Защита импульсных БП с функцией плавного пуска
| Схема |
Как правило в импульсных блоках питаний на входе стоит мостовой выпрямитель переменного сетевого напряжения, к которому подключен конденсатор большой ёмкости. При включении в сеть блока питания через выпрямитель течёт огромный ток для зарядки этого конденсатора, в некоторых случаях это может привести к пробою одного или нескольких диодов моста, что чревато негативными последствиями для остальных узлов питания, в наиблагоприятном варианте событий сгорит входной плавкий предохранитель, а если его нет или вместо него впаяна перемычка, как это часто бывает в аппаратуре китайского производства? В таких случаях нам поможет нехитрая схема защиты, которая изображена на рисунке вверху.
Теперь перейдём к функции защиты от повышенного напряжения питающей сети 220 вольт. В этом нам поможет регулируемый стабилитрон TL431, IC1 на схеме. Как известно, напряжение сети 220 вольт после выпрямления и сглаживания становится равным 300-310 вольт. Напряжение срабатывания IC1 задаётся номиналами R1 и R2 на схеме, при указанных на схеме номиналах оно будет около 380 вольт, его можно изменить, если понадобится. Как только напряжение питания повысится, срабатывает регулируемый стабилитрон TL431, он замкнёт затвор транзистора Q2 на минус питания, транзистор запрётся и не будет пропускать ток в нагрузку, таким образом защитит аппаратуру от повышенного напряжения сети. Как видите, всё просто. Правильно собранное устройство защиты в наладке не нуждается, оно заработает сразу. В качестве IGBT транзистора Q2 можно использовать транзистор типа GP10NC60KD или аналогичный. Транзисторы на радиаторы устанавливать не требуется, на них рассеивается небольшая мощность.Одним из таких специализированных генераторов является микросхема IR2153, из себя представляет высоковольтный полумостовой драйвер — одна из самых любимых моих микросхем. Микросхема отлично работает с полевыми транзисторами, даже с довольно тяжелыми затворами, она имеет встроенный драйвер для управления силовых ключей, следовательно городить дополнительный драйвер, как в случае TL494 не нужно. В качестве силовых ключей я взял любимые IRF840, можно и 740, они даже мощнее, но от меня требовалось получить мощность в районе 500 ватт, для запитки усилителя ланзар, а с указанными ключами это вполне возможно. Мощность схемы, как сказал выше — 500 ватт (реальная мощность 470 ватт, расчетная, чуть больше 600 ватт). особенность этой схемы — наличие защиты, которая срабатывает очень точно. Защита настраивается переменным резистором — на любой угодный ток срабатывания. Для наиболее точной настройки этот резистор нужно взять многооборотный, номинал резистора не критичен, может отклонятся в ту или иную сторону на 1-1.5кОм. Светодиодный индикатор срабатывает только тогда, когда блок ушел в защиту. В режиме защиты блок может находится бесконечно долго Второе достоинство — система плавного пуска и задержки. При включении схемы в сеть 220 Вольт через резистор 2W 22R заряжается основной электролит и за доли секунды ( с незначительной задержкой) открывается составной транзистор KSP13 и замыкается электромагнитное реле. Для двухполярного 60 Вольт на выходе, первичная обмотка (сетевая) намотана двумя жилами провода 0,7 мм (каждая) и состоит из 36 витков, намотку делал в два слоя. Вторичка имеет 2 независимые обмотки, каждая из них имеет отвод от середины. Каждая обмотка состоит из 2х18 витков, намотана 4-я жилами провода 0,7мм, тоже самое и со второй вторичкой В качестве выпрямителя применены диодные сборки Шоттки с общим катодом, ток каждого диода не менее 10 Ампер при обратном напряжении не менее 100 Вольт, лучше взять на 200. В конце все силовые части (диоды, полевики) укрепляются к общему теплоотводу, не забываем их изолировать слюдяными прокладками и шайбами Основной диодный мост по входу брать с обратным напряжением 600-1000 Вольт, с допустимым током не менее 4-х Ампер, а лучше взять с запасом, скажем на 6 Ампер. Основной электролит на 400 Вольт, с емкостью 220-330мкФ Ну на этом думаю все понятно, схему уже несколько раз повторил — работает отменно. Скачать архив можно тут Обсудить на Форуме |
История вопроса
Высокая интеграция позволяет реализовать большое количество встроенных защит, которые порой недоступны в линейных источниках.
Реле с напряжением катушки 12 Вольт , с током желательно 10 и более Ампер (лично я взял на 20 Ампер). В моем случае, рабочая частота генератора в районе 47-48кГц, трансформатор рассчитан по программе.
Аналогичные мосты можно найти в комповых блоках питания.
Высокий КПД обуславливает меньшие теплопотери, что в свою очередь обуславливает меньший перегрев элементной базы импульсного блока питания, что так же является показателем надёжности.
Бесплатный сыр только в мышеловке. Впрочем последняя фраза в равной мере относится к любому источнику, и к импульсному и к аналоговому.
Напряжение на выходе U1 постепенно увеличивается до его включения. Когда это происходит, схема стабилизируется и опорное напряжение (5,6 В) проходит через резистор R5. Ток, который течет через инвертирующий вход ОУ является незначительным, поэтому один и тот же ток проходит через R5 и R6, и, как два резисторы имеют то же самое значение напряжения между двумя из них в серии будет ровно в два раза больше напряжения по каждой из них. Таким образом, напряжение на выходе ОУ (выв. 6 U1) 11,2 В, в два раза больше опорного напряжения стабилитрона. ОУ U2 имеет постоянный коэффициент усиления примерно 3 по формуле A=(R11+R12)/R11, и поднимает контрольное напряжение 11.2 В до 33 В. Переменник RV1 и резистор R10 используются для регулировки выходного напряжения таким образом, что оно может быть снижено до 0 вольт.
Ответственным за эту функцию есть элемент U3. Инвертирующий вход U3 получает стабильное напряжение.
Далее,
На рисунке №3
Базу транзистора соединяем с резистором R1
Верхний вывод резистора
Такие мощности позволяют обеспечить безопасностью серверы и целую группу компьютеров;
Включение МОП-транзистора в линейный БП – Электроника
Считаем минимальное амплитудное значение напряжения на вторичке.
24+0.8+2.4+1=28.2В на проходном транзисторе в этом режиме (пульсации принимаю пилообразной формы) 10А*2В=20Вт
Считаю максимальное амплитудное значение напряжения на вторичке для случая +/- 10%.
28.2*1.22=34.4В среднее падение напряжения на проходном транзисторе 34.
4-24-1-1.2=8.2В Мощность соответственно 82Вт.
4-24-1-1.2=8.2В Мощность соответственно 82Вт.Все ясно откуда такие цифры,но
1.Надо не умножать а делить.
2.Не 1,22,а 1,41
3,Эта часть схемы как бы рассчитывается в другой части.
Нам надо получить 24,8 минимум при 198 вольтах значит на выходе выпрямителя надобно получить 24,8 значит на входе должно быт напряжение 24,8 плюс падение напряжения на диоде (например по 0,5 на каждом итого 1)
25,8-это амплитудное значение,чтобы получить действующее надо ПОДЕЛИТЬ НА 1,41.
Для примера – если подать на идеальный выпрямитель с конденсатором 220 вольт получим 310вольт , а не 156.
Это в упрощенном виде – на самом деле все гораздо сложнее,но обычно никому это не надо…
Индуктивность мерил, так вот далеко не всегда наилучший результат получался при той индуктивности, которая расчетная.
Технология получалась нудная. Подшаманил транс, чуть подождал пока подсохнет клей, включил, дал нагрузку, посмотрел на результат (при каком токе уже валится, и при каком еще работает и насколько долго). И далее итерационным методом.
Т.е. проблема не в том, чтобы оно работало – так как работает практически всегда, кроме как если сделать трансформатор с совсем уж левыми параметрами. Проблема при заданных габаритах суметь снять заданную мощность. По расчету получается с запасом, а на практике приходится основательно повозиться.
Транс только перематывал (добавлял-убирал витки) больше 10 раз точно, а уж сколько раз подбирал зазор уже не вспомню. И сердечники, заразы, иногда ломаются при разборке (феррит колется) – сложно склеить так, чтобы потом было не слишком тяжело разобрать.Странно однако – я этим никогда не заморачивался .
Я перемотал где-то с сотню разных трансформаторов,так вот намоточные данные отличаются очень незначительно.
А силовые трансформаторы компьютерных блоков питания имеют вообще АБСОЛЮТНО ОДИНАКОВОЕ количество витков независимо от размеров и материала сердечника.
Поэтому ,если надо сделать источник я мотаю в первичке около 70 витков для однотактного и 40 для двухтактного и все работает.Это для 200 ваттного.Для мелких -150…180 витков.
Принципы построения и особенности работы импульсных блоков питания на примере конкретных принципиальных схем
Рис. 1. Принципиальная схема блока питания видеомагнитофона Hitachi VT-M747E
Работу импульсного блока питания, выполненного на дискретных элементах, рассмотрим на примере блока питания видеомагнитофона Hitachi VT-M747E (рис. 1). Блок питания данной модели представляет собой самовозбуждающийся стабилизатор, обеспечивающий возможность работы ВМ в широком диапазоне питающих напряжений (100…240 В).
Напряжение сети переменного тока через плавкий предохранитель F1001 и фильтр нижних частот LPF (элементы L1001, L1002, С1001, С1009…С1011) поступает на диодный мост CR1001. LPF выполняет функции сетевого фильтра помех и обеспечивает защиту ВМ от влияния внешних помех, поступающих из сети, и предотвращает утечку в сеть помех, возникающих при работе ИБП.
Диодный мост CR 1001 с конденсатором С1002 образуют первичный выпрямитель, питающий элементы схемы контролера ИБП.
При включении видеомагнитофона в сеть на конденсаторе С1002 появляется постоянное напряжение. Положительный потенциал через резистор смещения R1005 прикладывается к затвору мощного полевого транзистора Q1001, выполняющего функцию силового ключа. Транзистор Q1001 начинает открываться. Ток стока и одновременно ток через обмотку 5-2 импульсного трансформатора Т1001 начинают стремительно возрастать. Для более надежного и быстрого открытия ключа к затвору Q1001 через регистр R1010 и выпрямительный диоды CR 1003, CR 1007 прикладывается дополнительное положительное напряжение, возникающее на обмотке обратной связи 6-7 трансформатора Т1001.
При определенном значении тока в обмотке 5-2 транзистор Q1001 начинает достигать состояния насыщения. Когда ток стока транзистора достигает максимального значения, нарастание магнитного потока в трансформаторе прекращается, полярность напряжений на его обмотках изменяется на противоположную и происходит лавинообразный процесс запирания транзистора.
Трансформатор накапливает в себе энергию, пока включен транзистор Q1001 и отдает ее в выходные цепи (в нагрузку), когда транзистор выключен.
Работа цепи обратной связи происходит следующим образом. Выходное напряжение +5 В, требующее наивысшей степени стабильности (для работы процессора системного контроля, экранно-кнопочной диалоговой системы и других электронных систем ВМ), подается на вывод 1 оптрона 1С 1001. Изменение напряжения +5 В приводит к изменению тока фото датчика и, соответственно, к изменению сопротивления перехода коллектор-эмиттер транзистора оптрона. Это приводит к изменению напряжения смещения на затворе ключа Q1001 и, следовательно, к изменению уровней напряжений, при которых включается и выключается транзистор, т.е. к изменению скважности импульсов тока в первичной обмотке импульсного трансформатора. Таким образом, в схеме ИБП реализовано ШИМ-управлениеработой схемы контролера.
Оптрон 1С 1002, диод CR1004 и транзистор Q1003 образуют цепь защиты.
Узел сброса (RESET) на элементах CR1002, С1003 и L1004 представляет собой демпфирующую цепочку, предназначенную для устранения перенапряжений на ключевом транзисторе (в 3-4 раза превышающих напряжение сети), возникающих в моменты его запирания.
На транзисторе Q1051 реализован узел контроля пропадания напряжения +5 В (отключение питания). При падении напряжения +5 В ниже заданного уровня на выходе узла формируется сигнал, в соответствии с которым включается резервное питание микропроцессора таймера.
Выходные цепи БП обеспечивают получение 5 различных выходных напряжений +44, -30, +14, +5, +3 В и не имеют принципиальных особенностей.
В следующем материале рассмотрим пример исполнения импульсного блока питания с контроллером на основе интегральной микросхемы PWR-9MP3 (фирмы Power Integration) со встроенным мощным КМОП-транзистором.
IR2153 софтстарт, простой испульсный блок питания
Предлагаю вам простую схему импульсного блока питания для усилителя на основе легендарной микросхемы IR2153. Схем в сети очень много, но ни одна не имеет нормального софтстарта, из-за чего начинающие радиолюбители палят много полевых транзисторов и микросхем (я тоже с этого начинал).
ИИП IR2153Характеристики:
— напряжение питания: 210-240в;
— напряжение на выходе (холостой ход): +38/-38в;
— мощность: 300вт;
— софтстарт: есть.
— защита от короткого замыкания: есть.
Данная схема отличается от всех остальных тем, что в ней каждый полевик защищен от токовой перегрузки. Принцип работы защиты очень прост, рассмотрим схему управления нижним полевиком.
С выхода LO микроcмы IR2153 поступаем меандр амплитудой 12в и частотой 44кГц, через конденсатор С11 и затворный резистор R8 этот сигнал открывает и закрывает полевик. Как только ток через шунт R10 хоть на мгновение превысит значение 7А, зарядится конденсатор С13, транзистор VT2 откроется и разрядит внутреннюю емкость полевика и конденсатор С11. Трансзистор T2 закроется , и может быть открыт только поле следующего сигнала от IR2153. Ток через полевый транзистор будет иметь форму острой иголки (подобие ШИМ с малым заполнением импульса).
Скачать файлы: DA-Power-IR2153.zip (Одна Загрузка)
При 6А импульсы обычные:
При токе более 7А импульсы принимают следующую форму:
Первое включение нужно осуществлять при подаче на вход 12в вместо 220, установив перемычку на резистор R4. На плате подписаны +12 и -12в для проверки. Если все нормально работает и на выходе в плечах есть небольшое постоянное напряжение, значит все собрано верно и можно включать в сеть через лампочку, затем напрямую.
