Радиотракт: Радиотракт на микросхеме | Техника радиоприёма

4 Радиотракт – СтудИзба

          РАЗДЕЛ 2. Радиотракт

 Глава 4.  Входные цепи РПрУ

4.1. Назначения, виды и характеристики ВЦ

Входной цепью (ВЦ) называется  цепь, соединяющая антенну с первым усилительным или преобразовательным каскадом приемника. Основное назначение ВЦ – передача полезного сигнала от антенны ко входу первого активного элемента (АЭ) приемника и предварительная фильтрация помех. Отсюда основные требования к показателям качества:

1. Возможно больший коэффициент передачи по мощности К_рВЦ . При этом уменьшается и коэффициент шума Ш_ВЦ=1/К_рВЦ , а следовательно, уменьшается коэффициент шума всего приемника.

2. Обеспечение предварительной фильтрации накладывает требования к селективности по зеркальному каналу Se_зк , а следовательно, и к допустимой неравномерности АЧХ в полосе пропускания приемника.

3. Обеспечение перестройки ВЦ в заданном диапазоне от f_0min до f_0max.

Рекомендуемые файлы

4. Допустимые изменения резонансного коэффициента передачи K₀ по диапазону.

5. Допустимая расстройка контуров ВЦ за счет вносимых реактивных проводимостей (в первую очередь со стороны антенны.

Обычно ВЦ представляет собой пассивный четырехполюсник, содержащий один или несколько колебательных контуров (резонаторов), настроенных на частоту принимаемого сигнала. Наибольшее распространение получили одноконтурные ВЦ, особенно в приемниках с переменной настройкой, как наиболее простые, обладающие наименьшими потерями, следовательно наибольшим К_р. В радиовещательных приемниках ДВ и СВ применяются двухконтурные ПФ.

ВЦ классифицируются по виду фильтров и способам связи входного контура с антенной и входом следующего каскада.

На рис.4.1. приведена схема с трансформаторной связью с антенной и автотрансформаторной со входом следующего каскада. В схеме рис.4.2. использованы емкостная связь с антенной и полное подключение входного контура ко входу АЭ. В схеме рис.4.3. входной контур связан с антенным фидером через автотрансформатор. Кроме того, существуют непосредственная связь входного контура с антенной (ВЦ с ферритовой магнитной антенной) и комбинированная.

                        

Рис.4.1                                                              Рис.4.2

Рис.4.3

4.2. Способы настройки и перекрытия диапазона

Плавно настраивать контуры в заданном диапазоне частот можно, изменяя индуктивность или емкость (либо то и другое). Однако целесообразнее настройку осуществлять изменением емкости, так как только в этом случае добротность контура, определяющая его резонансный коэффициент передачи, не зависит от частоты настройки. Следовательно, настройка емкостью сопровождается менее резким изменением параметров контура (полоса  пропускания и эквивалентное сопротивление пропорциональны частоте). При настройке емкостью коэффициент  перекрытия диапазона

                          .

Если приемник должен работать в широком диапазоне частот (К_д>3), то диапазон разбивают на поддиапазоны. Переход от  одного поддиапазона на другой осуществляют переключением индуктивностей.

Основными способами разбиения диапазона на поддиапазоны являются разбиения с постоянным частотным интервалом (f_0imax-f_0imin=Df_пд=Const) и с постоянным коэффициентом перекрытия К_пд=f_0imax/f_0imin=Const. При втором способе обычно требуется меньшее число поддиапазонов, поэтому он более экономичен. В то же время с увеличением частоты в этом случае возрастает плотность настройки.

Вместо громоздких механических конденсаторов переменной емкости (КПЕ) в настоящее время обычно применяют варикапы, главное преимущество которых – малые размеры, механическая надежность, простота автоматического и дистанционного управлений настройкой. Схема включения варикапа в колебательный контур приведен на рис. 4.4. Регулирующее напряжение подается потенциометром от стабилизированного источника. Резистор R нужен для уменьшения шунтирующего действия на резонансный контур цепи управления настройкой.

Рис.4.4

Недостатком варикапов является существенная нелинейность их характеристик. Ослабить нелинейные эффекты можно, используя встречно-последовательное включение двух варикапов.

4.3. Анализ одноконтурной входной цепи

Общие соотношения, характеризующие работу одноконтурных ВЦ, не зависят от видов связи контура, поэтому рассматривать их можно  на примере любой схемы. Эквивалентная схема ВЦ с одиночным колебательным контуром  приведена на рис.4.5.

Рис.4.5

Здесь антенно-фидерная цепь представлена генератором тока  I _A  =  E _A / Z _A  с проводимостями g_A и B_A, которые включают в себя параметры элементов связи антенны с контуром R_A=R_ант+R_св; X_A= X_ант+X_св, где R_ант и X_ант – активное и реактивное сопротивление собственно антенны; R_св и X_св – активное и реактивное сопротивление элементов связи антенны с контуром. Вход первого активного элемента (АЭ) вместе с цепями смещения представлен проводимостью Y_вх=g_вх+jB_вх. Коэффициенты включения со стороны антенны и входа АЭ, соответственно определяются:

       m₁ = U₁ /U _ф                                                 (4.1)

       m₂ = U ₂ /U _ф                                                   (4.2)

где U_ф – напряжение на контуре.

Все элементы схемы можно пересчитать к контуру (на основе закона сохранения энергии):

; ; ;                                                         (4.3)

; ,

где m₁ и m₂ – определяются в соответствии с (4.1), (4.2).

Тогда схема  рис.4.5 преобразуется к виду рис.4.6.

Рис.4.6

Эквивалентная реактивная составляющая проводимости контура , а активная составляющая g_э=g_k+m₁²g_A+m₂²g_вх. (4.4)

Теперь эквивалентная схема ВЦ может быть представлена в виде параллельного колебательного контура с эквивалентными параметрами (рис.4.7).

Рис.4.7

 

Учитывая, что U _ф = I _А /Y _ф (по закону Ома) и проведя несложные преобразования, получим выражение для комплексного коэффициента передачи ВЦ:

                К_вц = U_вх /Е_А =m₁m₂R_э /Z_A (1 + jα)                               (4.5)

здесь R_{э –} эквивалентное сопротивление контура с учетом внесенных потерь;

 – обобщенная расстройка;

 – относительная расстройка.

Отметим, что при малых расстройках (в пределах полосы пропускания или расстройка по соседнему каналу) , где  – абсолютная расстройка;  – эквивалентное затухание;  – характеристическое сопротивление. Модуль коэффициента передачи (4.5)

         К = m₁m₂R_э / |Z_А |√1 + α²                        (4.6)

на резонансной частоте  и учитывая, что   в соответствии с (4.4)

                                               m₁m₂

K₀ = m₁m₂ R_э /|Z_A0| =  —————————————               (4.7)

                                   |Z_A0|(g_к + m₁²g_А + m²₂ g_вх)²

                           

 где  – модуль полного сопротивления антенной цепи на частоте резонанса эквивалентного входного контура.

Из (4.6.) и (4.7.) получим уравнение для характеристики избирательности

           K₀          |Z_A| m ₁(ω ₀)_{m2 (ω 0)}

Se = ――  =  ――――――――   √1 + α²                            (4. 8)

        K(ω)       | Z_A0| m ₁(ω)_{m2 (ω)}

                       

В общем случае согласно (4.8) коэффициенты m₁ и m₂ могут зависеть от частоты. Эту зависимость следует учитывать при больших расстройках  (например, по зеркальному каналу).

При малых расстройках, пренебрегая изменениям Z_A и коэффициентов включения от частоты, получим  

        ,                        (4.9)

что совпадает с уравнением характеристики избирательности одиночного контура. Из (4.9) полоса пропускания ВЦ при заданной неравномерности

,                                    (4.10)                                              

В частном случае при  из (4.10.) .

4.4. Условия обеспечения максимума резонансного коэффициента передачи ВЦ

Из (4.7) видно, что значения коэффициентов включения m₁ и m₂ оказывают двоякое влияние на величину резонансного коэффициента передачи. Например, при увеличении m₁ антенна сильнее возбуждает контур, но одновременно больше шунтирует его вносимой из антенны проводимостью. Для оценки степени шунтирования контура, как со стороны антенны, так и со стороны входа АЭ, вводится коэффициент шунтирования

.                                       (4.11)

Тогда из (4.7.)

.                                    (4.12)

       

Чтобы определить оптимальные (с точки зрения обеспечения максимума резонансного коэффициента усиления) значения m₁ и m₂ помимо выражения для K₀ (4.12) требуется выполнение еще одного условия, накладывающего ограничение на m₁ и m₂. Очевидно, целесообразно определять оптимальные значения m₁ и m₂ при условии заданной полосы, что эквивалентно заданию d_э, g_э или .

Выражая m₂ через m₁ и , подставляя полученное выражение в (4.12), беря частную производную по m₁ и приравнивая ее нулю, получим

.                                               (4.13)

Аналогично

.                                             (4.14)

из (4.12.) с учетом (4.13) и (4.14)

.                             (4.15)

Из (4.13) и (4.14) видно, что коэффициент передачи K₀ ВЦ максимален при одинаковом шунтировании контура, как со стороны антенны, так и со стороны входа следующего каскада, т.е. когда

.                                     (4.16)

Очевидно, значение K_0max (4.15) зависит от коэффициента шунтирования . При  (m₁=m₂=0) K_0max=0 (нет передачи энергии из антенны на вход АЭ). При  (контур с малыми потерями), имеем наибольшее возможное значение .

В случае идеального контура без потерь равенство вносимых проводимостей (4.16) соответствует одновременному согласованию входного контура как с антенной, так и со входом следующего каскада, что и обеспечивает получение наибольшего теоретически возможного коэффициента усиления. На самом деле условие (4.16) не соответствует согласованию ни с одной стороны, поэтому иногда называется условием оптимального рассогласования.

При работе с настроенными антеннами обычно стараются согласовать цепь антенны с ВЦ. Условие согласования с антенной предполагает равенство вносимой в контур активной проводимости из антенной цепи и собственной резонансной проводимости контура с учетом внесенной входной проводимости АЭ:

.                                      (4.17)

Из (4.17.) необходимый для согласования коэффициент включения

.

Отметим, что в высокочувствительных РПрУ коэффициент шума ВЦ, определяемый совместно с УРЧ, играет существенную роль. В этом случае коэффициент включения m₁ может выбираться из соображений минимизации шума преселектора (согласование по шумам). При этом значение m₁ несколько выше, чем в режиме согласования и при малошумящем усилителе приближается к единице.

