов и пульсаций, возникающих на выходе понижающего преобразователя. Недостаточная величина емкости этого конденсатора приводит к большим выбросам, а его слишком большое эквивалентное последовательное сопротивление (equivalent-series resistance, ESR) — к большим пульсациям напряжения. Наибольшие допустимые значения выбросов и пульсаций, как правило, определяются во время разработки. Таким образом, чтобы схема понижающего преобразователя удовлетворяла предъявляемым требованиям в части пульсаций, необходимо включить в нее выходной конденсатор с достаточной емкостью и низким ESR.

Когда нагрузка преобразователя внезапно резко уменьшается, на его выходе возникает выброс напряжения, значительно превышающий стабилизируемое значение. Для предотвращения выброса в нагрузку излишков запасенной в индуктивности энергии и превышения максимально допустимого значения выходного напряжения необходимо правильно определить емкость выходного конденсатора. Выброс напряжения на выходе может быть рассчитан по формуле (2).

Из формулы (2) получаем:

где Co — емкость выходного конденсатора и ΔV — максимальный выброс напряжения на выходе.

Если задаться максимальным значением выброса на выходе, равным 100 мВ, то по формуле (3) получим расчетное значение емкости выходного конденсатора, равное 442 мкФ. Если к этому добавить типичный разброс емкости конденсаторов 20%, то получим практическую емкость выходного конденсатора около 530 мкФ. Ближайший стандартный номинал — 560 мкФ. Выходные пульсации на этом конденсаторе можно рассчитать по формуле:

ESR выходного конденсатора является основным фактором, влияющим на размах пульсаций. Их величина может быть рассчитана следующим образом:

Следует иметь в виду, что конденсатор со слишком низким ESR может вызвать неустойчивость преобразователя. Влияние этого фактора на устойчивость изменяется от микросхемы к микросхеме, поэтому при выборе конденсатора необходимо внимательно прочитать справочные данные и обратить особое внимание на раздел, посвященный устойчивости преобразователя.

Сложение выходных пульсаций, определяемых емкостью выходного конденсатора (первое слагаемое в формуле (4)), и пульсаций, определяемых ESR (второе слагаемое в формуле (4)), дает суммарное значение пульсаций на выходе понижающего преобразователя:

Преобразуем выражение (4) для получения ESR (5).

Качественный понижающий преобразователь обычно дает величину выходных пульсаций менее 2% (40 мВ в нашем случае). Согласно формуле (5), для выходного конденсатора емкостью 560 мкФ значение ESR не должно превышать 18,8 мОм. Следовательно, надо выбирать конденсатор с ESR, меньшим 18,8 мОм, и емкостью, большей или равной 560 мкФ. Чтобы получить величину ESR, меньшую 18,8 мОм, можно соединить параллельно несколько конденсаторов с низким ESR.

На рис. 3 показана зависимость пульсаций выходного напряжения от емкости и ESR выходного конденсатора. Так как в нашем примере используются танталовые конденсаторы, ESR конденсатора доминирует при определении выходных пульсаций.

Выбор входного конденсатора

Рис. 3. Вклад эквивалентного последовательного сопротивления (ESR) доминирует при образовании пульсаций выходного напряжения

Величина пульсаций тока, протекающего через входной конденсатор, определяет его емкость и геометрические размеры. Следующее выражение позволяет рассчитать, какой пульсирующий ток должен выдерживать входной конденсатор:

На рис. 4 изображен пульсирующий ток через конденсатор (показан относительно выходного тока) в зависимости от входного напряжения понижающего преобразователя (показано как отношение выходного напряжения к входному). Наихудшая ситуация образуется тогда, когда Vin = 2Vout (Vout/Vin = 0,5), при этом пульсации входного тока равны половине выходного тока.

Рис. 4. Пульсации тока через входной конденсатор достигают в наихудшем случае половины выходного тока, если изменяющееся входное напряжение становится равным удвоенному стабилизируемому выходному напряжению

Входная емкость, требуемая для понижающего преобразователя, зависит от импеданса входного источника питания. Для обычных лабораторных источников питания достаточно от 10 до 22 мкФ на ампер. Взяв параметры проекта, приведенные на рис. 1, можно получить пульсации входного тока 3,16 А. Таким образом, можно начать с общей входной емкости 40 мкФ и затем уточнить это значение по результатам экспериментов.

Танталовые конденсаторы — не очень удачный выбор для входных конденсаторов. Обычно при выходе из строя они замыкаются накоротко, создавая тем самым КЗ на входе стабилизатора, что может привести к возгоранию устройства. Керамические или алюминиевые электролитические конденсаторы более предпочтительны, так как они не дают такого эффекта.

Керамические конденсаторы удобны в тех случаях, когда площадь печатной платы или высота компонентов ограничены, но из-за керамики схема может издавать отчетливо слышимое гудение. Этот высокий звук вызывается механической вибрацией керамического конденсатора, возникающей из-за ферроэлектрических свойств конденсатора и пьезоэлектрических явлений, происходящих вследствие пульсаций напряжения на конденсаторе. Полимерные конденсаторы могут смягчить эту проблему. Полимерные конденсаторы также могут замыкаться накоротко, но они гораздо более надежны, чем танталовые, и поэтому лучше подходят на роль входных конденсаторов.

Выбор диода

Ограничивающим фактором при выборе диода является рассеиваемая мощность. Средняя мощность для наихудшего случая может быть рассчитана по следующей формуле:

где VD — это падение напряжения на диоде при заданном выходном токе Ioutmax. (обычно составляет 0,7 В для кремниевого диода и 0,3 В для диода Шоттки.) Убедитесь, что выбранный диод способен рассеивать такую мощность. Для обеспечения надежной работы во всем диапазоне входных напряжений надо также быть уверенным, что повторяющееся максимальное обратное напряжение для этого диода больше, чем максимальное входное напряжение (VRRM/VINmax). Максимальный допустимый прямой ток диода должен быть больше или равен максимальному выходному току.

Выбор силового ключа

Выбора силового ключа (полевого транзистора с изолированным затвором, MOSFET) можно избежать: инженеры часто обходят эту задачу, выбирая микросхемы стабилизаторов со встроенным ключом. К сожалению, для большинства производителей большой полевой транзистор, встроенный в один корпус с контроллером преобразователя, обходится слишком дорого. Поэтому преобразователи со встроенным силовым ключом обычно рассчитаны на максимальные токи от 3 до 6 А. Для бульших выходных токов приходится использовать внешний ключ.

Прежде чем приступить к выбору подходящего изделия, необходимо определить максимальную температуру перехода (TJmax) и максимальную окружающую температуру (TAmax) для внешнего ключа. TJmax не должна быть больше 115–120 °C, а TAmax не должна превышать 60 °C. Максимальная окружающая температура в 60 °C может показаться высокой, но схемы понижающих преобразователей обычно размещаются в таких корпусах, для которых подобная окружающая температура является вполне нормальной. Максимально допустимый перепад температур для силового ключа можно вычислить следующим образом:

Подстановка приведенных выше величин в формулу (7) дает максимальный перепад температур для силового ключа в 55 °C. Максимальная мощность, рассеиваемая силовым ключом, может быть вычислена из допустимого максимального перепада температур для ключа:

Тип корпуса силового ключа и количество меди на печатной плате, соединенной с ним, влияют на тепловое сопротивление между переходом ключа и окружающей средой (θJA). Когда тепловое сопротивление не указано в справочных данных, для стандартного корпуса SO-8 хорошим приближением можно считать значение 62 °C/Вт (соединение через проводники, без открытой металлической поверхности в днище корпуса). Это справедливо, если площадь печатных проводников составляет 1 дюйм² при медном покрытии с удельной массой 1 унция на 1 квадратный фут (1 oz copper).

Между величиной теплового сопротивления и количеством меди, соединенным с устройством, нет прямой пропорциональной зависимости. Уменьшение теплового сопротивления быстро снижается при увеличении площади меди выше 1 дюйм². Подстановка в выражение (8) значения θJA = 62 °C/Вт дает максимально допустимую рассеиваемую мощность ключа около 0,89 Вт.

Рассеиваемая ключом мощность зависит от его сопротивления в проводящем состоянии и потерь на переключение. Потери на сопротивлении открытого ключа могут быть вычислены по формуле:

Так как в справочных данных обычно приводится максимальное сопротивление открытого ключа только при температуре 25 °C, требуется оценить его величину для нагретого устройства. Согласно практическому правилу, температурный коэффициент 0,5%/°C обеспечивает хорошее приближение для расчета максимального сопротивления открытого ключа при любой температуре. Таким образом, сопротивление открытого ключа в нагретом состоянии рассчитывается как:

Предположив, что потери на сопротивлении ключа составляют примерно 60% от всех потерь в ключе, мы можем сделать подстановку в формулу (10) и получить выражение (11) для максимально допустимого сопротивления открытого ключа при температуре 25 °C:

Потери на переключения составляют меньшую часть в мощности, рассеиваемой силовым ключом, но они должны быть учтены в расчетах. Следующий расчет потерь на переключения дает только грубую оценку, и поэтому он не заменяет лабораторных экспериментов. Желательно при проведении испытаний установить на корпусе силового ключа термопару для контроля правильности выкладок.

где CRSS — это проходная емкость ключа, IGATE — пиковый втекающий-вытекающий ток управления затвором, отдаваемый контроллером, а силовой ключ — MOSFET верхнего плеча.

Предположим, что затвор управляется током 1 А (значение взято из справочных данных на драйвер-контроллер) и проходная емкость равно 300 пФ (согласно справочным данным на силовой ключ). Тогда из выражения (11) можно получить максимальное RDS(ON)25 °C приблизительно 26,2 мОм. Перерасчет и суммирование потерь на сопротивлении открытого ключа с потерями на переключение дают рассеиваемую мощность 0,676 Вт. Далее можно получить максимальный перепад температур на силовом ключе 101 C, что укладывается в допустимый температурный диапазон.

КПД понижающего преобразователя

Минимизация потерь мощности в преобразователе увеличивает срок службы батарей и уменьшает рассеивание тепла. Следующие выражения позволяют рассчитать потери мощности в каждой части преобразователя.

Потери на эквивалентном последовательном сопротивлении (ESR) входного конденсатора:

Формулы (6), (9) и (12) позволяют рассчитать потери на диоде, на сопротивлении открытого ключа и на переключении ключа.

Потери на активном сопротивлении катушки индуктивности:

Потери на ESR выходного конденсатора:

Потери в меди печатной платы: эти потери трудно подсчитать точно, но рис. 5 дает возможность грубо оценить величину сопротивления квадратной медной площадки на поверхности печатной платы. Используя рис. 5, можно рассчитать рассеиваемую мощность при помощи простой формулы I²R.

Рис. 5. Сопротивление квадратного участка меди 1 oz приблизительно равно 0,5 мОм

В следующей формуле суммируются все потери мощности в преобразователе, и эти потери используются для расчета КПД преобразователя:

Если принять потери в меди равными приблизительно 0,75 Вт, то КПД такого преобразователя будет равен 69,5%. Замена обычного кремниевого диода на диод Шоттки увеличит КПД до 79,6%, а если заменить диод на синхронный выпрямитель на MOSFET, то КПД увеличится до 85% при полной нагрузке.

Рис. 6 иллюстрирует распределение потерь мощности в преобразователе. Удвоение количества меди до 2 oz или утроение до 3 oz минимизирует потери в меди и поэтому увеличивает КПД до 86–87%.

Рис. 6. Потери на диоде следует минимизировать для увеличения КПД преобразователя

Тщательная разводка платы имеет очень большое значение для получения малых потерь на переключение и устойчивой работы преобразователя. Для начала используйте следующие правила:

  • Делайте пути прохождения больших токов как можно более короткими, особенно цепи подключения земли.
  • Минимизируйте длины соединений между катушкой индуктивности, силовым ключом и диодом (синхронным выпрямителем).
  • Делайте трассы подключения питания и нагрузки короткими и широкими. Это особенно важно для получения высокого КПД.
  • Располагайте узлы измерения напряжения и тока вдали от переключающихся узлов.

Проверка работы

При разработке или модификации схемы понижающего импульсного преобразователя (работающей в режиме непрерывных токов и использующей ШИМ) можно использовать формулы из этой статьи для расчета номиналов основных компонентов и требуемых характеристик. При этом необходимо провести лабораторные испытания схемы, чтобы проверить электрические и температурные характеристики. Для получения работающей схемы надлежащая разводка печатной платы и разумное размещение компонентов так же необходимы, как и правильный выбор компонентов.

(PDF) Понижающий преобразователь с модуляцией пропускания импульсов

RAMAMURTHY S. ET AL.

Авторские права © 2010 SciRes. CS

64

520-528.

[7] А. П. Дэнси, Р. Амиртараджах и А. П. Чандракасан,

«Высокоэффективное преобразование постоянного тока в постоянный с несколькими выходами

для низковольтных систем», IEEE Transactions on VLSI,

Vol. 8, июнь 2000, стр. 252-263.

[8] А. В. Петерчев и С. Р. Сандерс, «Цифровые потери –

Минимизация многорежимного синхронного понижающего преобразователя

», 35-я ежегодная конференция по силовой электронике IEEE

перечисляет Conference, Vol. 6, Аахен, 2004 г., стр. 3694-3699.

[9] С. Паттнаик, А.К. Панда, К. Ароул и К.К. Махапатра,

«Новый синхронный понижающий преобразователь с нулевым напряжением

для портативного применения», Международный журнал по электрике, компьютерам и системам. Машиностроение,

Т.2, No. 2, 2008, pp. 115-120.

[10] А. Консоли, Ф. Дженнаро, К. Кавалларо и А. Теста, «Сравнительное исследование

различных топологий Бак для высокоэффективных низковольтных приложений

», Proceed-

ings on Power Конференция специалистов по силовой электронике,

1999, стр. 60-65.

[11] Д. Калафут, «Trench Power MOSFET Lowside Switch

с оптимизированным интегрированным диодом Шоттки», Труды

16-го Международного симпозиума по Power Semicon. 27 мая 2004 г., стр.

397-400.

[12] К. М. Смит и К. М. Смедли, «Сравнение методов мягкой коммутации

в режиме напряжения для преобразователей PWM

», IEEE Transactions on Power Electronics,

Vol. 12, No. 2, 1997, pp. 376-386.