Блок питания стартует очень мягко, можно смело ставить на выходе большие емкости, при коротком замыкании на выходе напряжение падает до нуля, затем снова поднимается до оптимального значения.
Фото собранного блока питания:
Осциллограммы на обмотках трансформатора:
Холостой ходДобавляем снаббер 100ом + 220пф стало поменьше звонаНагрузка 250вт, огромный DeadtimeУдалось зафиксировать работу софтстарта при включении, заряд емкостей по 1000мкф в плече происходит за 10мСУвеличиваем разверткуНачало пускаУдачи в повторении….
Более надежный вариант с триггерной защитой: Собранный блока питания.R17 и транзистор VT4 — датчик тока, VT1 и VT3 — триггер, VT2 — при защелкивании притягивает вывод (CT) микросхемы IR2153 к земле, мгновенно останавливая генерацию. При токовой перегрузке или КЗ ИИП выключается, дальнейшая работа возможна при обесточивании на 1 минуту. С9 — предотвращает ложное срабатывание защиты при первом пуске, когда заряжаются емкости во вторичке.
Печатная плата второй версии:
Скачать файл печатной платы: DA_Power_IR2153-v2.1.zip (5497 Загрузок)
Описание сборки данного блока питания.
Силовой трансформатор намотан на кольце R31*19*15 PC40.
Ферритовое кольцо.Для надежности поверх лака уложен слой изоляции в 1 слой:
Слой изоляции.Первичная обмотка содержит 52 витков проводом 0,75мм. Выводы дополнительно изолируются термоусадкой.
Первичная обмотка.Далее накладываются 2 слоя изоляиции:
Двойной слой изоляции.Вторичная обмотка содержит 11 витков, мотается разом 4-мя жилами провода 0,75мм (в диаметре). При 52 витках первички будет ровно 3в/виток, 11 витков вторички дадут нам +33/-33в на выходе.
Вторичная обмотка.Те выводы, что снизу фиксируются нитками, также сразу надо зачистить все жилы:
Готовый трансформатор.Синфазный дроссель, установлена перегодка для разделения обмоток:
Ферритовое кольцо для синфазного фильтра. R16*10*4.5 PC40Обмотки выполнены проводом 0,5 мм длиной по 50см каждая, выводы также зачищаются:
Синфазный дроссель.
Проводом 0,75мм на оправке сделаны обмотки для силовых дросселей:
Намотка дросселя.Далее на сердечниках 6*20 Zn600 с помощью клея крепятся обмотки:
Силовые дроссели.Закупаем все необходимые детали:
Набор деталей.Подложка от самоклейки с помощью скотчка крепится на лист бумаги А4:
Подложка.Распечатываем на принтере рисунок платы, зеркалить ничего не надо!
Распечатанный рисунок.Подготавливаем поверхность:
Чистка меди наждачкой.Обезжириваем медь и кладем подложку рисунком вверх на полумягкую поверхность, например книгу:
До переноса рисунка обезжириваем поверхность меди.Кладем текстолит медью вниз и выравниваем по отметкам:
Текстолит на рисунке.Ставим сверху утюг, прижимаем сильно, не двигаем горячий утюг в течении 1 минуты:
Утюг — мощность на максимум.После убираем утюг, приживаем сверху текстолит еще парочкой книг, и даем немного остынуть. Далее подложка легко отрывается, а рисунок остается на медной поверхности:
Отрываем подложку.
Кладем текстолит в раствор хлорного железа:
В растворе хлорного железа.После травления сверлим отверстия и залуживаем:
Олово, паяльник с оплеткой и канифоль.Вставляем резисторы и всякую мелочь:
Резисторы+перемычки.Далее более габаритные элементы:
ОстальноеПравильно фазируем обмотки, тут проще некуда, если провода заранее промаркировать:
Не забываем зачищать лак на проводах.Вставляем трансформатор на место:
Установка трансформатора.Загибаем выводы и запаиваем:
Осталось запаять.Сверлим радиатор для крепления транзисторов, делаем прижимную планку, а снизу делаем отверстие сверлом на 2,5мм и метчиком на 3 нарезаем резьбу для крепления радиатора:
Сверловка отверстий и нарезка резьбы.Устанавливаем радиатор на место:
Крепим радиатор.Все тщательно проверяем:
Проверка на «сопли» с помощью подсветки платы фонариком.Готовимся к проверке работоспособности от блока питания 12в:
Перед проверкой от 12 в ставим перемычку.На вход вместо 230в подаем 12в ( +и- обозначены на плате) на выходе должно появится небольшое постоянное напряжение:
Проверка от 12в с перемычкой, на выходе около 1в в плече.
Смотрим форму сигнала на затворах транзисторов:
Форма сигнала на затворе полевика, питание 12в ( для безопасности).А на обмотках трансформатора должен появится меандр частотой 45-47кГц:
Проверка меандра на первичке при питании от 12в.Далее обязательно убираем перемычку с резистора снизу платы и включаем в сеть:
Первое включение от сети с резистором 200ом в разрыв.Прижимаем транзисторы к радиатору изолировав их с помощью теплопроводных прокладок:
Крепление транзисторов к радиатору.ИИП в сборе:
Силовые диоды при работе греются довольно сильно.Вид сверху.Форма сигнала на вторичных обмотках на холостом ходу:
Холостой ход, питание 220в, вторичка.Тоже самое, но нагрузка 180вт.
Нагрузка 180вт.ИИП работает хорошо, софтстарт, триггерная защита от КЗ. Микры китайские с али, но работают нормально, частота 47кГц. IR2153 Deadtime бы поменьше, было бы круто, напряжение под нагрузкой падает на 15%.
Удачи в повторении, вопросы задаем в комментариях, в группе вконтакте или vatsapp( в нижней правой части экрана жмем кнопку).
Прекращаем ставить диод / Хабр
Нет, это не очередной «вечняк»
После прочтения статьи о защите электрических схем от неправильной полярности питания при помощи полевого транзистора, я вспомнил о том, что давно имею не решенную проблему автоматического отключения аккумулятора от зарядного устройства при обесточивании последнего. И стало мне любопытно, нельзя ли применить подобный подход в другом случае, где тоже испокон века в качестве запорного элемента использовался диод.
Эта статья является типичным гайдом по велосипедостроению, т.к. рассказывает о разработке схемы, функционал которой уже давно реализован в миллионах готовых устройств. Поэтому просьба не относится к данному материалу, как к чему-то совсем утилитарному. Скорее это просто история о том, как рождается электронное устройство: от осознания необходимости до работающего прототипа через все препятствия.
Зачем все это?
При резервировании низковольтного источника питания постоянного тока самый простой путь включения свинцово-кислотного аккумулятора – это в качестве буфера, просто параллельно сетевому источнику, как это делалось в автомобилях до появления у них сложных «мозгов».
Аккумулятор хоть и работает в не самом оптимальном режиме, но всегда заряжен и не требует какой-либо силовой коммутации при отключении или включении сетевого напряжения на входе БП. Далее более подробно о некоторых проблемах такого включения и попытке их решить.
История вопроса
Еще каких-то 20 лет назад подобный вопрос не стоял на повестке дня. Причиной тому была схемотехника типичного сетевого блока питания (или зарядного устройства), которая препятствовала разряду аккумулятора на его выходные цепи при отключении сетевого напряжения. Посмотрим простейшую схему блока с однополупериодным выпрямлением:
Совершенно очевидно, что тот же самый диод, который выпрямляет переменное напряжение сетевой обмотки, будет препятствовать и разряду аккумулятора на вторичную обмотку трансформатора при отключении питающего напряжения сети. Двухполупериодная мостовая схема выпрямителя, несмотря на несколько меньшую очевидность, обладает точно такими же свойствами. И даже использование параметрического стабилизатора напряжения с усилителем тока (такого, как широко распространенная микросхема 7812 и ее аналоги), не меняет ситуацию:
Действительно, если посмотреть на упрощенную схему такого стабилизатора, становится понятно, что эмиттерный переход выходного транзистора исполняет роль все того же запорного диода, который закрывается при пропадании напряжения на выходе выпрямителя, и сохраняет заряд аккумулятора в целости и сохранности.
Однако в последние годы все изменилось. На смену трансформаторным блокам питания с параметрической стабилизацией пришли более компактные и дешевые импульсные AC/DC-преобразователи напряжения, которые обладают гораздо более высоким КПД и соотношением мощность/вес. Вот только при всех достоинствах, у этих источников питания обнаружился один недостаток: их выходные цепи имеют гораздо более сложную схемотехнику, которая обычно никак не предусматривает защиту от обратного затекания тока из вторичной цепи. В результате, при использовании такого источника в системе вида “БП -> буферный аккумулятор -> нагрузка”, при отключении сетевого напряжения аккумулятор начинает интенсивно разряжаться на выходные цепи БП.
Простейший путь (диод)
Простейшее решение состоит в использовании диода с барьером Шоттки, включенного в разрыв положительного провода, соединяющего БП и аккумулятор:
Однако основные проблемы такого решения уже озвучены в упомянутой выше статье. Кроме того, такой подход может быть неприемлемым по той причине, что для работы в буферном режиме 12-вольтовому свинцово-кислотному аккумулятору нужно напряжение не менее 13.
6 вольт. А падающие на диоде почти пол вольта могут сделать это напряжение банально недостижимым в сочетании с имеющимся блоком питания (как раз мой случай).
Все это заставляет искать альтернативные пути автоматической коммутации, которая должна обладать следующими свойствами:
- Малое прямое падение напряжения во включенном состоянии.
- Способность без существенного нагрева выдерживать во включенном состоянии прямой ток, потребляемый от блока питания нагрузкой и буферным аккумулятором.
- Высокое обратное падение напряжения и низкое собственное потребление в выключенном состоянии.
- Нормально выключенное состояние, чтобы при подключении заряженного аккумулятора к изначально обесточенной системе не начинался его разряд.
- Автоматический переход во включенное состояние при подаче напряжения сети вне зависимости от наличия и уровня заряда аккумулятора.
- Максимально быстрый автоматический переход в выключенное состояние при пропадании напряжения сети.
Если бы диод являлся идеальным прибором, то он без проблем выполнил все эти условия, однако суровая реальность ставит под сомнение пункты 1 и 2.
Наивное решение (реле постоянного тока)
При анализе требований, любому, кто хоть немного «в теме», придет мысль использовать для этой цели электромагнитное реле, которое способно физически замыкать контакты при помощи магнитного поля, создаваемого управляющим током в обмотке. И, наверное, он даже набросает на салфетке что-то типа этого:
В этой схеме нормально разомкнутые контакты реле замыкаются только при прохождении тока через обмотку, подключенную к выходу блока питания. Однако если пройтись по списку требований, то окажется, что эта схема не соответствует пункту 6. Ведь если контакты реле были однажды замкнуты, пропадание напряжения сети не приведет к их размыканию по той причине, что обмотка (а с ней и вся выходная цепь БП) остается подключенной к аккумулятору через эти же контакты! Налицо типичный случай положительной обратной связи, когда управляющая цепь имеет непосредственную связь с исполнительной, и в итоге система приобретает свойства бистабильного триггера.
Таким образом, подобный наивный подход не является решением проблемы. Более того, если проанализировать сложившуюся ситуацию логически, то легко можно прийти к выводу, что в промежутке “БП -> буферный аккумулятор” в идеальных условиях никакое другое решение кроме вентиля, проводящего ток в одном направлении, быть просто не может. Действительно, если мы не будем использовать какой-либо внешний управляющий сигнал, то что бы мы не делали в этой точке схемы, любой наш коммутирующий элемент, однажды включившись, сделает неотличимым электричество, создаваемое аккумулятором, от электричества, создаваемого блоком питания.
Окольный путь (реле переменного тока)
После осознания всех проблем предыдущего пункта, «шарящему» человеку обычно приходит в голову новая идея использования в качестве односторонне проводящего вентиля самого блока питания. А почему бы и нет? Ведь если БП не является обратимым устройством, и подведенное к его выходу напряжение аккумулятора не создает на входе переменного напряжения 220 вольт (как это и бывает в 100% случаев реальных схем), то эту разницу можно использовать в качестве управляющего сигнала для коммутирующего элемента:
Бинго! Выполняются все пункты требований и единственное, что для этого нужно – это реле, способное замыкать контакты при подаче на него сетевого напряжения.
Это может быть специальное реле переменного тока, рассчитанное на сетевое напряжение. Или обычное реле со своими мини-БП (тут достаточно любой беcтрансформаторной понижающей схемы с простейшим выпрямителем).
Можно было бы праздновать победу, но мне это решение не понравилось. Во-первых, нужно подключать что-то непосредственно к сети, что не есть гуд с точки зрения безопасности. Во-вторых, тем, что коммутировать это реле должно значительные токи, вероятно, до десятков ампер, а это делает всю конструкцию не такой тривиальной и компактной, как могло показаться изначально. Ну и в-третьих, а как же такой удобный полевой транзистор?
Первое решение (полевой транзистор + измеритель напряжения аккумулятора)
Поиски более элегантного решения проблемы привели меня к осознанию того факта, что аккумулятор, работающий в буферном режиме при напряжении около 13.8 вольта, без внешней «подпитки» быстро теряет исходное напряжение даже в отсутствии нагрузки. Если же он начнет разряжаться на БП, то за первую минуту времени он теряет не менее 0.
1 вольта, чего более чем достаточно для надежной фиксации простейшим компаратором. В общем, идея такова: затвором коммутирующего полевого транзистора управляет компаратор. Один из входов компаратора подключен к источнику стабильного напряжения. Второй вход подключен к делителю напряжения блока питания. Причем коэффициент деления подобран так, чтобы напряжение на выходе делителя при включенном БП было примерно на 0.1..0.2 вольта выше, чем напряжение стабилизированного источника. В результате, при включенном БП напряжение с делителя всегда будет преобладать, а вот при обесточивании сети, по мере падения напряжения аккумулятора, оно будет уменьшаться пропорционально этому падению. Через некоторое время напряжение на выходе делителя окажется меньше напряжения стабилизатора и компаратор при помощи полевого транзистора разорвет цепь.
Примерная схема такого устройства:
Как видно, к источнику стабильного напряжения подключен прямой вход компаратора. Напряжение этого источника, в принципе, не важно, главное, чтобы оно было в пределах допустимых входных напряжений компаратора, однако удобно, когда оно составляет примерно половину напряжения аккумулятора, то есть около 6 вольт.