Вопросы для самопроверки

1. Какие требования предъявляются к входным цепям?

2. Как осуществляется перестройка входной цепи в диапазонных приемниках?

3. Чем определяется АЧХ входной цепи?

4. Из каких соображений могут выбираться коэффициенты включения контура (или другого фильтра) входной цепи?

5. В каком случае целесообразно использовать согласование антенны с входной цепью?

Если Вам понравилась эта лекция, то понравится и эта – 17 Правила баскетбола.

6. Какими параметрами определяется коэффициент передачи входной цепи?

7. Каковы условия получения максимального коэффициента передачи входной цепи?

8. Как осуществляется электронная перестройка контуров входной цепи? Каковы ее достоинства и недостатки?

9. Как можно классифицировать входные цепи? Приведите примеры.

10. Изобразите эквивалентную схему одноконтурной входной цепи с автотрансформаторным включением антенны и следующего каскада. Как определяются соответствующие коэффициенты включения?

Радиотракт СВ-приемника прямого усиления

РадиотрактСВприемника прямогоусиления

Приемникипрямогоусиления, откоторыхсовершенноотказа­ласьпромышленностьиз–засложностиихнастройки, продолжа­ютпривлекатьвниманиерадиолюбителейхорошимкачеством приема, малымуровнемшума, отсутствиеминтерференцион­ныхсвистовиложныхнастроек, чем, увы, грешатсупергетеро­дины. АвторпубликуемойстатьипредложилоригинальныйУРЧ наполевыхтранзисторах, гдепоследниеусиливаютлишьток, анапряжениеповышаютавтотрансформаторы.

Такоерешение позволилопостроитьдвух– трехкаскадныерезонансныеУРЧ, несклонныексамовозбуждению. Представляется, чтопредло­женныерадиотрактыСВприемниковпрямогоусиленияпритща­тельнойнастройкемалоуступаютсупергетеродинным.

На рис. 1 приведена модифицированная схема радиочастотного тракта приемника. Добавление в УРЧ до­полнительного каскада на полевом транзисторе VT1 и второго перестраи­ваемого контура L3C4C2.2 дало воз­можность получить повышенную чувст­вительность и избирательность без за­хода в описанный в названной статье синхронный автодинный режим. При этом отсутствуют характерные для этого режима свисты при настройке. Приемник (“карманного” формата} с УРЧ, показанным на

рис. 1, с магнитной антенной длиной 95 мм и УЗЧ, ана­логичным приведенному в вышеназ­ванной работе, в вечерние и ранние ут­ренние часы принимал станции, уда­ленные на сотни километров.

Местная СВ станция (примерно 10. .15 км от места приема) прослуши­валась лишь на небольшом участке диапазона. Ранее автором было собрано и испытано несколько вариантов при­емников с одноконтурными УРЧ повышенной чувствительности по схемам из журнала “Радио”. Местная СВ станция прослушивалась на них практически по всему диапазону и весьма затрудняла поиск удаленных станций. Только точно настроившись на альтернативную стан­цию, удавалось избавиться от помех, создаваемых местной станцией. В предлагаемой конструкции за счет введения второго контура этот недо­статок в значительной мере преодолен.

Каскад на транзисторе VT1, включен­ном по схеме с общим стоком, является усилителем не напряжения, а мощнос­ти.

Низкое выходное сопротивление ка­скада на транзисторе VT1 и высокое входное сопротивление каскада на транзисторе VT2 позволяет повысить напряжение ВЧ сигнала на затворе транзистора VT2, выбрав соотношение числа витков катушек L2 и L3 примерно 1/10 (повышающий трансформатор). Подключение к катушке L3 второй сек­ции КПЕ превращает вторичную обмот­ку трансформатора в резонансный пе­рестраиваемый контур, что еще более повышает сигнал выбранной станции и, главное, значительно ослабляет сигна­лы соседних мешающих станций.

Некоторые дополнительные измене­ния в схеме исходного УРЧ объясняются желанием снизить напряжение питания до стандартных ныне 2…3 В, а также ис­пользовать возможно большее количе­ство деталей от старых, отслуживших свой срок радиоприемников. Система АРУ управляет усилением только второ­го и третьего каскадов УРЧ, она такая же, как в приемнике-прототипе [1].

Катушка магнитной антенны УРЧ L1 намотана на плоском стержне из фер­рита 400НН длиной 90… 100 мм. Она со­держит 65 витков литцендрата ЛЭШО 21×0,07.

Можно применить литцендрат другой марки, в том числе и самодель­ный . Конденсатор С2 емкостью 10…220пф— сдвоенный малогабарит­ный от приемника “Селга-402”. От этого же приемника использован переменный резистор с выключателем питания R7, подстроенные конденсаторы С1, С4. Ка­тушка второго контура намотана на кар­касе контура ПЧ того же приемника (пластмассовый каркас диаметром 4 мм с подстроечником из феррита диамет­ром 2,8 мм. помещенный в “юбку” из феррита). Обмотка катушки L3 содержит 195 витков провода ПЭЛ 0,11 (можно ПЭЛ, ПЭВ-20,1…0,12).Обмотка катушки L2 наматывается поверх обмотки L3 и со­держит 18 витков провода ПЭЛШО 0,1 (можно ПЭЛ, ПЭВ-2 0,1— 0,12). Испытывались и каркасы от контуров ПЧ прием­ника “Альпинист-407”. Данные катушек те же. Остальные конденсаторы кера­мические. Резисторы МЛТ. Транзисторы VT1, VT2 можно заменить на КПЗОЗБ, транзистор VT3 — на ГТ309, П416, П422 с любыми буквенными индексами и на другие германиевые высокочастотные транзисторы. Диоды VD1, VD2 могут быть серий Д2, Д9, Д18, Д20, Д311 с любыми буквенными индексами.

При налаживании УРЧ следует обра­тить внимание на правильность подклю­чения выводов обмоток катушек L2 и L3. При неправильном подключении усили­тель самовозбуждается на высокочас­тотном краю диапазона. Возбуждение на низкочастотном краю диапазона уда­ется подавить включением резистора с сопротивлением 50… 100 Ом между эмиттером транзистора VT3 и общей точкой резистора R4 и конденсатора С6 (такая необходимость может возникнуть при макетировании или при неудачном монтаже). Чтобы установить режим транзистора VT3, необходимо вынуть стержень из катушки L1 и заблокировать резистор R5 керамическим конденсато­ром емкостью 0,05—0,1 мкФ. Этим уст­раняют ВЧ сигналы из радиотракта, Подбором резистора R2 следует уста­новить на коллекторе транзистора VT3 напряжение 1,3…1,5 В относительно общего провода.

Затем надо снять блокирующий кон­денсатор, вернуть на место стержень магнитной антенны и настроиться на местную, мощную станцию. Вращением подстроечника катушек L2, L3 следует добиться максимальной громкости приема. Дальнейшую настройку необходимо вести в вечернее время, когда улучшается прохождение радиоволн в СВ диапазоне. Сначала надо настро­ить приемник на слабо слышимую стан­цию на низкочастотном краю диапазо­на. Вращением подстроечника катушки L3 и перемещением по стержню катуш­ки L1 следует добиться максимальной громкости приема. Затем надо настроить приемник на слабо слышимую стан­цию на высокочастотном краю диапазо­на. Подстроенными конденсаторами С1 и С4 опять надо добиться максималь­ной громкости приема. Процедуру на­стройки контуров желательно повто­рить несколько раз. Этим достигают точного сопряжений настроек контуров во всем диапазоне СВ.

Усилитель подключен к источнику питания непосредственно, без обычно­го развязывающего низкоомного ре­зистора. При достаточно большой ем­кости оксидного конденсатора (около 470 мкФ) в УЗЧ, шунтирующего бата­рею питания, проблем с самовозбужде­нием не возникает.

УРЧ можно собрать и на одних поле­вых транзисторах. На рис. 2 приведена схема двухкаскадного УРЧ. Режимы ра­боты транзисторов в этом варианте усилителя подгонять не нужно, важно лишь установить транзисторы, имею­щие небольшой ток стока при нулевом смещении на затворе, например, КПЗ0ЗА или КПЗ0ЗБ. При настройке можно обойтись даже без авометра, достаточно иметь лишь отвертку и па­яльник. Избирательность приемника с таким УРЧ примерно такая же, что и у приемника, описанного выше. Чув­ствительность его несколько ниже. Но чувствительность удается повысить, увеличив длину стержня магнитной антенны. При использовании стержня от приемника “Альпинист-407” длиной 200 мм и диаметром 10 мм число вит­ков катушки L1 уменьшают до 40. Для автотрансформатора L4 можно ис­пользовать такой же каркас, что и для катушек L2 и L3 в УРЧ по схеме

рис. 1 Но лучше его намотать на кольце из феррита с магнитной проницаемостью 400… 1000 и диаметром около 10 мм (подойдет, например, “юбка” контура ПЧ перечисленных выше приемников). Автотрансформатор содержит 280 вит­ков провода ПЭЛШО 0,1. Отвод делают от 70-го витка, считая от вывода, соединенного с общим проводом. Каркас для намотки катушек L2, L3 и числа их вит­ков такие же, как и у приемника по схе­ме рис. 1. Методика настройки конту­ров также остается прежней. Правиль­ная фазировка обмоток катушек L2 и L3 обязательна.

Для любителей поэкспериментиро­вать можно предложить вариант УРЧ на трех полевых транзисторах. На рис. 3 показана схема дополнительного кас­када на транзисторе VT3. Он включает­ся между точками а и б в схеме, изобра­женной на рис. 2. Автотрансформатор L5 наматывают на кольце из феррита с внешним диаметром 10 мм и магнит­ной проницаемостью 400. ..1000. Число витков 280 с отводом от 70-витка, счи­тая от вывода, соединенного с общим проводом. Провод ПЭЛШО-0,1. Авто­трансформатор L4 в этом варианте со­держит 350 витков провода ПЭЛШО 0,1 с отводом от 70-го витка. Кольцо такое же. Данные катушек L1, L2, L3 такие же. как и в первом варианте. Длина магнит­ной антенны 90—100 мм. Методика на­стройки контуров описана выше. Харак­теристики усилителя примерно те же, как и в первом варианте.