[13] X. W. Zhou, M. Donati, L. Amoroso и F. C. Lee,

«Повышение эффективности работы при малой нагрузке для модуля синхронного регулятора напряжения Rec-

tifier», IEEE Transactions on

Power Electronics, Vol.15, No. 5, September 2000, pp.

826-834.

[14] C.-L. Чен, В.-Л. Hsieh, W.-J. Л. К.-Х. Чен и Ч.-С.

Ван, «Новый метод управления ШИМ / ЧИМ для

, повышающий эффективность в широком диапазоне нагрузок», 15-я Международная конференция

IEEE по электронике, схемам

и системам, Мальта, 2008 г., стр. 962-965.

[15] П. Луо, Ли Луо, З. Дж. Ли и др., «Пропуск цикла

Модуляция в импульсном преобразователе постоянного тока», Международная конференция

по коммуникациям, схемам и системам

, Чэнду , Июнь 2002, стр.1716-1719 гг.

[16] П. Ло, Б. Чжан, С.-П. Ван и Ф. Юн, «Моделирование

и анализ модуляции с пропуском импульсов», Journal of

Electronic Science and Technology of China (

Chinese),

Vol. 4, № 1, март 2006 г.

[17] А. Фархади и А. Джалилиан, «Моделирование, моделирование и

методы уменьшения электромагнитного излучения

в результате работы силовых электронных преобразователей –

метров», Международная конференция по возобновляемым источникам энергии

и качеству электроэнергии (ICREPQ’07), Севилья, март 2007 г.

[18] Ф. Линь и Д. Я. Чен, «Снижение эмиссии EMI

источника питания за счет частотной модуляции переключения», IEEE

Transactions on Power Electronics, Vol. 9, No. 1,

, январь 1994 г., стр. 132–137.

Понижающий преобразователь с модуляцией пропускания импульсов

RAMAMURTHY S. ET AL.

Авторские права © 2010 SciRes. CS

64

520-528.

[7] А.П. Дэнси, Р. Амиртхараджах и А. П. Чандракасан,

«Высокоэффективное преобразование постоянного тока в постоянный с несколькими выходами

для низковольтных систем», IEEE Transactions on VLSI,

Vol. 8, июнь 2000, стр. 252-263.

[8] А. В. Петерчев и С. Р. Сандерс, «Цифровые потери –

Минимизация многорежимного синхронного понижающего преобразователя

», 35-я ежегодная конференция IEEE Power Electronics Specia –

перечисляет Conference, Vol. 6, Аахен, 2004 г., стр. 3694-3699.

[9] С.Паттнаик, А. К. Панда, К. Ароул и К. К. Махапатра,

«Новый преобразователь синхронного понижающего преобразователя с нулевым напряжением

для портативных приложений», Международный журнал по электротехнике, компьютерам и системам,

Vol. 2, No. 2, 2008, pp. 115-120.

[10] А. Консоли, Ф. Дженнаро, К. Кавалларо и А. Теста, «Сравнительное исследование

различных топологий Buck для высокоэффективных низковольтных приложений

», Proceed-

ings on Power Конференция специалистов по силовой электронике,

1999, стр.60-65.

[11] Д. Калафут, «Trench Power MOSFET Lowside Switch

с оптимизированным интегрированным диодом Шоттки», Труды

16-го Международного симпозиума по Power Semicon. 27 мая 2004 г., стр.

397-400.

[12] К. М. Смит и К. М. Смедли, «Сравнение методов мягкой коммутации

в режиме напряжения для преобразователей PWM

», IEEE Transactions on Power Electronics,

Vol.12, No. 2, 1997, pp. 376-386.

[13] X. W. Zhou, M. Donati, L. Amoroso и F. C. Lee,

«Повышение эффективности работы при малой нагрузке для модуля синхронного регулятора напряжения Rec-

tifier», IEEE Transactions on

Power Electronics, Vol. 15, No. 5, September 2000, pp.

826-834.

[14] C.-L. Чен, В.-Л. Hsieh, W.-J. Л. К.-Х. Чен и Ч.-С.

Ван, «Новый метод управления ШИМ / ЧИМ для

, повышающий эффективность в широком диапазоне нагрузок», 15-я Международная конференция

IEEE по электронике, схемам

и системам, Мальта, 2008 г., стр.962-965.

[15] П. Луо, Ли Луо, З. Дж. Ли и др., «Пропуск цикла

Модуляция в импульсном преобразователе постоянного тока», Международная конференция

по коммуникациям, схемам и системам

, Чэнду , Июнь 2002 г., стр. 1716-1719.

[16] П. Ло, Б. Чжан, С.-П. Ван и Ф. Юн, «Моделирование

и анализ модуляции с пропуском импульсов», Journal of

Electronic Science and Technology of China (китайский),

Vol. 4, No. 1, март 2006 г.

[17] А. Фархади и А. Джалилиан, «Моделирование, моделирование и

методов уменьшения электромагнитного излучения

, вызванного работой силовых электронных преобразователей –

метров», Международная конференция по возобновляемым источникам энергии

и энергетике Качество (ICREPQ’07), Севилья, март 2007 г.

[18] Ф. Лин и Д. Я. Чен, «Снижение электромагнитных помех источника питания

за счет модуляции частоты переключения», IEEE

Transactions on Power Electronics, Vol.9, No. 1,

, январь 1994 г., стр. 132–137.

Моделирование и имитация понижающего преобразователя постоянного тока PSM

Авторов: Рамамурти С, Ванаджа Ранджан П.

Аннотация:

Преобразователь постоянного тока в постоянный для приложений, включающих источник с сильно изменяющимся напряжением с нагрузками, требующими отображается постоянное напряжение от полной до нулевой нагрузки.Рассматриваемый импульсный регулятор представляет собой понижающий преобразователь с импульсным Пропуск управления модуляцией, при котором на переключатель подаются импульсы блокируются или отпускаются при пересечении выходным напряжением заданного значение. Результаты исследования работоспособности схемы регулятора представлены. Регулятор регулирует в широком диапазоне входного напряжения. с немного более высоким содержанием пульсаций и хорошей переходной характеристикой. Вход Текущий спектр указывает на хорошие характеристики EMI с переполнением компонентов в низкочастотном диапазоне.

Ключевые слова:

Идентификатор цифрового объекта (DOI): doi.org/10.5281/zenodo.1078823

Процедуры APA BibTeX Чикаго EndNote Гарвард JSON ГНД РИС XML ISO 690 PDF Загрузки 2005

Артикул:


[1] Эриксон Р. В., Максимович Д. Основы силовой электроники. Kluwer Academic Publishers, 2-е издание, ISBN 0-7923-7270-0.
[2] А.Дж. Форсайт и С.В. Моллоу, “Моделирование и управление постоянным током постоянного тока”. преобразователи », IEE Power Engineering Journal, vol. 12, no. 5, pp. 229-236, Октябрь 1998 г.
[3] J.G. Касакян, М.Ф. Шлехт, Г. Вергезе, – Принципы силы Электроника-. Ридинг, Массачусетс: Эддисон-Уэсли, июнь 1992 г.
[4] Б. Арбеттер, Р. Эриксон и Д. Максимович, «Конструкция преобразователя постоянного тока в постоянный. для систем с батарейным питанием, IEEE PESC -95. Vol. 1, pp. 103-109. Jun 1995 г.
[5] А. Дж. Стратакос, С. Р. Сандерс и Р.В. Бродерсон, “Низковольтный КМОП преобразователь постоянного тока в постоянный для портативной системы с батарейным питанием »в Proc. Конференция специалистов по силовой электронике, т. 1, июнь 1994 г., стр. 619-626.
[6] G.Y. Вэй и М. Горовиц: “Полностью цифровой, энергоэффективный адаптивный регулятор источника питания, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35, pp. 520- 528, апрель 2000 г.
[7] А. П. Дэнси, Р. Амиртхараджах, А. П. Чандракасан, «Высокоэффективное преобразование постоянного тока в постоянное с несколькими выходами для низковольтных систем, IEEE Trans. СБИС, т.8, pp. 252-263, июнь 2000 г.
[8] Ангел В. Петерчев, Сет Р. Сандерс, “Цифровые потери – минимизация нескольких Управление синхронным понижающим преобразователем режима “35-е ежегодное мероприятие IEEE Power Конференция специалистов по электронике, стр.3694-3699
[9] С. Паттнаик, А. К. Панда, Арул К., К. К. Махапатра, “Роман о нулевом напряжении”. Переходный синхронный понижающий преобразователь для портативных приложений », Международный журнал электротехники, компьютеров и системной инженерии, Том 2 Номер 2 с. 115-120 Весна 2008 г.
[10] А. Консоли, Ф.Дженнаро, К. Кавалларо и А. Теста, “Сравнительный исследование различных понижающих топологий для высокоэффективных низковольтных приложений », в Proc. Power Elect. Спец. Конф., 1999, с. 60-65.
[11] Калафут, Д., “Переключатель нижнего уровня на полевых МОП-транзисторах Trench Power с оптимизированным интегрированный диод Шоттки, Труды 16-го Международного симпозиума по силовым полупроводниковым приборам и ИС, 2004. ISPSD-04., vol., no., pp. 397-400, 24-27 мая 2004 г.
[12] К.М. Смит и К.М. Смедли, «Сравнение программного методы переключения для преобразователей ШИМ », IEEE Trans.Power Electron., vol.12, no.2, pp.376-386, март 1997 г.
[13] Сюньвэй Чжоу, Мауро Донати, Лука Аморосо и Фред К. Ли ” Повышенный КПД при малой нагрузке для синхронного выпрямительного регулятора напряжения Модуль, “Транзакции IEEE по силовой электронике, Том 15, No. 5, pp. 826-834, сентябрь 2000 г.
[14] Чи-Линь Чен Вэй-Лунь Се Вэй-Джен Лай Кэ-Хорнг Чен и Чин- Сун Ван, “Новый метод управления ШИМ / ЧИМ для повышения эффективности в широком диапазоне нагрузок », 15-я Международная конференция IEEE по Электроника, схемы и системы, 2008, стр. 962-965.
[15] Луо П, Луо Л И, Ли З Дж и др. «Модуляция с пропуском цикла при коммутации постоянного тока постоянного тока». Converter », ICCCAS, Чэнду, Китай, июнь 2002 г., 1716-1719 гг.
[16] Ф. Линь, Д.Ю. Чен, “Снижение эмиссии электромагнитных помех от источника питания за счет Частотно-коммутируемая модуляция », IEEE Trans. On Power Electronics, Том 9, Выпуск 1, стр. 132–137, январь 1994 г.

Определение эффективности понижающего преобразователя в режиме ЧИМ

Благодаря широкому использованию широтно-импульсной модуляции (ШИМ) эффективность синхронного понижающего преобразователя, работающего в этом режиме, хорошо известна.Однако относительно немного разработчиков понимают, как спрогнозировать эффективность понижающего преобразователя, когда он работает в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ), режиме, который широко используется в портативных приложениях для повышения эффективности при малых нагрузках. Поэтому анализ эффективности работы в режиме ЧИМ весьма полезен, особенно при использовании понижающих регуляторов, которые позволяют автоматически переключаться между режимами ЧИМ и ШИМ.

Для расчета эффективности регулятора, работающего в режиме ЧИМ, сначала необходимо идентифицировать и охарактеризовать механизмы, которые генерируют потери для этого режима.Затем эта информация может быть объединена со стандартным анализом эффективности понижающего преобразователя в режиме ШИМ для прогнозирования эффективности системы во всем рабочем диапазоне преобразователя. Достоверность этого анализа можно проверить, сравнив прогнозируемую эффективность системы с измеренной эффективностью синхронного понижающего преобразователя, способного работать как в режимах ШИМ, так и в режимах ЧИМ.

Анализ эффективности понижающего преобразователя

В портативных приложениях эффективность, особенно при малых нагрузках, существенно влияет на срок службы батареи.Обычный режим PWM может оптимизировать эффективность при средней и полной нагрузке, но обычно это происходит за счет эффективности при небольшой нагрузке. Это может снизить общую эффективность системы, которая часто работает с небольшой нагрузкой. Чтобы поддерживать высокий КПД во всем диапазоне нагрузок, необходимо работать в режиме ЧИМ для легких нагрузок. Эффективность на уровне системы еще больше повышается, когда преобразователь автоматически выбирает один из двух режимов, чтобы обеспечить наилучший КПД для любой данной нагрузки.

Типичный синхронный понижающий преобразователь показан на рис. .1 . При работе с ШИМ потери синхронного понижающего преобразователя можно разделить на две категории: потери постоянного тока и потери переменного тока. Потери постоянного тока определяются главным образом сопротивлением в открытом состоянии (R DS ON ) в полевых МОП-транзисторах нижнего и верхнего плеча, а также последовательным сопротивлением постоянного тока (DCR) катушки индуктивности. Потери переменного тока состоят в основном из коммутационных потерь, потерь на приводе затвора обоих полевых транзисторов и потерь на мертвое время. Потери переменного тока пропорциональны частоте переключения полевого МОП-транзистора.

Существуют разные подходы к повышению эффективности работы для разных диапазонов нагрузки.Обычно потери постоянного тока преобладают при большой нагрузке, поэтому снижение RDSON и DCR эффективно повысит эффективность при больших нагрузках. Однако при малых нагрузках потери проводимости становятся незначительными, поскольку преобладают потери переменного тока, поэтому снижение частоты переключения эффективно повышает эффективность.

Еще одним соображением при проектировании, когда синхронные понижающие преобразователи работают при малых нагрузках, является отрицательный ток индуктора во время синхронной работы. Когда нагрузка становится все меньше и меньше, ток индуктора может измениться с положительного на частично отрицательный.Этот отрицательный ток катушки индуктивности разряжает выходной конденсатор и вызывает дополнительные потери. Следовательно, эффективность может быть дополнительно увеличена за счет работы преобразователя в несинхронном режиме, в котором схема обнаружения перехода через ноль будет отключать полевой транзистор n-типа (NFET) нижнего плеча, когда ток катушки индуктивности становится отрицательным.

ЧИМ – это нелинейная операция, при которой серия импульсов тока катушки индуктивности подается на нагрузку и выходной конденсатор для поддержания выходного напряжения в заданных пределах.Этот режим эффективно снижает частоту событий цикла переключения, тем самым снижая потери переключения в преобразователе. Существует несколько разновидностей ЧИМ, таких как одноимпульсная ЧИМ, многоимпульсная ЧИМ и пакетная ЧИМ. Однако все они работают в соответствии с основным принципом инициирования циклов переключения только по мере необходимости для поддержания выходного напряжения.