Инверсный вход компаратора подключен к делителю напряжения БП, а выход – к затвору коммутирующего транзистора. Когда напряжение на инверсном входе превышает таковое на прямом, выход компаратора соединяет затвор полевого транзистора с землей, в результате чего транзистор открывается и замыкает цепь. После обесточивания сети, через некоторое время напряжение аккумулятора понижается, вместе с ним падает напряжение на инверсном входе компаратора, и когда оно оказывается ниже уровня на прямом входе, компаратор «отрывает» затвор транзистора от земли и тем самым разрывает цепь. В дальнейшем, когда блок питания снова «оживет», напряжение на инверсном входе мгновенно повысится до нормального уровня и транзистор снова откроется.
Для практической реализации данной схемы была использована имеющаяся у меня микросхема LM393. Это очень дешевый (менее десяти центов в рознице), но при этом экономичный и обладающий довольно неплохими характеристиками сдвоенный компаратор. Он допускает питание напряжением до 36 вольт, имеет коэффициент передачи не менее 50 V/mV, а его входы отличаются довольно высоким импедансом. В качестве коммутирующего транзистора был взят первый из доступных в продаже мощных P-канальных MOSFET-ов FDD6685. После нескольких экспериментов была выведена такая практическая схема коммутатора:
В ней абстрактный источник стабильного напряжения заменен на вполне реальный параметрический стабилизатор из резистора R2 и стабилитрона D1, а делитель выполнен на основе подстроечного резистора R1, позволяющего подогнать коэффициент деления под нужное значение. Так как входы компаратора имеют весьма значительный импеданс, величина гасящего сопротивления в стабилизаторе может составлять более сотни кОм, что позволяет минимизировать ток утечки, а значит и общее потребление устройства. Номинал подстроечного резистора вообще не критичен и без каких-либо последствий для работоспособности схемы может быть выбран в диапазоне от десяти до нескольких сотен кОм. Из-за того, что выходная цепь компаратора LM393 построена по схеме с открытым коллектором, для ее функционального завершения необходим также нагрузочный резистор R3, сопротивлением несколько сотен кОм.
Регулировка устройства сводится к установке положения движка подстроечного резистора в положение, при котором напряжение на ножке 2 микросхемы превышает таковое на ножке 3 примерно на 0.1..0.2 вольта. Для настройки лучше не лезть мультиметром в высокоимпедансные цепи, а просто установив движок резистора в нижнее (по схеме) положение, подключить БП (аккумулятор пока не присоединяем), и, измеряя напряжение на выводе 1 микросхемы, двигать контакт резистора вверх. Как только напряжение резким скачком упадет до нуля, предварительную настройку можно считать завершенной.
Не стоит стремиться к отключению при минимальной разнице напряжений, потому что это неизбежно приведет к неправильной работе схемы. В реальных условиях напротив приходится специально занижать чувствительность. Дело в том, что при включении нагрузки, напряжение на входе схемы неизбежно просаживается из-за не идеальной стабилизации в БП и конечного сопротивления соединительных проводов. Это может привести к тому, что излишне чувствительно настроенный прибор сочтет такую просадку отключением БП и разорвет цепь. В результате БП будет подключаться только при отсутствии нагрузки, а все остальное время работать придется аккумулятору. Правда, когда аккумулятор немного разрядится, откроется внутренний диод полевого транзистора и ток от БП начнет поступать в цепь через него. Но это приведет к перегреву транзистора и к тому, что аккумулятор будет работать в режиме долгого недозаряда. В общем, окончательную калибровку нужно проводить под реальной нагрузкой, контролируя напряжение на выводе 1 микросхемы и оставив в итоге небольшой запас для надежности.
В результате практического испытания были получены такие результаты. Сопротивление в открытом состоянии соответствует проходному сопротивлению из даташита на транзистор. В закрытом состоянии паразитный ток во вторичной цепи БП измерить не удалось ввиду его незначительности. Потребляемый ток в режиме работы от аккумулятора составил 1.1 мА, причем он практически на 100% состоит из тока, потребляемого микросхемой. После калибровки под максимальную нагрузку, время срабатывания без нагрузки вышло почти 15 минут. Столько времени понадобилось моему аккумулятору, чтобы разрядиться до того напряжения, которое поступает от БП на устройство под полной нагрузкой. Правда, отключение при полной нагрузке происходит почти сразу (менее 10 секунд), но это время зависит от емкости, заряда, и общего «здоровья» аккумулятора.
Существенными недостатками этой схемы являются относительная сложность калибровки и необходимость мириться с потенциальными потерями энергии аккумулятора ради корректной работы.
Последний недостаток не давал покоя и после некоторых обдумываний привел меня к мысли измерять не напряжение аккумулятора, а непосредственно направление тока в цепи.
Второе решение (полевой транзистор + измеритель направления тока)
Для измерения направления тока можно было бы применить какой-нибудь хитрый датчик. Например, датчик Холла, регистрирующий вектор магнитного поля вокруг проводника и позволяющий без разрыва цепи определить не только направление, но и силу тока. Однако в связи с отсутствием такого датчика (да и опыта работы с подобными девайсами), было решено попробовать измерять знак падения напряжения на канале полевого транзистора. Конечно, в открытом состоянии сопротивление канала измеряется сотыми долями ома (ради этого и вся затея), но, тем не менее, оно вполне конечно и можно попробовать на этом сыграть. Дополнительным доводом в пользу такого решения является отсутствие необходимости в тонкой регулировке. Мы ведь будем измерять лишь полярность падения напряжения, а не его абсолютную величину.
По самым пессимистичным расчетам, при сопротивлении открытого канала транзистора FDD6685 около 14 мОм и дифференциальной чувствительности компаратора LM393 из колонки “min” 50 V/mV, мы будем иметь на выходе компаратора полный размах напряжения величиной 12 вольт при токе через транзистор чуть более 17 mA. Как видим, величина вполне реальная. На практике же она должна быть еще примерно на порядок меньше, потому что типичная чувствительность нашего компаратора равна 200 V/mV, сопротивление канала транзистора в реальных условиях с учетом монтажа вряд ли будет меньше 25 мОм, а размах управляющего напряжения на затворе может не превышать трех вольт.
Абстрактная реализация будет иметь примерно такой вид:
Тут входы компаратора подключены непосредственно к плюсовой шине по разные стороны от полевого транзистора. При прохождении тока через него в разных направлениях, напряжения на входах компаратора неизбежно будут отличаться, причем знак разницы будет соответствовать направлению тока, а величина – его силе.
На первый взгляд схема оказывается предельно простой, однако тут возникает проблема с питанием компаратора. Заключается она в том, что мы не можем запитать микросхему непосредственно от тех же цепей, которые она должна измерять. Согласно даташиту, максимальное напряжение на входах LM393 не должно быть выше напряжения питания минус два вольта. Если превысить этот порог, компаратор прекращает замечать разницу напряжений на прямом и инверсном входах.
Потенциальных решений возникшей проблемы два. Первое, очевидное, заключается в повышении напряжения питания компаратора. Второе, которое приходит в голову, если немного подумать, заключается в равном понижении управляющих напряжений при помощи двух делителей. Вот как это может выглядеть:
Эта схема подкупает своей простотой и лаконичностью, однако в реальном мире она, к сожалению, не реализуема. Дело в том, что мы имеем дело с разницей напряжений между входами компаратора всего в единицы милливольт. В то же время разброс сопротивлений резисторов даже самого высокого класса точности составляет 0.1%. При минимально приемлемом коэффициенте деления 2 к 8 и разумном полном сопротивлении делителя 10 кОм, погрешность измерения будет достигать 3 mV, что в несколько раз превышает падение напряжения на транзисторе при токе 17 mA. Применение «подстроечника» в одном из делителей отпадает по той же причине, ведь подобрать его сопротивление с точностью более 0.01% не представляется возможным даже при использовании прецизионного многооборотного резистора (плюс не забываем про временной и температурный дрейф). Кроме того, как уже писалось выше, теоретически эта схема вообще не должна нуждаться в калибровке из-за своей почти «цифровой» сущности.
Исходя из всего сказанного, на практике остается только вариант с повышением напряжения питания. В принципе, это не такая уж и проблема, если учесть, что существует огромное количество специализированных микросхем, позволяющих при помощи всего нескольких деталей соорудить stepup-преобразователь на нужное напряжение. Но тогда сложность устройства и его потребление возрастет почти вдвое, чего хотелось бы избежать.
Существует несколько способов соорудить маломощный повышающий преобразователь. Например, большинство интегральных преобразователей предполагают использование напряжения самоиндукции небольшого дросселя, включенного последовательно с «силовым» ключом, расположенным прямо на кристалле. Такой подход оправдан при сравнительно мощном преобразовании, например для питания светодиода током в десятки миллиампер. В нашем случае это явно избыточно, ведь нужно обеспечить ток всего около одного миллиампера. Нам гораздо более подойдет схема удвоения постоянного напряжения при помощи управляющего ключа, двух конденсаторов, и двух диодов. Принцип ее действия можно понять по схеме:
В первый момент времени, когда транзистор закрыт, не происходит ничего интересного. Ток из шины питания через диоды D1 и D2 попадает на выход, в результате чего на конденсаторе C2 устанавливается даже несколько более низкое напряжение, чем поступает на вход. Однако если транзистор откроется, конденсатор C1 через диод D1 и транзистор зарядится почти до напряжения питания (минус прямое падение на D1 и транзисторе). Теперь, если мы снова закроем транзистор, то окажется, что заряженный конденсатор C1 включен последовательно с резистором R1 и источником питания. В результате его напряжение сложится с напряжением источника питания и, понеся некоторые потери в резисторе R1 и диоде D2, зарядит C2 почти до удвоенного Uin. После этого весь цикл можно начинать сначала. В итоге, если транзистор регулярно переключается, а отбор энергии из C2 не слишком велик, из 12 вольт получается около 20 ценой всего пяти деталей (не считая ключа), среди которых нет ни одного намоточного или габаритного элемента.
Для реализации такого удвоителя, кроме уже перечисленных элементов, нам нужен генератор колебаний и сам ключ. Может показаться, что это уйма деталей, но на самом деле это не так, ведь почти все, что нужно, у нас уже есть. Надеюсь, вы не забыли, что LM393 содержит в своем составе два компаратора? А то, что использовали мы пока только один из них? Ведь компаратор – это тоже усилитель, а значит, если охватить его положительной обратной связью по переменному току, он превратится в генератор. При этом его выходной транзистор будет регулярно открываться и закрываться, отлично исполняя роль ключа удвоителя. Вот что у нас получится при попытке реализовать задуманное:
Поначалу идея питать генератор напряжением, которое тот сам фактически и вырабатывает при работе, может показаться довольно дикой. Однако если присмотреться внимательнее, то можно увидеть, что изначально генератор получает питание через диоды D1 и D2, чего ему вполне достаточно для старта. После возникновения генерации начинает работать удвоитель, и напряжение питания плавно возрастает примерно до 20 вольт. На этот процесс уходит не более секунды, после чего генератор, а вместе с ним и первый компаратор, получают питание, значительно превышающее рабочее напряжение схемы. Это дает нам возможность непосредственно измерять разность напряжений на истоке и стоке полевого транзистора и достичь-таки своей цели.
Вот окончательная схема нашего коммутатора:
Пояснять по ней уже нечего, все описано выше. Как видим, устройство не содержит ни одного настроечного элемента и при правильной сборке начинает работать сразу. Кроме уже знакомых активных элементов добавились только два диода, в качестве которых можно использовать любые маломощные диоды с максимальным обратным напряжением не менее 25 вольт и предельным прямым током от 10 mA (например, широко распространенный 1N4148, который можно выпаять из старой материнской платы).
Эта схема была проверена на макетной плате, где доказала свою полную работоспособность. Полученные параметры полностью соответствуют ожиданиям: мгновенная коммутация в оба направления, отсутствие неадекватной реакции при подключении нагрузки, потребление тока от аккумулятора всего 2.1 mA.
Один из вариантов разводки печатной платы тоже прилагается. 300 dpi, вид со стороны деталей (поэтому печатать нужно в зеркальном отражении). Полевой транзистор монтируется со стороны проводников.
Собранное устройство, полностью готовое к монтажу:
Разводил старым дедовским способом, поэтому вышло немного криво, однако тем не менее девайс уже несколько дней исправно выполняет свои функции в цепи с током до 15 ампер без всяких признаков перегрева.
Архив с файлами схемы и разводки для EAGLE.
Спасибо за внимание.
Полевой транзистор металл-оксид-полупроводник – обзор
3.2.2.1 Силовые полевые МОП-транзисторы
МОП-транзисторы появились в 1970-х годах, когда были произведены первые полевые транзисторы с изолированным затвором. Типичный полевой МОП-транзистор состоит из выводов затвора, истока, стока и корпуса, а также областей полупроводникового материала n-типа и p-типа, как показано на рис. 3.6. В областях кремния n-типа имеется большое количество электронов в зоне проводимости атомов кремния, которые образуют материал, и эти электроны являются основными носителями заряда.Напротив, кремний p-типа имеет дефицит электронов в валентной зоне, также известный как изобилие дырок, и движение этих дырок в валентной зоне отвечает за перенос заряда.
Рисунок 3.6. (A) Планарная структура MOSFET (слева) и (B) Вертикальная структура MOSFET (справа).
В типичном планарном полевом МОП-транзисторе затвор изолирован от полупроводника с помощью оксида, а вывод корпуса изнутри соединен с источником, оставляя три открытых вывода. Это дает эффект создания диода между истоком и стоком, который может блокировать ток, протекающий от стока к истоку, когда устройство выключено.МОП-транзистор работает как переключатель, подавая положительное напряжение смещения на затвор относительно стока. Это создает электрическое поле, которое притягивает электроны из кремния p-типа к затвору. Эти электроны заполняют пространство между двумя высоколегированными областями n-типа, образуя инверсионный слой и тем самым обеспечивая путь для прохождения тока от стока к истоку.