В заключение следует заметить следующее. Уменьшая номинал резистора R1 во всех вариантах усилителя, можно повысить громкость приема слабых станций, но вероятность самовозбуж­дения возрастет. При подключении вы­шеописанных усилителей к УНЧ с низ­ким входным сопротивлением емкость конденсатора СЮ, возможно, придется увеличить.

ЛИТЕРАТУРА

1. Поляков В. Автодинный синхронный приемник. — Радио, 1994. № 3, с. 10—13.

2 Полякове. Рамочная средневолновая антенна. — Радио, 1994, № 1, с. 19, 20.

3. Поляков В. Средневолновый приемник прямого усиления: Сб.: “В помощь радиолю­бителю”, вып. 95, С. 41—51. — М: ДОСААФ, 1986.

Сигнальный радиотракт прямого преобразования » S-Led.Ru

В некоторых случаях требуется простой радиосигнализатор, — комплект из двух устройств, одно из которых расположено на подконтрольном объекте, а второе на некотором удалении, — у оператора. При возникновении события, за которым должен следить сигнальный радиотракт, на передающий блок, расположенный на объекте, подается питание и этот блок излучает радиосигнал. Приемный блок, расположенный у оператора, этот сигнал принимает и издает звуковой сигнал.

В таких устройствах, обычно используется маломощный передатчик с AM или ЧМ и приемный тракт, супергетеродинный или сверхрегенеративный. Обоим типам схем свойственны недостатки. Супергетеродинная схема стабильна и чувствительна, но требует наличия пары кварцевых резонаторов для приемника и передатчика, с разносом частот на значение ПЧ. Сверхрегенератор же крайне нестабилен.

Если нам не требуется какая-то кодировка радиосигнала, то можно воспользоваться телеграфной схемой. Передатчик будет излучать не модулированный радиосигнал, а приемник будет построен по схеме прямого преобразования частоты. При включении передатчика на выходе приемника будет сигнал биений (около 1000 Гц), который и поступит на звукоизлучатель. В этом случае в приемнике и передатчике будут использовать одинаковые кварцевые резонаторы, резонансные частоты которых, при помощи катушек индуктивности будут сдвинуты относительно друг друга так, чтобы обеспечить требуемую частоту биений.

В литературе предложена масса схем приемников прямого преобразования, и для этого устройства можно выбрать практически любую из них, но в данной статье описывается сигнальный тракт, оба узла которого (приемник и передатчик) построены на одинаковых микросхемах — МС2833.
Микросхема МС2833 предназначена для построения передатчика с ЧМ, её функциональная схема показана на рисунке 1. Микросхема содержит задающий генератор с буферным усилителем, частотный модулятор, микрофонный усилитель, стабилизатор питания и два транзистора.

Рис. 2

Схема передатчика не модулированного радиосигнала показана на рисунке 2. Используется только задающий генератор с буферным усилителем, стабилизатор питания и один из транзисторов, работающий в выходном каскаде передатчика. Частота задающего генератора вдвое ниже частоты канала, она определяется кварцевым резонатором Q1. Отклонение частоты можно выполнить подстройкой катушки L1, включенной последовательно с кварцевым резонатором. Контур L2-C4 настроен на частоту канала, он включен в коллекторную цепь выходного транзистора.

Приемный тракт выполнен так же на микросхеме МС2833, хотя такое применение не является для неё типовым. Задающий генератор выполняет роль гетеродина, один из транзисторов служит предварительным унч, микрофонный усилитель выполняет роль основного УНЧ, а на втором транзисторе построен выходной каскад, в коллекторной цепи которого включен электромагнитный звукоизлучатель. Таким образом весь приемник прямого преобразования выполнен на активных элементах микросхемы МС2833.

Рис. 3

Принципиальная схема приемного тракта показана на рисунке 3. Сигнал от антенны поступает во входной контур L1-C1, настроенный на частоту канала. Выделенный сигнал поступает на смеситель на диодах VD1 и VD2. На смеситель подается напряжение гетеродина, вдвое ниже частоты входного сигнала (с вывода 14). Разностный сигнал через простой ФНЧ R1-C4 и разделительный конденсатор С5 поступает на транзисторный предварительный усилитель. Напряжение смещения на базе этого транзистора устанавливается резисторами R2 и R3. В коллекторной нагрузке — R4. С коллектора этого транзистора усиленный ЗЧ-сигнал поступает на микрофонный усилитель микросхемы (выводы 5 и 4). Коэффициент усиления этого усилителя зависит от резистора в цепи его ООС — R5. С выхода микрофонного усилителя ЗЧ-сигнал поступает на усилитель мощности, выполненный на втором транзисторе, базовое смещение которого задается резистором R6, а в коллекторной цепи включен электромагнитный капсюль В1.

В передатчике все используемые конденсаторы керамические, типа К10-7 или КТ, КД. Конденсаторы С1, С2 и С4 должны иметь минимальный ТКЕ, в противном случае параметры передатчика будут сильно зависеть от окружающей температуры.

Для намотки катушки L1 передатчика и катушек L1 и L2 приемника используются каркасы диаметром 7 мм с подстроечными резьбовыми сердечниками СЦР-1. Заготовкой для этих каркасов служат каркасы от контуров УПЧИ или УПЧЗ старых ламповых чернобелых телевизоров типа УНТ, УЛПТ или аналогичных. Основание у такого каркаса отпиливается, затем из циллиндрической части вывинчиваются оба подстроечных сердечника. После, цилиндрическую часть нужно распилить на две равные части, в которые нужно ввинтить по подстроечному сердечнику (которые были предварительно вывинчены). Таким образом, из одного каркаса от телевизора получается два каркаса для контурных катушек с сердечником.

Катушка L1 передатчика содержит 27 витков провода ПЭВ 0,12. Катушка L2 не имеет каркаса и сердечника, её внутренний диаметр 7 мм. Она содержит 12 витков провода ПЭВ 0,56. Отвод сделан от её середины. Катушка L3 — это дроссель ДПМ-01 индуктивностью около 5 мкГн. В качестве антенны используется проволочный штырь длиной около 50 см. Требования к контурным конденсаторам приемника такие же как и конденсаторам передатчика. Диоды КД503 можно заменить на КД510 или КД514. Электромагнитный звукоизлучатель должен иметь сопротивление не менее 32 От.

Для намотки катушек приемника используются такие же каркасы с сердечниками. Катушка L1 содержит 9 витков провода ПЭВ 0,31, с отводом от 2-го витка считая снизу по схеме. Катушка L2 содержит 27 витков провода ПЭВ 0,12. Дроссель DL1 — ДПМ 0,1 на 60 мкГн. Катушки приемника экранированы прямоугольными экранами, спаянным из листовой тонкой латуни. Для налаживания передатчика удобно пользоваться осциллографом типа С1-65А, на входе которого подключить объемную катушку диаметром 50 мм из 4-5 витков толстого обмоточного провода.

Сначала нужно отключить вывод 11 А1 (рис. 2) от общего минуса питания, и подстраивая катушку L1 добиться появления частоты около 13,5 МГц на выводе 14 А1 (проверять осциллографом пока без объемной катушки на входе). Затем подключить ко входу осциллографа объемную катушку, подключить к выходу передатчика антенну и восстановить соединение вывода 11 А1. Катушка, включенная на входе осциллографа должна быть расположена на расстоянии около 0,5-1 метра от антенны передатчика. Теперь, наблюдая за экраном осциллографа, нужно изменяя индуктивность L2 (путем сжимания или растягивания её витков) добиться получения четкой и правильной синусоиды частотой 27 МГц (нужно быть внимательным, и следить за тем, чтобы выходной контур не оказался настроенным на 13,5 МГц).

Настройка приемника. Сначала нужно убедиться в работоспособности гетеродина, проверив наличие напряжения частотой 13,5 МГц на выводе 14 А1 (рисунок 3). Если нужно, то подстроить L2 и (или) подобрать номинал
резистора R7. После того как появилась уверенная генерация, расположите приемник на расстоянии в несколько метров от передатчика, подключите к его входу антенну, и совсем понемногу подстраивая L1 передатчика и L2 приемника добейтесь появления в звука из В1, тональностью, примерно, 0,5…1,5 кГц.

После этого, удаляясь с приемником от передатчика, подстраивайте катушку входного контура L1, так, чтобы дальность приема получалась наибольшей. Практически, дальность получается около 100 метров.

Цифровой радиотракт трансивера DDC Module 2 – Мои статьи – Каталог статей

 Как известно, моя первая попытка построить плату универсального цифрового радиотракта была использована преимущественно в трансиверах “Тюльпан”. В этот раз я решил пострить аналогичную плату с прицелом на трансиверы на базе известного проекта M0NKA – UHDSDR, OVI-40, Sparrow и других клонов.

Так как все вышеупомянутые конструкции это малогабаритные и маломощные QRP трансиверы, задачи стояли соответствующие – минимальные размеры платы и минимальный ток потребления. 
   Естесственно, без 4-ех слойной платы и ПЛИС в UBGA корпусе размером 14х14мм обойтись не удалось, блокирующие конденсаторы под ПЛИС типоразмера 0402.

   Впрочем, все это паяется вручную достаточно легко, но для контроля уже требуется лупа или, еще лучше, микроскоп.
   Остальные пассивные компоненты обычные, размером 0603.
   Для приема и формирования радиосигналов используется соответственно АЦП 14 бит AD9649 и ЦАП AD9707, которые работают с частотой семплирования 80 МГц (или около того). Это самые низкопотребляющие чипы в своем классе.
  На плате отсутствуют какие-либо усилители радиосигнала. Вход / выход АЦП / ЦАП приводятся к сопротивлению накрузки 50 Ом с помощью трансформаторов 1:4 , сигналы фильтруются с помощью ФНЧ с частотой среза 30 МГц. 

   Задающий тактовый генератор в данной конструкции используется хорошо зарекомендовавший себя программируемый генератор 5P49V5923B, который тактируется от обычного 10 МГц генератора и может выдавать 80 МГц или 76.8 МГц тактовую частоту. Благодаря этому, плата модуля может формировать выходные семплы кратные 48 или 50 кГц.

   Вообще, схемотехника продумана так, что плата может выступать в роли ведущего, выдавая нужные частоты на процессор ЦОС, так и в роли ведомого, работая от внешнего тактирования. Это зависит от программной реализации в ПЛИС и позволяет в большинстве случаев просто подключить плату модуля вместо заукового кодека в существующей конструкции.