Частоты пакетов и импульсов ЧИМ

Типичные формы сигналов тока и выходного напряжения катушки индуктивности в режиме ЧИМ показаны на Рис.2 . Во время работы PFM применяется нелинейное управление ударами. В этой схеме управления выходное напряжение регулируется четырьмя граничными условиями: пиковый ток катушки индуктивности, обнаружение перехода через нуль тока катушки индуктивности, верхний порог V OUT и нижний порог V OUT .

Когда включается полевой транзистор p-типа (PFET) в схеме Fig. 1 , ток индуктора будет увеличиваться в течение временного интервала dt1, пока не достигнет предельного значения тока. Важно отметить, что этот предел тока установлен специально для режима ЧИМ и отличается от порога максимальной токовой защиты регулятора.

, где I PFM PEAK – пиковый ток катушки индуктивности в режиме PFM, V IN – входное напряжение, V OUT – выходное напряжение, а L – индуктивность катушки индуктивности. Когда PFET выключается, NFET включается, и ток катушки индуктивности уменьшается в течение временного интервала dt2, пока не достигнет нуля. Это действие описывается следующим уравнением:

Следовательно, частота импульсов (f1) определяется как:

Заряд, обеспечиваемый импульсами катушки индуктивности, и заряд, подаваемый выходным конденсатором (C OUT ) на нагрузку, должны быть одинаковыми в течение одного периода всплеска, чтобы поддерживать стабильное выходное напряжение постоянного тока на C OUT в Рис.1 контур. Следовательно, частота пакета (f2) определяется как:

, где C OUT – это емкость выходного конденсатора, T2 – мертвое время, I OUT – выходной ток, потребляемый нагрузкой, а V R – идеальное пульсирующее напряжение на выходе, определяемое верхний и нижний пороги контроля.

КПД ЧИМ

Потери проводимости в индукторе (P CONDUCTOR INDUCTOR ) рассчитываются следующим образом:

Потери на переменном токе в катушке индуктивности (P AC INDUCTOR ) могут быть вычислены как произведение эквивалентного сопротивления катушки индуктивности переменному току (R AC INDUCTOR ) и среднеквадратичного (действующего) значения тока индуктора:

Потери проводимости на стороне высокого напряжения (P CONDUCTION PFET ) можно оценить как:

Из-за возможности обнаружения перехода через ноль, когда высокочастотный PFET в Fig.Цепь 1 включается, ток индуктора равен нулю, что исключает потери при включении. Следовательно, учитываются только потери при выключении для PFET (P TURN OFF PFET ):

, где T TURN OFF PFET – время выключения PFET. Потери управления затвором для PFET верхнего плеча (P GATE DRIVE PFET ) определяются емкостью затвор-исток (C GS PFET ), входным и выходным напряжением, током нагрузки и предустановленным пределом тока PFM следующим образом :

Потери проводимости NFET нижнего плеча в Рис.Цепь 1 (P CONDUCTION NFET ) рассчитывается на основе активного сопротивления NFET (R DS NFET ) и среднеквадратичного значения тока через NFET.

Потери привода затвора NFET нижнего уровня (P GATE DRIVE NFET ) получают по:

Из-за мертвого времени (T2 в рис. 2 ) исключаются сквозные потери в NFET и PFET, а также потери при переключении NFET нижнего плеча. Кроме того, обнаружение перехода через нуль устраняет потери на переключение при выключении и снижает потери тока на выбеге в полевом транзисторе нижнего уровня.Таким образом, потеря включения диода NFET (P DIODE LOSS NFET ) является единственной потерей, возникающей во время мертвого времени цикла PFM:

, где V DIODE NFET – прямое падение напряжения основного диода NFET. Потери ESR, относящиеся к выходному конденсатору (P ESR CAPACITOR ), и потери тока покоя (P IQ ) рассчитываются с использованием формул. 13 и 14 соответственно:

, где ESR CAPACITOR – это ESR выходного конденсатора, а IQ – это ток покоя.Уменьшение потерь при малых нагрузках дает намного более высокую эффективность работы схемы (рис. 1 ) в режиме ЧИМ, чем в режиме принудительной ШИМ.

Пульсация на выходе

Одним из важных параметров в режиме ЧИМ является пульсация на выходе. Ссылаясь на рис. 3 , временные интервалы, которые влияют на пульсации выходного сигнала (t A и t B ), определяются следующим образом:

Из-за баланса заряда выходного конденсатора, необходимого для поддержания постоянного значения V OUT :

, где V RIPPLE – фактическое напряжение пульсации на V OUT .Обратите внимание, что V RIPPLE больше, чем V R . Это верно, потому что даже когда выходное напряжение достигает верхнего порога для V OUT и PFET выключен, преобразователь не имеет дальнейшего контроля над V OUT . Выходной конденсатор будет продолжать заряжаться, пока ток катушки индуктивности не упадет до значения тока нагрузки. Следовательно, фактический выходной пик всегда выше верхнего порога для V OUT .

Кроме того, когда V OUT достигает нижнего порога, PFET включается, чтобы подтянуть V OUT вверх.Выходное напряжение продолжает уменьшаться до тех пор, пока ток индуктора не достигнет значения тока нагрузки. Следовательно, фактическое минимальное значение для V OUT меньше нижнего порога для V OUT . Опять же, совокупный результат этих двух ограничений управления состоит в том, что V RIPPLE больше, чем V R , что влияет на количество циклов переключения в пакете (N) следующим образом:

Округление полученного N из уравнения. 18 до следующего по величине целого числа, тогда пульсация на выходе будет равна:

Переход между PFM и PWM

Для оптимизации эффективности преобразователя на системном уровне лучше всего переключаться между режимами работы PFM и PWM на пике кривой эффективности принудительной PWM.Тогда объединенная кривая эффективности PFM и PWM будет профилем более высокого КПД между двумя режимами для каждого значения тока нагрузки. Поскольку входное напряжение оказывает сильное влияние на кривую эффективности ШИМ (, рис. 4, ), значение тока нагрузки, дающего пиковую эффективность ШИМ, уменьшается по мере уменьшения входного напряжения. Поэтому желательно установить разные точки перехода для разных входных напряжений. Как правило, чем ниже входное напряжение, тем меньше значение переходного тока нагрузки между режимами работы PFM и PWM.

Проверка работоспособности

LM3677TL компании

National может использоваться для реализации понижающего стабилизатора, который автоматически переключается между PFM и PWM способом, описанным ранее. Это понижающий стабилизатор с частотой 3 МГц и нагрузочной способностью 600 мА. Рис. 5 показывает типичные формы сигналов этой реализации в режиме ЧИМ, реализующие следующие значения для понижающей топологии, показанной на Рис. 1 : V IN = 3,6 В, V OUT = 1,8 В, F = 3 МГц, L = 1 мкГн, C IN = 4.7 мкФ и C OUT = 10 мкФ.

Таблица показывает пример сравнения оцененных и измеренных частот режима ЧИМ при V IN = 3,6 В, V OUT = 1,8 В и I OUT = 20 мА.

На рис. 6 показано сравнение эффективности между режимами принудительной ШИМ, ЧИМ и ШИМ. Для последнего режима работы наблюдается хорошее согласие измеренных и расчетных результатов. Повышение эффективности при использовании режима ЧИМ также ясно показано на этом графике.Например, когда ток нагрузки составляет 1 мА, режим ШИМ может обеспечить эффективность только 8%. Однако режим ЧИМ может обеспечить существенное улучшение с КПД 84%.

Рис. 7 иллюстрирует взвешивание различных потерь, вносимых режимом PFM и режимом принудительной PWM для нагрузки 10 мА. Из-за низкого среднеквадратичного значения тока в режиме ЧИМ потери переменного тока в катушке индуктивности значительно снижаются, а потери при включении полевого транзистора верхнего плеча полностью устраняются. Как показано в рис. 7 , потери при включении и выключении PFET, потери управления затвором и потери мертвого времени также значительно снижаются в режиме PFM.Это все из-за событий переключения.

На рис. 8 показано изменение частоты пачки при изменении нагрузки. На холостом ходу частота всплесков приближается к нулю. По мере увеличения тока нагрузки частота всплесков начинает увеличиваться и достигает пика примерно на половине максимального тока нагрузки, который может поддерживать режим PFM. Затем частота пакетов уменьшается до нуля, после чего устройство работает в режиме ШИМ. Этот механизм указывает на то, что работа в режиме ЧИМ приводит к выходному напряжению с очень богатыми гармониками.

Повышение эффективности, достигаемое за счет использования режима PFM, является значительным и напрямую приводит к увеличению срока службы батареи в портативных приложениях. Как показано на примере конструкции LM3677, эффективность синхронного понижающего регулятора, работающего как в режимах ЧИМ, так и в режимах ШИМ, можно предсказать с высокой степенью точности.

границ | Понижающий преобразователь ZVS с регулируемым рабочим циклом и вспомогательной схемой типа удвоителя напряжения

Введение

В настоящее время мир сталкивается с серьезными экологическими проблемами, такими как глобальное потепление и загрязнение окружающей среды.Эти огромные климатические изменения ответственны за многие факторы. Одним из таких факторов являются выбросы вредных газов из традиционных транспортных систем. Исследователи силовой электроники прилагают все усилия к тому, чтобы найти наиболее эффективное решение этих проблем путем внедрения систем электрического транспорта. В современном мире нарастает революция в транспортном секторе в области энергоэффективности. Таким образом, в последние годы разработка электромобилей стремительно развивалась (Bose, 2010).Эффективность электромобилей зависит от многих факторов, наиболее важным из которых является система электропривода. Для создания эффективной и оптимальной системы электромобилей система электропривода должна быть спроектирована оптимально, чтобы обеспечить меньшие потери (Martinez et al., 2016). Система моторного привода состоит из электродвигателя, преобразователя мощности, контроллера и различных датчиков. Эффективность системы моторного привода в основном зависит от используемого в ней преобразователя мощности. Преобразователи постоянного тока в постоянный имеют широкое применение в промышленности, в источниках питания ПК и интегральных схемах процессоров (Marchesoni and Vacca, 2007; Batista et al., 2009). Эти преобразователи мощности работают с жестким переключением, что вызывает потери переключения, что приводит к снижению эффективности преобразователя. Жесткое переключение происходит из-за наличия тока и напряжения на переключателе во время его переходного состояния. Исследователи приложили все усилия для решения проблем жесткого переключения, предоставив методы мягкого переключения. В этой статье предлагается новая топология преобразователя постоянного тока в постоянный, работающего в режиме ZVS (переключение при нулевом напряжении).Конвертер реализован в ORCAD / PSPICE (Программа автоматизированного проектирования / моделирования персонального компьютера штата Орегон со схемой интеграции). Было проведено сравнение результатов с предыдущими исследовательскими работами, которые доказывают эффективность предложенных работ с точки зрения стоимости, размера и номинальных значений высокого коэффициента преобразования входного напряжения / выходного напряжения.

Сопутствующие работы

Спрос на более эффективные преобразователи постоянного тока в постоянный возрос из-за их широкого применения в различных отраслях промышленности. Обычные преобразователи сталкиваются с проблемой жесткого переключения во время переходного состояния переключателей.В идеале, когда переключатель включается, напряжение на нем должно быть нулевым. Точно так же в выключенном состоянии ток должен быть нулевым. Но практически все обстоит иначе из-за наличия напряжения и тока на переключателях. Это приводит к потерям мощности и нагрузкам на коммутатор, что сокращает срок его службы и приводит к менее эффективной системе.

Таким образом, потребность в эффективных преобразователях постоянного тока в постоянный без потерь подталкивает исследователей к внедрению новых топологий для снижения потерь при переключении, поскольку традиционные преобразователи постоянного тока не обладают функциями и методами мягкой коммутации, поэтому разные исследователи изобрели новые топологии. столкнуться с жестким переключением.В этом разделе рассматриваются связанные работы по понижающему преобразователю со сравнительным анализом методов мягкой коммутации. Многие исследователи использовали различные методы мягкого переключения на понижающих преобразователях с введением новых топологий.