Планарный полевой МОП-транзистор не подходит для приложений с переключением мощности по нескольким причинам. Рабочее напряжение устройства зависит от длины канала (т.е.е., ширина области p-типа, как показано на рис. 3.6A), в то время как номинальный ток устройства зависит от токопроводящего поперечного сечения и, следовательно, ширины канала (т. е. глубины в страницу, как показано на рисунке). Для силовых приложений планарный МОП-транзистор потребует значительных пространственных размеров для создания большой площади поперечного сечения, необходимой для передачи большого количества тока. Вертикальные конструкции, подобные показанной на рис. 3.6В, решают эту проблему и позволяют использовать более высокие токи.В этой конфигурации ток течет вертикально, тем самым увеличивая площадь поперечного сечения, через которое проходит ток, при сохранении примерно того же размера корпуса. Номинальное напряжение устройства зависит от толщины и концентрации легирования в слое n-типа, что также может влиять на сопротивление в открытом состоянии.
Два источника неэффективности преобразователей мощности, использующих полевые МОП-транзисторы, – это коммутационные потери и потери проводимости. Коммутационные потери в полевых МОП-транзисторах понимаются с учетом емкости затвора.Этот конденсатор необходимо зарядить, чтобы поднять напряжение затвора до достаточно высокого уровня для включения транзистора. Точно так же нужно снять заряд, чтобы снизить напряжение и выключить транзистор. Если транзистор используется в качестве высокочастотного переключателя, как в случае с SST, которые мы рассмотрели, постоянное добавление и удаление заряда потребляет значительное количество энергии и генерирует тепло, с которым должен справляться объемный кремний. Потери при переключении снижаются за счет минимизации заряда, необходимого для включения устройства.Потери проводимости, напротив, снижаются за счет уменьшения сопротивления в открытом состоянии.
За последние несколько десятилетий в базовую структуру полевого МОП-транзистора, показанную на рис. 3.6, были внесены усовершенствования с целью повышения производительности в силовых приложениях. Например, введение слаболегированных стоков позволило полевым МОП-транзисторам блокировать более высокие напряжения при выключении (Saxena & Kumar, 2012). Геометрические улучшения, такие как введение затворов для уменьшения сопротивления в открытом состоянии, улучшили способность силовых полевых МОП-транзисторов управлять током (Shenai, 2013).Несмотря на эти улучшения, фундаментальным ограничением технологии MOSFET является связь между сопротивлением в открытом состоянии и напряжением пробоя устройства. В частности, сопротивление в открытом состоянии увеличивается пропорционально квадрату напряжения пробоя (Shenai, 2013). По этой причине трудно получить высокое рабочее напряжение при одновременном протекании больших токов. Поэтому полевые МОП-транзисторы часто используются для приложений среднего напряжения, которые включают определенные возобновляемые источники и устройства хранения энергии.
Текущие исследования и разработки в контексте приложений для интеллектуальных сетей сосредоточены на успешной реализации этих устройств с использованием передовых полупроводников. Использование этих широкозонных полупроводников, включая карбид кремния (SiC), обсуждается в разделе 3.2.2.3.
% PDF-1.2 % 124 0 объект > эндобдж xref 124 87 0000000016 00000 н. 0000002091 00000 н. 0000002784 00000 н. 0000003002 00000 п. 0000003176 00000 н. 0000003334 00000 н. 0000003512 00000 н. 0000003723 00000 н. 0000004064 00000 н. 0000004351 00000 п. 0000004590 00000 н. 0000004801 00000 п. 0000005027 00000 н. 0000005257 00000 н. 0000005486 00000 н. 0000005679 00000 н. 0000006126 00000 н. 0000006427 00000 н. 0000006730 00000 н. 0000007158 00000 н. 0000007537 00000 н. 0000007859 00000 п. 0000013480 00000 п. 0000013565 00000 п. 0000013669 00000 п. 0000014010 00000 п. 0000015139 00000 п. 0000015246 00000 п. 0000015358 00000 п. 0000015720 00000 п. 0000016139 00000 п. 0000016503 00000 п. 0000016744 00000 п. 0000016855 00000 п. 0000017024 00000 п. 0000017238 00000 п. 0000017397 00000 п. 0000017563 00000 п. 0000018071 00000 п. 0000018458 00000 п. 0000018852 00000 п. 0000019263 00000 п. 0000019580 00000 п. 0000019691 00000 п. 0000020055 00000 п. 0000020290 00000 н. 0000020446 00000 п. 0000020679 00000 п. 0000021010 00000 п. 0000021277 00000 п. 0000021485 00000 п. 0000021807 00000 п. 0000022194 00000 п. 0000022468 00000 п. 0000022813 00000 п. 0000023006 00000 п. 0000023304 00000 п. 0000023463 00000 п. 0000023766 00000 п. 0000024106 00000 п. 0000024530 00000 п. 0000024816 00000 п. 0000025189 00000 п. 0000025426 00000 п. 0000025721 00000 п. 0000026370 00000 п. 0000026678 00000 п. 0000026932 00000 п. 0000027226 00000 п. 0000027615 00000 н. 0000027638 00000 п. 0000030396 00000 п. 0000030419 00000 п. 0000032707 00000 п. 0000032730 00000 н. 0000035476 00000 п. 0000035499 00000 п. 0000037713 00000 п. 0000037736 00000 п. 0000040221 00000 п. 0000040244 00000 п. 0000042465 00000 п. 0000042488 00000 п. 0000044725 00000 п. 0000044748 00000 п. 0000002148 00000 п. 0000002762 00000 н. трейлер ] >> startxref 0 %% EOF 125 0 объект > эндобдж 209 0 объект > транслировать Hc“a`Ha`g`sd` @
(PDF) Автономный драйвер затвора для нормально включенных полевых транзисторов с карбид кремниевого перехода без внешнего источника питания
1500 IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.28, NO. 3, МАРТ 2013
Последнее ограничение касается процесса отключения
SPGD. Рассматривая, например, фазу инвертора
, когда система отключена, накопленная энергия в конденсаторе постоянного тока
должна рассеиваться, прежде чем пропадет питание драйвера затвора
. Энергия может быть отведена на нагрузку или на отдельный разрядный резистор
. В случае, когда питание на
драйвера затвора пропадает до того, как конденсатор постоянного тока
полностью разряжен, может произойти короткое замыкание через полевые транзисторы
, которое может термически их разрушить.
V. ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В этой статье представлена концепция, а также схемное решение стандартной проблемы
Mally ON для SiC JFET-транзисторов. Предлагаемый SPGD
способен не только сбрасывать ток короткого замыкания через
SiC JFET, но также подавать в схему управления затвором
соответствующее отрицательное напряжение во время работы в установившемся режиме
без необходимости внешний источник питания. Он в основном
состоит из двух отдельных преобразователей: пускового преобразователя
, который обрабатывает токи короткого замыкания, и установившегося преобразователя
, который подает соответствующее установившееся отрицательное напряжение на затворе
.Для активации пускового преобразователя необходимо определенное значение тока короткого замыкания в
. Было показано, что
этот ток не должен быть чрезмерно высоким, если пассивные компоненты пускового преобразователя
правильно выбраны. Таким образом,
устройства защищены от теплового разрушения из-за высокого тока короткого замыкания
. Из экспериментов видно, что
активационный ток короткого замыкания равен примерно половине
номинального тока устройства.Более того, выходное напряжение установившегося преобразователя
может быть отрегулировано до желаемого уровня
в соответствии с проектными требованиями. Характеристики
SPGD были исследованы на автономной схеме, а когда
используется в полумостовом преобразователе. Измерения
показывают, что с помощью SPGD ток короткого замыкания
сбрасывается примерно за 20 мкс. Кроме того, экспериментально показано, что SPGD может правильно переключать
, как правило, на SiC JFET, используемые в полумостовом преобразователе
, без какого-либо внешнего источника питания.
ССЫЛКИ
[1] A. Lemmon, M. Mazzola, J. Gafford и K. M. Speer, «Сравнительный анализ
коммерчески доступных транзисторов из карбида кремния», в Proc.
27-й год. IEEE Appl. Power Electron. Конф. Expo., Февраль 2012 г., стр. 2509–
2515.
[2] J. Rabkowski, D. Peftitsis, H.-P. Ни, «Силовые транзисторы
из карбида кремния – начинается новая эра в силовой электронике», IEEE Ind. Elec-
tron. Mag., Т. 6, вып.2, pp. 17–26, Jun. 2012.
[3] R. A. Wood, T.-E. Салем, «Оценка двойного модуля
All-SiC на 1200 В, 800 А», IEEE Trans. Power Electron., Т. 26, вып. 9, pp. 2504–2511,
Sep. 2011.
[4] Дж. А. Купер, младший, М. Р. Меллок, Р. Сингх, А. Агарвал и Дж. У. Палмур,
«Состояние и перспективы силовых МОП-транзисторов на основе SiC. , ”IEEE Trans. Электрон.
Приборы, об. 49, нет. 4, pp. 658–664, Apr. 2002.
[5] А. Клаудио, Х. Ван, А. К. Хуанг и А.К. Агарвал, «Статические и
динамические характеристики карбидокремниевого транзистора с биполярным переходом»,
в Proc. 29 год. Конф. IEEE Ind. Electron. Soc., Июнь 2003 г., т. 2,
с. 1173–1178.
[6] П. Фридрихс и Р. Рупп, «Силовые устройства из карбида кремния: текущие разработки и потенциальные применения», в Proc. Евро. Конф. Power Electron.
заявл., 2005 г., стр. 11.
[7] М. Треу, Р. Рупп, П. Блашиц, К. Рушеншмидт, Т.Sekinger,
P. Friedrichs, R. Elpelt и D. Peters, «Стратегические соображения для вариантов переключателей unipo-
lar на SiC: JFET vs. MOSFET», in Proc. Конф. Запись
2007 IEEE Ind. Appl. Конф. 42-й МСФО Анну. Meeting., 23–27 сентября 2007 г.,
pp. 324–330.
[8] К. Дж. Кокрейн, П. М. Ленахан и А. Лелис, «Исследование магнитного резонанса с электрическими детекциями в ловушке на границе раздела в 4H SiC MOSFET», в
Proc. Int. Полуконд.Устройство Res. Symp., 2011. С. 1–2.
[9] П. Годиньон, С. Берберих, Э. Морван, X. Жорда, Д. Флорес, Дж. Монтсеррат,
Дж. Реболло и Л. Оттавиани, «Структуры 6H-SiC MOSFET для питания
характеристика процесса изготовления устройства », в сб. Int. Полуконд. Конф.,
1999, т. 1. С. 179–182.
[10] Т. Хатаяма, С. Хино, Н. Миура, Т. Оомори и Э. Токумицу, «Замечание-
позволяет увеличить подвижность каналов SiC-MOSFET за счет управления межфазным слоем SiO2
между Al2O3 и SiC », IEEE Trans.Электрон.
Приборы, об. 55, нет. 8, pp. 2041–2045, август 2008 г.
[11] Д. Окамото, Х. Яно, К. Хирата, Т. Хатаяма и Т. Фуюки, «Улучшенная подвижность канала инверсии
в полевых МОП-транзисторах с 4H-SiC. на поверхности Si с использованием оксида затвора, легированного фосфором
», IEEE Electron. Device Lett., Vol. 31,
нет. 7, pp. 710–712, Jul. 2010.
[12] M. ¨
Ostling, R. Ghandi, and C.-M. Зеттерлинг, «Силовые устройства SiC – настоящее состояние
, приложения и перспективы на будущее», в Proc.IEEE 23rd Int. Symp.
Power Semicond. Микросхемы устройств, Сан-Диего, Калифорния, 23–26 мая 2011 г., стр. 10–
15.
[13] К. Чжан, Р. Калланан, М. К. Дас, С.-Х. Рю, А.-К. Agarwal и
J. W. Palmour, «Силовые устройства SiC для микросетей», IEEE Trans. Мощность
Электрон., Т. 25, нет. 12, pp. 2889–2896, Dec. 2010.
[14] J. Rabkowski, G. Tolstoy, D. Peftitsis, H.-P. Ни, «Базовый привод с малыми потерями и высокими характеристиками
для SiC BJT», IEEE Trans.Power Electron.,
т. 27, нет. 5, pp. 2633–2643, May 2012.
[15] А. Линдгрен и М. Домей, «Быстрое переключение без деградации 1200 В
50 A карбид кремниевых биполярных транзисторов», in Proc. 26-го Анну. IEEE Appl. Мощность
Электрон. Конф. Expo., Март 2011 г., стр. 1064–1070.
[16] Д. Цзян, Р. Бургос, Ф. Ван, научный сотрудник и Д. Бороевич, «Температурные
зависимые характеристики SiC-устройств: оценка производительности и расчет потерь
», IEEE Trans.Power Electron., Т. 27, нет. 2, pp. 1013–1024,
Feb. 2012.
[17] Д. Пефтицис, Г. Толстой, А. Антонопулос, Я. Рабковски, Ж.-К. Lim,
M. Bakowski, L. ¨
Angquist и H.-P. Ни, «Мощные модульные многоуровневые преобразователи
с SiC JFET», IEEE Trans. Power Electron., Т. 27,
нет. 1, pp. 28–36, Jan. 2012.
[18] E. Platania, C. Zhiyang, F. Chimento, AE Grekov, R. Fu, L. Lu, A. Raciti,
JL Hudgins, H .A. Mantooth, D. C. Sheridan, J. Casady и E. Santi,
«Физическая модель SiC JFET, учитывающая зависящую от электрического поля подвижность», IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 47, нет. 1, стр. 199–211,
янв. / Февр. 2011.
[19] А.Е. Греков, З. Чен, Р. Фу, Дж. Л. Хаджинс, HA Mantooth, DC
Шеридан, Дж. Касади и Э. Санти, «Процедура извлечения параметров для
вертикальных силовых SiC JFET». ”IEEE Trans.Ind. Appl., Vol. 47, нет. 4, стр.1862–
1871, июл / авг. 2011.
[20] З. Чен, А.Е. Греков, Р. Фу, Дж. Л. Хаджинс, HA Mantooth, DC Sheri-
дан, Дж. Касади и Э. Санти, «Модель силового SiC вертикального JFET-транзистора с
. единое описание линейного и насыщенного режимов работы », IEEE
Trans. Ind. Appl., Vol. 47, нет. 4. С. 1853–1861, июл. / Авг. 2011.
[21] Р.К. Малхан, М. Баковски, Ю. Такеучи, Н. Сугияма и А. Шо
oner,
«Дизайн, процесс и характеристики полностью эпитаксиального SiC
в нормальном состоянии. JFETs, // УФН.Статус Solidi A, vol. 206, нет. 10. С. 2308–2328.