    Я именно это и сделал в известной конструкции трансивера Sparrow (автор SP3OSJ), который построен на базе схемотехники UHDSDR.
   Прошивка ПЛИС была разработана для работы I2S интерфейса в режиме ведомого, выдавая и принимая семплы с частотой 48кГцб 32 бит на семпл.
   Чтобы плата модуля и процессор были синхронизированы по частоте, задающий генератор процессора я удалил и подал нужные 16 МГц на него с платы модуля. Так как модуль начинает выдавать тактовую частоту спустя некоторое время после подачи питания, процессор отказывался запускаться, думая что генератор неисправен. Проблема решилась легко с помощью еще одного проводка на вывод сброса процессора, тепеь модуль позволяет ему начинать работу когда частота на тактирующем выводе установилась
   В итоге все заработало:

    Распиновка выводов разъема модуля оказалась следующая

Где DIN, DOUT, LRCLK, BCLK – стандартные линии шины I2S
SCL, SDA – линии шины I2C для управления частотой настройки модуля и другими параметрами
MCLK – частота 16 МГц для тактирования процессора 
/RES – инверсный сигнал сброса для процессора
OF –  выход сигнала переполнения АЦП
CW – вход сигнала формирования CW сигнала модулем.

     Для питания цепей применены высокоэффективные импульсные преобразователи серии SC189, которые установлены на плате под экраном, гасящим возможные помехи от них. 
Модуль питается от напряжения 5 Вольт с током потребления около 120 мА.

   Все линии управвления являются логическими с уровнем 3.3 Вольт и не терпят превышения напряжения на них выше 4.1 и ниже  -0.6 Вольт.

   Общий размер платы 65 х 27 мм.

   Управление всеми параметрами модуля осуществляется через шину I2C, только запись в модуль. Адресный байт – D2.
Протокол управления очень прост, за один цикл записи передается 10 байт в виде:

Start -> Address -> RXF3(MSB)_byte -> RXF2_byte -> RXF1_byte -> RXF0(LSB)_byte -> 
-> TXF3(MSB)_byte -> TXF2_byte -> TXF1_byte -> TXF0(LSB)_byte -> SRATE -> TXLEVEL-> Stop

Где RXF – частота приемника в Герцах, 4 байта
TXF – частота передатчика в Герцах, 4 байта
SRATE – частота выходных семплов 0 – 48/50 kHz, 1 – 96/100 kHz, 2 – 192/200 kHz, 3 – 394/400kHz
TXLEVEL – уровень выходной мощности передатчика 0 – 255

Заказать плату DDC Module 2 можно тут :

Исходники платы, прошивки на GitHub

Обсудить DDC module 2 на форуме

AVR-USB-MEGA16: управление радиотрактом магнитолы RX-ES20 от компьютера | avr-working-with-usb

Описывается консольное управление синтезатором LC72131 (через командную строку виртуального USB COM-порта), встроенным в радиотракт магнитолы Panasonic RX-ES20.

Микроконтроллер ATmega32 подключен с одной стороны по USB к компьютеру (через класс USB CDC библиотеки V-USB, благодаря которому в компьютере получается виртуальный COM-порт), а с другой стороны – к синтезатору частоты LC72131 радиотракта магнитолы RX-ES20. К виртуальному COM-порту можно подключится стандартной терминальной программой (HyperTerminal, TerraTerm, SecureCRT) и текстовыми командами (а также кнопками “вверх”, “вниз”) управлять настройкой приемника.

Проект делался с целью разобраться с работой синтезаторов частоты на примере LC72131. Синтезаторы частоты применяются для управления частотой гетеродина супергетеродинного приемника (т. е. приемника, построенного на принципе преобразования входной радиочастоты в промежуточную).

[Как устроен синтезатор частоты радиоприемника]

Работает синтезатор частоты довольно просто. На рисунке показана упрощенная схема построения синтезатора частоты магнитолы RX-ES20 (её радиотракт построен на двух микросхемах – TA2008 и LC72131) – опущены неважные с точки зрения понимания общего принципа узлы (например, ФНЧ на выходе фазового детектора, кварцевый генератор, управление, детали внутренней структуры микросхемы синтезатора). Внутри синтезатора имеется делитель частоты с программируемым коэффициентом деления N. На его вход подается частота гетеродина (как известно, от частоты гетеродина зависит частота, на которой идет радиоприем). Частота с выхода счетчика сравнивается с некоей опорной частотой, которая имеет стабильную частоту и фазу (вырабатывается от кварцевого резонатора). Значение опорной частоты определяет шаг перестройки синтезатора, а коэффициент деления счетчика N – частоту настройки приемника.

Как это работает? На первый взгляд неочевидно, что частота гетеродина F равна произведению коэффициента деления счетчика N и значения опорной частоты Fref. Давайте рассмотрим поподробнее. В установившемся режиме (его еще называют режим захвата частоты, lock state) частота на выходе счетчика совпадает по частоте и фазе с частотой опорного генератора. Если по какой-то причине (например, из-за температурного дрейфа параметров или из-за изменения напряжения питания) частота гетеродина изменится, то изменится и частота и фаза на выходе счетчика. Это вызовет появление напряжения на выходе фазового детектора, и произойдет изменение напряжения настройки Utune – оно прикладывается к варикапам гетеродина и влияет на емкость варикапов и, следовательно, на частоту гетеродина. Именно поэтому F=N*Fref.

Когда мы меняем коэффициент деления счетчика N, то частота на выходе счетчика (F/N) также перестает совпадать с опорной частотой (Fref). На выходе фазового детектора появляется постоянное напряжение (Utune), которое перестраивает варикап таким образом, что частота на выходе счетчика и опорная частота уравниваются. Таким образом, частота настройки гетеродина F равна N*Fref.

Итак, с частотой настройки гетеродина разобрались. Осталось вычислить частоту, на которой будет работать приемник, если гетеродин настроен на частоту F. Вы, наверное, знаете, что в супергетеродинном приемнике основное усиление сигнала происходит на промежуточной частоте, или ПЧ (так как на фиксированной полосе частот легко получить стабильное и большое усиление). В магнитоле RX-ES20 значение ПЧ равно 459 кГц для диапазона СВ (AM MW 522..1629) и 10.7 МГц для диапазона УКВ (FM 87.5..108 МГц). Частота приема Frec равна разности частоты гетеродина F и промежуточной Fmf (Frec = F-Fmf). Разности потому, что так проще вырезать входными фильтрами помеху по зеркальному каналу (в подробности вдаваться не будем). Например, чтобы настроить радиоприемник магнитолы RX-ES20 на частоту 1476 кГц (диапазон СВ, или MW), нужно гетеродин настроить на частоту 1476+459=1935 кГц.

[Схема подключения микроконтроллера ATmega32 к тюнеру RX-ES20]

Особенностей подключения никаких, т. к. все управляющие сигналы – стандартные цифровые. Для получения постоянного напряжения 9 вольт (оно нужно для питания тюнера) взял конвертор DC-DC от старой сетевой карты. Просто привожу схему подключения и схему радиотракта магнитолы RX-ES20.

[Как управляется радиоприемник магнитолы RX-ES20 от компьютера]

Для этого не нужна никакая специальная программа. Достаточно подключить запрограммированную макетную плату AVR-USB-MEGA16 к компьютеру и запустить любимый терминальный клиент (мне очень нравится SecureCRT, весьма рекомендую). После подключения к виртуальному COM-порту макетной платы (плата запрограммирована так, что видна в операционной системе Windows как COM-порт) Вы получаете командную строку, через которую можете управлять радиоприемником. Можно ввести цифры частоты в килогерцах и нажать Enter, и приемник сразу перестроится на эту частоту – доступен диапазон от 500 кГц до 160 МГц, но радиотракт магнитолы способен принимать, как я уже упоминал, только на диапазонах СВ и УКВ.

Имеются также следующие команды:

? показать общую подсказку по командам.
F показать частоту настройки радиоприемника и частотомером замерить частоту на выходе радиотракта (правда, частотомер работает неправильно, я пока не разобрался, почему).
P показать состояние входных (I2, I1) и выходных (BO4..BO1) портов синтезатора LC72131. Порт I1, в частности, подключен к сигналу стереоприема (см. принципиальную схему радиотракта).
P=bbbb установить состояние выходных портов синтезатора. Порт BO2 переключает в приемнике режимы моно/стерео (работает только на FM, см. также принципиальную схему радиотракта).
I показать подробную информацию по состоянию внутренних управляющих бит синтезатора (что означает каждый бит – см. Ссылки, описание микросхемы LC72131).
T показать время работы (в секундах) с момента включения питания
S сохранить текущие настройки в энергонезависимой памяти (частота настройки радиоприемника, состояние портов BO4..BO1, состояние бит ULx и DZx).
UL=bb поменять значение бит UL1 и UL0.
DZ=bb поменять значение бит DZ1 и DZ0.

Курсорными стрелками “вверх” и “вниз” можно быстро менять частоту настройки вверх и вниз соответственно. Перестройка производится с шагом в 1 кГц в диапазоне 500 кГц .. 29.999 МГц и с шагом 25 кГц в диапазоне 30 .. 160 МГц.

[Ссылки]

1. Описание микросхемы синтезатора частоты Sanyo LC72131.
2. 100602Radio-synt-LC72131.zip – Firmware управления радиотрактом приемника на ATmega32 (можно применить также и ATmega16) – исходники (проект для AVR Studio), готовые прошивки, драйвер COM-порта, даташиты, сервисное руководство магнитолы RX-ES20, фотографии.
3. Приемник P-45 site:p-45.narod.ru – радиолюбительский сканирующий приемник 45..855 МГц, управляется ATmega8, исходники открыты. Спасибо автору за замечательную конструкцию и исходники, которые мне помогли в запуске синтезатора LC72131.
4. Макетная плата AVR-USB-MEGA16.
5. GitHub – RodLophus/SanyoCCB: Arduino library for Sanyo CCB Bus site:github.com.