Moschopoulos et al. (1999) представили повышающий преобразователь с технологией ZVS для низких напряжений на переключателях. Он был разработан для приложений с низким энергопотреблением. Пиковое напряжение переключения немного выше, чем у обычных. Это связано с использованием трансформатора, что также приводит к усложнению и потерям в сердечнике.Кумар и др. (2017) использовали метод ZVS для повышения эффективности преобразователя постоянного тока как для изолированных, так и для неизолированных преобразователей. Это преобразователь мощности мощностью 35 Вт, работающий на низкое напряжение. Топология имеет меньший коэффициент понижения при большем количестве компонентов, используемых в ней. Для двунаправленного повышающего преобразователя также были внедрены методы мягкого переключения с характеристиками снижения потерь. Broday et al. (2016) и Hussain et al. (2019) предложили топологии для снижения потерь и обеспечения характеристик мягкого переключения для двунаправленных преобразователей.Основным недостатком является фактор сложности и стоимости из-за использования индуктора с ответвлениями и конструкции магнитного сердечника в топологиях, что приводит к увеличению стоимости. Лин и др. (2008) представили понижающий обратный преобразователь для работы ZVS с использованием топологии активной демпфирующей схемы. Этот преобразователь мощности мощностью 240 Вт с частотой переключения 90 кГц обеспечивает большой скачок напряжения между входом 140 В и выходом 24 В. Схема имеет ограничение из-за использования в ней большего количества компонентов.Кроме того, Чжао (2011) использовал новую топологию ZVS для решения проблемы узкого рабочего цикла и жесткого переключения обычного преобразователя. Прототип 48V1V с частотой переключения 100 кГц. Хотя топология проста, но коэффициент преобразования напряжения очень низкий. Чаухан и Панди (2017) приложили свои усилия для снижения коммутационных потерь и минимизации проблем с жестким переключением путем сравнения обычного понижающего преобразователя с предлагаемой топологией. Топология моделируется в PSIM со спецификациями 12 В / 4.Преобразователь DC – DC на 8 В с частотой коммутации 50 МГц. Эта топология предназначена только для приложений с низким энергопотреблением, например, для зарядки аккумуляторов. Стрини и др. (2016) предложили ZVS-топологию понижающего преобразователя для многозадачных приложений. Он сталкивается с проблемой перекрестного регулирования параметров в случае применения с несколькими нагрузками для снижения коммутационных потерь. Схема сложна из-за использования двигателя, что приводит к увеличению стоимости и потерям мощности, а также к потерям вращения, связанным с двигателями.Марви и др. (2016) представили методику повышения общей эффективности модуля регулятора напряжения. Он также обеспечивает ZVS на главном выключателе изолированного преобразователя. В изолированном преобразователе с использованием трансформатора ситуация приводит к более сложным и дорогостоящим схемам, а также к громоздким размерам преобразователей. Другая топология понижающего преобразователя ZVS для двунаправленного понижающего преобразователя описана Сонгом и др. (2014). Он находит применение в гибридных системах хранения энергии.Топология способна обеспечить низкие потери благодаря функциям ZVS и постоянной частоте. Сложность схемы работы с большим понижением приводит к снижению эффективности и увеличивает сложность конструкции и стоимость. Низкий рабочий цикл вызывает проблемы из-за недостаточного разрешения ШИМ (широтно-импульсной модуляции), что приводит к неправильному управлению преобразователем. Yeh et al., (2017) сталкиваются с проблемой низкого рабочего цикла за счет использования понижающего преобразователя индуктора с ответвлениями, который увеличивает рабочий цикл. В отличие от традиционной технологии преобразователя, представленный преобразователь работает с гораздо более широким рабочим циклом с тем же коэффициентом преобразования уровня напряжения.Топология схемы не сложна и проста, но работает с малой номинальной мощностью. Лакшминарасамма и Раманараянан (2007) представили квазирезонансную технологию для эффективного преобразователя постоянного тока с использованием пары индукторов. Это приводит к переключению без потерь между обоими переключателями (главным и вспомогательным), не влияя на номинальное напряжение В / основного устройства. В этой статье моделируется преобразователь с частотой 33 Вт и частотой 400 кГц. Ограничение этой топологии состоит в том, что на коммутаторе присутствует высокое напряжение и ток.ZVS, представленный в этой статье, работает с переключателем с теми же номиналами VA , что и напряжение источника и ток нагрузки, но он не смог преодолеть проблему потерь переключения на вспомогательном переключателе в случае выключенного состояния. Различные исследователи (Do, 2011; Kollimalla et al., 2014; Babaei and Saadatizadeh, 2019) описали двунаправленную технологию Buck – Boost для работы преобразователя постоянного тока ZVS. В преобразователе индуктивность L L обеспечивает работу ZVS и увеличивает КПД схемы.Он сталкивается со всеми проблемами явления обратного восстановления основного диода переключателей. Эти преобразователи имеют дополнительные обмотки на катушке индуктивности, что усложняет работу из-за использования большего количества компонентов. Цай и др. (2011) описали топологию как обеспечение топологии ZVS для схемы активного ограничения в понижающем преобразователе с чередованием. Топология, представленная Wang et al. (2011), сталкивается с проблемой утечки энергии и напряжения вызывного сигнала на активных переключателях, включая использование вспомогательного переключателя и связанной индуктивности для работы ZVS понижающего DC-DC преобразователя PWM.Хван О (2008) представил топологию ZVS для условий малой нагрузки понижающего преобразователя синхронных выпрямителей. В этой технологии выходной диод заменяется полевым транзистором MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), который обеспечивает меньшие потери проводимости и повышенную эффективность. Топология включает номинальное напряжение 12 В / 5 В, мощность 25 Вт и частоту коммутации 100 кГц. Помимо легкой нагрузки, также необходимо предусмотреть ZVS для полной нагрузки. Шао и др. (2017) предложили топологию ZVS, подходящую как для условий легкой, так и для полной нагрузки.Он сводит к минимуму потери проводимости в переключателях в режиме непрерывной проводимости за счет использования дополнительных компонентов L и C с обычным понижающим преобразователем. Канамарлапуди и др. (2017) представили полномостовые преобразователи постоянного тока в постоянный ZVS. Прототип представляет собой преобразователь мощности мощностью 2 кВт с номиналами преобразования напряжения 300 В / 200 В и частотой переключения 20 кГц. Большинство топологий преобразователей, описанных в этом разделе, предназначены для приложений с низким энергопотреблением и более низким коэффициентом преобразования напряжения.Таким образом, крайне необходимо обеспечить плавное переключение для приложений с большой мощностью с высокими номинальными напряжениями. Ким и др. (2019) предложили преобразователь, который устраняет проблему жесткого переключения выпрямителя. Его главное преимущество – меньшее количество компонентов; однако включение трансформатора может вызвать дополнительные потери. Преобразователь основания витка вспомогательной обмотки был предложен Лином (2020). Предлагаемый преобразователь рассчитан на широкий диапазон входных напряжений. Он состоит из большого количества компонентов, и коммутатор подвергается тяжелой эксплуатации.Исследовательское сообщество использовало топологию ZVS вместе с ШИМ в схемах вспомогательного типа для различных приложений (Kim et al., 2019; Marikkannan et al., 2019; Srivastava et al., 2019; Lin, 2020).

Ограничения исследовательской работы заключаются в том, что топология представлена ​​с программным моделированием в PSPICE. Переключение при нулевом напряжении показано графически. С точки зрения аппаратной реализации топология будет дорогостоящей, поскольку в ней используется большее количество компонентов. Преобразователь ограничен для приложений мощностью до 500 Вт.Преобразователь из-за большего количества компонентов увеличивает его сложность и стоимость.

Предлагаемый преобразователь в этой статье полезен с точки зрения работы с высокими номинальными напряжениями. Все топологии, указанные в обзоре литературы, работают при низких напряжениях. По сравнению с другими, эта топология обеспечивает ZVS для высоких значений напряжения.

Он решает проблему жесткого переключения, обеспечивая переключение при нулевом напряжении, что обеспечивает нулевые потери мощности на главном переключателе.

Результаты исследовательской работы упомянуты ниже:

• В режиме переключения преобразователь обеспечивает нулевые потери на главном переключателе Sm . Динамические потери на переключателе будут нулевыми, но статические потери из-за резистора будут.

• При использовании вспомогательной цепи возникает проблема жесткого переключения, обеспечивающего мягкое переключение на переключателе.

Предлагаемый DC-DC преобразователь ZVS

Предлагаемый DC-DC понижающий преобразователь с импульсной широтно-импульсной модуляцией с переключением нулевого напряжения со вспомогательной схемой типа удвоителя напряжения представлен на Рисунке 1.Схема состоит из двух частей: 1) Главная цепь 2) Вспомогательная цепь. Главная цепь состоит из источника напряжения В в , главного выключателя S м , главного индуктора L 0 , выходного конденсатора C 0 и выхода резистор R 0 . Вспомогательная цепь состоит из полумостовых переключателей инвертора i. e вспомогательные переключатели S 1 и S 2 , два диода D 1 и D 2 и резонансные компоненты L r 7 и C 8 и C г .

РИСУНОК 1 . Понижающий DC – DC преобразователь ZVS PWM со вспомогательной цепью типа удвоителя напряжения.

Выход полумостового инвертора подключен к резонансному контуру серии LC . Выход резонансного контура подключен к главной катушке индуктивности L 0 через D 1 и D 2 . Главный выключатель S м такой же, как и обычный выключатель понижающего преобразователя.Он расположен между источником входного напряжения и главной катушкой индуктивности L 0 . Выходной конденсатор C 0 подключен к выходному резистору R 0 .

Принцип работы

Анализ режимов

Предлагаемая работа преобразователя разделена на шесть режимов в зависимости от работы преобразователя. Основные формы сигналов в установившемся режиме преобразователя с разделением режимов показаны на рисунке 2.Каждый режим тока объясняется с помощью эквивалентной принципиальной схемы и ключевой формы сигнала в установившемся режиме.

РИСУНОК 2 . Ключевой установившийся сигнал преобразователя.

Эквивалентные схемы режимов работы

Эквивалентные схемы режимов работы предлагаемого преобразователя показаны на рисунке 3.

Рисунок 3 . Режимы работы предлагаемого понижающего преобразователя постоянного тока.

Режим 1: (Интервал t
0 < t < t 1 )

Режим 1 начинается в момент времени t = t 0 .Эквивалентная принципиальная схема преобразователя для этого временного интервала показана на рисунке 3А. Цикл переключения начинается в момент времени t 0 . Перед t 0 главный и вспомогательный выключатели выключены, а главный индуктор находится в состоянии проводимости, обеспечивая таким образом энергию цепи. Этот режим начинается в момент времени t o , когда главный индуктор L o соединен с источником через резонансный путь.Ток главной катушки индуктивности i Lo возрастает от минимального значения. Ток через резонансную катушку индуктивности L r возрастает, что вызывает заряд резонансного конденсатора C r . Диод D 1 и D 2 смещены вперед из-за предыдущего состояния. Выходное напряжение В o поддерживается через конденсатор C o .

В этом режиме резонансный ток катушки индуктивности I Lr меньше, чем ток основной катушки индуктивности, как это видно на рисунке 2. Диоды смещены вперед из-за энергии, обеспечиваемой основной катушкой индуктивности L 0 . Этот режим будет продолжаться до тех пор, пока токи резонансной и основной катушек индуктивности не сравняются.

Напряжение и ток на катушке индуктивности «L » будут:

iLr (t) = Vin − Vcr (0) Z0sin⁡ω0 (t − t0) (1) Vcr (t) = Vin− (Vin− Vcr (0)) cos⁡ωo (t) (2)
Режим 2: (
t 1 < t < t 2 )

Этот режим начинается с t 1 , когда оба тока становятся равными: резонансный ток катушки индуктивности и ток основной катушки индуктивности.Основной диод главного выключателя S m включен, а D 2 выключен. Резонансный ток индуктора i Lr продолжает колебаться синусоидально. Резонансный ток превышает i Lo , поэтому D 2 выключен и D 1 остается смещенным вперед. После включения D m главный выключатель может быть включен с помощью ZVS .

В этом режиме, когда оба тока становятся равными, включается D m , и разность потенциалов на главном переключателе становится равной, что обеспечивает нулевое напряжение на главном переключателе. Он обеспечивает явление переключения при нулевом напряжении в преобразователе.

Принципиальная схема для режима 2 показана на рисунке 3B. Ток, проходящий через диод D 1 , делится на два пути. Один из диода на корпусе главного выключателя.Другой путь обеспечивается основным индуктором. Выходной конденсатор C o поддерживает постоянное выходное напряжение В 0 .

Уравнения тока и напряжения для режима 2 следующие:

iLr (t) = Vin − Vcr (t1) Zrsin⁡ω0 (t − t1) (10) Vcr = Vin− (Vin − Vcr (t1)) cos ⁡Ω0t (12)
Режим 3: (t
2 < t < t 3 )

На рисунке 3C показана эквивалентная принципиальная схема для режима 3. Этот режим начинается, когда главный выключатель S м включен.В этом режиме S m включен с ZVS. Ток в резонансном тракте линейно падает. Конденсатор C r заряжается до максимального значения и переходит в установившееся состояние. В этом режиме также будет отключен S 1 . Ток через индуктор L o непрерывно увеличивается. Во время включения S m , схема ведет себя как обычный понижающий преобразователь.Этот режим заканчивается, когда включается вспомогательный переключатель S 2 . Уравнения для этого режима аналогичны обычному режиму понижающего преобразователя.

Режим 4: (t
3 < t < t 4 )

Этот режим начинается в момент времени t = t 3 . В этом режиме, когда S 1 выключается, поэтому главный выключатель S m находится в состоянии проводимости.Это время задержки для вспомогательного переключателя S 2 . В этом состоянии ток через резонансный путь равен нулю. Оба диода в этом режиме имеют обратное смещение. Источник подключается к нагрузке с помощью главного выключателя S м . Эквивалентная принципиальная схема для этого режима показана на рисунке 3D. Этот режим заканчивается в момент времени t = t 4 .

Режим 5: (t
4 < t < t 5 )

В этом режиме главный выключатель S m и вспомогательный выключатель S 2 включенный.Эквивалентная принципиальная схема, показывающая путь протекания тока в этом режиме, показана на рисунке 3E. S m обеспечивает работу обычного понижающего преобразователя в схеме. В этом режиме энергия, запасенная в конденсаторе, высвобождается в замкнутом контуре, за которым следует вспомогательный переключатель S 2 , диод D 2, и резонансная катушка индуктивности L r .При включении S 2 резонансный конденсатор C r начинает разряжаться из-за падения тока через резонансную индуктивность L r . Диод D 2 становится смещенным вперед. Ток течет через резонансный контур до тех пор, пока переключатель S 2 не выключится.

iLr = −Vcr (t3) Zrsin⁡ω0 (t − t3) (13) Vcr (t) = – Vcr (t3) cos⁡ω0 (t − t3) (14)
Режим 6: (t
5 < t < t 6 )

Этот режим запускается в момент времени t 5 , когда вспомогательные переключатели S 1 , S 2 выключены.В этом режиме только главный выключатель S m находится в состоянии проводимости. Схема в этом режиме действует как обычный понижающий преобразователь. Токовая петля состоит из главного выключателя S м , выходной катушки индуктивности L o и конденсатора C 0 . Ток через индуктор нагрузки L o возрастает и обеспечивает постоянное выходное напряжение через конденсатор C 0 . На рисунке 3F показана эквивалентная принципиальная схема в этом режиме.

Режим 7: (t
6 < t < t 7 )

На рисунке 3G показана эквивалентная принципиальная схема режима 7. Этот режим начинается с t = t 6 . Так как в этом режиме все переключатели находятся в выключенном состоянии. Выходной главный дроссель L o обеспечивает питание цепи. Ток протекает через выходной конденсатор и два диода D 1 и D 2 .Этот режим заканчивается в момент времени t = t 0 , когда включается S 1 . Уравнения тока через диоды в этом режиме следующие:

Анализ усиления

Анализ усиления преобразователя аналогичен анализу усиления обычного понижающего преобразователя. Принцип баланса вольт-сек индуктивности используется для определения коэффициента усиления преобразователя. Согласно ему, средняя или постоянная составляющая напряжения, приложенного к катушке индуктивности, должна быть равна нулю.Когда главный выключатель замкнут, здесь описывается анализ усиления.