[22] И. Санкин, Д. К. Шеридан, В. Дрейпер, В. Бондаренко, Р. Келли,
MS Mazzola, и JB Casady, «Нормально выключенные SiC VJFET для приложений переключения питания 800 В,
,и 1200 В. , ”В Proc. 20-й Междунар. Symp. Мощность
Полуконд. Микросхемы устройств, 18–22 мая 2008 г., стр. 260–262.
[23] Р. Л. Келли, М. С. Маццола, В. А. Дрейпер и Дж. Касади, «По своей сути
безопасный преобразователь постоянного тока в постоянный ток, использующий нормально включенный SiC JFET», в Proc.20th
Annu. IEEE Appl. Power Electron. Конф. Expo., 6–10 марта 2005 г., т. 3,
с. 1561–1565.
[24] А. П. Михайла, Ф. Удреа, С. Дж. Рашид, П. Годиньон и Дж. Миллан, «SiC
полевые транзисторы – обзор современного состояния», в Proc. Int. Полуконд. Конф.,
2005, т. 2. С. 349–352.
[25] Б. Вжеционко, Д. Бортис, Дж. Била и Дж. У. Колар, «Новый драйвер затвора
, связанный по переменному току, для сверхбыстрого переключения нормально выключенных SiC JFET», IEEE
Trans.Power Electron., Т. 27, нет. 7, pp. 3452–3463, Jul. 2012.
[26] B. ˚
Allebrand and H.-P. Ни, «О возможности использования SiC JFET в силовых электронных схемах
», Proc. Евро. Конф. Power Electron. Appl., Август
2001.
[27] Р. Сименец и У. Кирхнер, «Силовой выключатель SiC JFET
с прямым приводом на 1200 В», в Proc. 2011-14 Евр. Конф. Power Electron. Appl.,
с. 1–10.
Транзисторный переключатель на стороне низкого и высокого уровня
Обычная задача транзистора – это включение и выключение устройства.Существует две конфигурации транзисторного переключателя: со стороны низкого и высокого уровня. Расположение транзистора определяет тип схемы и ее название. Любая конфигурация транзистора может использовать BJT или MOSFET.
В этом посте я рисую конфигурацию для обоих типов транзисторов, рассказываю о том, для чего требуется драйвер, и объясняю, почему вы должны использовать любой из них. Если вы плохо знакомы с транзисторами, ознакомьтесь с ссылками на ресурсы внизу. У меня есть несколько видеороликов, которые я снял, и некоторые из «Учебной схемы element14», которые отлично справляются с внедрением транзисторов.
Конфигурация транзистора нижнего плеча
Когда транзистор заземлен, это означает, что нагрузка находится между + V и транзистором. Поскольку транзистор переключает путь на землю или находится на стороне низкого напряжения нагрузки, он называется переключателем низкого уровня.
Обычно они используют NPN BJT или N-канальный MOSFET.
Примеры транзисторов нижнего уровня (обратите внимание, что полевой транзистор имеет понижающий резистор.)
Для NPN BJT эмиттер подключается к земле, а коллектор подключается к отрицательной стороне нагрузки.В качестве переключателя BJT работает в режиме насыщения. Насыщение означает, что ток базы достаточен для полного включения транзистора.
Для N-канального MOSFET исток подключается к земле, а сток подключается к отрицательной стороне нагрузки. Хотя вы можете использовать JFET для этой схемы, MOSFET в режиме улучшения работает лучше.
Переключатель на транзисторах верхнего плеча
Переключатель на стороне высокого давления противоположен переключателю на стороне низкого давления. Этот транзистор соединяет + V и нагрузку.Из-за того, как работают транзисторы, их может быть немного сложнее использовать в схеме Arduino или Raspberry Pi.
Обычно они используют PNP BJT или MOSFET с P-каналом.
Высокие транзисторы (обратите внимание, что полевой транзистор имеет подтягивающий резистор.)
Для PNP BJT эмиттер подключается к источнику напряжения, а коллектор подключается к положительной стороне нагрузки. Глядя на схематический рисунок для NPN и PNP, PNP может выглядеть так, как будто он перевернут. Как и NPN, PNP BJT должен работать в области насыщения, чтобы полностью включить транзистор.
Для МОП-транзистора с P-каналом, исток подключается к источнику напряжения, а сток подключается к положительной стороне нагрузки. Как и в случае с нижней стороной, вы, вероятно, захотите использовать полевой МОП-транзистор в режиме улучшения. Имейте в виду, что вы никогда не найдете P-Channel в режиме истощения. Они существуют только в учебниках и как ошибки при вводе данных.
МОП-транзистор с P-каналом и таким же напряжением нагрузки
При использовании транзистора P-типа при напряжении нагрузки, которое имеет тот же уровень напряжения, что и сигнал, управляющий транзистором, приведенная выше схема работает нормально.Ну, логика перевернута, но в остальном все в порядке. Для подробного объяснения ознакомьтесь с этим сообщением, которое я написал в Учебном пособии по P-канальным MOSFET только с положительным напряжением.
Когда напряжение нагрузки ВЫШЕ, чем напряжение сигнала, вам нужен драйвер. Затем давайте посмотрим, как драйвер используется с транзисторными переключателями низкого и высокого уровня.
Транзистор управляет другим транзистором
Схема управляющего транзистора – это схема, которая управляет другим транзистором. Эта схема отличается от пары Дарлингтона BJT, которая представляет собой BJT с высоким коэффициентом усиления.Вместо этого используется драйвер транзистора, когда напряжение (или ток) управляющего сигнала несовместимо с нагрузочным транзистором. Ниже приведены два случая, когда вам может потребоваться драйвер транзистора. Это ни в коем случае не единственные. Поэтому, если вы знаете о каком-либо случае или подозреваете, что он вам нужен, оставьте комментарий.
Примеры транзисторных драйверов
Сильноточные полевые МОП-транзисторы имеют значительный порог Vgs. Хотя 5 вольт на выводе Arduino GPIO может быть достаточно для включения транзистора, этого недостаточно для его насыщения.Пока полевой транзистор не будет насыщен, его Rds-ON может быть относительно высоким, ограничивая максимальный ток, который он может выдержать.
Очень часто используется драйвер NPN с PNP BJT или P-канальным MOSFET, когда напряжение нагрузки выше, чем напряжение сигнала. Без драйвера транзистор может никогда не выключиться. Драйвер, по сути, повышает управляющее напряжение до достаточно высокого уровня, чтобы не смещать переход Vbe или Vgs транзистора. Мой учебник по ШИМ-вентилятору для ПК – это пример того, как Arduino управляет 12-вольтовым вентилятором через PNP.
Зачем вообще заморачиваться с транзисторами верхнего плеча?
Как для BJT, так и для MOSFET транзисторов их P-тип обычно имеет большее сопротивление (или меньшую допустимую нагрузку по току), чем их аналоги N-типа. По этой причине некоторые могут прийти к выводу, что вам всегда следует использовать N-тип в конфигурации низкого уровня.
Однако сделайте шаг назад и подумайте на секунду, что делают два разных типа схем. Переключатель нижнего плеча подключает массу, в то время как выключатель верхнего плеча подключает источник напряжения.Как правило, в цепи вы хотите, чтобы земля оставалась подключенной, а питание переключалось. Одна из причин заключается в том, что даже когда транзистор полностью открыт, на нем все еще есть небольшое падение напряжения. Это падение напряжения означает, что заземление этого устройства не равно 0 вольт. Для чего-то простого, например, светодиода, не имеет значения, что вы переключаете. Однако активное устройство, такое как микроконтроллер, нуждается в заземлении! Поэтому, когда у вас есть нагрузка, которая требует заземления, вам НЕОБХОДИМО использовать переключатель высокого напряжения.
Как простое практическое правило, если вы включаете и выключаете устройство, переключатель нижнего уровня – простое решение.Однако, если вы подаете питание на всю цепь или устройство, чувствительное к напряжению, вам следует использовать переключатель высокого напряжения.
Между прочим, есть готовые компоненты, называемые «выключателем нагрузки». Это ИС, которые имеют полевой МОП-транзистор с P-каналом в качестве переключающего транзистора со встроенным драйвером для этого P-канала. Для компонентов этого типа не требуется внешний драйвер.
Ссылки по основам транзисторов(для справки)
- Схема обучения, как работают транзисторы.Карен объясняет с нуля, как работают биполярные переходные транзисторы (BJT). В сети есть много объяснений физики транзисторов, но Карен – самая ясная из тех, с которыми я сталкивался.
- Цепь обучения, обратная связь BJT. В этом эпизоде TLC я присоединился к Карен и рассмотрел некоторые заблуждения сообщества (и я подозреваю, что другие) в видео, указанном выше.
- Аддомс, БЮЦ. Видео, которое я сделал о БЮТ. Я не буду вдаваться в подробности того, как работают электроны, но вместо этого покажу, как их использовать в цепи.
- AddOhms, MOSFETs. Вторая часть моих видео о транзисторах. В этом эпизоде я объясню, как использовать полевые МОП-транзисторы. (Это видео является самым популярным на моем канале YouTube с миллионом просмотров.)
Заявка на патент США на ПЛАВАЮЩИЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ ДЛЯ ЦЕПИ ДРАЙВЕРА, КОНФИГУРИРОВАННОЙ ДЛЯ ПРИВОДА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ ВЕРХНЕЙ ЧАСТИ ЗАЯВКА НА Патент (Заявка № 202100
, выданная 25 марта 2021 г.) ПЕРЕКРЕСТНАЯ ССЫЛКА НА РОДСТВЕННЫЕ ЗАЯВКИЭта заявка испрашивает приоритет предварительной заявки США на патент №62/
8, поданной 23 сентября 2019 г., описание которой включено в качестве ссылки. ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИНастоящее изобретение в целом относится к схеме источника питания и, в частности, к источнику питания с самонастройкой для использования в схеме драйвера транзистора.
ИСТОРИЯ ВОПРОСАВыпрямители, инверторы и понижающие / повышающие / понижательно-повышающие преобразователи широко используются в схемах преобразования переменного тока в постоянный и постоянный в переменный. В таких схемах часто используются транзисторные переключатели нижнего и верхнего плеча, которые включаются и выключаются на основе некоторых управляющих сигналов.Переключатели нижнего плеча обычно реализуются с помощью n-канальных металлооксидных полупроводниковых (NMOS) полевых транзисторов (FET), и этими переключателями легко управлять, поскольку они обычно связаны с заземлением системы. Переключатели верхнего плеча также обычно реализуются с полевыми транзисторами NMOS по причинам экономии площади. Однако переключатели верхнего плеча NMOS не привязаны к земле и, следовательно, более сложны в управлении. Обычно переключатели верхнего плеча управляются с использованием метода начальной загрузки, при котором конденсатор начальной загрузки (CBOOT) перезаряжается, когда транзистор нижнего плеча является проводящим, а энергия, накопленная в конденсаторе, используется для управления напряжением между затвором и истоком (Vgs ) транзисторного переключателя NMOS на стороне высокого напряжения, когда на выходе высокий уровень.Необходим надежный и точно заряженный конденсатор начальной загрузки, чтобы обеспечить стабильное питание драйверов транзисторного переключателя верхнего плеча.
Обратимся теперь к РИС. 1, которая показывает схему известной схемы 10 для зарядки конденсатора начальной загрузки CBOOT. Биполярный транзистор Q 1 с диодным соединением и стабилитрон Z 1 (соединенные последовательно) реагируют на ток смещения MIAS, создавая опорное напряжение в узле Vgate 1 , и конденсатор начальной загрузки CBOOT заряжается через транзисторы M 1 и M 2 в ответ на управляющий сигнал в узле Vgate 2 , на напряжение стабилитрона, когда напряжение в узле AC 1 равно нулю.Когда напряжение в узле AC 1 впоследствии повышается, напряжение VBOOT самонастраивается до более высокого значения.
Основные проблемы со схемой фиг. 1 показаны изменение генерируемого повышенного напряжения питания VBOOT 1 -VAC 1 в зависимости от технологического угла, температуры и изменения входного выпрямленного напряжения VRECT. Опорное напряжение Vgate 1 , генерируемое стабилитроном Z 1 , также зависит от тока смещения IBAIS. Повышенное напряжение питания VBOOT 1 -VAC 1 всегда будет ниже выпрямленного напряжения VRECT, когда VREC меньше 6 В.Итак, ясно, что для схемы 10 требуется более высокое выпрямленное напряжение VRECT, чтобы начать зарядку. Повышенное напряжение питания VBOOT 1 -VAC 1 также зависит от режима выпрямителя, который генерирует входное выпрямленное напряжение VRECT, поскольку эмиттер транзистора Q 1 всегда находится на нулевом вольт (земля), но напряжение Напряжение переменного тока 1 может составлять -0,7 В или 0 В в зависимости от работы выпрямителя в диодном или синхронном режиме. Поскольку повышенное напряжение питания VBOOT 1 -VAC 1 является источником питания для схемы драйвера переключателя высокого уровня, это напряжение будет отличаться от напряжения питания для схемы драйвера переключателя низкого уровня, и в результате будет несимметричное сопротивление в открытом состоянии (Rds_on) для транзисторных ключей высокого и низкого уровня.
РИС. 2A-2C показана схема 20 предшествующего уровня техники, включающая в себя полумостовую схему 22 и схему драйвера 24 с начальной загрузкой. ИНЖИР. 2A иллюстрирует работу схемы 20, в режиме обновления, фиг. 2B иллюстрирует работу схемы 20 в режиме начальной загрузки, а фиг. 2C иллюстрирует работу схемы 20 в режиме управления. Это схемное решение демонстрирует некоторые ограничения, когда технологический узел перемещается выше, а управляющее напряжение понижается.Одна из проблем – обеспечить компенсацию пороговых значений диодов. Это особенно опасно, когда внешний конденсатор используется для конденсатора начальной загрузки CBoot. В этом случае будет вывод микросхемы, на котором генерируется повышенное напряжение VBOOT. С контактом для регулируемого входного напряжения VREG и контактом для повышенного напряжения VBOOT необходима надлежащая защита от электростатического разряда (ESD), и, следовательно, размер диода должен контролироваться для защиты от ESD. Если загрузочный конденсатор CBoot чрезмерно заряжен, это может в некоторых случаях привести к напряжению возбуждения для транзистора верхнего плеча, которое превышает безопасную рабочую зону (SOA) процесса (т.е., когда максимально допустимое напряжение Vgs составляет всего 2,5 В для продвинутых узлов).