Калибровка радиотракта радиотелескопа РТ-7,5 при мониторинге сигналов навигационных космических аппаратов – page 1

РАДИОЛОКАЦИЯ И РАДИОНАВИГАЦИЯ

УДК 629.78

КАЛИБРОВКА РАДИОТРАКТА РАДИОТЕЛЕСКОПА РТ-7,5

ПРИ МОНИТОРИНГЕ СИГНАЛОВ НАВИГАЦИОННЫХ

КОСМИЧЕСКИХ АППАРАТОВ

И.Б. Власов

,

В.П. Михайлицкий

,

В.С. Рыжов

МГТУ им. Н.Э. Баумана, Москва, Российская Федерация

e-mail:

Рассмотрен метод абсолютной калибровки измерительной системы радио-

телескопа РТ-7,5 в L-диапазоне для задачи оценки эквивалентной изотропно-

излучаемой мощности навигационных спутниковых сигналов по радиоизлучению

Солнца. Показана возможность использования данных сети солнечных радио-

телескопов (RSTN) для определения спектральной плотности потока мощно-

сти радиоизлучения Солнца в L-диапазоне. Приведены результаты абсолютной

калибровки радиотелескопа РТ-7,5 в диапазоне ГЛОНАСС L1 (1602МГц) и L2

(1246МГц).

Ключевые слова

:

глобальные навигационные спутниковые системы

(ГЛОНАСС), радиотелескоп РТ-7,5, радиоизлучение Солнца, спектраль-

ная плотность потока мощности, абсолютная калибровка, эквивалентная

изотропно-излучаемая мощность.

RADIO ROAD CALIBRATION OF RADIO TELESCOPE RT-7.5 DURING

SIGNAL MONITORING OF NAVIGATIONAL SPACECRAFT

I.B. Vlasov

,

V.P. Mikhailitskiy

,

V.S. Ryzhov

Bauman Moscow State Technical University, Moscow, Russian Federation

e-mail:

The method of absolute calibration of radio telescope RT-7.5 measuring system within

L-band is considered in order to estimate an equivalent isotropic eradiating power

of navigational satellite signal by solar radio-frequency emission. The opportunity

of using data of The Radio Solar Telescope Network (RSTN) is presented to identify

the spectral power flux density of solar radio-frequency emission within L-band.

The absolute calibration results of radio telescope RT-7.5 within GLONASS L1-band

(1602 МHz) and L2-band (1246 МHz) are given.

Keywords

:

Global Navigation Satellite System (GLONASS), radio telescope

RT-7.5, solar radio-frequency emission, spectral power flux density, absolute

calibration, equivalent isotropic eradiating power.

В настоящее время наземный контроль сигналов глобальных нави-

гационных спутниковых систем связи (ГЛОНАСС) является актуаль-

ной задачей. Применение для этой цели крупноапертурных зеркаль-

ных антенн с большим коэффициентом усиления значительно увели-

чивает отношение сигнал/шум на входе приемной системы, а также

обеспечивает пространственную селекцию сигнала по сравнению со

слабонаправленной антенной аппаратуры потребителя [1–3].

Одной из задач, решаемых наземными станциями контроля, ис-

пользующими крупноапертурные зеркальные антенны, является оцен-

ка эквивалентной изотропно-излучаемой мощности (ЭИИМ)

96 ISSN 0236-3933. Вестник МГТУ им. Н.Э. Баумана. Сер. “Приборостроение”. 2014. № 6

В рубрику “Решения корпоративного класса” | К списку рубрик  |  К списку авторов  |  К списку публикаций

Иван Стригин
Менеджер по работе с ключевыми клиентами
компании “КОНЦЕПТ ТЕХНОЛОГИИ”

Пассивные интермодуляционные помехи (PIM) известны в радиосвязи давно, в том числе и под названиями “диодный эффект” или “эффект ржавого болта”. Однако именно сейчас, по мере роста плотности используемых частот и увеличения мощностей передатчиков, проблема PIM становится все более актуальной.

Как известно, при прохождении двух и более частот через элементы с нелинейными характеристиками, образуется бесконечное множество паразитных частот f_im (интермодуляционных продуктов различных порядков), описываемых для двух исходных частот f₁ и f₂ как:

f_im = mf₁ ± nf₂,

где m и n целые числа.

Говоря о порядке интермодуляционного продукта, имеют в виду сумму значений тип. Так, например, продукты третьего порядка могут описываться как:

f_im = 2f₁ ± f₂.

К сожалению, пассивные элементы радиотракта, такие как разъемы, сумматоры (комбайнеры), антенны – в реальности не являются компонентами с линейными характеристиками. Любое загрязнение, окисление контактов, стык различных металлов или слабая фиксация разъема приводят к появлению интермодуляционных продуктов.

Наиболее остро проблема PIM стоит в области мобильной связи, поскольку именно здесь сочетаются все основные условия их возникновения:

• наличие двух и более частот в одном антенно-фидерном устройстве;
• единый антенно-фидерный тракт приема и передачи;
• высокая частота и мощность передаваемого сигнала;
• высокая чувствительность приемника;
• использование частот передатчика, приводящих к появлению интермодуляционного продукта третьего порядка, попадающего в частотный диапазон приемника (например, при использовании частот GSM-передатчика 930 и 955 МГц, интермодуляционный продукт третьего порядка (905 МГц) попадает в диапазон частот приемника).

Для широкополосных сигналов, таких как WCDMA или OFDM сигналов LTE и WiMAX, ситуация усугубляется эффектом существенного расширения полосы интермодуляционных продуктов относительно полосы исходного сигнала, что приводит к повышению шумов соседних каналов.

Несмотря на то что уровень мощности PIM относительно передаваемого сигнала незначителен и понижается с каждым порядком с учетом уровня принимаемого сигнала и чувствительности приемника, иногда нельзя сбрасывать со счетов PIM 5-го, 7-го и более порядка.

В ряде случаев исключить влияние PIM на принимаемый сигнал можно уже на этапе частотного планирования сети: выбирая частоты, необходимо учитывать возможные исключающие появления наиболее опасных интермодуляционных продуктов 3-го порядка в диапазоне принимаемых частот. Если же такой выбор сделать не удается, то остается либо полагаться на качество монтажа и используемых компонентов, либо проводить испытания АФУ.

Современные производители измерительного оборудования не обошли своим вниманием проблему возникновения PIM, и сегодня техническим специалистам доступен ряд специализированных анализаторов. Как правило, анализаторы пассивной интермодуляции имеют различные частотные модели (700 МГц, GSM 850/900/ 1800/1900 МГц, 1900/2100 МГц), различные уровни мощности (20 или 40 Вт) и могут проводить измерения коэффициента стоячей волны и обратных потерь. Это позволяет проводить комплексное тестирование АФУ как на этапе развертывания, так и в процессе эксплуатации.

Устранение выявленных источников PIM является неотъемлемой частью работ по оптимизации сетей мобильной связи, поскольку позволяет с минимальными затратами увеличить радиопокрытие и улучшить качество связи, что в итоге положительно сказывается на качестве предоставляемых услуг.

КОНЦЕПТ ТЕХНОЛОГИИ
142784 Москва,
бизнес-парк “Румянцево”,
блок Б, подъезд 6, офис 701Б
Тел.: (495) 775-3175
Факс: (495) 775-3175, доб. 109
E-mail: [email protected]
www.c-tt.ru

Опубликовано: Журнал “Технологии и средства связи” #2, 2013
Посещений: 8037

Статьи по теме

Автор   Иван СтригинМенеджер по работе с ключевыми клиентами компании “КОНЦЕПТ ТЕХНОЛОГИИ” Всего статей:  1

В рубрику “Решения корпоративного класса” | К списку рубрик  |  К списку авторов  |  К списку публикаций

---

Общие сведения о потере пути радиосигнала

Потери на пути радиосигнала – особенно важный элемент в конструкции любой системы радиосвязи или беспроводной системы. Потери на пути радиосигнала будут определять многие элементы системы радиосвязи, в частности мощность передатчика и антенны, особенно их усиление, высоту и общее расположение. Потери на радиотракте также будут влиять на другие элементы, такие как требуемая чувствительность приемника, используемая форма передачи и ряд других факторов.

В результате необходимо понимать причины потерь на радиотракте и уметь определять уровни потерь сигнала для данного радиотракта.

Потери на пути

Потери на трассе – это потеря мощности радиочастотного сигнала, проходящего (распространяющегося) в пространстве. Выражается в дБ. Потери на трассе зависят от:

1. Расстояние между передающей и приемной антеннами.
2. Расстояние в прямой видимости между приемной и передающей антеннами.
3. Высота антенны

Три типа моделей потерь на пути следования:

• Эмпирические модели
• Полудетерминированные модели
• Детерминированные модели

Кратко их можно пояснить ниже:

1. Эмпирические модели: основанные на данных измерений, простые (несколько параметров), с использованием статистических свойств, не очень точные
2. Полудетерминированные модели: на основе эмпирических моделей + детерминированные аспекты
3. Детерминированные модели: специфичные для сайта, требуют огромного количества геометрической информации о сайте, очень важны вычислительные усилия, точны

Потери на свободном пути

В электросвязи потери на трассе в свободном пространстве (FSPL) – это потеря мощности сигнала электромагнитной волны, которая возникает в результате прямой видимости пути через свободное пространство (обычно воздух), при отсутствии поблизости препятствий, вызывающих отражение или дифракцию. .Он определен в «Стандартных определениях терминов для антенн», IEEE Std 145-1983, как «Потери между двумя изотропными излучателями в свободном пространстве, выраженные как отношение мощностей». Обычно он выражается в дБ, хотя в стандарте IEEE этого не сказано. Таким образом, предполагается, что коэффициент усиления антенны равен 1,0 или 0 дБ. Он не включает какие-либо потери, связанные с дефектами оборудования или влиянием какого-либо усиления антенн.

Возможны многие причины потерь на радиотракте:

• Потеря свободного пространства: Потеря свободного пространства происходит при прохождении сигнала в пространстве без каких-либо других эффектов, ослабляющих сигнал, и она все равно будет уменьшаться по мере распространения.Это можно рассматривать как распространение сигнала радиосвязи как постоянно увеличивающуюся сферу.
• Потери на поглощение: Потери на поглощение возникают, если радиосигнал проходит в среду, которая не полностью прозрачна для радиосигналов. Это можно сравнить со световым сигналом, проходящим через прозрачное стекло.
• Дифракция: Дифракционные потери возникают, когда объект появляется на пути. Сигнал может рассеиваться вокруг объекта, но возникают потери.Потери тем выше, чем больше округляется объект. Радиосигналы лучше дифрагируют вокруг острых краев.
• Multipath: В реальной наземной среде сигналы будут отражаться и достигать приемника разными путями. Эти сигналы могут складываться или вычитаться друг из друга в зависимости от относительных фаз сигналов.
• Terrain: Местность, по которой перемещаются сигналы, будет иметь значительное влияние на сигнал.Очевидно, что холмы, преграждающие путь, будут значительно ослаблять сигнал, часто делая невозможным прием.
• Здания и растительность: Для мобильных приложений заметный эффект имеют здания и другие препятствия, включая растительность. Здания не только отражают радиосигналы, но и поглощают их. Сотовая связь внутри зданий часто значительно нарушена. Деревья и листва могут ослаблять радиосигналы, особенно во влажном состоянии.
• Атмосфера: Атмосфера может влиять на пути радиосигналов. На более низких частотах, особенно ниже 30-50 МГц, ионосфера оказывает значительное влияние, отражая (или, вернее, преломляя) их обратно на Землю. На частотах выше 50 МГц и выше тропосфера оказывает большое влияние, преломляя сигналы обратно на землю в результате изменения показателя преломления. Для УВЧ-вещания это может расширить охват примерно до трети за горизонт.