(Δil) закрыто + (Δil) открыто = 0 (17) (Vs − V0) LDTs ​​+ (- V0) L (1 − D) Ts = 0 (18)

Приведенное выше уравнение описывает коэффициент усиления понижающего преобразователя. Из уравнения видно, что выходное напряжение В 0 зависит от входного напряжения В в и рабочего цикла D .

Ограничение рабочего цикла

Выходное напряжение понижающего преобразователя зависит от входного напряжения В в и рабочего цикла D .

По сравнению с обычным понижающим преобразователем, рабочий цикл D находится в диапазоне от 0 до 1. D мин. для вспомогательного переключателя составляет 10% от D . Таким образом, диапазон рабочего цикла становится

Как и в представленной топологии, значение D не может быть нулевым, поэтому оно ведет к новому диапазону рабочего цикла от минимального значения до 1.

Уравнение показывает, что значение рабочего цикла равно в диапазоне от минимального значения (0,1) до 1.

Проектирование и реализация

В этом разделе объясняется процедура проектирования и реализации предлагаемого преобразователя.Компоненты, используемые в реализации схемы, выбираются на основе нагрузки 500 Вт, работающей при 150 В, как указано в таблице 1.

ТАБЛИЦА 1 . Технические характеристики предлагаемого преобразователя DC – DC .

На основании данных, приведенных в таблице 1, здесь рассчитываются основные параметры для проектирования преобразователя DC – DC . Он включает выходной ток I o , выходной резистор R o , период времени переключения T с .Значение нагрузочного резистора R o преобразователя DC – DC рассчитывается как:

Обычный понижающий преобразователь имеет на выходе индуктивность фильтра L o . Он обеспечивает непрерывную и плавную форму выходного тока на выходе нагрузки преобразователя. Выходной ток дросселя определяется как:

По заданной частоте коммутации можно определить общий период времени в цепи.Период времени и частота обратно пропорциональны друг другу. Имея известную информацию об одном параметре, мы можем узнать значение другого.

Конструкция преобразователя

В этом разделе рассматривается проектирование параметров топологии преобразователя DC – DC . Преобразователь DC – DC с технологией ZVS разработан для практического применения мощностью 500 Вт. Топология состоит из двух подсхем, основной и вспомогательной. Параметры, которые должны быть разработаны в главной цепи, включают главный индуктор L o и выходной конденсатор C o .Конструкция вспомогательного контура включает резонансный индуктор L r и резонансный конденсатор C r . Преобразователь работает в режиме постоянной проводимости.

Определение рабочего цикла

Выходное напряжение понижающего преобразователя зависит от входного напряжения В в и рабочего цикла D .

Из значений выходного и входного напряжения рабочий цикл цепи можно найти как:

Выходная индуктивность
L o

Следующим шагом является определение размера главной катушки индуктивности L 0 преобразователя.Индуктор представляет собой провод, обернутый вокруг ферромагнитного материала, известного как сердечник. L мин. – минимальное значение индуктивности, при котором преобразователь работает в режиме постоянной проводимости. В процессе проектирования следует выбрать такое значение индуктора, которое больше L мин.

Lmin≥ (1−0,5) (45) (2 × 100 × 103) (40)

L min – минимальное значение индуктивности, необходимое для постоянного тока.Для конструкции преобразователя значение индуктивности L 0 должно быть больше или равно L мин. Значение индуктивности L 0 зависит от частоты переключения, выходного и входного напряжений В в и В выход , рабочий цикл D и изменение от пика до пика в токе индуктора. Формула определения значения индуктивности L :

Предположим, что Δ i L составляет 20% тока нагрузки.

ΔiL = 20100 × 3,33 = 0,66 A (44)

Подставляем это значение в уравнение выше.

Lo = (300-150) (0,66) (100 кОм) (0,5) (45)

Вышеприведенное уравнение описывает значение основной индуктивности L 0 для заданного полного размаха тока катушки индуктивности для постоянного тока работа преобразователя.

Выходная емкость
C o

Значение выходной емкости C o можно определить по следующей формуле.

Предположим, что ΔVo составляет 0,1% от Vo, где ΔVo – пульсации выходного напряжения, тогда значение выходного конденсатора рассчитывается как:

Подставляя значение ΔVoVo в уравнение C o .

Вышеприведенное уравнение показывает значения выходного конденсатора C o , который будет использоваться в преобразователе. Конденсатор C 0 обеспечивает постоянное значение выходного напряжения. Высокое значение емкости сводит к минимуму пульсации выходного напряжения.

Резонансная индуктивность
L r и конденсатор C r

Выбор резонансной емкости C r и индуктивности 902 9050 важный шаг в проектировании преобразователя мощности. Поскольку оба вспомогательных переключателя включены на время менее 1 мкс, поэтому из общего времени Ts = 10 мкс, предположим, что 10% от общего количества выделено на два вспомогательных переключателя.

Tr2≤2πLrCr2≤1 мкс (52)

В приведенном выше уравнении предположим значение резонансного конденсатора C r = 10 нФ и, упрощая приведенное выше уравнение, значение резонансной индуктивности L r можно найти.

Уравнение (56) определяет диапазон значений резонансной катушки индуктивности. Регулируя значения резонансной индуктивности и конденсатора, можно добиться требуемого поведения резонансного тока. Из приведенных выше значений резонансной индуктивности Lr и резонансного конденсатора Cr резонансная частота f r вспомогательного контура может быть найдена как:

fr = 12π (2u) (10n) = 1 МГц (57 )

f r также можно найти, используя соотношение с частотой переключения f s .

fr = 100 × 1030,2; fr = 500 кГц (61)

Полное сопротивление вспомогательной цепи Z r также можно найти как.

Путем выставления значений:

zr = 2 × 10−610 × 10−9; zr = 14,14 (63)

Анализ потерь мощности

В предлагаемом преобразователе из-за переключения при нулевом напряжении во время переходного состояния переключатели коммутационные потери стремятся к нулю, поскольку сток в напряжение истока главного переключателя S m в этом конвертере равен нулю. Таким образом, потери мощности на коммутаторе сводятся к нулю.Динамические потери в переключателе равны нулю. Но статические потери существуют из-за фактора сопротивления.

Потери мощности на коммутаторе можно рассчитать как,

, где p = мощность, В ds = напряжение от стока к источнику, R don = статический сток к источнику на сопротивлении .

Из таблицы данных MOSFET, использованного при проектировании преобразователя, значение R don найдено как 0.55 Ом. Поскольку V ds равно нулю в переходном состоянии коммутатора, потери мощности на коммутаторе равны нулю. Таким образом, проверка нулевой характеристики напряжения преобразователя.

Результаты моделирования

В этом разделе обсуждаются результаты моделирования топологии с мягким переключением. Работу ZVS понижающего преобразователя PWM можно проверить по форме волны напряжения на главном переключателе. Принципиальная схема предлагаемого преобразователя, представленная в предыдущем разделе, смоделирована в PSPICE.На рисунке 4 показана схема, смоделированная программным обеспечением.

РИСУНОК 4 . PSPICE Моделирование схем.

Результаты подтверждают анализ усиления понижающего преобразователя. Он также проверяет характеристики ZVS предложенной топологии. В этом разделе также обсуждаются результаты моделирования тока и напряжения резонансных компонентов, тока основной катушки индуктивности, напряжений основных конденсаторов и токов диодов.

Моделируемый преобразователь мощностью 500 Вт с входным напряжением 300 В.Частота переключения 100 кГц.

Анализ усиления напряжения

На рисунке 5 показан график результатов моделирования выходного напряжения при рабочем цикле 50%. На рисунке видно, что на нем есть два участка. Кривая, окрашенная в синий цвет, показывает график для входного напряжения 300 В. График выходного напряжения подтверждает полученное соотношение из уравнения (22), которое составляет 150 В и показано розовым цветом. Частота переключения напрямую влияет на выходное напряжение. Таким образом, изменение частоты коммутации D приводит к изменению выходного напряжения.

РИСУНОК 5 . Форма кривой входного и выходного напряжения преобразователя. Результат моделирования подтверждает работу понижающего преобразователя с величиной меньше входного напряжения. Он преобразует 300–150 В.

Сигналы затвора переключателей мощности

Сигналы затвора, подаваемые на преобразователь, показаны на рисунке 6.

РИСУНОК 6 . Сигналы затвора переключателей мощности, используемых в конвертере.

Импульсы затвора подаются на вход полумостовых переключателей инвертора и главного переключателя затвора на клемму истока переключателей.Метод широтно-импульсной модуляции используется для управления напряжением нагрузки. Преобразователь работает с рабочим циклом 50%. В представленной топологии используются три выключателя питания. Один главный выключатель и два вспомогательных выключателя. Сигналы затвора подаются на переключатели для управления их состояниями включения / выключения. В схеме генерации импульсов в PSPICE используется V-импульс. Он включает в себя различные параметры, которые необходимо установить для требуемого вывода. Перед включением главного выключателя включается S 1 вспомогательной цепи. S m включается с задержкой 0,2 мкс. На рисунке 6 цветовой сигнал Марона представляет собой стробирующий импульс для S 1 . После задержки 0,6 мкс включается вспомогательный переключатель S 2 . Он отображается в виде волны зеленого цвета. Оба вспомогательных переключателя остаются включенными в течение 2 мкс. Сигнал красного цвета – это импульс затвора главного выключателя S m . Он остается включенным на 5 мкс. Рабочий цикл преобразователя будет оставаться неизменным на протяжении всей работы преобразователя для соответствующего значения входного напряжения и напряжения нагрузки.

Анализ токов резонансного

I Lr и основной индуктор I o

Форма волны моделирования для тока резонансной индуктивности I

90r 9050 I o показано на Рисунке 7.

РИСУНОК 7 . Форма кривой тока I Lr и I 0 .

Из рисунка 7 видно, что резонансный ток индуктивности имеет синусоидальную природу. В то время как DC ток протекает через L o . Уравнение (65) описывает средний постоянный ток через главную катушку индуктивности, который также является выходным током преобразователя.

I Lr протекает через вспомогательный контур. Поведение I Lr можно объяснить двумя циклами.В положительном полупериоде включается переключатель S 1 , I Lr линейно возрастает от 0 до пикового значения. Оба I Lr и I o становятся равными при I 0 = 3 A. После этого пересечения нуля основной диод D m включенный. В течение этого интервала главный выключатель S m может быть включен в этой части в любое время до второго пересечения обоих токов.Это включает ZVS преобразователя через главный выключатель. После второго пересечения обоих токов снова I Lr становится меньше I o . Когда I Lr достигает нуля, ток останавливается.

В отрицательном полупериоде, как показано на диаграмме выше, I Lr протекает через резонансный резервуар, за которым следует D 2 , S 2, и резонансный конденсатор.Пиковое и среднеквадратичное значение резонансного тока описывается уравнениями (66) и (67). Ток резонансного индуктора имеет пиковое значение в случае отрицательного полупериода -7 A.

Поскольку форма волны тока резонансного индуктора имеет синусоидальную природу, общая площадь формы волны остается одинаковой в обоих циклах. В первом полупериоде форма волны круче и уже. По сравнению с отрицательным полупериодом форма волны шире с низким пиком. В соответствии с балансом вольт-сек индуктивности, площадь под кривой в обоих полупериодах должна быть одинаковой.Рисунок 8 соответствует балансу вольт-сек индуктивности.

РИСУНОК 8 . График переключения при нулевом напряжении.

Эффекты звонка, показанные в форме волны на Рисунке 8, являются нежелательными частями. Это связано с паразитарным воздействием. Из-за эффектов обратного восстановления диодов эти части проявляются в форме волны. Эти нежелательные эффекты можно устранить, используя диоды и компоненты самого высокого качества в аппаратной реализации. При разработке программного обеспечения преобразователи сталкиваются с подобными проблемами.

Анализ операции переключения при нулевом напряжении преобразователя

Достижение переключения при нулевом напряжении является фокусом этой топологии. Это можно увидеть и проверить на рисунке 9. Что касается работы ZVS, наиболее необходимым параметром является то, что напряжение сток-исток В DS должно быть равно нулю на коммутаторе до подачи импульса затвора. Таким образом, рисунок 9 подтверждает эту операцию, наблюдая, что, когда импульс затвора подается на главный переключатель S m , V DS равен нулю на коммутаторе.На приведенной выше диаграмме зеленым цветом показан сигнал V DS через главный выключатель. Во время положительного полупериода, когда i Lr становится равным Io, затем i Lr течет через диод корпуса D m главного выключателя S м . Это делает диод D m смещенным вперед.На рисунке 10 показан ток через главный диод.

РИСУНОК 9 . Ток через основной диод главного выключателя.

РИСУНОК 10 . Форма волны напряжения на резонансном конденсаторе.

Анализ работы преобразователя при переключении при нулевом напряжении

Как показано на Рисунке 8, комбинированное влияние тока основной индуктивности и резонансного тока индуктивности протекает через диод корпуса главного переключателя. Его пиковое значение составляет 5,283 А.

Когда ток через диод D m обращается в ноль, тогда V DS также достигает нуля.Коммутатор S m становится активным посредством стробирующего импульса V GS без потери мощности на коммутаторе. Природа I Dm также синусоидальна, поскольку iL r проходит через него.

Обычно мощность потребляется переключающими устройствами во время их включения или выключения. Это связано с тем, что ток или напряжения на нем не равны нулю во время перехода.Эти переходы происходили быстро при работе с высокой частотой. Для устранения этих потерь используются резонансные преобразователи. Они обеспечивают мягкое переключение переключателей во время их перехода. Во время включения / выключения переключатели напряжение и ток становятся равными нулю. Это приводит к нулевому потреблению энергии на переключателях. В режиме ZVS, когда переключатель включается, напряжение на переключателе достигает нуля. Таким образом, гарантируя нулевую потерю мощности. По приведенным осциллограммам можно четко убедиться, что предлагаемый преобразователь обеспечивает переключение при нулевом напряжении.

Анализ напряжения резонансного конденсатора

В cr

В этом разделе объясняется анализ поведения напряжения на резонансном конденсаторе. В резонансном резервуаре конденсатор и индуктор включены последовательно. Форма волны напряжения на конденсаторе показана на рисунке 10. Резонансный ток катушки индуктивности I Lr влияет на поведение напряжения на резонансном конденсаторе C r .В положительном полупериоде синусоидального тока, когда ток резонансной катушки индуктивности I Lr линейно возрастает, на конденсаторе нарастает положительное напряжение. Напряжение конденсатора начинает расти от предыдущего значения, которое находится в диапазоне от до 98 A. Напряжения продолжают увеличиваться до своего пикового значения 118 В. До этого момента резонансный ток катушки индуктивности падает до нуля из-за выключенного состояния . С 1 . Конденсатор переходит в установившееся состояние на кратчайший период задержки для S 2 .