Соответственно, в данной области техники существует потребность в устранении недостатков схем предшествующего уровня техники. В частности, необходимо убедиться, что напряжение зарядки конденсатора начальной загрузки хорошо контролируется во всем диапазоне работы схемы.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕВ варианте осуществления схема содержит: схему выпрямителя, включающую в себя: переключающий транзистор на стороне высокого напряжения, сконфигурированный для подачи тока в выходной узел; и схему драйвера верхнего плеча, сконфигурированную для управления выводом управления переключающего транзистора верхнего плеча, при этом на схему драйвера верхнего плеча подается питание между узлом начальной загрузки и выходным узлом; при этом схема выпрямителя работает в режиме переключения и в режиме сброса.Схема дополнительно содержит конденсатор начальной загрузки, подключенный между узлом начальной загрузки и выходным узлом; и схему начальной загрузки, сконфигурированную для зарядки конденсатора начальной загрузки путем подачи тока на узел начальной загрузки. Схема загрузочного заряда содержит: первый путь тока, сконфигурированный для выборочной подачи первого зарядного тока в узел начальной загрузки, упомянутый первый путь тока активируется в ответ на работу схемы выпрямителя в режиме переключения; и второй путь тока, сконфигурированный для выборочной подачи второго зарядного тока в узел самонастройки, упомянутый второй путь тока активируется в ответ на работу схемы выпрямителя в режиме сброса.
В варианте осуществления схема содержит: переключающий транзистор верхнего плеча, подключенный между первым узлом и вторым узлом; схема драйвера верхнего плеча, сконфигурированная для управления выводом управления переключающего транзистора верхнего плеча, при этом на схему драйвера верхнего плеча подается питание между узлом начальной загрузки и первым узлом. Схема дополнительно включает в себя конденсатор начальной загрузки, подключенный между узлом начальной загрузки и входным узлом, и схему начального заряда, сконфигурированную для зарядки конденсатора начальной загрузки путем подачи тока на узел начальной загрузки.Схема загрузочного заряда содержит: первый путь тока, сконфигурированный для выборочной подачи первого зарядного тока в узел начальной загрузки, указанный первый путь тока активируется, когда переключающий транзистор на стороне высокого напряжения приводится в действие схемой драйвера на стороне высокого напряжения в режиме переключения. ; и второй путь тока, сконфигурированный для выборочной подачи второго зарядного тока в узел самонастройки, упомянутый второй путь тока активируется, когда переключающий транзистор на стороне высокого напряжения приводится в действие схемой драйвера на стороне высокого давления в режиме работы сброса.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙДля лучшего понимания вариантов осуществления теперь будет сделана ссылка только в качестве примера на сопроводительные чертежи, на которых:
ФИГ. 1 представляет собой схему известной схемы для зарядки конденсатора начальной загрузки;
РИС. 2A-2C показывают схему предшествующего уровня техники, включающую в себя полумостовую схему и схему драйвера с начальной загрузкой;
РИС. 3 – принципиальная схема мостовой схемы с самонастраивающимся приводом высокого напряжения; и
фиг.4A и 5A каждая показывает принципиальную схему схемы загрузочного заряда для использования в схеме фиг. 3;
РИС. 4B и 5B, каждая, показывают принципиальную схему схемы загрузочного заряда, имеющей альтернативную конфигурацию для использования в схеме на фиг. 3; и
фиг. 6-7 показаны рабочие формы сигналов для схемы.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕТеперь сделана ссылка на фиг. 3, на которой показана принципиальная схема выпрямительной схемы , 30, , включая выпрямительную мостовую схему 32 с самозагрузочным приводом на стороне высокого напряжения.Выпрямленное напряжение VRECT генерируется с входа A / C. Схема регулятора с малым падением напряжения , 34, принимает выпрямленное напряжение VRECT и генерирует регулируемое напряжение с низким падением напряжения VLDO. Мостовая схема 32 представляет собой полномостовую схему, включающую первый полумост, образованный переключающим транзистором Q 1 верхней стороны и переключающим транзистором нижней стороны Q 3 , последовательно подключенными к входному узлу A / C AC 1 между узлом VRECT выпрямленного напряжения и опорным / заземляющим узлом, и второй полумост, образованный переключающим транзистором Q 2 верхнего плеча и переключающим транзистором Q нижнего плеча Q 4 , последовательно подключенных к входному узлу A / C Переменный ток 2 между узлом выпрямленного напряжения VRECT и опорным / заземляющим узлом.Затвор переключающего транзистора Q 1 верхнего плеча приводится в действие (с управляющим напряжением Vgate 1 ) схемой драйвера верхнего плеча HSD 1 в ответ на управляющий сигнал D 1 , генерируемый схемой управления выпрямлением. . Затвор переключающего транзистора верхнего плеча Q 2 приводится в действие (с управляющим напряжением Vgate 2 ) схемой драйвера верхнего плеча HSD 2 в ответ на управляющий сигнал D 2 , генерируемый схемой управления выпрямлением. .Затвор переключающего транзистора нижнего плеча Q 3 приводится в действие (с управляющим напряжением Vgate 3 ) схемой драйвера нижнего плеча LSD 1 в ответ на управляющий сигнал D 3 , генерируемый схемой управления выпрямлением. . Затвор переключающего транзистора нижнего плеча Q 4 приводится в действие (с управляющим напряжением Vgate 4 ) схемой драйвера нижнего плеча LSD 2 в ответ на управляющий сигнал D 4 , генерируемый схемой управления выпрямлением. .Источник питания для схемы драйвера высокого напряжения HSD 1 находится между узлом напряжения начальной загрузки BOOT 1 и напряжением на первом полумостовом входном узле переменного тока AC 1 . Источник питания для схемы драйвера высокого уровня HSD 2 находится между узлом напряжения начальной загрузки BOOT 2 и напряжением на втором полумостовом входном узле переменного тока AC 2 . Электропитание для схем драйвера нижнего плеча LSD 1 и LSD 2 находится между низким выпадающим напряжением VLDO и опорным напряжением / напряжением заземления.Первый конденсатор начальной загрузки CBOOT 1 подключен между узлом напряжения начальной загрузки BOOT 1 и первым выходным узлом полумоста AC 1 . Второй конденсатор начальной загрузки CBOOT 2 подключен между узлом напряжения начальной загрузки BOOT 2 и вторым выходным узлом полумоста AC 2 .
Зарядное напряжение в узле начального напряжения BOOT 1 генерируется из низкого выпадающего напряжения VLDO первой схемой начального заряда 40 , а зарядное напряжение в узле начального напряжения BOOT 2 генерируется из низкого напряжения. падение напряжения VLDO второй схемой загрузочного заряда 42 .Первая и вторая схемы загрузочного заряда 40 , 42 имеют одинаковую конструкцию схемы. Фиг. 4A-4B показаны варианты осуществления первой схемы загрузочного заряда , 40, , а на фиг. 5A-5B показаны варианты осуществления второй схемы загрузочного заряда 42 .
Обратимся теперь к РИС. 4А для описания схемы 40 и ее соединений. Для краткости схема 42 , показанная на фиг. 5A не будет конкретно описываться, при этом следует понимать, что работа в целом такая же, как у схемы , 40, , но с другими соединениями схемы на фиг.3. Схема загрузочного заряда 40 имеет два пути тока (путь 1 и путь 2) для зарядки конденсатора начальной загрузки CBOOT 1 , который подключен между узлом начальной загрузки BOOT 1 и первым узлом напряжения полумоста AC 1 .
Путь 1 определяется последовательно соединенными n-канальными транзисторами M 1 и M 2 , источники которых связаны вместе, а стоки которых подключены к узлу с низким падением напряжения VLDO и узлу начальной загрузки BOOT 1 , соответственно. .Затвор транзистора M 1 управляется сигналом в узле X, а затвор транзистора M 2 управляется сигналом в узле Y. Первый буфер B 1 имеет вход, принимающий выходной сигнал LS_COMP от компаратора COMP, который выполняет функцию сравнения опорного напряжения / напряжения заземления (полученного на неинвертирующем входе) с напряжением на первом входном узле A / C AC 1 (полученным на инвертирующем входе). Выход буфера B 1 подключен к первой пластине конденсатора C 1 , а вторая пластина конденсатора C 1 подключена к узлу X.Второй буфер B 2 имеет вход, на который поступает напряжение Vgate 3 на затворе транзистора Q 3 нижнего плеча в первом полумосте. Выход буфера B 2 подключен к первой пластине конденсатора C 2 , а вторая пластина конденсатора C 2 подключена к узлу Y. Первый диод D 1 подключен последовательно с транзистор NMOS M 3 между узлом VLDO с низким падением напряжения и узлом X. Затвор транзистора M 3 приводится в действие разрешающим сигналом EN, генерируемым схемой управления выпрямлением.Второй диод D 2 включен последовательно с NMOS-транзистором M 5 между узлом VLDO с низким падением напряжения и узлом Y. Затвор транзистора M 5 приводится в действие разрешающим сигналом EN. Первый резистор R 1 включен последовательно с транзистором NMOS M 4 между узлом X и опорным напряжением / заземлением. Затвор транзистора M 4 приводится в действие задержанной и логически инвертированной версией разрешающего сигнала EN, называемого ENB, генерируемого схемой управления выпрямлением.Второй резистор R 2 включен последовательно с NMOS-транзистором M 6 между узлом Y и опорным напряжением / заземлением. Затвор транзистора M 6 приводится в действие задержанным и логически инвертированным разрешающим сигналом ENB.
Путь 1 выполняет следующие операции во время нормальной работы выпрямителя / инвертора (например, когда сигналы привода Vgate 1 и Vgate 3 и когда сигналы привода Vgate 2 и Vgate 4 чередуются под управлением выпрямителя цепь управления, при этом Vgate 1 и Vgate 2 никогда не находятся одновременно в одном и том же состоянии, а Vgate 3 и Vgate 4 никогда не находятся одновременно в одном и том же состоянии).Низкое падение напряжения VLDO сохраняется на конденсаторе C 1 и конденсаторе C 2 в ответ на ток, протекающий через диод D 1 / транзистор M 3 (активируется сигналом EN) и диод D 1 / транзистор М 5 (активируется сигналом EN). Эта операция происходит в течение периода времени, когда транзистор Q 3 нижнего плеча в первом полумосте выключен, а транзистор Q 1 открыт. В ответ на установление напряжения Vgate 3 на затворе транзистора нижнего плеча Q 3 в первом полумосте (т.е.е., логика 1) транзистор Q 3 включается (а транзистор Q 1 выключен) и напряжение на выходном узле AC 1 падает. Компаратор COMP определяет, когда напряжение переменного тока 1 падает ниже опорного напряжения / напряжения заземления, и в ответ на это устанавливает сигнал LS_COMP на логическую 1. В этот момент как напряжение Vgate 3 , так и сигнал LS_COMP являются логическими. 1. Напряжения в узлах X и Y затем загружаются с помощью сохраненного низкого напряжения падения VLDO на конденсаторе C 1 и конденсаторе C 2 , чтобы гарантировать, что транзисторы M 1 и M 2 оба полностью включены.Активированные транзисторы M 1 и M 2 тракта 1 пропускают ток для зарядки конденсатора начальной загрузки CBOOT 1 до уровня низкого выпадающего напряжения VLDO. Компаратор COMP затем определяет, когда напряжение переменного тока 1 поднимается выше опорного напряжения / напряжения заземления, когда направление тока меняется. В ответ на это сигнал LS_COMP устанавливается на логический 0. В этот момент времени оба сигнала напряжения Vgate 3 и LS_COMP переходят с 1 на 0.Напряжения в узлах X и Y затем автоматически снижаются сохраненным низким выпадающим напряжением VLDO на конденсаторе C 1 и конденсаторе C 2 , чтобы гарантировать, что транзисторы M 1 и M 2 оба полностью выключены. Транзисторы M 1 и M 2 пути 1 выключены и полностью удаляют путь от VLDO к VBOOT 1 .
Схема управления выпрямлением генерирует сигнал EN на уровне логического 0 в те моменты, когда выходное напряжение VLDO от регулятора с малым падением напряжения 24 не готово.Узлы X и Y полностью разряжены на землю. Как только выход напряжения VLDO готов, сигнал EN меняет состояние с логического 0 на логическую 1, разрешая работу схемы 40 или 42 , чтобы гарантировать, что сигналы X и Y могут быть заряжены до VLDO-Vth ( M 3 или M 5 ). Диоды D 1 и D 2 защищают узлы X и Y от утечки тока на VLDO и разряда, когда они загружаются во время работы.
Путь 2 определяется последовательно соединенными p-канальными транзисторами M 7 и M 8 , источники которых связаны вместе, а стоки которых подключены к низкому выпадающему напряжению VLDO и узлу начальной загрузки BOOT 1 .Затворы транзисторов M 7 и M 8 оба управляются сигналом в узле Z. Резистор R 3 подключен между узлом Z и общими истоками транзисторов M 7 и M 8 . Стабилитрон Z 1 включен между узлом Z (на аноде стабилитрона) и общими истоками транзисторов M 7 и M 8 (на катоде стабилитрона). У транзистора NMOS M 9 сток подключен к узлу Z, а исток подключен к опорному напряжению / заземлению.Затвор транзистора M 9 приводится в действие логическим сигналом, выводимым логической схемой (в данном случае три входных элемента И), которая логически объединяет напряжение Vgate 3 на затворе транзистора Q 3 нижнего уровня. в первом полумосте, напряжение Vgate 4 на затворе нижнего транзистора Q 4 во втором полумосте и сигнал разрешения загрузочного заряда (Boot EN).