Эти причины представляют собой некоторые из основных элементов, вызывающих потери на пути сигнала для любой радиосистемы.

Выведение в дБ версии уравнения потерь на трассе для свободного пространства

Для волн свободного распространения в радиоканале модель потерь на трассе равна

(1)

Где так

(2)

Для d в метрах, f _c в ГГц и в метрах в секунду,

(3)

Взяв обе части уравнения (3) для получения версии

дБ

Потери на пути радиосигнала могут быть вызваны многими факторами.Только в сценарии со свободным пространством расчет прост. В наземной среде существует множество факторов, которые влияют на фактические потери на РЧ тракте. При планировании любой радиосистемы или беспроводной системы необходимо иметь широкое представление об элементах, которые вызывают потери на трассе, и, таким образом, проектировать систему соответствующим образом.

---

Я студент последнего курса бакалавриата в RSET, Кочин

(PDF) Измерения потерь на радиотракте и потерь при проникновении на частоте 5,85 ГГц в домах и деревьях и вокруг них

70 СООБЩЕНИЯ IEEE, VOL.2, № 3, МАРТ 1998 г.

Потери радиопередачи 5,85 ГГц и потери проникновения

Измерения в домах и деревьях и вокруг них

Грег Дурджин, студент, член IEEE, Теодор С. Раппапорт, научный сотрудник, IEEE, и Хао Сю,

, студент Член, IEEE

Краткое содержание – Это письмо содержит измеренные данные и эмпирические модели

для потерь на трассе распространения 5,85 ГГц в жилых районах

и около

для недавно выделенной полосы Национальной Информационной

Инфраструктуры (NII) в U.S. Три дома и два

древостоев были изучены на предмет потерь при прохождении вне помещений, потери деревьев и

потерь при проникновении в дома в рамках кампании узкополосных измерений

, которая включала 270 измерений потерь на трассе в локальной зоне и более

276000 мгновенных измерения мощности. Эти данные помогут

в разработке футуристических нелицензированных беспроводных систем

NII (в США) и систем HIPERLAN (в Европе)

для домашнего доступа в Интернет, телекоммуникаций и локальных беспроводных сетей

.

Ключевые слова: проникновение в здания, распространение в зданиях, потери в тракте

, беспроводная связь в жилых помещениях.

I. ВВЕДЕНИЕ

R

ESIDENTIAL и беспроводная связь в масштабе кампуса

могут скоро разрастаться из-за недавно обнаруженного спектра для национальной информационной инфраструктуры (NII)

систем в США и HIPERLAN. радиоспектр в Европе.

Полосы частот NII и HIPERLAN находятся в диапазоне 5–6–

ГГц.Потери на трассе увеличиваются на частотах выше

PCS (1,9 ГГц) или сотовых (0,9 ГГц) систем для распространения

в дома и внутри помещений [1], [2]. Это письмо

резюмирует экспериментальную кампанию и результаты

измерений и моделей потерь на трассе вне помещений, потерь затенения на деревьях и домах

и потерь проникновения в дома для беспроводных линий

в жилых помещениях, работающих на частоте 5,85 ГГц [3].

Все значения потерь на трассе, указанные в этом письме, относятся к потерям на трассе

на 1 м в свободном пространстве, которые не зависят от приемника, передатчика

, а также коэффициентов усиления и потерь антенны.Потери на трассе с

относительно 1-метрового свободного пространства попадают в бюджет линии (1):

[Path Loss w.r.t. 1-м FS]

(1)

, где

– длина волны (0,05 м на 5,85 ГГц),

– коэффициенты усиления антенны передатчика и приемника в децибелах, а

и

– мощности передатчика и приемника в дБмВт. .

Рукопись получена 15 октября 1997 г. Заместителем редактора, координировавшим рецензирование этого письма

и утверждавшим его к публикации, был проф.В. С. Мороз.

Авторы работают в Исследовательской группе мобильных и портативных радиостанций,

Брэдли, Департамент электротехники и вычислительной техники, Вирджиния Поли-

Технический институт и государственный университет, Блэксбург, Вирджиния 24061 США (электронная почта:

gdurgin @ vt .edu).

Идентификатор издателя S 1089-7798 (98) 02821-X.

Рис. 1. Передатчики и приемники на разных высотах и ​​разносах

разносов.

II. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНАЯ УСТАНОВКА

Измерения потерь на трассе вне помещений и внутри помещений были проведены в трех домах

: Раппапорт, Вернер и Трантер.

Средние значения принятой мощности для локальной зоны, каждое из которых измерено на площади

на 1 м, использовались для расчета значений потерь на трассе в порядке

, чтобы исключить влияние мелкомасштабных замираний. На каждом объекте было выполнено

калибровок оборудования, чтобы обеспечить стабильность измерительной системы

.

В каждом доме наружная передающая антенна была размещена

в 30–45 м от дома на высоте 5,5 м – типичная высота опоры для коммунального предприятия

.Было выполнено около 24 измерений вдоль

передней и задней части каждого дома с приемниками на высоте

1,5 (на уровне головы) и 5,5 м. Измерения потерь на трассе были

, затем были записаны в каждой комнате дома, на первом,

втором и подвальном уровнях каждого дома. Затем наружная антенна передатчика

была перемещена на расстояние 150–210 м от того же дома

и сохранена на высоте 5,5 м, и последовательность измерений

снаружи и внутри дома была повторена

.На рис. 1 показаны различные конфигурации приемопередатчика

.

Древостой из лиственных деревьев бука и древостоя из хвойных деревьев

также были измерены для определения затенения деревьев

Потери на частоте 5,85 ГГц. Передатчик был размещен поперек линии деревьев

, и было проведено около 20 измерений вдоль линии

спереди и сзади линии деревьев с использованием высоты приемника 1,5,

,

и 5,5 м.

III. P

AT HL OSS EXPONENTS

Потери на трассе относительно 1 м свободного пространства можно описать

с помощью простой модели, зависящей от расстояния, как

[дБ] (2)

, где

– средние потери на трассе значение в децибелах на расстоянии

передатчик-приемник (TR), равном

(в метрах), и составляет

экспонента потерь на трассе, которая характеризует, насколько быстро потери на трассе

растут с увеличением расстояния TR [4].

в (2) – это

расчетное значение, которое минимизирует квадратичную ошибку между измеренными

и прогнозируемыми потерями на трассе в децибелах для большой группы

1089–7798 / 98 $ 10,00  1998 IEEE

(PDF) Измерения и Модели потерь радиотракта и проникновения в домах и деревьях и вокруг них на частоте 5,85 ГГц

ДУРГИН и др .: ПОТЕРЯ РАДИОПУТИ И ПОТЕРЯ ПРОНИКНОВЕНИЯ НА 5,85 ГГц 1495

можно легко расширить до трех измерений с учетом максимума

. и низкая блокировка деревьев.

Основываясь на этой работе, модель

на основе перегородок хорошо работает для разносов TR менее 50 м и для более удаленных передатчиков

, при условии, что в близлежащей зоне мало рассеивателей

. Однако, если число ближайших рассеивателей составляет

, многолучевое проникновение начинает преобладать, и

модель, основанная на разделах, теряет свое физическое значение. Это

также происходит, когда модель пытается предсказать распространение

через дом.Хотя одним из недостатков модели

на основе разделов является потребность в конкретной базе данных с характеристиками

на открытом воздухе и внутренними планами пола, возможно, что некоторые приложения

могут гарантировать такую ​​детализацию и дополнительную точность [20 ].

D. Наружная модель на основе перегородок

Наружная модель с перегородками идентична модели от внутреннего

к внешнему, но игнорирует внутреннюю планировку отдельных

жилых домов. Вместо этого все потери разделения, используемые в формуле.

(13) соответствуют наружным элементам. Затенение

может быть присвоено затухание из Таблицы III на основе высоты приемника

. Если желательны потери на трассе внутри помещения, к прогнозам вне помещения можно добавить совокупные значения потерь при проникновении

из таблицы III.

Модель для установки вне помещений на основе перегородок требует только знания

внешней среды и может оценивать уровни сигналов в тени зданий

. В остальном он сталкивается с некоторыми из тех же трудностей

, что и модель на основе перегородок между внутренними и внешними объектами.

VII. C

ВКЛЮЧЕНИЕ

В этом документе представлены результаты измерений потерь на трассе и

потерь при проникновении в здания в жилых районах

и домах. Подробные измерения были выполнены в диапазоне

5,85 ГГц NII для трех типичных домов среднего и выше среднего класса

, а также для лиственных и хвойных древостоев.

Определенные эффекты листвы, затенения дома, разделения TR,

и высоты приемника были определены количественно для потерь на трассе вне трассы в

жилых районах.Эта работа также определила, как внешнее затенение

, строительство домов и план пола влияют на проникновение радиоволн в дома

. Результаты показывают, что на частоте

5,85 ГГц проникновение в дом ослабляет сигналы в среднем на

на 14 дБ, затенение деревьев ослабляет сигналы от 11 до 16,

дБ, а затенение вблизи дома ослабляет сигналы между

на 15 и 21 дБ. , в зависимости от высоты приемной антенны.

Модели распространения, разработанные в разделах IV – VI, могут помочь в

при планировании и развертывании домашних беспроводных систем NII «от наружного к внутреннему».В частности, модели

, зависящие от разделов, разработанные в разделе V, дают точные прогнозы

с минимальным временем расчета – две отличные характеристики

для включения в программные инструменты моделирования сайтов.