Как только S 2 включается, конденсатор начинает отдавать энергию во вспомогательную цепь, таким образом, во время выключения S 2 вся энергия высвобождается, таким образом протекает ток в замкнутой цепи. петля. Напряжение конденсатора увеличивается до тех пор, пока через него не протечет I Lr . Как только I Lr станет меньше I o , резонансный ток перестанет течь по петле.В этот момент напряжение на конденсаторе достигает максимального значения.

В отрицательном полупериоде резонансного тока конденсатор действует как источник, высвобождая свою энергию в этом контуре. Когда I Lr достигает нулевого значения, конденсатор разряжается со своим отрицательным максимальным значением и переходит в устойчивое состояние.

Анализ тока через диод

D 1 и D 2

Форма волны тока через диод D 1 и D 2 показаны на рисунках 11 и 12 .Токи на диодах D 1 и D 2 объясняются в соответствии с резонансным током и током основной индуктивности. Когда все переключатели выключены, I o больше I Lr , поэтому , I o поток через диоды D 1 8 и D 2 . В это время через оба диода протекает ток 3,072 А.

РИСУНОК 11 . Диод D 1 Форма кривой тока. При включении S 2 диод D 1 смещается в обратном направлении, а D 2 смещается вперед. На рисунке 12 показан ток через диод D 2 .

РИСУНОК 12 . Диод D 2 Форма кривой тока.

Когда S 1 включен, I Lr увеличивается линейно.После того, как I o и I Lr становятся равными, I Lr течет через диод D 1 . D 2 с обратным смещением. Пиковые и среднеквадратичные значения тока, протекающего через диод, описаны в уравнении (69).

ID1 (пик) = 7,26 A, ID1 (действующее значение) = 3,65 A (69)

I Lr проходит через диод D 2 , пиковое значение которого равно 7.5 A. Форма волны синусоидальная с положительным периодом. Он имеет среднеквадратичное значение 3,6640 А.

Когда все переключатели выключаются, выходной дроссель L o выделяет энергию в виде тока I o . Диоды D 1 и D 2 обеспечивают путь к току. В это время через оба диода протекает средний ток 3,57 А.Таким образом, в период проводимости переключателей I Lr протекает через диоды, а в период выключения I o протекает через диоды.

Анализ переключения нулевого напряжения для различных входных и выходных значений

Топология эффективна и обеспечивает переключение нулевого напряжения для разных значений входного и выходного напряжения. Вот анализ достижения ZVS для разных значений. Дополнительные результаты на рисунках 13–20 представлены в этом разделе с помощью смоделированных сигналов.

ZVS для Vin = 280 В, Vout = 140 В, D = 50%

РИСУНОК 13 . Форма кривой входного и выходного напряжения преобразователя.

РИСУНОК 14 . График переключения при нулевом напряжении.

РИСУНОК 15 . Форма волны входного и выходного напряжения преобразователя.

РИСУНОК 16 . График переключения при нулевом напряжении.

РИСУНОК 17 . Форма волны входного и выходного напряжения преобразователя.

РИСУНОК 18 . График переключения при нулевом напряжении.

РИСУНОК 19 .Форма волны входного и выходного напряжения преобразователя.

РИСУНОК 20 . График переключения при нулевом напряжении.

Преобразователь также обеспечивает ZVS для вышеуказанных значений. На рисунке показано достижение ZVS преобразователя для этих значений при рабочем цикле 50%.

ZVS для Vin = 250 В, Vout = 125 В, D = 50% ZVS для Vin = 300 В, Vout = 120 В, D = 40% ZVS для Vin = 300 В, Vout = 100 В, D = 33%

Приведенные выше результаты моделирования четко подтверждают достижение ZVS для различных значений входного-выходного напряжения и рабочих циклов.Видно, что во всех случаях схема обеспечивает переключение при нулевом напряжении. Он обеспечивает нулевые коммутационные потери на переключателе во время переходного состояния.

Сравнение предложенной топологии исследования можно ясно проиллюстрировать из Таблицы 2.

ТАБЛИЦА 2 . Результат сравнения предложенной топологии с предыдущими схемами.

Заключение

В данной работе был предложен новый преобразователь постоянного тока в постоянный ток на основе ZVS со вспомогательной цепью. Предлагаемый преобразователь сталкивается с проблемами жесткого переключения обычного преобразователя во время его переходных режимов.Чтобы предотвратить динамические потери мощности в твердотельных устройствах, вспомогательная цепь состоит из полевого МОП-транзистора, а резонансные компоненты встроены в обычный понижающий преобразователь. Принимая во внимание применение системы мощностью 500 Вт, параметры и компоненты были оптимально спроектированы. Проверка дизайна произведена в PSPICE / ORCAD. Новая топология моделируется с номинальным напряжением 300/150 В , рабочим циклом 50% и частотой 100 кГц. ZVS на главном выключателе S m было достигнуто во время переходного режима преобразователя и показано графически.Таким образом, преобразователь обеспечивает переключение при нулевом напряжении для высоких значений напряжения. Снижение напряжений в исследовательской работе показано графически с помощью формы сигнала переключения при нулевом напряжении на главном выключателе S m .

В будущем эта работа может быть расширена и будет разработана для электромобилей для взаимодействия элементов силовой передачи. Поскольку преобразователь рассчитан на высокое напряжение, его также можно использовать в приводах электродвигателей постоянного тока электромобилей.

Заявление о доступности данных

Необработанные данные, подтверждающие выводы этой статьи, будут предоставлены авторами без излишних оговорок.

Вклад авторов

Все перечисленные авторы внесли существенный, прямой и интеллектуальный вклад в работу и одобрили ее для публикации.

Финансирование

Эта работа поддержана Национальным фондом естественных наук Китая (NSFC) под номером гранта 61771225.

Конфликт интересов

Авторы заявляют, что исследование проводилось в отсутствие каких-либо коммерческих или финансовых отношений, которые может быть истолковано как потенциальный конфликт интересов.

Номенклатура

C o : выходной конденсатор

Cr: резонансный конденсатор

D : рабочий цикл

D 1 2

диод 1

диод 2

D m : основной диод

Dmin: минимальное значение рабочего цикла

f : частота

H : генри

ID1:

ID1: ток через диод 1

: ток через диод 2

Iin: входной ток

iLO: ток основной индуктивности

iLR: резонансный ток индуктивности

I p : пиковый ток

Lo: основной индуктор

Lr: резонансный

R o : выходной резистор

S 1 : переключатель 1

S 2 : переключатель 2900 03

Sm: главный выключатель

t : время

T r : время резонанса

T s : время переключения

V : напряжение20003

V : выходное напряжение конденсатора

VCR: напряжение резонансного конденсатора

VDS: напряжение сток-исток

В GS 1 : напряжение импульса затвора S 1

VGS2: напряжение импульса затвора S 2

VGSm: напряжение стробирующего импульса главного выключателя

V in : входное напряжение

Vo: выходное напряжение

ωo: выходная частота

Z o: выходное сопротивление

Z r : резонансное сопротивление

Каталожные номера

Babaei, E., и Саадатизаде, З. (2019). Новый двунаправленный повышающе-понижающий преобразователь постоянного / постоянного тока с высоким коэффициентом усиления с чередованием и возможностью переключения при нулевом напряжении. Elec. Power Compon. Syst. 47 (13), 1180–1195. doi: 10.1080 / 15325008.2018.1472151

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Батиста, Ф. А., Петри, К. А., Сантос, Э. Л., и Алмейда, Б. Р. (2009 г., сентябрь). Дидактическая система цифрового управления приложениями силовой электроники. в 2009 г. на Бразильской конференции по силовой электронике.Бонито-Мату-Гросу-ду-Сул, 2009 г., IEEE, 1093–1098. doi: 10.1109 / COBEP.2009.5347672

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Bose, B. (2010). Глобальное потепление: энергия, загрязнение окружающей среды и влияние силовой электроники. EEE Ind. Electron. Mag. 4 (01), 6–17. doi: 10.1109 / mie.2010.935860

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Broday, G. R., Nascimento, C. B., Lopes, L. A., and Agostini, E. (2016 г., ноябрь). Анализ и моделирование повышения-понижения в двунаправленном преобразователе постоянного тока ZVS.В 2016 году Международная конференция по электрическим системам для самолетов, железных дорог, судовых двигателей и дорожных транспортных средств и Международная конференция по электрификации транспорта (ESARS-ITEC), Тулуза, 2016, IEEE, 1–7. doi: 10.1109 / ESARS-ITEC.2016.7841431

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Чаухан С. и Пандей А. К. (2017, март). Моделирование понижающего преобразователя ZVS для приложения зарядки с помощью симулятора PSIM. в 2017 г. на Международной конференции по вычислению мощности. Мелмаруватур, 2017 г., Энергетическая информация и связь (ICCPEIC), IEEE, 809–814.doi: 10.1109 / ICCPEIC.2017.82

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Do, H.-L. (2011). Неизолированный двунаправленный преобразователь постоянного тока с переключением при нулевом напряжении. IEEE Trans. Power Electron. 26 (09), 2563–2569. doi: 10.1109 / tpel.2011.2111387

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Hussain, A., Akhtar, R., Ali, B., Awan, S. E., and Iqbal, S. (2019). Новый двунаправленный преобразователь постоянного тока в постоянный с низким напряжением и малой амплитудой пульсаций для автономных фотоэлектрических систем питания. Energies 12 (15), 2884. doi: 10.3390 / en12152884

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Канамарлапуди, В. Р. К., Ван, Б., Кандасами, Н. К., и Со, П. Л. (2017). Новый полномостовой преобразователь постоянного тока в постоянный ток ZVS для зарядки аккумуляторов с уменьшенными потерями в диапазоне полной нагрузки. IEEE Trans. Ind. Appl. 54 (1), 571–579.

Google Scholar

Ким, Дж. У., Парк, М. Х., Хан, Дж. К., Ли, М. и Лай, Дж. С. (2019). Резонансный преобразователь PWM с асимметричной модуляцией для активного выпрямителя с удвоением напряжения ZVS и принудительным половинным резонансом в фотоэлектрических приложениях. IEEE Trans. Power Electron. 35 (01), 508–521.

Google Scholar

Коллималла, С. К., Мишра, М. К., и Нарасамма, Н. Л. (2014). Разработка и анализ новой стратегии управления аккумуляторной батареей и системой хранения суперконденсаторов. IEEE Trans. Поддерживать. Energy 5 (04), 1137–1144. doi: 10.1109 / tste.2014.2336896

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Кумар, М., Паттнаик, М., и Мишра, Дж. (2017 г., ноябрь). Улучшенный понижающий преобразователь ZVS-PWM со вспомогательной цепью ZCS.На конференции TENCON 2017-2017 IEEE Region 10, Пенанг, 2017, IEEE. 1279–1284. doi: 10.1109 / TENCON.2017.8228054

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Lakshminarasamma, N., and Ramanarayanan, V. (2007). Семейство вспомогательных переключателей ZVS-PWM DC-DC преобразователей со спаренным дросселем. IEEE Trans. Power Electron. 22 (05), 2008–2017. doi: 10.1109 / tpel.2007.5

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Lin, B.-R. (2020). Анализ и реализация преобразователя фазовой широтно-импульсной модуляции с витками вспомогательной обмотки. Energies 13 (01), 222. doi: 10.3390 / en13010222

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Линь Б. Р., Чен Дж. Дж., Хуанг К. Л. и Чианг Х. К. (2008). Анализ встроенного конвертера Buck-flyback ZVS. В 2008 г. 3-я конференция IEEE по промышленной электронике и приложениям, Сингапур, 2008 г., IEEE, 388–393. doi: 10.1109 / ICIEA.2008.4582545

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Marchesoni, M. и Vacca, C. (2007). Новый преобразователь постоянного тока в постоянный для подключения системы накопления энергии в гибридных электромобилях на топливных элементах. IEEE Trans. Power Electron. 22 (01), 301–308. doi: 10.1109 / tpel.2006.886650

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Марикканнан А., Маникандан Б. В. и Кумар М. (2019). ZVS асимметричный ШИМ-преобразователь постоянного тока с высоким коэффициентом усиления с высоким коэффициентом усиления, управляемый ANFIS, для приложений сбора энергии. Журнал систем управления и прикладной информатики 21 (04), 51–58.

Google Scholar

Мартинес, К. М., Ху, Х., Цао, Д., Веленис, Э., Гао, Б., и Веллерс, М. (2016). Управление энергопотреблением в подключаемых гибридных электромобилях: недавний прогресс и перспектива подключенных транспортных средств. IEEE Trans. Veh. Technol. 66 (06), 4534–4549.

Google Scholar

Марви, Ф., Адиб, Э., и Фарзанехфард, Х. (2016). Эффективный синхронный понижающий преобразователь ZVS с увеличенным рабочим циклом и слаботочной пульсацией. IEEE Trans. Ind. Electron. 63 (09), 5403–5409. doi: 10.1109 / tie.2016.2558483

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Moschopoulos, G., Джайн, П. К., Ян-Фей Лю, Ю. Ф., и Джус, Г. (1999). Повышающий преобразователь PWM с переключением при нулевом напряжении и вспомогательной цепью с упреждением энергии. IEEE Trans. Power Electron. 14 (04), 653–662. doi: 10.1109 / 63.774202

CrossRef Полный текст | Google Scholar

О, И. Х. (2008). Февраль. Синхронный понижающий преобразователь с плавным переключением для переключения при нулевом напряжении (ZVS) в условиях легкой и полной нагрузки. В 2008 Двадцать третья ежегодная конференция и выставка IEEE Applied Power Electronics, Остин, Техас, 2008, IEEE, 1460–1464.doi: 10.1109 / APEC.2008.4522916

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Shao, T., Zheng, P., Li, H., Xue, Y., Wang, J., and Zheng, T.Q. (2017). Метод переключения при нулевом токе с низким напряжением для силовых преобразователей. IEEE Trans. Power Electron. 33 (06), 5087–5096.