Путь 2 выполняет следующую операцию во время операции сброса выпрямителя / инвертора.Во время сброса выпрямителя транзисторы Q 3 и Q 4 включаются напряжениями Vgate 3 и Vgate 4 , соответственно, генерируемыми в ответ на схему управления выпрямлением (и транзисторы Q 1 и Q 2 оба выключены). В этом режиме работы сброса переключение не выполняется. В ответ на высокий логический уровень сигнала разрешения загрузочного заряда Boot EN, когда оба Vgate 3 и Vgate 4 также имеют высокий логический уровень, логический элемент И устанавливает высокий логический уровень своего выходного сигнала и включает транзистор M 9 .Это подтягивает узел Z к опорному / заземляющему напряжению, которое затем прикладывается к затворам p-канальных транзисторов M 7 и M 8 . Транзисторы M 7 и M 8 включаются. Активированные транзисторы M 7 и M 8 тракта 2 пропускают ток для зарядки конденсатора начальной загрузки CBOOT 1 до уровня низкого выпадающего напряжения VLDO. Когда выпрямитель выходит из состояния сброса и работа в нормальном режиме переключения возобновляется с переключением, управляемым сигналами, генерируемыми схемой управления выпрямителем, транзисторы Q 3 и Q 4 никогда не будут включены одновременно. время, и на выходе логического элемента И устанавливается низкий логический уровень, в результате чего р-канальные транзисторы M 7 и M 8 оба выключаются, блокируя путь 2.Напряжение на узле Z в этом состоянии будет следовать за напряжением на узле начальной загрузки BOOT 1 .
Следует отметить, что тракт 1 должен быть спроектирован с транзисторами M 1 и M 2 для перезарядки конденсатора начальной загрузки CBOOT в пределах удвоенной максимальной частоты операции переключения выпрямитель / инвертор. Размер транзисторов зависит от Ron, необходимого для установки на основе максимальной нагрузки на узел начальной загрузки BOOT 1 . Падение на диоде на тракте 1 во время режима работы диода должно быть больше, чем падение на выпрямительном диоде, чтобы всегда была разница между напряжением на узле начальной загрузки BOOT 1 и напряжением на выходном узле 1 переменного тока. меньше или равно низкому напряжению падения VLDO.
В варианте осуществления путь 1 может включать только транзистор M 2 (то есть транзистор M 1 отсутствует или заблокирован). Это схемное решение работает так же, как и решение с M 1 и M 2 в нормальном режиме работы. Однако размер транзистора M 2 должен соответствовать требованиям ESD, поскольку существует путь через паразитный диод транзистора M 2 от внешней контактной площадки для узла начальной загрузки BOOT 1 (поддерживающее соединение к внешнему конденсатору начальной загрузки CBOOT 1 ) к внешней контактной площадке для низкого выпадающего напряжения VLDO.Включение последовательно соединенных транзисторных переключателей M 1 и M 2 помогает разработчикам схем гибко выбирать размер транзисторного переключателя на основе вышеизложенных требований к перезарядке и падению напряжения на диодах, не беспокоясь о том, чтобы иметь ограничение ESD на дизайн. Действительно, в предпочтительном схемном решении отсутствует прямой путь электростатического разряда от VLDO к BOOT 1 , и поэтому для защиты от электростатического разряда можно использовать другую схему. Например, площадка для VLDO может быть защищена сама по себе (например, с помощью локального зажима ESD), а площадка для BOOT 1 может быть защищена отдельно (с помощью соответствующего диода для плавающей шины ESD или HV ESD зажим, например).
Далее следует отметить, что тракт 2 должен быть спроектирован с транзисторами M 7 и M 8 на основе времени сброса, доступного для зарядки конденсатора начальной загрузки CBOOT 1 . Во многих практических случаях время сброса значительно сокращено, что позволяет разработчику выбрать устройство относительно меньшего размера для транзисторов M 7 и M 8 .
В альтернативном варианте схемы на фиг. 4B и 5B, резистор R 1 опущен с транзистором M 4 , непосредственно подключенным к узлу X, и резистор R 2 опущен с транзистором M 5 , непосредственно подключенным к узлу Y.Преимущество этой конфигурации схемы по сравнению с конфигурацией схемы на фиг. 4A и 5A заключается в том, что схема занимает меньшую площадь интегральной схемы из-за отсутствия резисторов R 1 и R 2 , которые могут занимать незначительную площадь на кристалле. Однако удаление резисторов R 1 и R 2 вызывает проблему с током утечки через M 3 -M 4 (и M 5 -M 6 ) во время логического переключения сигналы EN и ENB.Чтобы решить эту проблему, предусмотрена логическая схема для генерации сигналов EN и ENB без перекрытия, как показано.
Обратимся теперь к фиг. 6-7, на которых показаны рабочие формы сигналов для схемы. Напряжения VX и VY в узлах X и Y загружаются в соответствии с выходным сигналом компаратора и входным сигналом затвора. Даже если выпрямитель переходит в диодный режим, разница напряжений между узлами BOOT 1 и AC 1 всегда остается на уровне напряжения VLDO или ниже, что ниже порога SOA.
Схема имеет ряд преимуществ, в том числе: a) уменьшено количество вариаций источника питания для драйверов верхнего плеча; б) работа поддерживается даже при снижении выпрямленного напряжения VRECT; и c) переключатели высокого и низкого уровня видят одинаковые Vgs.
Хотя изобретение было проиллюстрировано и подробно описано на чертежах и в предшествующем описании, такие иллюстрации и описание считаются иллюстративными или примерными, а не ограничительными; изобретение не ограничивается раскрытыми вариантами осуществления.Другие варианты раскрытых вариантов осуществления могут быть поняты и осуществлены специалистами в данной области техники при практическом применении заявленного изобретения на основе изучения чертежей, описания и прилагаемой формулы изобретения.
Транзистор с крутым наклоном, сочетающий фазовое изменение и межполосное туннелирование для достижения коэффициента тела, равного единице
Иваи, H. Дорожная карта технологий для 22 нм и выше. В 2009 2-й Int . Работа . Электронные устройства Semicond . Технол . 1–4, DOI: 10.1109 / EDST.2009.5166100 (IEEE, 2009).
Бернштейн, К., Кэвин, Р. К., Пород, В., Сибо, А. и Велсер, Дж. Перспективы устройств и архитектуры для коммутаторов Beyond CMOS. Proc. IEEE 98 , 2169–2184 (2010).
Артикул Google ученый
Сибо, A.C. & Zhang, Q. Низковольтные туннельные транзисторы для запредельной логики CMOS. Proc. IEEE 98 , 2095–2110 (2010).
CAS Статья Google ученый
Лундстрем, М.С. Возвращение к MOSFET: физика устройства и моделирование в наномасштабе. In 2006 IEEE international SOI Conferencee Proceedings 1-3, DOI: 10.1109 / SOI.2006.284404 (IEEE, 2006).
Ионеску, А. М. и Риель, Х. Туннельные полевые транзисторы как энергоэффективные электронные переключатели. Природа 479 , 329–337 (2011).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Салахуддин, С. и Датта, С. Использование отрицательной емкости для усиления напряжения для маломощных наноразмерных устройств. Nano Lett. 8 , 405–410 (2008).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Абеле, Н. и др. . МОП-транзистор с подвесным затвором: новые функции МЭМС в твердотельном МОП-транзисторе. В IEEE Int . Электронные устройства соответствуют . 2005 . IEDM Техника . Раскопки . 479–481, DOI: 10.1109 / IEDM.2005.1609384 (IEEE, 2005).
Гопалакришнан, К., Гриффин, П. Б. и Пламмер, Дж. Д. I-MOS: новое полупроводниковое устройство с подпороговой крутизной ниже kT / q. В Раскопать . Инт . Электронные устройства соответствуют . 289–292, DOI: 10.1109 / IEDM.2002.1175835 (IEEE, 2002).
Букар, К. и Ионеску, А. М. Туннельный полевой транзистор с двойным затвором и диэлектриком затвора с высоким k. IEEE Trans. Электронные устройства 54 , 1725–1733 (2007).
ADS CAS Статья Google ученый
Sarkar, D. et al. Субтермионный туннельный полевой транзистор с атомарно тонким каналом. Природа 526 , 91–95 (2015).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Newns, D. M. et al. Полевой транзистор Mott с переходным эффектом. Заявл. Phys. Lett. 73 , 780 (1998).
ADS CAS Статья Google ученый
Иноуэ, И. Х. Электростатическое легирование носителями перовскита оксидов переходных металлов. Полуконд. Sci. Technol. 20 , S112 – S120 (2005).
ADS CAS Статья Google ученый
Иноуэ, И. Х. и Розенберг, М. Дж. Укрощение перехода Мотта для нового транзистора Мотта. Adv. Функц. Матер. 18 , 2289–2292 (2008).
CAS Статья Google ученый
Ха, С. Д. и Раманатан, С. Адаптивная оксидная электроника: обзор. J. Appl. Phys. 110 , 071101 (2011).
ADS Статья Google ученый
Янг, З., Ко, К. и Раманатан, С. Оксидная электроника, использующая сверхбыстрые переходы металл-изолятор. Annu. Rev. Mater. Res. 41 , 337–367 (2011).
ADS CAS Статья Google ученый
Басов Д. Н., Аверитт Р. Д., Ван Дер Марель Д., Дрессел М. и Хаул К. Электродинамика материалов с коррелированными электронами. Ред. Мод. Phys. 83 , 471–541 (2011).
ADS CAS Статья Google ученый
Чжоу Ю. и Раманатан С. Коррелированные электронные материалы и полевые транзисторы для логики: обзор. Crit. Rev. Solid State Mater. Sci 38 , 286–317 (2013).
ADS CAS Статья Google ученый
Mannhart, J. & Haensch, W. Физика устройства: прижмите педаль к металлу. Природа 487 , 436–437 (2012).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Ши, Дж., Чжоу, Ю. и Раманатан, С. Колоссальное переключение сопротивления и модуляция запрещенной зоны в перовскитном никелате электронным легированием. Nat. Commun. 5 , 4860 (2014).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Морин Ф.J. Оксиды, которые демонстрируют переход металл-изолятор при температуре Нееля. Phys. Rev. Lett. 3 , 34–36 (1959).
ADS CAS Статья Google ученый
Мотт Н. Ф. Переход металл-изолятор. Ред. Мод. Phys. 40 , 677–683 (1968).
ADS CAS Статья Google ученый
Гуденаф, Дж. Б. Две составляющие кристаллографического перехода в VO 2 . J. Solid State Chem. 3 , 490–500 (1971).
ADS CAS Статья Google ученый
Ли, С. Б., Ким, К., О, Дж. С., Канг, Б. и Ли, Дж. С. Происхождение различий в коммутационных напряжениях в явлениях переключения порога тонких пленок VO 2 . Заявл.Phys. Lett. 102 , 63501 (2013).
ADS Статья Google ученый
Саймон Ман, Б. и др. . Роль эффекта джоулева нагрева и фаз объемной поверхности в управляемом напряжением переходе металл-изолятор в кристалле VO 2 . Заявление . Физика . Lett . 103 (2013).
Юн, Дж., Ли, Г., Пак, К., Мун, Б. С. и Джу, Х. Исследование зависимых от длины характеристик индуцированного напряжением перехода металлического изолятора в пленочных устройствах VO 2 . Заявл. Phys. Lett. 105 , 83503 (2014).
Артикул Google ученый
Jordan, T. S. et al. Модель и характеристика тонкопленочных коммутационных аппаратов VO 2 . IEEE Trans. Электронные устройства 61 , 813–819 (2014).
ADS CAS Статья Google ученый
Rathi, S. et al. Эффекты постзаводского отжига на переходах изолятор-металл в тонкопленочных устройствах VO 2 . ACS Appl. Матер. Интерфейсы 6 , 19718–19725 (2014).
CAS Статья PubMed Google ученый
Рати, С. et al. Раскрытие механизмов переключения в индуцированных электрическим полем переходах диэлектрик – металл в нанопучках VO 2 . J. Phys. D. Прил. Phys. 47 , 295101 (2014).
Артикул Google ученый
Joushaghani, A. et al. Переключение и тепловые эффекты с управлением напряжением в нанощелевых переходах VO 2 . Заявл. Phys. Lett. 104 , 221904 (2014).
ADS Статья Google ученый
Singh, S. et al. Распространение металлических доменов, вызванное неоднородным нагревом вблизи электрически управляемого перехода в нанопучках VO 2 . Phys. Ред. B 92 , 155121 (2015).
ADS Статья Google ученый
Ли, Д. и др. . Вызванный джоулевым нагревом переход металл – изолятор в эпитаксиальном VO 2 / TiO 2 Devices. Приложение ACS . Материал . Интерфейсы acsami.6b03501, doi: 10.1021 / acsami.6b03501 (2016).
Чае, Б.Г., Ким, Х.Т., Юн, Д.Х. и Канг, К.Й. Резкий переход металл-изолятор, наблюдаемый в тонких пленках VO 2 , индуцированный импульсом напряжения переключения. Phys. B Конденс. Дело 369 , 76–80 (2005).
ADS CAS Статья Google ученый
Leroy, J. et al. Высокоскоростной переход металл-изолятор в пленках диоксида ванадия, индуцированный импульсным электрическим напряжением на электродах с нанозазором. Заявл. Phys. Lett. 100 , 213507 (2012).
ADS Статья Google ученый
Чжоу, Ю. et al. Управляемый напряжением сверхбыстрый фазовый переход в переключателях из диоксида ванадия. IEEE Electron Device Lett 34 , 220–222 (2013).
ADS CAS Статья Google ученый
Vitale, W. A. et al. . Крутой наклон VO 2 Переключатели для широкополосной (DC-40 ГГц) реконфигурируемой электроники. В 72-я Конференция по исследованиям устройств 29–30, DOI: 10.1109 / DRC.2014.6872284 (IEEE, 2014).
Radu, I. P. et al. Переключающий механизм в двухполюсных устройствах на диоксиде ванадия. Нанотехнологии 26 , 165202 (2015).
ADS Статья PubMed Google ученый
Сакаи Дж. Высокоэффективные колебания напряжения в переходах плоского типа VO 2 с бесконечным отрицательным дифференциальным сопротивлением. J. Appl. Phys. 103 , 103708 (2008).
ADS Статья Google ученый
Lee, Y. W. et al . Электрические колебания в тонкой пленке диоксида ванадия, вызванные переходом металл-изолятор. Заявление . Физика . Lett . 92 (2008).
Шукла Н. и др. Синхронизированные колебания заряда в коррелированных электронных системах. Sci. Rep 4 , 4964 (2014).