Эти модели будут полезны для быстрого развертывания и проектирования связи

для беспроводных локальных линий и систем доступа в Интернет в жилых кварталах

.

A

ЗНАНИЕ

Авторы хотели бы поблагодарить семьи Раппапорт, Вернер,

и Трантер за добросовестное использование своих домов.

Благодарим также за энтузиазм помощь, оказанную

И. Горейшян, С. Махмудом, Н. Коммаредди и М. Аатик

из Исследовательской группы мобильной и портативной радиосвязи, Virginia

Tech, и К. Баттерворт из Оклендского университета,

Новая Зеландия. Особая благодарность К. Вернеру за щедрое предоставление

планов этажей.

R

EFERENCES

[1] FCC, «Отчет и порядок распределения полос NII», Tech.Rep. RM-8648

и RM-8653, Федеральная комиссия по связи, 9 января 1997 г.

[2] RO LaMaire, A. Krishna, P. Bhagwat и J. Panian, «Wireless

LAN’s and mobile сети: стандарты и будущие направления », IEEE

Commun. Mag., Т. 34, pp. 86–94, Aug. 1996.

[3] DMJ Devasirvatham, RR Murray, HW Arnold, and DC

Cox, «Четырехчастотные измерения CW в жилых помещениях

для личной связи», в Proc. .3-й IEEE ICUPC, октябрь 1994 г.,

стр. 140–144.

[4] R. Gahleitner и E. Bonek, «Проникновение радиоволн в городские

зданий в малых сотах и ​​микросотах», Proc.IEEE 44th Veh.Technol.

Conf., Стокгольм, июль 1994 г., стр. 887–891.

[5] W. J. Tanis, II, и G. J. Pilato, «Характеристики проникновения в здание

для радиоволн 880 МГц и 1922 МГц», in Proc. IEEE 43rd Veh.

Technol. Conf., Secaucus, NJ, май 1993 г., стр. 206–209.

[6] А. Ф. де Толедо и А. М. Д. Туркмани, «Распространение в

зданиях и внутри них на частотах 900, 1800 и 2300 МГц», Proc. IEEE 42nd Veh. Tech.

Conf., Денвер, Колорадо, май 1992 г., т. 2. С. 633–635.

[7] Э. Х. Уокер, «Проникновение радиосигналов в здания в радиосреде сотовой связи

», Bell Syst. Tech. J., т. 62, нет. 9, pp. 2719–2734,

ноябрь 1983 г.

[8] С. Агирре, Л. Х. Лоу и Л. Йе, «Распространение радиоволн в здания на

912, 1920 и 5990 МГц с использованием микросотов», в Proc.3-й IEEE ICUPC,

, октябрь 1994 г., стр. 129–134.

[9] К. Сивяк, Распространение радиоволн и антенны для персональной связи.

связи. Нью-Йорк: Artech House, 1995.

[10] П. Ноблс, Д. Эшворт и Ф. Халсолл, «Измерения распространения в

радиосреде внутри помещений на частотах 2, 5 и 17 ГГц» в Proc. IEE Colloq.

«Звуковые оповещатели для каналов УВЧ / СВЧ с высокой скоростью передачи данных – Technol. Meas. ’, London,

U.K., pp. 4 / 1–4 / 6, 1993.

[11] D. M.Дж. Девасирватам, М. Дж. Крейн, Д. А. Раппапорт и К. Банерджи,

«Измерения распространения радиоволн на частотах 850 МГц, 1,7 ГГц и 4 ГГц

внутри двух разных офисных зданий», IEE Electron. Lett., Vol. 26, вып.

7, стр. 445–447, март 1990 г.

[12] Г.Д. Дургин, Х. Сю и Т.С. Раппапорт, «Потери на трассе и проникновение

измерения потерь внутри и вокруг домов и деревьев на частоте 5,85 ГГц», Tech.

Rep. MPRG TR-97-10, Virginia Tech, июнь 1997 г.

[13] T.С. Раппапорт, Беспроводная связь: принципы и практика,

Prentice-Hall Inc., Нью-Джерси, 1996.

[14]

, «Настраиваемая дисконная антенна», Патент США 4851859, 25 июля 1989 г.

[ 15] М.А. Панджвани, А.Л. Аббот и Т.С. Раппапорт, «Интерактивное вычисление

зон покрытия для беспроводной связи в многоэтажных

помещениях», IEEE J. Select. Коммунальные районы, т. 14, pp.

420–430, Apr. 1996.

[16] R.Д. Марч, Дж. Х. М. Сау и К. В. Чунг, «Улучшенное эмпирическое моделирование

для прогнозирования распространения радиоволн внутри помещений», в Proc. IEEE 45th Veh.

Technol. Conf., Чикаго, Иллинойс, июль 1995 г., стр. 439–443.

[17] С. Ю. Зейдель и Т. С. Раппапорт, «Модели прогнозирования потерь на трассе 914 МГц

для беспроводной связи внутри помещений в многоэтажных зданиях», IEEE

Trans. Антенны Propagat., Vol. 40, pp. 207–217, Feb. 1992.

[18] Р. Р. Скидмор, Т. С. Раппапорт и А.Л. Эббот, «Интерактивная зона покрытия

и моделирование системного проектирования для беспроводной связи

систем в многоэтажных помещениях: SMT plus», ICUPC’96

Conf. Rec., Кембридж, Массачусетс, сентябрь 1996 г., т. 2. С. 646–650.

[19] Д. С. Уоткинс, Основы матричных вычислений. Нью-Йорк:

Wiley, 1991.

[20] Т. С. Раппапорт и С. Сандху, «Распространение радиоволн для появляющихся беспроводных систем персональной связи

», IEEE Antennas Propagat.

Маг., Т. 36, pp. 14–24, Oct. 1994.

[21] К. А. Баланис, Advanced Engineering Electromagnetics. Нью-Йорк:

Wiley, 1989.

[22] Р. Каттенбах и Х. Фрухтинг, «Широкополосные измерения характеристик канала

в детерминированной внутренней среде на частотах 1,8 и 5,2 ГГц»,

в Proc. IEEE PIMRC, т. 3, pp. 1166–1170, 1995.

[23] A. Louzir, A. Aemamra, D. Harrison и C.Howson, «Пространственная диаграмма –

актерирование распространения внутри помещения в одной комнате на 5.8 ГГц »в стандарте IEEE

Антенны Propagat. Soc. Int. Symp. — Dig., Июнь 1995, т. 1. С.

518–521.

[24] В. Л. Штутцман, Г. А. Тиле, Теория и конструкция антенн. New

York: Wiley, 1981.

Анализ радиотракта

Зачем нужен анализ пути?

В регионах с разнообразным рельефом это исследование необходимо. Часто результат имеет прямое отношение к окончательной архитектуре системы, оборудованию и скорости.

Пример –

Для разнообразной местности может потребоваться дополнительное оборудование ретранслятора, чтобы преодолеть препятствие на пути из-за ландшафта, деревьев или зданий.Диапазон рабочих частот диктует требования к прямой видимости и зазору Френеля, которые могут иметь отношение к тому, какой зазор требуется для местности.

Как правило, лицензированное оборудование работает с более ограниченной полосой пропускания, но менее восприимчиво к потере листвы и потерям «на острие», в то время как нелицензированное оборудование имеет тенденцию занимать более высокие частоты, где требования к тракту более строгие, но полоса пропускания больше. Исследования пути предоставляют информацию, с помощью которой можно выбрать правильную частоту, полосу пропускания, антенны и инфраструктуру для достижения общих целей системы.

ACCU-COMM, INC. Разрабатывает системы точка-множество точек для обеспечения доступности пути более 90%, что означает, что частота ошибок по битам меньше 10. Это важно для обеспечения максимальной пропускной способности. Системы точка-точка могут достигать доступности свыше 99,996% или BER менее 10-6.

Системное проектирование, планирование и архитектура

ACCU-COMM, INC. Предлагает свой опыт в проектировании и планировании беспроводных систем.
Используя современные программы компьютерного моделирования, мы можем создавать двухмерные и трехмерные представления местности вдоль заданного пути, чтобы помочь в определении жизнеспособности пути. Жизнеспособность, основанная только на местности, может быть определена до выезда на место.

Распространение пути

Анализ траектории пробы

Нажмите для увеличения.

После определения благоприятных факторов местности проводятся выездные визиты для визуальной проверки жизнеспособности пути.Деревья, здания и другие факторы потенциального блокирования пути идентифицируются по местоположению и высоте. Это повлияет на фактическую монтажную высоту над уровнем земли (AGL), на которой должны быть установлены антенны.

Наряду с рельефом местности необходимо определить потери при распространении на трассе. Длину трассы и характеристики трассы можно анализировать для определения потерь в тракте, потерь в кабеле или волноводе, а также некоторых других региональных факторов, влияющих на потери в тракте. После идентификации и количественной оценки этих характеристик можно определить требуемое усиление антенны.

Помощь в лицензировании

Мы сообщим вам о любых требованиях FCC или FAA, которые должны быть соблюдены при внедрении вашей системы, и поможем вам в получении лицензий. Вся необходимая документация подготовлена ​​для подписания вами и отправлена ​​от вашего имени. ACCU-COMM, INC. Может установить и запустить ваши лицензированные системы всего за 20 дней (при наличии надлежащих документов).

Установка

При покупке системы ACCU-COMM, INC.может обеспечить установку «под ключ» всех фаз беспроводной связи. Любая необходимая инфраструктура на крыше или вышке, кабельные трассы, стеллажное оборудование и интерфейсное оборудование будут установлены нашими сотрудниками вместе с рекомендуемой молниезащитой и заземлением.

Наши опытные установщики имеют лицензии и застрахованы для вашей защиты и специально обучены работе с вашим оборудованием. Мы тесно сотрудничаем с вашим персоналом, чтобы обеспечить установку, которая функционально и эстетически приятна в обслуживании и эксплуатации.

Планирование площадки для связи

ACCU-COMM, INC. Может помочь коммуникационным компаниям в планировании объекта.

Карты теней для вычисленных значений напряженности поля, сравнения площадок, контурные графики напряженности поля, графики напряженности поля и пороговые значения могут быть предоставлены для любой области на прилегающих территориях США, Гавайев, Аляски и США.