Google Scholar

Сонг, К., Инчао, З., Цзясинь, Л., Тяньвэнь, З., Лонг, Л., и Сисен, К. (2014). Двунаправленный понижающий преобразователь ZVS применяется в гибридной системе хранения энергии. В 2014 году конференция IEEE и выставка «Электрификация транспорта в Азиатско-Тихоокеанском регионе» (ITEC Asia-Pacific), Пекин, 2014, IEEE.doi: 10.1109 / ITEC-AP.2014.6940828

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Шривастава, М., Верма, А. К., и Сингх Томар, П. (2019). Разработка и реализация новой топологии ZVS DC / DC преобразователя на основе вспомогательной сети с MPWM: приложение для зарядки аккумуляторных батарей электромобилей. IET Power Electron. 12 (13), 3340–3350. doi: 10.1049 / iet-pel.2019.0258

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Striney, J. A., Anuja, V., and Ananth, M. B. J.(2016, март). Разработка интегрированного одноиндукторного синхронного понижающего преобразователя ZVS для приложений с несколькими нагрузками. В 2016 г. Международная конференция по электротехнике, электронике и методам оптимизации (ICEEOT), Ченнаи, 2016 г., IEEE, 4835–4840. doi: 10.1109 / ICEEOT.2016.7755639

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Цай, К. Т., Шен, К. Л., Су, Дж. К. и Куо, Ю. К. (2011). Анализ и реализация понижающего преобразователя ZVS с чередованием и связанными индукторами. В 2011 г. 6-я конференция IEEE по промышленной электронике и приложениям, Пекин, 2011 г., IEEE, 1392–1397.doi: 10.1109 / ICIEA.2011.5975805

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Wang, J.-M., Wu, S.-T., and Jane, G.-C. (2011). Новая схема управления синхронным понижающим преобразователем для ЗВС в условиях малой нагрузки. IEEE Trans. Power Electron. 26 (11), 3265–3273. doi: 10.1109 / tpel.2011.2142324

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Yeh, C. S., Zhao, X., and Lai, J. S. (2017). Понижающий преобразователь с переключением при нулевом напряжении (ZVS) с ответвлениями и индуктивностью для применений с широким входом, высоким понижением и малой мощностьюВ 2017 г. 3-я Международная конференция по энергетической электронике будущего IEEE и ECCE Asia (IFEEC 2017-ECCE Asia), Гаосюн, 2017 г. IEEE, 494–499. doi: 10.1109 / IFEEC.2017.79

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Zhao, J. (2011). Новая топология понижающего преобразователя ZVS для приложений VRM. В 2011 году 6-я конференция IEEE по промышленной электронике и приложениям. Пекин, 2011. IEEE, 2374–2379. doi: 10.1109 / ICIEA.2011.5975990

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Реализуйте понижающий преобразователь мощности – Simulink

Тип модели

Укажите тип модели для использования:

Сопротивление устройства в открытом состоянии (Ом)

Внутреннее сопротивление переключающих устройств в Ом.Этот Параметр доступен только при установке параметра Тип модели на Коммутационные аппараты . Значение по умолчанию это 1e-3 .

Сопротивление демпфера (Ом)

Сопротивление демпфера в Ом. Установите демпферное сопротивление до inf для устранения демпферов. Этот параметр доступен только при установке параметра Тип модели на Коммутационные аппараты . Значение по умолчанию это 1e6 .

Емкость демпфера (F)

Емкость демпфера в фарадах. Установите демпферную емкость на номер 0 для устранения демпферов. Этот параметр доступен только при установке параметра Тип модели на Коммутационные аппараты . Значение по умолчанию это инф .

Прямое напряжение [Устройство Vf (V), Диод Vfd (V)]

Прямое напряжение коммутирующего устройства и диода, в вольтах.Этот параметр доступен только при установке модели . введите параметр в Переключающие устройства . Значение по умолчанию – [0,0] .

Сопротивление диода в открытом состоянии (Ом)

Внутреннее сопротивление диодов в Ом. Этот параметр доступно только при установке параметра Тип модели на Функция переключения или Средняя модель (D-управляемая) . Значение по умолчанию – 1e-3 .

Демпфирующее сопротивление диода (Ом)

Демпфирующее сопротивление в Ом. Установите демпферное сопротивление до inf для устранения демпферов. Этот параметр доступен только при установке параметра Тип модели на Функция переключения или Средняя модель (D-управляемая) . Значение по умолчанию – 1e6 .

Емкость демпфера диода (F)

Емкость демпфера в фарадах.Установите демпферную емкость на номер 0 для устранения демпферов. Этот параметр доступен только при установке параметра Тип модели на Функция переключения или Средняя модель (D-управляемая) . Значение по умолчанию – inf .

Прямое напряжение диода (В)

Прямое напряжение в вольтах на диоде, когда он является проводящим. Этот параметр доступен только при установке модели . введите параметр на Функция переключения или Среднее значение модель (D-управляемая) .Значение по умолчанию – 1e-3 .

Демпферное сопротивление источника тока (Ом)

Демпферное сопротивление между двумя источниками тока в Ом. Установите сопротивление демпфера на inf , чтобы исключить амортизаторы. Этот параметр доступен только при установке модели . введите параметр на Функция переключения или Среднее значение модель (D-управляемая) . Значение по умолчанию – inf .

Патент США на способ и устройство для понижающего преобразователя с широтно-импульсной модуляцией и режимом частотно-импульсной модуляции Патент (Патент № 10,103,720, выданный 16 октября 2018 г.)

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ Область

Раскрытие в целом относится к схемам и способам электропитания и, более конкретно, к преобразователям понижающего типа, схемам и способам их реализации.

Описание предшествующего уровня техники Преобразователи постоянного тока в постоянный ток

представляют собой регуляторы напряжения, используемые вместе с полупроводниковыми приборами, интегральными схемами (ИС), зарядными устройствами для аккумуляторов и другими приложениями. Преобразователи постоянного тока в постоянный могут использоваться в цифровых, аналоговых и силовых приложениях для обеспечения регулируемого напряжения питания.

Пример известного изобретателю выходного каскада регулятора DC-DC преобразователя показан на фиг. 1. Фиг. 1 иллюстрирует типичную реализацию выходного каскада понижающего постоянного / постоянного тока, питающего резистивную нагрузку.Схема состоит из источника напряжения VDD 10 и выходного напряжения VOUT 20 , p-канального MOSFET-переключателя 30 , n-канального MOSFET-переключателя 40 . Элемент индуктивности , 50, электрически соединяет сеть переключателя (p-канальный MOSFET-переключатель 30 и n-канальный MOSFET-переключатель 40 ) и выходную нагрузку (например, выходная нагрузка состоит из конденсатора 60 и резистивной нагрузка 70 ). Понижающий преобразователь генерирует коммутационное напряжение с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) в узле LX, обозначенном как VLX.Это напряжение фильтруется с высокой эффективностью катушкой индуктивности (L) 50 и выходным конденсатором (C) 60 . Понижающие преобразователи работают в одном из двух режимов: в режиме широтно-импульсной модуляции (ШИМ) и в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ). В режиме широтно-импульсной модуляции (ШИМ) частота срабатывания фиксирована. В режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) частота может изменяться в зависимости от тока нагрузки.

Как показано на фиг. 2 показаны напряжение переключателя p-канального МОП-транзистора и ток катушки индуктивности как функция времени.Напряжение переключателя p-канального MOSFET как функция времени 74 выделяет состояние напряжения во время включения, времени выключения и периода. Зависимость тока катушки индуктивности от времени 76 также показывает величину тока во время различных состояний цепи. В обоих режимах работы ток катушки индуктивности (IL) увеличивается во время включения (Ton), когда переключатель 30, MOSFET с каналом p-типа находится в состоянии «включено», а узел LX находится в состоянии «высокий». В течение времени выключения (Toff) переключатель 30 MOSFET с каналом p-типа переключает состояние «выключено», а переключатель 40 MOSFET с каналом n-типа переключается в состояние «включено».Во время этого состояния узел LX переходит в «низкое состояние», и ток катушки индуктивности (IL) уменьшается. Продолжительность рабочего цикла – это период Tperiod цикла переключения, который является суммой времени включения (Ton) и времени выключения (Toff). Частота связана с периодом Tperiod.

Режим частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) можно использовать для создания понижающего преобразователя с превосходными рабочими характеристиками. Понижающий преобразователь в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) стабилен при различных условиях эксплуатации и нагрузках (например,грамм. выходной конденсатор, выходные катушки индуктивности, частота и т. д.). Кроме того, режим частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) обычно обеспечивает очень низкий ток покоя по сравнению с понижающим преобразователем в режиме ШИМ с токовой петлей. Режим частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) естественным образом масштабирует частоту понижающего преобразователя с нагрузкой, обеспечивая повышение эффективности при низких и средних нагрузках. Однако режим ЧИМ обычно не приветствуется разработчиками систем, поскольку шум, создаваемый понижающим преобразователем, не имеет фиксированной частоты.Это может вызвать проблемы с помехами, потому что частота непредсказуема. В архитектуре с частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) понижающий преобразователь работает в режиме ЧИМ при низких нагрузках с фиксированным ограничением тока. По мере увеличения нагрузки ток в катушке переходит из режима прерывистой проводимости (DCM) в режим непрерывной проводимости (CCM). Частота понижающего преобразователя в этом состоянии устанавливается фиксированным минимальным временем отключения. Как только нагрузка приближается к фиксированному пределу тока, предел тока может динамически повышаться для поддержки нагрузки.Частота по-прежнему устанавливается разницей входного и выходного напряжений и фиксированным минимальным временем отключения.

Описан цифровой контроллер частотно-импульсной модуляции для импульсного источника питания. Как обсуждается в опубликованном патенте США No. В US 8525502, Weinstein et al., Описана цифровая логика, использующая частотно-импульсный режим, который включает в себя режим нацеливания на частоту, который динамически регулирует размер импульсов для достижения частоты переключения в желаемой полосе.

Описан цифровой контроллер повышающего напряжения с обратной связью для импульсного источника питания с использованием частотно-импульсной модуляции (PF).Как обсуждается в опубликованном патенте США No. В US 8,362,756, Weinstein et al., Раскрыт контроллер, сконфигурированный для отправки сигналов высокого и низкого уровня с частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ), которые управляют напряжением на выходном конденсаторе силового каскада и выходном конденсаторе накачки заряда.

Раскрыт каскадный повышающий и инвертирующий понижающий преобразователи с независимым управлением. Как обсуждалось в опубликованной заявке на патент США US 2012/03196604, выданной Уолтерсу, описывается контроллер, который может управлять повышающим преобразователем на основе управления по времени.В инвертированном понижающем преобразователе рабочий цикл основан на фазовом угле переменного тока, модулированного по углу проводимости.

Раскрыт понижающий преобразователь в токовом режиме с фиксированной границей ШИМ / ЧИМ. Как обсуждается в опубликованном патенте США No. № 8106642 и заявка на патент США US2011 / 0241641, выданная Chen et al., Описывает понижающий преобразователь, который работает в режиме широтно-импульсной модуляции (PWM) и частотно-импульсной модуляции (PFM), который переходит из режима PWM в режим PFM, адаптивно регулируя условие запуска. .

В этих вариантах осуществления обсуждаются решения для улучшения отклика преобразователя напряжения в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) и, более конкретно, использования различных средств для решения проблемы перехода из режима ШИМ в режим ЧИМ.

РЕЗЮМЕ

Желательно предоставить решение, которое позволяет достичь более предсказуемой частоты понижающего преобразователя в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ), когда ток нагрузки достаточно высок, чтобы создавать значительные помехи.

Желательно предложить решение для понижающего преобразователя, работающего в чисто гистерезисном режиме.

Желательно предложить решение для понижающего преобразователя, работающего в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ).

Желательно предложить решение для понижающего преобразователя, работающего в режиме непрерывной проводимости (CCM).

Основная цель настоящего раскрытия состоит в том, чтобы предоставить решение для понижающего преобразователя, частота которого становится фиксированной на минимальное время простоя при высоких нагрузках.

Другой дополнительной целью настоящего раскрытия является предоставление решения для понижающего преобразователя, минимальное время отключения которого устанавливается схемой для фиксации значения частоты.

Также в соответствии с целью настоящего раскрытия предусмотрена схема отключения, которая создает минимальное время отключения, пропорциональное (1-D), где D – рабочий цикл.

Вышеупомянутые и другие цели достигаются устройством понижающего преобразователя в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) для обеспечения более предсказуемой частоты.

Вышеупомянутые и другие цели дополнительно достигаются путем создания понижающего преобразователя, имеющего режим частотно-импульсной модуляции (ЧИМ), в котором частота является фиксированной, где фиксированная частота устанавливается с использованием минимального времени отключения, где минимальное время отключения составляет пропорциональна 1-D, где D – рабочий цикл.

Вышеупомянутые и другие цели дополнительно достигаются устройством понижающего преобразователя, имеющим частотно-импульсную модуляцию (ЧИМ) с фиксированной частотой, с минимальным временем отключения, минимальное время отключения которого пропорционально 1-D, где D – рабочий цикл, устройство содержит компаратор, обеспечивающий выходной сигнал с минимальным временем выключения, усилитель; и p-канальный МОП-транзистор, затвор которого подключен к выходу упомянутого усилителя, обеспечивая пороговое напряжение сигнала на положительном выводе упомянутого компаратора.

Вышеупомянутые и другие цели дополнительно достигаются с помощью метода частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) с низкими нагрузками, включающего следующие этапы: обеспечение понижающего преобразователя, имеющего режим ЧИМ, работа в указанном режиме ЧИМ с фиксированной частотой, при этом фиксированная частота задается с использованием минимального времени отключения, а настройка минимального времени отключения пропорциональна (1-D), где D – рабочий цикл понижающего преобразователя.

Вышеупомянутые и другие цели дополнительно достигаются с помощью метода частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) с низкими нагрузками, включающего следующие этапы: (1) обеспечение понижающего преобразователя, состоящего из усилителя, компаратора, p-канального MOSFET, первый резисторный элемент, второй резисторный элемент, третий резисторный элемент, конденсаторный элемент, первый переключатель и второй переключатель, (2) создание копии опорного напряжения Vref, пропорциональной разнице между Vdd и Vref, (3) создание порогового напряжения над землей, пропорциональное разнице между Vdd и Vref, (4) установление напряжения на конденсаторе, скорость изменения которого пропорциональна питанию Vdd, (5) установление времени для зарядки конденсатора до порогового напряжения, пропорционального к (Vdd-Vref) / Vdd, и (6) установка минимального времени отключения на выходе компаратора.