ADS CAS Статья PubMed Central Google ученый
Beaumont, A., Leroy, J., Orlianges, J.-C. И Крунтяну, А. Электрические автоколебания, вызванные током, через пороговые переключатели вне плоскости на основе слоев VO 2 , интегрированных в геометрию поперечин. J. Appl. Phys. 115 , 154502 (2014).
ADS Статья Google ученый
Bae, S.H. et al. Мемристивные свойства одиночной нанопроволоки VO 2 с переключением, управляемым самонагревом. Adv. Матер. 25 , 5098–5103 (2013).
CAS Статья PubMed Google ученый
Сео, Г., Ким, Б.Дж., Ким, Х.T. & Lee, Y. W. Мемристивная коммутация с тепловым или оптическим смещением в двухконтактных устройствах VO 2 . Curr. Прил. Phys. 14 , 1251–1256 (2014).
ADS Статья Google ученый
Vitale, W. A. et al. Крутой переход металл – изолятор VO 2 Выключатели с высокой температурной стабильностью I ON . IEEE Electron Device Lett 36 , 972–974 (2015).
ADS CAS Статья Google ученый
Vitale, W. A. et al. . Улучшенная конструкция переключателей с крутым наклоном VO 2 для низкого напряжения срабатывания. В 2016 46-я Европейская конференция по исследованиям твердотельных устройств ( ESSDERC ), 352–355, DOI: 10.1109 / ESSDERC.2016.7599659 (IEEE, 2016).
Краммер А., Гремо А., Бувар О., Саньинес Р. и Шюлер А. In situ фотоэлектронная спектроскопия реактивно распыленных тонких пленок легированного оксида ванадия. Прибой . Анальный интерфейс . 1–5, DOI: 10.1002 / sia.5989 (2016).
Kim, H.-T. et al. Механизм и наблюдение перехода Мотта в двух- и трехполюсных устройствах на базе ВО 2 . New J. Phys. 6 , 52–52 (2004).
ADS Статья Google ученый
Рузметов Д., Гопалакришнан Г., Ко, К., Нараянамурти В. и Раманатан С. Трехполюсные устройства с полевым эффектом, использующие тонкопленочный оксид ванадия в качестве канального слоя. J. Appl. Phys. 107 , 114516 (2010).
ADS Статья Google ученый
Sengupta, S. et al. Полевая модуляция проводимости в нанопучковых транзисторах VO 2 с HfO2 в качестве диэлектрика затвора. Заявл. Phys. Lett. 99 , 62114 (2011).
Артикул Google ученый
Martens, K. et al. Эффект поля и сильно локализованные носители в переходном материале металл-изолятор VO 2 . Phys. Rev. Lett. 115 , 196401 (2015).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Wei, T., Kanki, T., Fujiwara, K., Chikanari, M., Tanaka, H., индуцированная электрическим полем модуляция переноса в VO 2 полевых транзисторов с гибридным диэлектриком затвора на основе оксида high-k оксид / органический парилен-C . Заявл. Phys. Lett. 108 , 53503 (2016).
ADS Статья Google ученый
Nakano, M. et al. Коллективная делокализация сухогруза за счет накопления электростатического заряда на поверхности. Природа 487 , 459–62 (2012).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Liu, K. et al. Плотная электронная система от перехода металл-диэлектрик с управляемой затвором поверхности. Nano Lett. 12 , 6272–7 (2012).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Jeong, J. et al. Подавление перехода металл-изолятор в VO 2 за счет образования кислородных вакансий под действием электрического поля. Наука 339 , 1402–1405 (2013).
ADS CAS Статья PubMed Google ученый
Karel, J. et al. Четкая электронная структура проводящей фазы, индуцированной затвором электролита, в диоксиде ванадия, обнаруженная с помощью фотоэлектронной спектроскопии высоких энергий. САУ Nano 8 , 5748–5789 (2014).
Артикул Google ученый
Jeong, J. et al. Гигантские обратимые, зависящие от граней структурные изменения в изоляторе коррелированных электронов, вызванные стробированием ионной жидкости. Proc. Natl. Акад. Sci 112 , 1013–1018 (2015).
ADS CAS Статья PubMed PubMed Central Google ученый
Сибуя, К. и Сава, А. Модуляция перехода металл-изолятор в VO 2 за счет протонирования, вызванного стробированием электролита. Adv. Электрон. Материал 2 , 1500131 (2016).
Артикул Google ученый
Чжоу, Ю. и Раманатан, С. Динамика релаксации ионной жидкости-VO 2 интерфейсов и влияние в электрических двухслойных транзисторах. Дж.Прил. Phys. 111 , 84508 (2012).
Артикул Google ученый
Peng, X. et al. Эффективная и безгистерезисная модуляция полевого эффекта амбиполярно легированных нанопроволок диоксида ванадия. Phys. Ред. Заявл. 5 , 54008 (2016).
ADS Статья Google ученый
Казу, Э.А. и др. . Гибридный переключатель фазового перехода – туннельный полевой транзистор (PC-TFET) с подпороговым колебанием <10 мВ / декаду и фактором тела менее 0,1: цифровой и аналоговый эталонный тест. In 20 16 IEEE International Electron Devices Meeting (2016).
Ионеску, А. М. Сегнетоэлектрический туннельный переключатель на полевых транзисторах и память. Патент США (2010 г.).
Шукла Н. и др. Крутой транзистор на основе резкого электронного фазового перехода. Nat. Commun. 6 , 7812 (2015).
ADS CAS Статья PubMed PubMed Central Google ученый
Zhao, Q. T. et al. Туннельные полевые транзисторы с натянутыми Si- и SiGe-нанопроводами для логических и аналоговых приложений. IEEE J. Electron Devices Soc 3 , 103–114 (2015).
Артикул Google ученый
Knoll, L. et al. Туннельные полевые транзисторы с напряжением Si и SiGe и инверторы с дополнительными туннельными полевыми транзисторами с минимальной длиной затвора 50 нм. Solid. Состояние. Электрон. 97 , 76–81 (2014).
ADS CAS Статья Google ученый
Zimmers, A. et al. Роль теплового нагрева в индуцированном напряжением переходе изолятор-металл в VO 2 . Phys.Rev. Lett. 110 , 56601 (2013).
ADS CAS Статья Google ученый
Joushaghani, A. et al. Характеристики управляемого током фазового перехода VO 2 Микропровода для гибридных оптоэлектронных устройств. Фотоника 2 , 916–932 (2015).
CAS Статья Google ученый
Витале, В. А., Молдован, К. Ф., Паоне, А., Шулер, А. и Ионеску, А. М. Исследование перехода металл-изолятор в VO 2 для электронных переключателей с крутым подпороговым наклоном менее 1 мВ / десятилетие. В Silicon Nanoelectronics Workshop , DOI: 10.1109 / SNW.2016.7578041 (2016).
Шукла Н. и др. . Попарно связанные гибридные генераторы из диоксида ванадия-MOSFET (HVFET) для небулевых ассоциативных вычислений. In 2014 IEEE International Electron Devices Meeting 28.7.1-28.7.4, DOI: 10.1109 / IEDM.2014.7047129 (IEEE, 2014).
Джерри М. и др. . Оксидный нейрон с фазовым переходом для импульсных нейронных сетей. В 74-й ежегодной конференции по исследованиям устройств 1-2, DOI: 10.1109 / DRC.2016.7548503 (IEEE, 2016).
Витале, В. А., Молдован, К. Ф., Паоне, А., Шулер, А. и Ионеску, А. М. Изготовление КМОП-совместимых резких электронных переключателей на основе диоксида ванадия. Microelectron. Англ. 145 , 117–119 (2015).
CAS Статья Google ученый
Луонг, Г. В., Трелленкамп, С., Чжао, К. Т., Мантл, С. и Бурдель, К. К. Напряженные кремниевые нанопроволоки GAA n-TFET для низких напряжений питания. EUROSOI-ULIS 2015 – 2015 Jt . Инт . EUROSOI Работа . Инт . Конф. . Ultim . Интегр . Кремний 65–68, DOI: 10.1109 / ULIS.2015.7063774 (2015).
Как нитрид галлия позволяет использовать более компактные и эффективные источники питания
Одним из наиболее распространенных транзисторов в импульсных источниках питания является полевой транзистор металл-оксид-полупроводник (MOSFET).Несмотря на свою популярность, полевые МОП-транзисторы испытывают потери в кремнии при работе на высоких частотах переключения. Разработчики источников питания начали обращаться к GaN, поскольку становится все труднее повышать производительность, поскольку полевые МОП-транзисторы приближаются к своим физическим пределам.Нитрид галлия (GaN) – это полупроводниковый материал с широкой запрещенной зоной (WBG), и, как и кремний, GaN может использоваться для изготовления полупроводниковых устройств, таких как диоды и транзисторы.
Разработчик источника питания выбрал бы транзистор GaN вместо кремния, если бы они ориентировались на малый форм-фактор и высокую эффективность.Потери в кремниевых MOSFET делают их использование нежелательным из-за требований к управлению температурой по сравнению с GaN-транзисторами, которые рассеивают меньше энергии и более эффективно отводят тепло.
Подробнее о: Наноматериалы Преобразование Производство
Разработка транзисторов GaN вызвала особый интерес для промышленности силовой электроники. Как транзистор, GaN демонстрирует значительные преимущества перед кремнием в критических областях, что позволяет производителям источников питания значительно повысить эффективность, одновременно уменьшая размер и вес своих устройств.
Как GaN повышает эффективность?
Силовые транзисторы являются одним из основных факторов потерь мощности в импульсном источнике питания. Потери в транзисторах обычно делятся на две категории: проводимость и переключение. Потери проводимости – это потери, вызванные протеканием тока, когда транзистор включен, а потери при переключении возникают при переходе между включенным и выключенным состояниями.
Во включенном состоянии GaN-транзисторы (например, сделанные из кремния) напоминают сопротивление между стоком и истоком, часто называемое Роном, и потери проводимости пропорциональны этому сопротивлению.Ключевым преимуществом GaN и других материалов WBG является их взаимосвязь между напряжением пробоя и Ron. На рис. 1 показаны теоретические пределы этой зависимости для кремния, GaN и карбида кремния (SiC), другого материала ГРБ. Можно видеть, что для данного напряжения пробоя Ron устройств WBG намного ниже, чем у кремния, причем GaN является самым низким из трех. Поскольку кремний приближается к своему теоретическому пределу, использование GaN и других материалов WBG становится необходимым, если улучшения Ron будут продолжаться.Помимо улучшения потерь проводимости, использование GaN также приводит к снижению потерь при переключении. На коммутационные потери влияет множество факторов, некоторые из которых улучшаются за счет использования GaN. Один механизм потерь возникает из-за того, что ток в полевом транзисторе начинает течь до того, как напряжение сток-исток начинает падать, как показано на рис. 2 . За это время потери (равные произведению вольт-ампер) очень велики. Увеличение скорости включения переключателя уменьшит потери, понесенные во время этого перехода.Поскольку транзисторы на основе GaN могут включаться быстрее, чем кремниевые полевые транзисторы, они могут снизить потери, вызванные этим переходом.
Другим способом уменьшения потерь при переключении с помощью GaN является отсутствие внутреннего диода. Во избежание короткого замыкания существует период времени, когда оба переключателя полумоста выключены. Это известно как «мертвое время». В течение этого периода ток продолжает течь, но поскольку оба переключателя выключены, он проходит через основной диод. Внутренний диод намного менее эффективен, чем сопротивление Рона Si-MOSFET, когда он включен.Для транзистора GaN корпусный диод отсутствует. Ток, который протекает через основной диод кремниевого полевого транзистора, вместо этого протекает через сопротивление Рона. Это значительно снижает потери в мертвое время.Подробнее о: Датчики позволяют роботам ощущать ощущения
Поскольку основной диод кремниевого транзистора проводит в течение мертвого времени, он должен быть выключен при включении другого переключателя. В это время ток течет в обратном направлении, поскольку диод отключается, вызывая дополнительные потери.В GaN-транзисторе отсутствие внутреннего диода приводит к почти нулевым потерям при обратном восстановлении.
Как GaN уменьшает форм-фактор?
Хотя коммутационные потери возникают в течение коротких периодов в течение периода коммутации, полезно смотреть на их усредненные по времени. Хотя потери во время одного переключения могут быть значительными, если период времени между переключениями велик (имеется в виду низкая частота переключения), среднее значение можно поддерживать на безопасном уровне.Поскольку потери на переключение ниже в GaN, время между переключениями может быть уменьшено, увеличивая частоту переключения. Повышенная частота переключения позволяет уменьшить размер многих крупных компонентов (таких как трансформатор, катушки индуктивности и выходные конденсаторы).
GaN и другие устройства WBG также имеют лучшую теплопроводность и могут выдерживать более высокие температуры, чем кремний. Оба помогают снизить потребность в компонентах управления температурой, таких как громоздкие радиаторы, рамы или вентиляторы.Отсутствие этих устройств (наряду с упомянутым ранее сокращением компонентов трансмиссии) приводит к значительному уменьшению общего размера блока питания.
Адаптеры питания GaN для настольных ПК
Повышенная эффективность, уменьшенный размер и уменьшенный вес были достигнуты за счет применения GaN в последней серии настольных адаптеров CUI. Например, повышенная частота переключения настольного адаптера SDI200G-U от CUI позволила уменьшить его размер более чем наполовину, увеличив удельную мощность с 5.От 3 Вт / дюйм3 до 11,4 Вт / дюйм3, что можно увидеть на рис. 3 . Это также привело к снижению веса на 32% (с 820 г до 560 г). А за счет снижения потерь на проводимость и коммутации адаптеры достигают КПД до 95%. Эти настольные адаптеры на основе GaN обеспечивают значительное повышение эффективности, размера и веса по сравнению с обычными расходными материалами на основе кремния.
Выбор редакции: В полет робота размером с насекомое
Производители блоков питания всегда ищут способы повысить эффективность и удельную мощность своей продукции.Многие достижения за прошедшие годы были достигнуты благодаря усовершенствованию кремниевых переключателей, используемых в источниках питания. Но по мере того, как кремний достигает своих физических ограничений, производителям приходится искать улучшения в других местах. Использование GaN (с его более низкими потерями и более быстрым переключением) позволяет производителям преодолеть ограничения кремния и разрабатывать более компактные и более эффективные источники питания, оставляя при этом возможность для улучшения, поскольку GaN продолжает развиваться.