Показатель потери пути – обзор

7.2.1 Оценка местоположения на основе RSSI с использованием трилатерации

В открытой среде с высокой вероятностью прямой видимости (LOS) и эффектами низкой многолучевости можно использовать простой алгоритм оценки местоположения на основе RSSI, если допустима грубая точность.На рисунке 7.2a показан идеальный сценарий оценки местоположения, в котором есть три узла (узлы 1, 2 и 3) с известными фиксированными местоположениями. Четвертый узел является мобильным, и цель состоит в том, чтобы определить предполагаемое двумерное местоположение узла 4. Двумерный (2D) означает, что будут оцениваться только координаты X и Y узла. Но ту же концепцию можно распространить и на трехмерное (3D) пространство. Оценка местоположения на рисунке 7.2a начинается с того, что узел 4 передает сигнал с заранее определенной выходной мощностью.Предполагая, что все узлы на рисунке 7.2a имеют всенаправленные антенны, каждый из фиксированных узлов 1-3 может оценить расстояние ( r ) между его местоположением и местоположением узла 4, используя следующее уравнение из главы 5:

Рисунок 7.2. Оценка местоположения с использованием трилатерации (а) идеальный случай и (б) с ошибкой оценки дальности

(7.1) PR = PT-10 × n × log10 (f) -10 × n × log10 (r) + 30 × n-32,44 ( дБм)

, где P _T – мощность, передаваемая (в дБм) узлом 4, P _R – RSS в фиксированном местоположении узла, f – частота передаваемого сигнала в МГц, n – показатель потерь на трассе, а r – расстояние в метрах.

Узел 1, например, может оценить расстояние ( r ₁ ) между своим местоположением и местоположением узла 4 с помощью RSS. Из единственного измерения, выполненного узлом 1, единственный вывод, который можно сделать, состоит в том, что узел 4 расположен по периметру круга с радиусом r ₁ с центром в узле 1. Используя евклидово расстояние, мы можем написать следующее простое уравнение:

(X1-X4) 2+ (Y1-Y4) 2 = r12

или:

(7.2) (X1-X4) 2+ (Y1-Y4) 2-r12 = 0

где ( X ₁ , Y ₁ ) и ( X ₄ , Y ₄ ) – координаты для узла 1 и узла 4 соответственно.Аналогичные уравнения могут быть получены для координат узла 2 ( X ₂ , Y ₂ ) и координат узла 3 ( X ₃ , Y ₃ ). Следовательно, чтобы найти местоположение узла 4, нам нужно найти ( X ₄ , Y ₄ ), который удовлетворяет следующим уравнениям:

(7.3) [(X1-X4) 2+ (Y1 -Y4) 2 (X2-X4) 2+ (Y2-Y4) 2 (X3-X4) 2+ (Y3-Y4) 2] – [r12r22r32] = [000]

В идеальном сценарии, показанном на рисунке 7.2а будет пара координат ( X ₄ , Y ₄ ), которая удовлетворяет этому уравнению. Этот метод определения относительного расположения узлов с использованием геометрии треугольников называется трилатерацией . Однако на практике из-за ошибок измерения может оказаться невозможным сделать правую часть уравнения 7.3 истинным нулевым вектором для любого значения ( X ₄ , Y ₄ ).RSSI, предоставляемый трансиверами, имеет ограниченную точность, что напрямую влияет на расчетное расстояние между узлами. Показатель потерь на трассе определяется экспериментально и может быть источником серьезной ошибки. Как показано на рисунке 7.2b, круги, связанные с каждым фиксированным узлом, могут даже не иметь общей точки пересечения, когда фактическая ошибка оценки диапазона выше, чем ожидаемая ошибка оценки диапазона.

Поскольку составить правую часть уравнения 7 невозможно.3 истинный ноль, мы можем вместо этого определить вектор ошибок ( E ):

(7.4) abc ([(X1-X4) 2+ (Y1-Y4) 2 (X2-X4) 2+ (Y2-Y4) ) 2 (X3-X4) 2+ (Y3-Y4) 2] – [r12r22r32]) = [e12e22e32] = E

, где abs (.) – функция абсолютного значения.

Если квадратная ошибка определяется как:

(7,5) Квадратная ошибка = e12 + e22 + e32

, то целью оценки местоположения становится поиск пары координат ( X ₄ , Y ₄ ), который минимизирует квадратную ошибку в уравнении 7.4. Это простой пример классической задачи оптимизации, в которой итерационные или безитерационные методы используются для минимизации значения функции ошибок.

Эту простую оценку местоположения на основе RSSI можно также использовать, когда имеется более трех фиксированных узлов с известными местоположениями. Таким образом, сигнал, передаваемый узлом с неизвестным местоположением, будет получен несколькими узлами, а не только тремя узлами. Количество строк в уравнении 7.4 пропорционально количеству фиксированных узлов, участвующих в оценке местоположения.Увеличение количества фиксированных узлов может повысить точность оценки местоположения в некоторых приложениях. Также возможно задействовать только близлежащие узлы в оценке местоположения. Значение RSSI пакета, полученного каждым узлом привязки, указывает расстояние между узлами. Если узел привязки принимает пакет от отслеживаемого узла как часть процесса оценки местоположения, узел привязки участвует в оценке местоположения только в том случае, если RSSI принятого пакета превышает определенный предел.Изменяя предел RSSI, вы увеличиваете или уменьшаете количество узлов привязки, участвующих в оценке местоположения.

Этот упрощенный метод использовался в этом подразделе для описания базовой концепции оценки местоположения с использованием RSSI. Этот метод требует дальнейших улучшений, чтобы стать практическим методом определения местоположения. Ошибка измерения RSSI может привести к недопустимому уровню неточности в предполагаемом местоположении. Этот метод не подходит для сред с высокой степенью многолучевости, таких как офис или промышленный склад.Альтернативные методы, которые более применимы к оценке местоположения внутри помещения , обсуждаются в разделах 7.2.3 и 7.2.4.

Подкаст «Путь» | Радио для горных велосипедов

The Path Podcast – это развлекательный и информативный подкаст с Натаном, Ауком и Тани, охватывающий многие аспекты катания на горных велосипедах, включая техническую информацию, вопросы слушателей, детали событий и просто говорящие велосипеды в целом. Слушайте, как они переносят вас в свои страстные умы, связанные с горными велосипедами.

Чтобы напрямую поддержать The Path, вы можете сделать следующее:
– Вы можете подписаться на хэштег #ThePathPodcast в Instagram и Twitter
– Если вы находитесь в Калифорнии, зайдите в магазины Tustin и / или Live Oak и скажите ПРИВЕТ!
– Зайдите на их сайт thepathbikeshop.com.
– Follow The Path в социальных сетях: Facebook | Twitter | Instagram | Vimeo

Подписаться

ЯБЛОЧНЫЕ ПОДКАСТЫ | GOOGLE PLAY | SPOTIFY | TUNEIN | IHEART RADIO | СТИТЧЕР | YOUTUBE

Загрузите приложение MBR

ЯБЛОКО | GOOGLE PLAY | МАЙКРОСОФТ | AMAZON

THE PATH PODCAST | ЭПИЗОД 141 – РАВЕНСТВО 30 сентября 2021 года

СЛУШАТЬ ЭПИЗОД 141 Натан, Тани и Аук попадают прямо в него.Небольшие новости, за которыми следуют мысли об ebike, шины, хардтейлы, новости Path и многое другое. Послушайте, зайдите в магазин, если вы находитесь в этом районе, и полюбите велосипед, на котором вы ездите! Ребята из Path приветствуют всех…

THE PATH PODCAST | ЭПИЗОД 140 – КЛАСС ГЕОМЕТРИИ 15 сентября 2021 г.

СЛУШАТЬ ЭПИЗОД 140 Натан, Тани и Аук собираются вместе для продолжительной дискуссии на множество тем. В то время как вы обычно найдете хорошую всестороннюю болтовню о велосипеде, этот поможет вам перейти от отраслевых испытаний к геометрии, переноске амортизатора, новому Orbea Rallon и многому другому…

THE PATH PODCAST | ЭПИЗОД 139 – Вешалки ушли 31 августа 2021 года

СЛУШАЙТЕ ЭПИЗОД 139 Лето продолжается, и ребята попадают в еще один августовский эпизод.Узнайте о любимых вешалках Натана и Аука, узнайте новости своего магазина, Натан наводит порядок в своем доме и многое другое о ваших обычных велосипедных качествах. Тани разбился, и ребята обсуждают, когда и…

Napco StarLink Sole Path Verizon LTE Intrusion Radio

Добавьте сеть Verizon LTE в вашу систему безопасности

Воспользуйтесь преимуществами сотовых сетей для надежной защищенной передачи с помощью радиостанции Napco StarLink Sole Path Verizon LTE Intrusion Radio. Этот модуль сотового передатчика позволяет вашей подключенной системе безопасности использовать сотовую сеть Verizon для безопасной, зашифрованной передачи между вашей системой безопасности, вашим интеллектуальным устройством и выбранной вами центральной станцией мониторинга.Радио совместимо с любыми охранными панелями, использующими Contact ID или 4/2 соединения.

• Антенна с двойным разнесением – прецизионная конструкция антенны LTE для максимальной скорости и дальности сигнала (MISO), для оптимальной производительности размещайте устройство на расстоянии до 100 футов от панели управления
• Запатентованная антенна Signal Boost ™ и двойная разнесенная антенна для максимального приема сигнала и обнуления предотвращение, одновременный прием сигналов на обе антенны
• Panel-Powered Technology ™ обеспечивает низкий ток 71 мА от подключенной панели сигнализации.
• Сообщать на любую центральную станцию ​​через сотовую или IP-сеть с защищенным шифрованием связи
• My StarLink Remote On / Off Потребительское приложение для удаленной постановки / снятия с охраны любой марки панели с вводом переключателя с ключом, с возможностью отправки уведомлений по электронной почте / текстовым сообщениям
• Обновляемая прошивка по воздуху позволяет выполнять критические / обязательные обновления

Радиомодуль может быть установлен и настройку в четыре простых шага:

• Сначала зарегистрируйте свой новый радиомодуль StarLink на сайте www.napcocomnet.com.
• Затем установите модуль на расстоянии до 100 футов от панели безопасности охранной сигнализации и прикрепите антенны.
• Подключить радиомодуль к панели сигнализации.
• Затем проверьте силовые и сигнальные соединения.

Содержание

Безопасность Napco

Napco Security Group – ведущий диверсифицированный производитель продуктов безопасности, включая охранную и пожарную сигнализацию, системы контроля доступа, видео и электронные цифровые замки и бесконтактные замки, а также оборудование для аварийного выхода.