Таким образом, желателен новый понижающий преобразователь с улучшенным режимом работы с частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) с фиксированной частотой. Другие преимущества будут признаны специалистами в данной области техники.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Настоящее раскрытие и соответствующие преимущества и характеристики, обеспечиваемые им, будут лучше всего поняты и оценены при просмотре следующего подробного описания раскрытия вместе со следующими чертежами, на которых одинаковые цифры обозначают одинаковые элементы, в которых:

РИС.1 предшествующий уровень техники представляет собой принципиальную схему, иллюстрирующую вариант осуществления понижающего преобразователя и нагрузки, известный изобретателю;

РИС. 2 предшествующий уровень техники представляет собой график зависимости напряжения переключателя полевого МОП-транзистора с р-каналом и тока катушки от времени, известного изобретателю;

РИС. 3A – принципиальная электрическая схема в соответствии с первым вариантом осуществления изобретения;

РИС. 3B – принципиальная электрическая схема в соответствии со вторым вариантом осуществления изобретения;

РИС. 4 – принципиальная схема в соответствии с третьим вариантом осуществления изобретения; и

РИС.5 – методология создания улучшенного понижающего преобразователя в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) в соответствии с вариантом осуществления изобретения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

РИС. 1 иллюстрирует типичную реализацию выходного каскада понижающего постоянного / постоянного тока, питающего резистивную нагрузку. Схема состоит из источника напряжения VDD 10 и выходного напряжения VOUT 20 , p-канального MOSFET-переключателя 30 , n-канального MOSFET-переключателя 40 . Элемент индуктивности , 50, электрически соединяет сеть переключателя (переключатель MOSFET с каналом p-типа , 30, и переключатель , 40, MOSFET с каналом n-канала) и выходную нагрузку (например.грамм. выходная нагрузка состоит из конденсатора 60 и резистивной нагрузки 70 ). Понижающий преобразователь генерирует коммутационное напряжение с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) в узле LX, обозначенном как VLX. Это напряжение фильтруется с высокой эффективностью катушкой индуктивности (L) 50 и выходным конденсатором (C) 60 . Понижающие преобразователи работают в одном из двух режимов: в режиме широтно-импульсной модуляции (ШИМ) и в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ). В режиме широтно-импульсной модуляции (ШИМ) частота срабатывания фиксирована.В режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) частота может изменяться в зависимости от тока нагрузки.

Как показано на фиг. 2, напряжение переключателя p-канального MOSFET и ток катушки индуктивности показаны как функция времени и обозначены как 80 . Напряжение переключателя p-канального MOSFET как функция времени 74 выделяет состояние напряжения во время включения, времени выключения и периода. Зависимость тока катушки индуктивности от времени 76 также показывает величину тока во время различных состояний цепи.В обоих режимах работы ток катушки индуктивности (IL) увеличивается во время включения (Ton), когда переключатель 30, MOSFET с каналом p-типа находится в состоянии «включено», а узел LX находится в состоянии «высокий». В течение времени выключения (Toff) переключатель 30 MOSFET с каналом p-типа переключает состояние «выключено», а переключатель 40 MOSFET с каналом n-типа переключается в состояние «включено». Во время этого состояния узел LX переходит в «низкое состояние», и ток катушки индуктивности (IL) уменьшается. Продолжительность рабочего цикла – это период Tperiod цикла переключения, который является суммой времени включения (Ton) и времени выключения (Toff).Частота связана с периодом Tperiod.

Понижающий преобразователь может работать в чистом режиме ЧИМ с низкими нагрузками. В этом режиме понижающий преобразователь работает следующим образом: (1) Когда выходное напряжение падает ниже опорного напряжения, включается выходной PMOS; (2) Когда ток в катушке достигает фиксированного предела тока, выходной PMOS отключается, а выходной NMOS включается; (3) Если ток NMOS достигает нуля, прежде чем выходное напряжение снова упадет ниже опорного напряжения, оба проходных устройства отключаются, и выход имеет высокий импеданс; (4) Когда ток нагрузки приближается к фиксированному пределу тока, понижающий преобразователь переходит в «динамический спящий режим».В этом режиме ограничение тока изменяется с падением выходного напряжения понижающего преобразователя. Когда понижающий преобразователь работает в этом режиме, частота фиксируется минимальным временем отключения. В этом случае понижающий преобразователь работает следующим образом: (A) выходное напряжение всегда ниже напряжения ЦАП, поэтому PMOS включается немедленно; (B) Ток возрастает до тех пор, пока не достигнет динамически регулируемого предела тока; (C) NMOS включается, и запускается счетчик минимального времени бездействия: (D) Как только счетчик минимального времени бездействия завершается, PMOS снова включается

Рабочий цикл понижающего преобразователя все еще таков, что Ton = Tperiod * (D) и Toff = Tperiod * (1-D), где D – рабочий цикл, D = (vout / Vdd).Если выходное напряжение (vout) и напряжение питания (Vdd) фиксированы, частота, следовательно, контролируется минимальным временем отключения. Если минимальное время выключения регулируется так, что Toff = K (1-D), где K – постоянная величина, то частота фиксируется (снова D = Vout / Vdd). Чтобы объяснить, что здесь происходит, рассмотрим случай, когда предложение возрастает, а минимальное время отключения фиксировано. По мере увеличения питания скорость изменения тока в катушке во время включения NMOS увеличивается. Таким образом, минимальный ток в катушке (ниже предела тока) падает.Скорость изменения тока в катушке для времени включения PMOS не изменилась, поэтому время включения PMOS должно быть больше. Это вызывает падение частоты. С помощью переменного минимального времени отключения, как указано выше, эффект нейтрализуется. Теперь, когда подача увеличивается, минимальное время простоя уменьшилось, и поэтому частота осталась прежней. Расширяя уравнение, можно найти практическую схему. Toff = K · (Vdd-Vout) / Vdd

РИС. 3A иллюстрирует принципиальную электрическую схему первого варианта осуществления в этом раскрытии. Усилитель A 1 80 имеет два входа Vdd 81 и опорное напряжение Vref 82 .На выходе усилителя A 1 80 значение равно VTHRESH, где VTHRESH = A 1 * (Vdd − Vref). MUX 85 имеет два входных сигнала Vdd и землю Vss 85 , обеспечивая усиление Gm 1 . Ток величиной I = Gm 1 Vdd, для напряжения V 1 . Выключатель RST 90 – выключатель на массу. Далее следует конденсатор C 95 , обеспечивающий напряжение V 1 . Два сигнала VTHRESH и V 1 являются входами для компаратора COMP 1 100 , обеспечивая выходной сигнал Min Off.

РИС. 3B иллюстрирует принципиальную электрическую схему второго варианта осуществления в этом раскрытии. Второй вариант заключается в зарядке конденсатора током, пропорциональным Vdd. Если схема устроена так, что конденсатор должен заряжаться до напряжения, пропорционального (Vdd-Vout), то затраченное время будет пропорционально значению, необходимому для устранения влияния рабочего цикла на частоту понижающего напряжения. В этом случае понижающий преобразователь будет работать с фиксированной частотой в режиме постоянного тока.ИНЖИР. 3B создает постоянный ток в конденсаторе. Схема реализации имеет источник питания Vdd 105 . Первый дифференциальный усилитель , 110, имеет отрицательный вход, подключенный к входному опорному сигналу Vref. Первый дифференциальный усилитель , 110, имеет выходной сигнал, подключенный к затвору p-канального MOSFET 140 . Положительный вход первого дифференциального усилителя , 110, электрически соединен с источником p-канального MOSFET P 1 140 .Исток P-канального MOSFET P 1 140 подключен к резистивному элементу R 1 151 , а сток MOSFET с p-каналом 140 подключен к резистивному элементу R 2 152 . Второй дифференциальный усилитель , 120, имеет отрицательный вход, соединенный с резистивным элементом резисторного делителя R 3 153 и резистивным элементом R 4 154 . Второй дифференциальный усилитель , 120, имеет выходной сигнал, подключенный к затвору p-канального MOSFET P 2 150 .Положительный вход второго дифференциального усилителя , 120, электрически подключен к истоку p-канального MOSFET , 150, . Исток P-канального MOSFET 140 подключен к резистивному элементу R 5 155 , а сток MOSFET с p-каналом 150 подключен к переключателю RST 156 , а элемент конденсатора C 1 160 . Компаратор COMP 1 130 имеет два входа, где первый положительный вход подключен к p-канальному MOSFET P 1 сток 140 , а второй отрицательный вход подключен к p-канальному MOSFET P 2 сток 150 .Выходом компаратора COMP 1 130 является сигнал «Min-off» 135 .

В приведенной выше схеме операция выглядит следующим образом:

    • Усилитель AMP 1 создает копию Vref внизу R 1 . Следовательно, ток через R 1 пропорционален разности между Vdd и Vref. Это член (Vdd − Vref) в уравнении.
    • Этот ток проходит через резистор R 2 , создавая пороговое напряжение (Vthresh) над землей, пропорциональное Vdd-Vref.Резисторы R 3 и R 4 создают напряжение, пропорциональное Vdd.
    • Усилитель AMP 2 создает копию этого напряжения на R 5 , равную напряжению на R 3 . Следовательно, ток через R 5 пропорционален напряжению питания Vdd.
    • Скорость изменения напряжения на C 1 , следовательно, также пропорциональна Vdd.
    • Время, необходимое для заряда конденсатора C 1 до Vthresh, поэтому пропорционально:
      (Vdd-Vref) / Vdd
      , которое перестраивается в (1-D). начало времени включения, чтобы цепь была готова к повторному запуску в следующее время выключения.

РИС. 4 – принципиальная схема, показывающая принципиальную схему в соответствии с третьим вариантом осуществления изобретения. Схема, показанная на фиг. 4 использует резистор, а не источник тока, чтобы уменьшить ток покоя, который требуется блоку. Схема ниже аналогична первому варианту, но несколько проще. Ток в конденсаторе больше не постоянный, но по-прежнему прямо пропорционален питанию. Начальный наклон кривой напряжения на V 1 будет приблизительно линейным и пропорционален питанию.Следовательно, если пороговое напряжение относительно низкое, схема будет приближаться к первой реализации. Если порог выше, напряжение перестает быть линейным, но все еще пропорционально питанию. В любой практической реализации этой схемы достаточно для обеспечения хорошей работы с фиксированной частотой.

Схема реализации имеет блок питания Vdd 105 . Первый дифференциальный усилитель , 110, имеет отрицательный вход, подключенный к опорному напряжению входного сигнала Vref.Первый дифференциальный усилитель , 110, имеет выходной сигнал, подключенный к затвору p-канального MOSFET 140 . Положительный вход первого дифференциального усилителя , 110, электрически соединен с источником p-канального MOSFET P 1 140 . Исток P-канального MOSFET P 1 140 подключен к резистивному элементу R 1 151 , а сток MOSFET с p-каналом 140 подключен к резистивному элементу R 2 152 .Компаратор COMP 1 130 имеет два входа, где первый положительный вход подключен к p-канальному MOSFET P 1, сток 140 , а второй отрицательный вход подключен к переключателю RST 156 и конденсатору. элемент C 1 160 . Второй переключатель , 170, включен последовательно с резистором , 155, . Выходом компаратора COMP 1 130 является сигнал «Min-off» 135 .

Это изобретение фиксирует частоту понижения в PFM, что значительно упрощает предотвращение влияния помех в практической конструкции.Фиксированная частота также дает другие преимущества в многофазных баках. В частности, он позволяет использовать фиксированную задержку между фазами для создания равноудаленных фазовых задержек. Это радикально упрощает создание многофазных баксов PFM.

Схема во втором варианте осуществления была спроектирована и смоделирована с использованием модели полного переключения понижающего ЧИМ с динамическим током сна. В таблице 1 ниже показаны результаты, полученные для второго варианта осуществления.

ТАБЛИЦА 1VinVoutFreq1Freq2 4.70.62.412.0840.62.342.063.20.62.242.054.712.172.08412.072.073.211.902.044.71.41.942.0841.41.792.063.21.41.552.01Tol.23% 1.68%

Первые два столбца показывают напряжение питания и выходное напряжение. По мере их изменения изменится рабочий цикл. Поскольку рабочий цикл изменяется, если минимальное время простоя фиксировано, частота будет сдвигаться. Ожидаемая частота для реализации с фиксированным минимальным временем бездействия указана в третьем столбце. Четвертый столбец показывает результаты при использовании схемы, как показано.Допуск указан внизу. Частота фиксированного минимального времени отключения цепи составляет 2,07 МГц +/- 23%. Частота предлагаемой схемы составляет 2,07 МГц +/- 1,68%. Этой точности более чем достаточно для создания многофазного понижающего преобразователя, использующего простую схему задержки для смещения каждой фазы.

Такой же эффект создается цифровым или полуцифровым способом. Например, если ток питания измерялся с помощью аналого-цифрового преобразователя, АЦП, и если минимальное время отключения можно было программировать цифровым способом.В этом случае цифровой преобразователь будет рассчитывать «правильное» минимальное время отключения для условий питания и выходного напряжения, чтобы обеспечить работу с фиксированной частотой. Этот вариант осуществления может применяться к любой комбинации чисто аналоговых, чисто цифровых или смешанных приложений. Точно так же схема должна подходить для большинства коммутационных архитектур, использующих режим работы с постоянным током, и, в частности, должна охватывать повышающие преобразователи, а также понижающие преобразователи.

РИС. 5 – методология создания улучшенного понижающего преобразователя в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) в соответствии с вариантом осуществления изобретения.Способ частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) с низкими нагрузками состоит из следующих этапов: первый этап , 170, , обеспечивающий понижающий преобразователь, имеющий режим частотно-импульсной модуляции (ЧИМ), второй этап , 180, , работающий в режиме ЧИМ с фиксированной частотой. где фиксированная частота устанавливается с использованием минимального времени отключения, третий этап , 190, устанавливает минимальное время отключения, пропорциональное (1-D), где D – рабочий цикл понижающего преобразователя.

Таким образом, здесь описывается новый понижающий преобразователь с фиксированной частотой и минимальным временем отключения.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.